RU2185710C2 - Method and acoustic transducer for electronic generation of directivity pattern for acoustic signals - Google Patents
Method and acoustic transducer for electronic generation of directivity pattern for acoustic signals Download PDFInfo
- Publication number
- RU2185710C2 RU2185710C2 RU2000106528/28A RU2000106528A RU2185710C2 RU 2185710 C2 RU2185710 C2 RU 2185710C2 RU 2000106528/28 A RU2000106528/28 A RU 2000106528/28A RU 2000106528 A RU2000106528 A RU 2000106528A RU 2185710 C2 RU2185710 C2 RU 2185710C2
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- signal
- output
- unit
- signals
- spectral
- Prior art date
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
- H04R25/00—Deaf-aid sets, i.e. electro-acoustic or electro-mechanical hearing aids; Electric tinnitus maskers providing an auditory perception
- H04R25/40—Arrangements for obtaining a desired directivity characteristic
- H04R25/407—Circuits for combining signals of a plurality of transducers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
- H04R3/00—Circuits for transducers, loudspeakers or microphones
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
- H04R25/00—Deaf-aid sets, i.e. electro-acoustic or electro-mechanical hearing aids; Electric tinnitus maskers providing an auditory perception
- H04R25/50—Customised settings for obtaining desired overall acoustical characteristics
- H04R25/505—Customised settings for obtaining desired overall acoustical characteristics using digital signal processing
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Health & Medical Sciences (AREA)
- General Health & Medical Sciences (AREA)
- Neurosurgery (AREA)
- Otolaryngology (AREA)
- Circuit For Audible Band Transducer (AREA)
- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
- Measurement Of Mechanical Vibrations Or Ultrasonic Waves (AREA)
- Investigating Or Analyzing Materials By The Use Of Ultrasonic Waves (AREA)
Abstract
Description
Настоящее изобретение в общем относится к так называемому методу "формирования луча" по акустическим сигналам. The present invention generally relates to the so-called "beamforming" method by acoustic signals.
Использование направленных акустоэлектрических преобразований и особенно таких микрофонов является одним из наиболее эффективных способов улучшения отношения сигнал/шум в аудиосистемах. Известен способ реализации направленных микрофонов с использованием матрицы микрофонных ячеек и временной задержки, а также наложения выходных сигналов таких ячеек, который называют методом "задержки и суммирования". The use of directional acoustoelectric transformations and especially such microphones is one of the most effective ways to improve the signal-to-noise ratio in audio systems. A known method for the implementation of directional microphones using a matrix of microphone cells and a time delay, as well as superimposing the output signals of such cells, which is called the method of "delay and summation".
Этот известный принцип с двумя всенаправленными микрофонными ячейками показан на фиг.1. Всенаправленные микрофоны 1 и 2 расположены друг от друга на расстоянии р. Выходной сигнал микрофонов, соответствующий сигналу A1, задерживается во времени на величину времени τ, при этом задержанный во времени сигнал, соответствующий А1, накладывается в блоке 3 наложения на незадержанный выходной сигнал А2 микрофона 2. На выходе блока 3 наложения формируется результирующий выходной сигнал Аr с усилением в зависимости от характеристики угла θ падения, как показано на фиг.2, для одной рассматриваемой частоты Таким образом, время τ задержки обычно выбирают равным отношению расстояния р и скорости звука с. Такое расположение приводит в итоге к кардиодной характеристике направленности первого порядка (фиг.2). Можно показать, что амплитуда результирующего сигнала Аr, пропорциональна синусу частоты сигнала и расстоянию р. Максимальное усиление в направлении 180o цели происходит на частоте fr=с/(4р). При расстоянии р, равном 12 нм, частота fr становится приблизительно равной 7 кГц.This known principle with two omnidirectional microphone cells is shown in FIG. Omni-
При расположении более одного устройства с двойной ячейкой (фиг.1) в шахматном порядке и наложении результирующих сигналов Аr от более чем одного устройства со сдвоенной ячейкой можно получить кардиодную характеристику направленности высокого порядка.With the location of more than one device with a double cell (Fig. 1) in a checkerboard pattern and superposition of the resulting signals A r from more than one device with a double cell, one can obtain a high-order cardiodic directivity characteristic.
На фиг. 3 показана известная схема устройства, при которой реализуются кардиодные характеристики направленности второго порядка (фиг.4). Таким образом, можно получить более узкий луч ("диаграмму направленности"). Чем выше порядок направленного микрофонного устройства, тем выше становится индекс направленности и усиления на частоте fr, и тем круче будет загиб для нижней и высокой частот и выше число нежелательных боковых лепестков. Что касается определения индекса направленности, то можно сослаться на речевую связь 20 (1996), 229-240, "Микрофонные матричные системы для громкоговорящей связи", Гарри У. Елко ("Microphone array systems for hands-free telecommunications" Garry W. Eiko).In FIG. 3 shows a known device diagram in which second-order cardioid directivity characteristics are realized (FIG. 4). Thus, a narrower beam ("radiation pattern") can be obtained. The higher the order of the directional microphone device, the higher the directivity and gain index at the frequency f r , and the steeper the bend for low and high frequencies and the higher the number of unwanted side lobes. Regarding the determination of the directivity index, you can refer to voice communication 20 (1996), 229-240, “Microphone array systems for hands-free telecommunications” Garry W. Eiko .
На фиг. 5 показана зависимость коэффициента усиления от частотной характеристики первой и второй кардиодных характеристик направленности для угла падения θ = 180°. Из него ясно видны высокочастотные и низкочастотные загибы.In FIG. 5 shows the dependence of the gain on the frequency response of the first and second cardioid directivity characteristics for the angle of incidence θ = 180 ° . High-frequency and low-frequency bends are clearly visible from it.
Такие методы формирования луча хорошо известны и реализованы с использованием обработки аналоговых сигналов, например, в патентах US-A-2237298, US-A-4544927, US-A-4703506, US-A-5506908, или с использованием цифровой обработки сигналов во временной или частотной области, например, в патентах ЕР-А-0381498 (временная область) или в патенте US-A-5581620 (частотная область). Such beamforming methods are well known and implemented using the processing of analog signals, for example, in patents US-A-2237298, US-A-4544927, US-A-4703506, US-A-5506908, or using digital signal processing in time or frequency domain, for example, in patents EP-A-0381498 (time domain) or in US-A-5581620 (frequency domain).
Методы формирования, реализованные с помощью любых из этих подходов, имеют следующие недостатки:
a) Результирующий сигнал затухает на низких частотах, что приводит к низкому отношению сигнал-шум.Formation methods implemented using any of these approaches have the following disadvantages:
a) The resulting signal attenuates at low frequencies, resulting in a low signal-to-noise ratio.
b) Индекс направленности очень чувствителен к согласованию отдельных микрофонных ячеек, особенно на низких частотах. b) The directivity index is very sensitive to the matching of individual microphone cells, especially at low frequencies.
c) Расстояние р между микрофонными ячейками должно быть большим (>12 мм) для диапазона звуковых частот. c) The distance p between the microphone cells should be large (> 12 mm) for the sound frequency range.
d) Диапазон частот с высоким коэффициентом усиления в направлении цели является слишком маленьким, как хорошо видно из фиг.5. d) The frequency range with a high gain in the direction of the target is too small, as can be clearly seen from FIG.
e) Направленность значительно зависит от числа микрофонных ячеек и таким образом от сложности всей установки. e) Directivity greatly depends on the number of microphone cells and thus on the complexity of the entire installation.
f) В результате высокой направленности за счет увеличения числа ячеек появляется больше нежелательных боковых лепестков. f) As a result of high directivity, more unwanted side lobes appear due to an increase in the number of cells.
Для устранения некоторых из этих недостатков предложено несколько методов. Several methods have been proposed to address some of these shortcomings.
В патенте WO 95/20305 (Е. Линдеманн (E.Lindemann)) предложена адаптивная система для уменьшения шума и использования в стереофоническом слуховом аппарате. Она обнаруживает мощность принятых сигналов для отделения желательных сигналов от нежелательных. WO 95/20305 (E. Lindemann) proposes an adaptive system for noise reduction and use in a stereo hearing aid. It detects the strength of the received signals to separate desired signals from unwanted ones.
Предложена решетка микрофонных ячеек с "широкой стороной", то есть направление на цель перпендикулярно оси, проходящей от одного микрофона к другому, в противоположность расположению "в линию", соответствующему, например, фиг.1 и принципам настоящего изобретения. A grid of microphone cells with a “wide side” is proposed, that is, a direction to the target perpendicular to an axis passing from one microphone to another, as opposed to being “in line”, corresponding, for example, to FIG. 1 and the principles of the present invention.
Раскрытое устройство является громоздким (>5 см), поэтому оно не пригодно для слухового аппарата, предназначенного для одного уха. The disclosed device is bulky (> 5 cm), so it is not suitable for a hearing aid designed for one ear.
Два равных лепестка диаграммы направленности вырабатываются в направлении цели и в противоположном направлении. Two equal lobes of the radiation pattern are generated in the direction of the target and in the opposite direction.
В таком слуховом аппарате между левой и правой слуховой системой должно быть предусмотрено подсоединение, что делает слуховой аппарат неудобным. Кроме того, как описано тем же самым автором в работе "Формирователь луча в нелинейной частотной области с двумя микрофонами для уменьшения шума в слуховом аппарате" 1995 ("Two microphone non-linear frequency domain beam former for hearing aid noise reduction" 1995, IEEE ASSP Workshop on applications of Signal Processing to Audio and Acoustics, October 15-18, Mohonk, New Paltz, New York), такое формирование луча ("диаграммы направленности") является эффективным только приблизительно до 2 кГц и приводит к искажениям необходимых сигналов. In such a hearing aid, a connection must be provided between the left and right hearing systems, which makes the hearing aid inconvenient. In addition, as described by the same author in Two Microphone Non-linear Frequency Domain Beam former for hearing aid noise reduction 1995, IEEE ASSP Workshop on applications of Signal Processing to Audio and Acoustics, October 15-18, Mohonk, New Paltz, New York), such beamforming ("radiation patterns") is effective only up to about 2 kHz and leads to distortion of the necessary signals.
В патенте US-A-4653102 предлагается использовать два направленных микрофона, нацеленных на цель, и третий микрофон, нацеленный в противоположном направлении. Сигнал третьего микрофона, предположительно содержащего только шум, используется для формирования характеристики двух основных микрофонов. Этот метод, очевидно, имеет недостаток внутри реверберирующих помещений, где необходимый сигнал отражается от стен, пола, потолка и мебели, и поэтому рассматривается как шум. Кроме того, этот метод является неудобным, так как требует использования по меньшей мере трех микрофонов. US-A-4,653,102 proposes the use of two directional microphones aimed at a target, and a third microphone aimed in the opposite direction. The signal of the third microphone, presumably containing only noise, is used to formulate the characteristics of the two main microphones. This method, obviously, has a disadvantage inside reverberating rooms where the necessary signal is reflected from walls, floors, ceilings and furniture, and therefore is considered as noise. In addition, this method is inconvenient, since it requires the use of at least three microphones.
Дополнительное внимание вызывают патенты US-A-5400409 и 5539859. Additional attention is given to patents US-A-5400409 and 5539859.
В качестве примера известных методов, формирующих диаграммы направленности в патенте US-5539859, предложен метод, в котором характеристика приема регистрируется на том направлении, откуда падает звуковая волна с самой высокой энергией на пару микрофонов, и рассматривается в звуковой среде. Принципиальным моментом является то, что весь звук, падающий с направлений, отличных от направлений звука с самой высокой энергией, рассматривается как шум, и его прием отменяется. As an example of known methods that generate radiation patterns in US Pat. No. 5,539,859, a method is proposed in which the reception characteristic is recorded in the direction from which the sound wave with the highest energy falls onto a pair of microphones and is considered in a sound medium. The fundamental point is that all sound falling from directions other than the directions of sound with the highest energy is considered as noise, and its reception is canceled.
Тем самым аналого-цифровое преобразование и последующее преобразование временной области в частотную выполняется над выходными сигналами двух микрофонов. Используя знание о фиксированном взаимном расстоянии между двумя микрофонами, от которого зависит разность фаз спектра падающего сигнала, можно определить взаимную фазировку и таким образом направление падения звуковых сигналов с самой высокой энергией, то есть, направление на источник звука с самой высокой энергией в пределах акустического окружения. Сигналы, приходящие с этого направления, усиливаются посредством фазового сдвига и суммирования, подобно методу автокорреляции, посредством чего сигналы, падающие под другими углами падения, подавляются как шум. Thus, the analog-to-digital conversion and the subsequent conversion of the time domain into the frequency domain is performed on the output signals of two microphones. Using the knowledge of a fixed mutual distance between two microphones, on which the phase difference of the spectrum of the incident signal depends, one can determine the mutual phasing and thus the direction of incidence of sound signals with the highest energy, that is, the direction to the sound source with the highest energy within the acoustic environment . Signals coming from this direction are amplified by phase shift and summation, similar to the autocorrelation method, whereby signals incident at other incidence angles are suppressed as noise.
Благодаря этому методу распределение энергии в звуковой среде улавливает избирательность приема, и невозможно свободно выбрать или предварительно выбрать максимальную характеристику приема, например, в направлении, откуда должен поступать избирательно звук, независимо от его относительной энергии. Одной областью, где такая избирательность, независимо от распределения энергии внутри звукового окружения будет иметь очевидное преимущество, является метод вспомогательного прослушивания. Thanks to this method, the distribution of energy in a sound environment captures the selectivity of reception, and it is not possible to freely select or pre-select the maximum response characteristic, for example, in the direction from which the sound should selectively come, regardless of its relative energy. One area where such selectivity, regardless of the distribution of energy within the sound environment will have an obvious advantage, is the auxiliary listening method.
Задача настоящего изобретения заключается в выполнении способа электронного формирования предварительно определенной характеристики усиления в зависимости от направления, с которого поступают акустические сигналы по меньшей мере в два пространственно разнесенных акустоэлектрических преобразователя и соответствующее устройство акустического датчика, с которым необходимо использовать только небольшое число микрофонов или микрофонных ячеек и которое таким образом является реализацией, являющейся маленьким компактным направленным преобразователем или микрофоном. Таким образом, предпочтительное устройство, согласно настоящему изобретению, представляет собой слуховой аппарат, и в особенности слуховой аппарат, предназначенный для одного уха. An object of the present invention is to perform a method of electronically generating a predetermined gain characteristic depending on the direction from which acoustic signals are supplied to at least two spatially separated acoustoelectric transducers and a corresponding acoustic sensor device with which only a small number of microphones or microphone cells are to be used, and which is thus an implementation, which is a small compact directional m transducer or microphone. Thus, a preferred device according to the present invention is a hearing aid, and in particular a hearing aid intended for one ear.
Другая задача заключается в выполнении такого способа и устройства с хорошей частотной характеристикой в диапазоне звуковых частот, например в пределах 0,1-10 кГц. Another task is to perform such a method and device with a good frequency response in the range of sound frequencies, for example in the range of 0.1-10 kHz.
Другая задача настоящего изобретения заключается в выполнении такого способа и устройства, который позволяет получить реализацию с высоким отношением сигнал/шум без нежелательных боковых лепестков и с легко изменяемой формой диаграммы направленности, например для акустического увеличения. Another objective of the present invention is to implement such a method and device that allows to obtain an implementation with a high signal to noise ratio without undesirable side lobes and with an easily changeable radiation pattern, for example, for acoustic magnification.
Эти и другие задачи реализуются с помощью способа изобретения, который содержит этапы: периодически определяют из сигналов, зависящих от акустических сигналов, соответствующий взаимный сигнал задержки, соответствующий задержке при приеме по меньшей мере в двух преобразователях, подвергают сигнал, зависящий от выходного сигнала по меньшей мере двух преобразователей для фильтрации с помощью характеристики передачи фильтрации, и управляют характеристикой передачи фильтрации в зависимости от взаимного сигнала задержки, дополнительно используют сигнал, который зависит от выходного сигнала фильтрации, в качестве электрического сигнала приема. These and other tasks are implemented using the method of the invention, which includes the steps of: periodically determining from the signals depending on the acoustic signals, the corresponding mutual delay signal corresponding to the delay when receiving at least two transducers, they subject the signal depending on the output signal at least two converters for filtering using the filtering transmission characteristic, and controlling the filtering transmission characteristic depending on the mutual delay signal, further and polzujut signal which depends on the output signal filtering as electrical reception signal.
Для выполнения вышеупомянутых задач устройство акустического датчика изобретения содержит по меньшей мере два акустоэлектрических преобразователя, размещенных на предварительно определенном взаимном расстоянии в направлении цели, блок обнаружения временной задержки, который имеет по меньшей мере два входа и выход, причем его входы соответственно подсоединены в рабочем состоянии к выходам двух преобразователей, посредством чего блок обнаружения временной задержки вырабатывает выходной сигнал в зависимости от временной задержки акустических сигналов, падающих по меньшей мере на два пространственно разнесенных преобразователя, предпочтительно блок преобразования временной области в частотную область, вырабатывающий выходной сигнал из блока обнаружения временной задержки в частной области, блок взвешивания предварительно определенной характеристикой взвешивания и с входом и выходом, при этом вход подсоединяется в рабочем состоянии к выходу блока обнаружения временной задержки и принимает сигнал от указанного выхода блока обнаружения временной задержки в режиме частотной области с помощью блока фильтрации с управляемой характеристикой передачи, которая имеет по меньшей мере один вход, вход управления и выход, и после этого вход подсоединяется в рабочем состоянии по меньшей мере к одному из выходов по меньшей мере двух преобразователей, предпочтительно через по меньшей мере один преобразователь временной области в частотную область, при этом вход управления подсоединен в рабочем состоянии к выходу блока взвешивания, блок фильтрации, вырабатывающий выходной сигнал в зависимости от своего входного сигнала и его характеристика передачи, которой управляют с помощью сигнала (предпочтительно спектрального сигнала), который подается на управляющий вход блока фильтрации, причем это взвешивание (предпочтительно спектральное взвешивание) полученного в результате сигнала зависит от выходного сигнала блока обнаружения временной задержки и характеристики взвешивания блока взвешивания. To accomplish the above tasks, the acoustic sensor device of the invention comprises at least two acoustoelectric transducers located at a predetermined mutual distance in the direction of the target, a time delay detection unit that has at least two inputs and an output, and its inputs are respectively connected in working condition to the outputs of two converters, whereby the time delay detection unit generates an output signal depending on the time delay acoustic signals incident on at least two spatially separated transducers, preferably a time-domain to frequency-domain converting unit generating an output signal from a time-delay detection unit in a private area, a weighing unit with a predetermined weighing characteristic and with input and output, while the input is connected in working condition to the output of the time delay detection unit and receives a signal from the specified output of the time delay detection unit in having a frequency domain using a filtering unit with a controlled transmission characteristic that has at least one input, a control input and an output, and then the input is connected in working condition to at least one of the outputs of at least two converters, preferably through at least at least one converter of the time domain into the frequency domain, while the control input is connected in working condition to the output of the weighing unit, a filtering unit generating an output signal depending on its input one signal and its transmission characteristic, which is controlled by a signal (preferably a spectral signal) that is supplied to the control input of the filtering unit, and this weighting (preferably spectral weighting) of the resulting signal depends on the output signal of the time delay detection unit and the block weighing characteristic weighing.
Краткое описание чертежей
Другие задачи, преимущества и специфические варианты осуществления настоящего изобретения иллюстрируется ссылкой на сопроводительные чертежи, на которых:
фиг. 1 изображает функциональную блок-схему размещения направленного микрофона с двумя ячейками, в соответствии с принципом, известным из уровня техники "задержки и суммирования";
фиг. 2 изображает кардиодную характеристику усиления первого порядка из известного уровня техники по фиг.1;
фиг. 3 изображает отличие схемы устройства, соответствующей методу "задержки и суммирования" для реализации характеристики второго порядка от схемы устройства, известной из предшествующего уровня техники по фиг.1;
фиг. 4 изображает кардиодную характеристику усиления второго порядка, которая реализована с помощью схемы устройства, известного из предшествующего уровня техники по фиг.3;
фиг.5 изображает харектеристику усиления устройства в зависимости от частоты, согласно фиг. 1 или 3, при угле падения для максимального усиления акустических сигналов;
фиг.6 изображает упрощенную функциональную блок-схему устройства в соответствии с изобретением, работающим согласно способу в соответствии с изобретением, и дополнительно показывает последовательность обработки сигналов;
фиг. 7 изображает в соответствии с фиг.6 первую предпочтительную форму реализации устройства в соответствии с изобретением, которое работает согласно способу в соответствии с изобретением;
фиг. 8 изображает дополнительную предпочтительную форму реализации блока обнаружения временной задержки устройства в соответствии с изобретением, которое работает в соответствии со способом изобретения по фиг.6;
фиг.9 изображает график в полярных координатах сигналов в соответствии с вариантом осуществления по фиг.8 для объяснения работы блока сравнения, который предусмотрен в варианте осуществления по фиг.8;
фиг. 10 изображает диаграмму результатов сравнения в зависимости от угла падения акустического сигнала, согласно варианту осуществления по фиг.8;
фиг.11 изображает предпочтительную форму реализации сигнала, полученного в результате наложения, которая зависит от угла падения акустического сигнала в варианте осуществления по фиг.8;
фиг. 12 изображает в представлении, соответствующем фиг.10, диаграмму результатов сравнения, которые реализованы согласно предпочтительному варианту осуществления и являются итоговой зависимостью по фиг.11;
фиг.13 изображает схематически в полярных координатах зависимость сигналов, полученных в результате наложения, от угла падения акустических сигналов и от частоты, которая реализуется согласно варианту осуществления по фиг.8;
фиг. 14 изображает предпочтительную форму реализации варианта осуществления по (фиг.8) с дополнительным подавлением частотной зависимости, которая показана на фиг.13;
фиг. 15 изображает в представлении, соответствующем фиг.13, зависимость нормированного сигнала, полученного в результате наложения, согласно варианту осуществления (фиг.14) от функции частоты первой предпочтительной нормализации;
фиг.16 изображает представление, соответствующее фиг.15, реализованное с помощью функции частоты второй предпочтительной нормализации, согласно варианту осуществления по фиг.14;
фиг. 17 изображает первую (сплошная линия) и вторую (пунктирная линия) форму предпочтительной реализации амплитудной характеристики фильтра согласно варианту осуществления (фиг.6 или 7);
фиг. 18а изображает влияние амплитудной характеристики фильтра в зависимости от амплитудной характеристики передачи, согласно фиг.17 (сплошная линия), на выходной сигнал блока обнаружения задержки, который выполнен согласно варианту осуществления (фиг.6 или 7);
фиг.18b изображает выходной сигнал блока обнаружения временной задержки, который проходит через амплитудный фильтр с переходной характеристикой, соответствующей фиг. 17 (сплошная линия) и реализованный, согласно варианту осуществления (фиг.6 или 7);
фиг. 19 изображает спектр акустического сигнала, который преобразовывают в электрический и вводят в фильтр с управляемой частотой, который осуществляется с помощью настоящего изобретения (фиг.6);
фиг. 20 изображает принятый электрический сигнал, который реализуется с помощью характеристики амплитудного фильтра, в соответствии с фиг. 17 (сплошная линия), и сигнала приема, который представлен на фиг.19 в варианте осуществления изобретения по фиг.6;
фиг. 21 изображает результирующую зависимость усиления от угла падения акустического сигнала, который реализуется посредством характеристики амплитудного фильтра по фиг.17 (сплошная и пунктирная линии);
фиг. 22 изображает коэффициент усиления в зависимости от характеристики угла падения, как представлено в вариантах осуществления по фиг.6 или фиг.8, 14 изобретения, осуществляя использование характеристики амплитудного фильтра с характером изменения спектральной амплитудной передачи от максимум до минимума;
фиг. 23 изображает упрощенную сигнальную/функциональную блок-схему дополнительного предпочтительного варианта осуществления изобретения;
фиг.24 изображает функциональную схему с прохождением сигнала для работы в дополнительном режиме реализации блока обнаружения временной задержки (фиг.6) и
фиг.25 изображает функциональную схему с прохождением сигнала для работы в дополнительном режиме реализации блока обнаружения временной задержки, согласно методу (фиг.8 или фиг.14).Brief Description of the Drawings
Other objectives, advantages and specific embodiments of the present invention is illustrated by reference to the accompanying drawings, in which:
FIG. 1 depicts a functional block diagram of a two-cell directional microphone in accordance with a principle known in the art of “delay and sum”;
FIG. 2 shows a first-order cardioid gain characteristic of the prior art of FIG. 1;
FIG. 3 shows the difference between a device circuit corresponding to the “delay and sum” method for realizing a second-order characteristic from a device circuit known from the prior art in FIG. 1;
FIG. 4 depicts a second-order cardioid gain characteristic that is implemented using a circuit of a device known in the art of FIG. 3;
5 depicts a gain characteristic of a device as a function of frequency, according to FIG. 1 or 3, at an angle of incidence for maximum amplification of acoustic signals;
6 depicts a simplified functional block diagram of a device in accordance with the invention, operating according to the method in accordance with the invention, and further shows a signal processing sequence;
FIG. 7 shows, in accordance with FIG. 6, a first preferred embodiment of a device in accordance with the invention, which operates according to the method in accordance with the invention;
FIG. 8 depicts an additional preferred embodiment of a time delay detection unit of a device in accordance with the invention that operates in accordance with the method of the invention of FIG. 6;
Fig.9 depicts a graph in polar coordinates of the signals in accordance with the embodiment of Fig.8 to explain the operation of the comparison unit, which is provided in the embodiment of Fig.8;
FIG. 10 is a graph of comparison results versus angle of incidence of an acoustic signal according to the embodiment of FIG. 8;
11 depicts a preferred form of implementation of the signal obtained by overlay, which depends on the angle of incidence of the acoustic signal in the embodiment of FIG.
FIG. 12 depicts in a view corresponding to FIG. 10 a diagram of the comparison results that are realized according to the preferred embodiment and are the final dependence of FIG. 11;
Fig.13 schematically depicts in polar coordinates the dependence of the signals obtained as a result of the superposition on the angle of incidence of the acoustic signals and on the frequency that is realized according to the embodiment of Fig.8;
FIG. 14 depicts a preferred embodiment of the embodiment of FIG. 8 with further suppression of the frequency dependence, which is shown in FIG. 13;
FIG. 15 shows in a view corresponding to FIG. 13 the dependence of the normalized signal obtained as a result of the overlay according to the embodiment (FIG. 14) as a function of the frequency function of the first preferred normalization;
Fig.16 depicts a view corresponding to Fig.15, implemented using the frequency function of the second preferred normalization, according to the embodiment of Fig.14;
FIG. 17 depicts a first (solid line) and a second (dashed line) form of a preferred implementation of the amplitude characteristic of a filter according to an embodiment (FIG. 6 or 7);
FIG. 18a shows the effect of the amplitude characteristic of the filter depending on the amplitude characteristic of the transmission, according to FIG. 17 (solid line), on the output of the delay detection unit, which is made according to the embodiment (FIG. 6 or 7);
Fig. 18b depicts the output signal of the time delay detection unit, which passes through an amplitude filter with a transition characteristic corresponding to Fig. 17 (solid line) and implemented according to an embodiment (FIG. 6 or 7);
FIG. 19 depicts a spectrum of an acoustic signal that is converted into an electric signal and introduced into a filter with a controlled frequency, which is carried out using the present invention (FIG. 6);
FIG. 20 depicts a received electrical signal, which is realized by means of an amplitude filter characteristic, in accordance with FIG. 17 (solid line), and a reception signal, which is shown in FIG. 19 in the embodiment of FIG. 6;
FIG. 21 depicts the resulting dependence of the gain on the angle of incidence of the acoustic signal, which is realized by the characteristic of the amplitude filter of FIG. 17 (solid and dashed lines);
FIG. 22 depicts the gain depending on the characteristic of the angle of incidence, as presented in the embodiments of FIGS. 6 or 8, 14 of the invention, using the characteristics of the amplitude filter with the nature of the change in spectral amplitude transmission from maximum to minimum;
FIG. 23 is a simplified signal / functional block diagram of a further preferred embodiment of the invention;
Fig.24 depicts a functional diagram with the passage of the signal to work in an additional mode of implementation of the detection unit time delay (Fig.6) and
Fig.25 depicts a functional diagram with the passage of the signal to work in an additional implementation mode of the detection unit time delay, according to the method (Fig.8 or Fig.14).
Подробное описание предпочтительного варианта осуществления
На фиг. 6 показаны в виде функциональной блок-схемы совместно с принципиальными схемами обработки сигнала способ и устройство в соответствии с изобретением.Detailed Description of a Preferred Embodiment
In FIG. 6 are shown in the form of a functional block diagram together with the signal processing circuit diagrams of the method and apparatus in accordance with the invention.
По меньшей мере два акустоэлектрических преобразователя 1 и 2, в частности, микрофоны или микрофонные ячейки, находятся на предварительно определенном расстоянии р друг от друга по оси а. Акустические сигналы IN принимают с помощью преобразователей 1 и 2, так как они падают с различных пространственных направлений θ. Акустические сигналы IN имеют спектр частот, который изменяется во времени. Выходные сигналы преобразователя 1, S1(t, ω) и преобразователя 2, S2(t, ω) формируются в виде электрических сигналов на выходе преобразователей 1 и 2. Благодаря взаимному расстоянию р двух передатчиков 1 и 2, которое предпочтительно меньше 5 см, предпочтительно в пределах 0,5 и 1,5 см, в особенности для датчика в соответствии с изобретением, который является слуховым аппаратом для одного уха, и как показано с помощью двух соответствующих указательных схем, расположенных ниже функциональной блок-схемы (фиг.6), акустические сигналы IN падают на преобразователи 1 и 2 с задержкой dt во времени, которую можно выразить с помощью разности фаз Δφω на каждой специальной частоте ω в виде
Δφω = ω•dtω, где (1)
dtω = p/c cosθω. (2)
Если источник акустического сигнала IN является точечным источником, то задержка dtω во времени становится равной для всех спектральных компонент на частоте ω. Выходные сигналы S1 и S2 преобразователей 1 и 2 подсоединяются в рабочем состоянии к соответствующим входам блока 10 обнаружения временной задержки, который вырабатывает выходной сигнал А10, соответствующий спектральному распределению задержек dtω во времени, которые являются, как было объяснено выше, функцией от угла падения θ, под которым соответствующие частотные компоненты падают на преобразователи 1 и 2 и таким образом фактически под углом θω. На фиг.6 исключительно в качестве примера также показан возможный спектр выходного сигнала А10. Этот спектр изменяется во времени в соответствии с изменением времени падающего акустического сигнала IN. Выходной сигнал А10 блока 10 обнаружения временной задержки вводится в блок 12 взвешивания. Так как спектр dtω с соответствующими спектральными амплитудами А10 вводится в блок 12 взвешивания с предварительно выбранной переходной характеристикой W взвешивания, то в определенный момент времени в виде выходного сигнала А12 это приводит к спектральному сигналу W(ω), который также показан на фиг.6. А12 получают из соответствующего взвешивания спектральных амплитуд А10 в соответствии с характеристикой W. Как показывает А10 в соответствии с dtω, с какого направления θω падает каждая частотная компонента акустического сигнала IN, то ее специфическое взвешивание посредством функции W является нулевым по сравнению с предварительно определенным, в каком из направлений θω падения будет усиливаться или ослабляться этот сигнал. Таким образом, блок 12 взвешивания определяет со своей характеристикой W вид диаграммы направленности ("форму луча").At least two
Δφ ω = ω • dt ω , where (1)
dt ω = p / c cosθ ω . (2)
If the source of the acoustic signal IN is a point source, then the time delay dt ω becomes equal for all spectral components at the frequency ω. The output signals S 1 and S 2 of the converters 1 and 2 are connected in working condition to the corresponding inputs of the time
Выходной сигнал А12 поступает в блок 14 фильтрации с управляемой переходной характеристикой фильтрации. В нем каждая спектральная линия спектра, которая зависит от времени, выходного сигнала S1(t, ω) усиливается или ослабляется в соответствии с управляющим спектром Wω•A10ω. Таким образом, блок 14 является блоком фильтрации для входного сигнала S1, при котором изменяется переходная характеристика, которая управляется с помощью А12. В зависимости от вида блока 14 фильтра блок 12 взвешивания в общем случае производит вычисление регулировки характеристики фильтра, которые определяют коэффициенты в зависимости от А10.The output signal A 12 enters the
Таким образом, вдоль каналов 10 и 12 определяют с помощью передаточных функций W взвешивания, на какие пространственные направления θ будут производиться "нацеливания". В блоке 14 фильтрации эта информация о формировании луча подается в электрический аналог S1 акустического сигнала IN, таким образом получая выходной сигнал Sr(t, ω), который представляет сформированный принятый сигнал.Thus, along the
С помощью регулировки передаточной функции W взвешивания за счет подачи сигнала Cw управления на вход C12 управления можно регулировать форму луча и, таким образом реализовать акустическое увеличение.By adjusting the transfer function W of the weighing by supplying a control signal C w to the control input C 12 , it is possible to adjust the beam shape and thus realize acoustic magnification.
Как показано пунктирной линией, полезной может быть управляемая фильтрация, выполняемая в блоке 14, для двух выходных сигналов преобразователя. As shown by the dashed line, the controlled filtering performed in
На фиг. 7 показана первая предпочтительная форма реализации принципа изобретения (фиг. 6). Выходные сигналы S1 и S2 преобразуются первыми из аналоговой в цифровую форму в соответствующих аналого-цифровых преобразователях 16 и 17. Цифровые выходные сигналы соответствующих преобразователей 16 и 17 вводятся в соответствующие комплексные преобразователи 18 и 19 временной области в частотную область.In FIG. 7 shows a first preferred embodiment of the principle of the invention (FIG. 6). The output signals S 1 and S 2 are converted first from analog to digital in the corresponding analog-to-
Выходные спектры S1(t, ω) и S2(t, ω) преобразователей 18, 19 вводятся в блок 10' обнаружения спектральной временной задержки. Блок 10' вычисляет в соответствии с формулой (1) спектр разности фаз Δφω, разделенный на соответствующую частоту ω,, что приводит в результате к спектру А10' выходного сигнала в соответствии с временной задержкой dtω, как было объяснено со ссылкой на фиг.6. Выходной сигнал (А10') блока 10' обнаружения временной задержки дополнительно обрабатывается, как было объяснено со ссылкой на фиг.6, с помощью блока 12 фильтрации со взвешиванием и блока 14 с управляемой фильтрацией. В таблице приведены примеры того, как работает блок 10'. Из спектрально-фазового распределения φ1n сигнала S1 и φ2n сигнала S2 вычисляют временную задержку dtω для каждой спектральной линии в пределах интересующего спектрального диапазона (см.таблицу в конце описания).The output spectra S 1 (t, ω) and S 2 (t, ω) of the
Для того чтобы извлечь информацию о фазе φ из двух сигналов S1 и S2 блоков 18 и 19 преобразования временной области в частотную область, выполняют комплексную (действительную и мнимую) операцию.In order to extract phase information φ from two signals S 1 and S 2 of blocks 18 and 19 converting the time domain into the frequency domain, a complex (real and imaginary) operation is performed.
Вторая предпочтительная форма реализации настоящего изобретения и особенно та, которая относится к реализации блока 10 обнаружения временной задержки, будет объяснена с помощью фиг.8 и 9. A second preferred embodiment of the present invention, and especially one that relates to the implementation of the time
Выходной сигнал одного из преобразователей, например преобразователя 1, S1(t, ω), подается в блок 20 временной задержки, в котором в первой форме этой реализации сигнал S1 задерживается во времени с помощью предварительно определенной, не зависящей от частоты временной задержки τ.
Таким образом, возвращаясь снова к фиг.1, сигнал S1 соответствует сигналу А1. Выходной сигнал блока 20 временной задержки таким образом соответствует сигналу А1 ' (фиг.1).The output signal of one of the converters, for example,
Thus, returning again to FIG. 1, signal S 1 corresponds to signal A 1 . The output signal of the
Сигнал временной задержки, соответствующий А1', накладывается на выходной сигнал S2(t, ω), который поступает из преобразователя 2 в блок 23 наложения, который соответствует блоку 3 (фиг.1), таким образом получая в результате выходной сигнал, соответствующий Ar(t, ω) (фиг.1). Как показано выше и как было объяснено со ссылкой на фиг.1, выходной сигнал Ar(t, ω) зависит от направления θ падения акустического сигнала, соответствующего лучу кардиоды первого порядка (фиг.2), функция кардиоды которого никогда не изменяется от частоты ω. Выходной сигнал Аr блока 23 наложения и, например, выходной сигнал S2(t, ω), который поступает из преобразователя 2, вводится в блок 25 выработки отношения, который является блоком сравнения.The time delay signal corresponding to A 1 ′ is superimposed on the output signal S 2 (t, ω), which is supplied from the
Для понимания функционирования блока 25 для выработки отношения приводится ссылка на фиг.9. На фиг.9 показана характеристика ослабления кардиоды выходного сигнала Аr на специфической спектральной частоте ω1. Под специфически рассматриваемым углом θo падения выходной сигнал Аr блока 23 наложения представляет собой Aro(ω1) со значением амплитуды (показаны на фиг.9). Одновременно при этой рассматриваемой частоте ω1 и этим рассматриваемым углом θo падения амплитуда сигнала S2 равна A2o(ω1), которая также показана на фиг. 9. Следует подчеркнуть, что так как амплитуда А2о изменяется, то и пропорционально изменяется амплитуда Аro. Таким образом, отношение Аro к A2o (фиг. 9) показывает угол θo падения. В блоке 25 деления (фиг.8) для каждой амплитуды спектральной составляющей формируется отношение Аr к Аro, откуда получают спектр сигнала на выходе блока 25 деления со спектром отношения. Таким образом, спектр А10 (фиг.6) становится спектром отношения амплитуд, который тем не менее показывает угол θ падения, при котором каждая частотная составляющая спектра акустического сигнала падает по отношению к оси двух преобразователей (см. фиг.6). На фиг.8 блок, обозначенный пунктирной линией, показывает блок 10 обнаружения задержки (фиг.6). Дополнительная обработка сигнала выполняется, как было объяснено выше, посредством фиг.6, то есть через блок 12 взвешивания и блок 14 управляемой фильтрации.To understand the functioning of
В этом варианте осуществления можно выполнить преобразование временной области в частотную область на выходной стороне блока 12 сравнения. In this embodiment, it is possible to perform the conversion of the time domain to the frequency domain on the output side of the
Таким образом, выходной сигнал отношения блока 25 представляет собой измерение временной задержки dtω и вводится в блок 12 взвешивания.Thus, the output signal of the ratio of
На фиг. 10 показан график отношения Аr к А0 как функция от θ при специфической частоте ω1.
Это отношение амплитуд показано для τ в блоке 20 (фиг.8), которое выбирается равным
τ = p/c,
где р - расстояние между передатчиками 1 и 2 и с - скорость звука.In FIG. 10 shows a graph of the ratio of A r to A 0 as a function of θ at a specific frequency ω 1 .
This ratio of amplitudes is shown for τ in block 20 (Fig. 8), which is chosen equal to
τ = p / c,
where p is the distance between
При выборе τ, равным р/с, и как видно из функции луча кардиоды (фиг.2), ослабление сигнала или затухание для θ, равным приблизительно 0o, становится очень высоким.When choosing τ equal to p / s, and as can be seen from the cardiodes beam function (FIG. 2), the signal attenuation or attenuation for θ equal to approximately 0 o becomes very high.
Таким образом, в этой области угла θ падения любой выбор шума в А2 согласно S2 (фиг.8) будет искажать результат сравнения, полученный в блоке 25. Эту проблему можно устранить с помощью выбора задержки τ, которая отличается и предпочтительно больше, чем р/с.Thus, in this region of the angle θ of incidence, any choice of noise in A 2 according to S 2 (Fig. 8) will distort the comparison result obtained in
На фиг. 11 показан график результирующей кардиоды для τ =1,2 р/с, тогда как фиг. 12 показывает аналогично фиг.10 график амплитуды Аr, поделенной на амплитуду А2.In FIG. 11 shows a graph of the resulting cardiodes for τ = 1.2 p / s, while FIG. 12 shows, similarly to FIG. 10, a graph of amplitude A r divided by amplitude A 2 .
Кроме того, следует отметить, что функция кардиоды, которая показана на фиг.2, 9 и 11, является действительной только для одной рассматриваемой специфической частоты. Действительно, рассматривая различные частоты, кардиода изменяется так, как показано на фиг.13, на котором амплитуда А выходного сигнала блока 23 наложения (фиг.8) показана для р=12 мм, задержка τ =42 мс и для частот 0,5, 1, 2, 4 и 7,2 кГц. Из этого графика в полярных координатах хорошо видна функциональная зависимость частоты от усиления кардиоды. Хотя такой зависимостью можно пренебречь в первом приближении, в предпочтительной форме реализации способа изобретения необходимо, как показано на фиг.8, учитывать такую зависимость. Таким образом, предпочтительная форма реализации метода (фиг.8) показана на фиг.14. В этом случае те же самые позиции используются как и на фиг.7 и 8. Выходные сигналы преобразователей 1 и 2 преобразовываются в цифровую форму с помощью соответствующих аналого-цифровых преобразователей 16, 17, и результирующий цифровой сигнал преобразователя 1 зедерживается во времени на временную задержку τ, которая намного больше отношения р/с. Выходной сигнал S2 преобразователя 2 дополнительно преобразовывается в частотную область с помощью блока 18' преобразования линейного (некомплексного) времени в частотную область, тогда как выходной сигнал Аr блока 23 наложения преобразовывается в частотную область в блоке 19' преобразования линейного времени в частотную область. Частотная зависимость на графике в полярных координатах (фиг. 13) учитывается с помощью блока 30 нормализатора, который в действительности является фильтром. В первом варианте осуществления переходная характеристика фильтра выбирается пропорциональной 1/ω. Это приводит к частотной зависимости графика в полярных координатах, как показано на фиг.15, для тех же самых значений расстояния и частоты, как показано на фиг.13.In addition, it should be noted that the cardio function, which is shown in FIGS. 2, 9 and 11, is valid for only one specific frequency in question. Indeed, considering the different frequencies, the cardiode changes as shown in Fig. 13, in which the amplitude A of the output signal of the overlay unit 23 (Fig. 8) is shown for p = 12 mm, delay τ = 42 ms, and for frequencies 0.5, 1, 2, 4 and 7.2 kHz. From this graph in polar coordinates, the functional dependence of the frequency on the gain of the cardiodes is clearly visible. Although this dependence can be neglected to a first approximation, in a preferred form of implementing the method of the invention it is necessary, as shown in Fig. 8, to take into account such a dependence. Thus, a preferred embodiment of the method (Fig. 8) is shown in Fig. 14. In this case, the same positions are used as in Figs. 7 and 8. The output signals of the
Видно, что хорошее согласование достигается для маленьких углов θ и частот вплоть до приблизительно 4 кГц. При частоте 4 кГц девиация (отклонение) составляет приблизительно 10% при θ = 0°.
Кроме того, даже улучшенная функция нормализации или характеристика фильтрации в блоке 30 (фиг.14) достигается в случае, когда характеристика фильтра выбирается в виде функции 1/sin(ω). Результат показан на фиг.16. Характеристики достаточно хорошо согласуются при частотах 0,5-4 кГц. Другим преимуществом этого метода нормализации является улучшенная чувствительность в обратном направлении. Эту улучшенную чувствительность можно использовать для формирования адаптированного луча, то есть для избирательного подавления источников шума с задней стороны.It can be seen that good agreement is achieved for small angles θ and frequencies up to about 4 kHz. At a frequency of 4 kHz, the deviation (deviation) is approximately 10% at θ = 0 ° .
In addition, even an improved normalization function or filtering characteristic in block 30 (Fig. 14) is achieved when the filter characteristic is selected as a
Для специалистов очевидно, что такую нормализацию можно выполнить также при траектории сигнала 1-23 и/или 2-23. For specialists, it is obvious that such normalization can also be performed with a signal path of 1-23 and / or 2-23.
В этом варианте осуществления (фиг.14) крайне предпочтительно, чтобы использовались только одномерные комплексные преобразователи 18',19' временной области в частотную область и некомплексные преобразователи, как и в варианте осуществления (фиг.7). In this embodiment (FIG. 14), it is highly preferred that only one-dimensional complex
На фиг. 24 показано в виде блок-схемы, что сигнал A10(dtω) можно также выработать в качестве выходного сигнала блока 60 сравнения, в которой, с одной стороны, подается выходной сигнал из всенаправленного преобразователя 61, который имеет одинаковые коэффициенты усиления своей акустоэлектрической приемной характеристики по существу независимо от угла θ падения, и выходной сигнал из направленного преобразователя 62 с выбранной и сформированной диаграммой направленности приемной характеристикой. Согласно фиг.25, временную задержку τ можно выполнить непосредственно с помощью одного из преобразователей.In FIG. 24 shows in block diagram form that the signal A 10 (dt ω ) can also be generated as an output signal of a
Тем самым в варианте осуществления (фиг.25), так же как и фиг.8, τ можно выбрать равным нулю. Thus, in the embodiment (FIG. 25), as in FIG. 8, τ can be selected equal to zero.
С помощью фиг. 23 объясняется дополнительный предпочтительный вариант осуществления, особенно реализующий блок 10 обнаружения временной задержки (фиг. 6). Выходные сигналы преобразователей 1 и 2 первыми преобразуются с помощью соответствующих аналого-цифровых преобразователей 16 и 17 и затем с помощью соответствующих преобразователей 18, 19 временной области окончательно в частотную область. Один сигнал в качестве примера S2 преобразованных выходных сигналов преобразователей, которые после преобразования временной области в частотную область можно представить в виде спектра точек S2ω, преобразовывается в свои комплексно-сопряженные точки в блоке 50 преобразования. На выходе этого блока 50 вырабатываются комплексно-сопряженные точки S
Таким образом, мнимая часть указателя S3ω от S3 становится равной.Using FIG. 23, a further preferred embodiment is explained, especially implementing the time delay detection unit 10 (FIG. 6). The output signals of the
Thus, the imaginary part of the pointer S 3ω from S 3 becomes equal.
Ιμ (Σ3ω) = |S3ω|sin (Δφω| (3)
Δφω = ω•(p/c)•cos(θ) (4)
В соответствии с фиг.23, блок 53 преобразования формирует мнимую часть указателей S3ω, и дополнительно блок 54 формирует амплитуды |S3ω| этих указателей.Ιμ (Σ 3ω ) = | S 3ω | sin (Δφ ω | (3)
Δφ ω = ω • (p / c) • cos (θ) (4)
In accordance with Fig. 23, the
Для малых значений Δφω синус в (3) можно аппроксимировать непосредственно с помощью Δφω, так что в результате из (3) получают
Im(S3ω) = |S3ω•S
Таким образом и так как выполнено с помощью блока 55, деление мнимых частей Im (S3ω) указателей S3ω спектра S3 с помощью соответствующих значений скалярного произведения, соответствующего |S2ω|, приводит в результате к выходному сигналу, который соответствует Δφω. Как уже объяснено с помощью фиг. 7, Δφω дополнительно делят в блоке 56 на соответствующую частоту ω указателя. Полученный в результате сигнал равен А10 (фиг.6) или А10' (фиг. 7).For small values of Δφ ω, the sine in (3) can be approximated directly using Δφ ω , so that as a result, from (3) we obtain
Im (S 3ω ) = | S 3ω • S
Thus, and since it is performed using block 55, dividing the imaginary parts Im (S 3ω ) of the pointers S 3ω of the spectrum S 3 using the corresponding values of the scalar product corresponding to | S 2ω | results in an output signal that corresponds to Δφ ω . As already explained with reference to FIG. 7, Δφ ω is further divided in
Все блоки 50, 52, 53, 54, 55 и 56 предпочтительно реализованы в одном блоке вычислителя. All blocks 50, 52, 53, 54, 55 and 56 are preferably implemented in one block of the calculator.
Вернемся обратно к обобщенной блок-схеме фиг.6, описывающей различные возможности реализации блока 10 детектора задержки. Let us return to the generalized block diagram of FIG. 6, describing various implementation possibilities of the
Посредством фиг. 17-22 дополнительно объяснено на специфическом примере эффект блока 12 амплитудной фильтрации и блока 14 управляемой фильтрации. By means of FIG. 17-22, the effect of the
На фиг.17 показаны примеры двух характеристик сигналов взвешивания блока 12. Согласно характеристики I, каждая dtω амплитуда спектральной линии сигнала А10 (см. фиг.6) ослабляется до нуля, если такая амплитуда приходится ниже или выше предварительно определенных значений dtmin,ω, dtmas,ω и устанавливается равной "единица", если такая амплитуда спектральной составляющей находится в пределах этих двух значений.17 shows examples of two characteristics of the weighing signals of
Такой выбор функции W взвешивания приводит в результате к спектру A12 выходного сигнала, как показано на фиг.18а и 18b.Such a selection of the weighting function W results in a spectrum A 12 of the output signal, as shown in FIGS. 18a and 18b.
Фиг.18а и 18b понятны специалистам без дополнительного объяснения. Figa and 18b understandable to specialists without further explanation.
Фиг.19 показывает пример спектра сигнала S1. В блоке 14 управляемой фильтрации все спектральные линии S1(фиг.b) усиливаются на значение 1, соответствующее A12, или обнуляются соответственно до нулевого значения A12. В результате это приводит к спектру Sr (фиг.20) в качестве спектра выходного сигнала блока 14 управляемой фильтрации (фиг.6). Если функция I взвешивания (фиг.17) используется в методе, согласно фиг.7, то форма луча, который показан на фиг.21, выглядит в виде выделенных линий. Если используется амплитудная характеристика, как показано II на фиг.17, это приводит в результате к характеристике, которая показана на фиг.21 пунктирной линией.Fig. 19 shows an example of a spectrum of a signal S 1 . In the controlled
На фиг. 22 показан результирующий луч, если по аналогии по фиг.17 и с точки зрения фиг.8 и 9, все значения отношений, которые превышают (А1/А2)mах, отбрасываются. Это реализовано с помощью амплитудной характеристики фильтра, которая также показана на фиг.22.In FIG. 22 shows the resulting beam, if, by analogy with FIG. 17 and from the point of view of FIGS. 8 and 9, all values of ratios that exceed (A 1 / A 2 ) max are discarded. This is implemented using the amplitude response of the filter, which is also shown in FIG.
На фиг.22 отношение А1/А2 обозначено r(ω).
Специалистам ясно, что только примеры изобретения были описаны с помощью чертежей. Например, можно использовать более двух преобразователей или микрофонов, расположенных линейно, на плоскости или в виде пространственной матрицы. Кроме того, вместо всенаправленных микрофонов можно использовать однонаправленные. Формирование луча в соответствии с изобретением можно также выполнить с помощью комбинаций функций из двух или более микрофонов. Специалистам будет также ясно, что можно реализовать детектор с задержкой многими другими способами. Кроме того, нормализацию, которая была объяснена с помощью блока 30 нормализатора (фиг.14), можно легко сделать при осуществлении преобразования временной области в частотную область только после аналого-цифровых преобразователей 16 и 17 и выполнения частотных специфических матриц или таблиц временных задержек τω.о22, the ratio A 1 / A 2 is designated r (ω).
Those skilled in the art will appreciate that only examples of the invention have been described using the drawings. For example, you can use more than two transducers or microphones located linearly, on a plane or in the form of a spatial matrix. In addition, unidirectional microphones can be used instead of omnidirectional. The beam forming in accordance with the invention can also be performed using combinations of functions from two or more microphones. It will also be clear to those skilled in the art that a delayed detector can be implemented in many other ways. In addition, the normalization, which was explained using the normalizer block 30 (Fig. 14), can be easily done by converting the time domain to the frequency domain only after analog-to-
Claims (30)
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
EP97114413A EP0820210A3 (en) | 1997-08-20 | 1997-08-20 | A method for elctronically beam forming acoustical signals and acoustical sensorapparatus |
EP97114413.4 | 1997-08-20 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU2000106528A RU2000106528A (en) | 2002-02-10 |
RU2185710C2 true RU2185710C2 (en) | 2002-07-20 |
Family
ID=8227250
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
RU2000106528/28A RU2185710C2 (en) | 1997-08-20 | 1998-06-08 | Method and acoustic transducer for electronic generation of directivity pattern for acoustic signals |
Country Status (14)
Country | Link |
---|---|
EP (2) | EP0820210A3 (en) |
JP (1) | JP2001516196A (en) |
KR (1) | KR20010023076A (en) |
CN (1) | CN1267445A (en) |
AT (1) | ATE213581T1 (en) |
AU (1) | AU746584B2 (en) |
CA (1) | CA2301216C (en) |
DE (1) | DE69803933T2 (en) |
DK (1) | DK1005783T3 (en) |
IL (1) | IL134435A (en) |
NZ (1) | NZ502883A (en) |
RU (1) | RU2185710C2 (en) |
TR (1) | TR200000457T2 (en) |
WO (1) | WO1999009786A1 (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2550300C2 (en) * | 2009-07-24 | 2015-05-10 | Конинклейке Филипс Электроникс Н.В. | Audio signal beam forming |
RU2667724C2 (en) * | 2012-12-17 | 2018-09-24 | Конинклейке Филипс Н.В. | Sleep apnea diagnostic system and method for forming information with use of nonintrusive analysis of audio signals |
Families Citing this family (52)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CH693759A5 (en) * | 1999-01-06 | 2004-01-15 | Martin Kompis | Apparatus and method for suppression of St oergeraeuschen. |
CA2341255C (en) * | 1999-02-05 | 2003-09-09 | Topholm & Westermann Aps | Hearing aid with beam forming properties |
EP1035752A1 (en) * | 1999-03-05 | 2000-09-13 | Phonak Ag | Method for shaping the spatial reception amplification characteristic of a converter arrangement and converter arrangement |
WO2000076268A2 (en) * | 1999-06-02 | 2000-12-14 | Siemens Audiologische Technik Gmbh | Hearing aid device, comprising a directional microphone system and a method for operating a hearing aid device |
CA2421291A1 (en) * | 2000-05-08 | 2001-11-15 | Microbridge Technologies Inc. | Gas flow sensor, speaker system and microphone |
WO2002003754A1 (en) * | 2000-07-03 | 2002-01-10 | Nanyang Technological University | Microphone array system |
US7274794B1 (en) | 2001-08-10 | 2007-09-25 | Sonic Innovations, Inc. | Sound processing system including forward filter that exhibits arbitrary directivity and gradient response in single wave sound environment |
US7369669B2 (en) † | 2002-05-15 | 2008-05-06 | Micro Ear Technology, Inc. | Diotic presentation of second-order gradient directional hearing aid signals |
US7286672B2 (en) | 2003-03-07 | 2007-10-23 | Phonak Ag | Binaural hearing device and method for controlling a hearing device system |
EP1326478B1 (en) | 2003-03-07 | 2014-11-05 | Phonak Ag | Method for producing control signals and binaural hearing device system |
US20040175008A1 (en) | 2003-03-07 | 2004-09-09 | Hans-Ueli Roeck | Method for producing control signals, method of controlling signal and a hearing device |
US8027495B2 (en) | 2003-03-07 | 2011-09-27 | Phonak Ag | Binaural hearing device and method for controlling a hearing device system |
DE10312065B4 (en) * | 2003-03-18 | 2005-10-13 | Technische Universität Berlin | Method and device for separating acoustic signals |
DE10313330B4 (en) | 2003-03-25 | 2005-04-14 | Siemens Audiologische Technik Gmbh | Method for suppressing at least one acoustic interference signal and apparatus for carrying out the method |
DE10331956C5 (en) | 2003-07-16 | 2010-11-18 | Siemens Audiologische Technik Gmbh | Hearing aid and method for operating a hearing aid with a microphone system, in which different Richtcharaktistiken are adjustable |
DE10334396B3 (en) * | 2003-07-28 | 2004-10-21 | Siemens Audiologische Technik Gmbh | Electrical hearing aid has individual microphones combined to provide 2 microphone units in turn combined to provide further microphone unit with same order directional characteristic |
US7212643B2 (en) | 2004-02-10 | 2007-05-01 | Phonak Ag | Real-ear zoom hearing device |
DK1443798T3 (en) * | 2004-02-10 | 2006-10-09 | Phonak Ag | Hearing aid with zoom function for the ear of an individual |
DE102004010867B3 (en) * | 2004-03-05 | 2005-08-18 | Siemens Audiologische Technik Gmbh | Matching phases of microphones of hearing aid directional microphone involves matching second signal level to first by varying transition time of output signal from microphone without taking into account sound source position information |
WO2005109951A1 (en) * | 2004-05-05 | 2005-11-17 | Deka Products Limited Partnership | Angular discrimination of acoustical or radio signals |
DE102006046638A1 (en) | 2005-12-15 | 2007-06-21 | Strothmann, Rolf, Dr.rer.nat. | Rotor`s rotating condition determining device for e.g. three-phase electrical machine, has comparison and classification device determining rotation angle interval, which is defined for rotating condition, from voltage difference values |
US8249284B2 (en) | 2006-05-16 | 2012-08-21 | Phonak Ag | Hearing system and method for deriving information on an acoustic scene |
WO2008061534A1 (en) | 2006-11-24 | 2008-05-29 | Rasmussen Digital Aps | Signal processing using spatial filter |
JP4962572B2 (en) * | 2007-08-03 | 2012-06-27 | 富士通株式会社 | Sound receiver |
US8396234B2 (en) | 2008-02-05 | 2013-03-12 | Phonak Ag | Method for reducing noise in an input signal of a hearing device as well as a hearing device |
DK2088802T3 (en) | 2008-02-07 | 2013-10-14 | Oticon As | Method for estimating the weighting function of audio signals in a hearing aid |
DE102008046040B4 (en) * | 2008-09-05 | 2012-03-15 | Siemens Medical Instruments Pte. Ltd. | Method for operating a hearing device with directivity and associated hearing device |
EP2192794B1 (en) | 2008-11-26 | 2017-10-04 | Oticon A/S | Improvements in hearing aid algorithms |
EP2262285B1 (en) | 2009-06-02 | 2016-11-30 | Oticon A/S | A listening device providing enhanced localization cues, its use and a method |
EP2306457B1 (en) | 2009-08-24 | 2016-10-12 | Oticon A/S | Automatic sound recognition based on binary time frequency units |
DK2352312T3 (en) | 2009-12-03 | 2013-10-21 | Oticon As | Method for dynamic suppression of ambient acoustic noise when listening to electrical inputs |
DK2629551T3 (en) | 2009-12-29 | 2015-03-02 | Gn Resound As | Binaural hearing aid system |
EP2372700A1 (en) | 2010-03-11 | 2011-10-05 | Oticon A/S | A speech intelligibility predictor and applications thereof |
EP2381700B1 (en) | 2010-04-20 | 2015-03-11 | Oticon A/S | Signal dereverberation using environment information |
WO2012010195A1 (en) | 2010-07-19 | 2012-01-26 | Advanced Bionics Ag | Hearing instrument and method of operating the same |
DK2439958T3 (en) | 2010-10-06 | 2013-08-12 | Oticon As | Method for Determining Parameters of an Adaptive Sound Processing Algorithm and a Sound Processing System |
EP2463856B1 (en) | 2010-12-09 | 2014-06-11 | Oticon A/s | Method to reduce artifacts in algorithms with fast-varying gain |
US20130294616A1 (en) | 2010-12-20 | 2013-11-07 | Phonak Ag | Method and system for speech enhancement in a room |
EP2503794B1 (en) | 2011-03-24 | 2016-11-09 | Oticon A/s | Audio processing device, system, use and method |
EP2519032A1 (en) | 2011-04-26 | 2012-10-31 | Oticon A/s | A system comprising a portable electronic device with a time function |
EP2528358A1 (en) | 2011-05-23 | 2012-11-28 | Oticon A/S | A method of identifying a wireless communication channel in a sound system |
DK2541973T3 (en) | 2011-06-27 | 2014-07-14 | Oticon As | Feedback control in a listening device |
DK2560410T3 (en) | 2011-08-15 | 2019-09-16 | Oticon As | CHECK OUTPUT MODULE IN A HEARING INSTRUMENT |
EP2563044B1 (en) | 2011-08-23 | 2014-07-23 | Oticon A/s | A method, a listening device and a listening system for maximizing a better ear effect |
DK2563045T3 (en) | 2011-08-23 | 2014-10-27 | Oticon As | Method and a binaural listening system to maximize better ear effect |
EP2574082A1 (en) | 2011-09-20 | 2013-03-27 | Oticon A/S | Control of an adaptive feedback cancellation system based on probe signal injection |
EP2584794A1 (en) | 2011-10-17 | 2013-04-24 | Oticon A/S | A listening system adapted for real-time communication providing spatial information in an audio stream |
EP2613566B1 (en) | 2012-01-03 | 2016-07-20 | Oticon A/S | A listening device and a method of monitoring the fitting of an ear mould of a listening device |
DK2613567T3 (en) | 2012-01-03 | 2014-10-27 | Oticon As | Method for improving a long-term feedback path estimate in a listening device |
CN104464739B (en) | 2013-09-18 | 2017-08-11 | 华为技术有限公司 | Acoustic signal processing method and device, Difference Beam forming method and device |
CN112240909A (en) * | 2020-09-30 | 2021-01-19 | 山东大学 | Bridge inhaul cable broken wire sound signal acquisition system and method |
CN112492475B (en) * | 2020-11-30 | 2022-01-11 | 瑞声新能源发展(常州)有限公司科教城分公司 | MEMS microphone and working control method thereof |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4884265A (en) * | 1987-04-30 | 1989-11-28 | Loral Corporation | Digital demodulator for frequency-division-multiplexed signals |
GB8724932D0 (en) * | 1987-10-23 | 1987-11-25 | Szeto L W M | Analysing signals |
US5473701A (en) * | 1993-11-05 | 1995-12-05 | At&T Corp. | Adaptive microphone array |
-
1997
- 1997-08-20 EP EP97114413A patent/EP0820210A3/en not_active Withdrawn
-
1998
- 1998-06-08 CA CA002301216A patent/CA2301216C/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-06-08 IL IL13443598A patent/IL134435A/en not_active IP Right Cessation
- 1998-06-08 EP EP98922985A patent/EP1005783B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-06-08 JP JP2000510313A patent/JP2001516196A/en active Pending
- 1998-06-08 DK DK98922985T patent/DK1005783T3/en active
- 1998-06-08 AT AT98922985T patent/ATE213581T1/en active
- 1998-06-08 RU RU2000106528/28A patent/RU2185710C2/en not_active IP Right Cessation
- 1998-06-08 CN CN98808321A patent/CN1267445A/en active Pending
- 1998-06-08 WO PCT/IB1998/000889 patent/WO1999009786A1/en not_active Application Discontinuation
- 1998-06-08 TR TR2000/00457T patent/TR200000457T2/en unknown
- 1998-06-08 DE DE69803933T patent/DE69803933T2/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-06-08 KR KR1020007001695A patent/KR20010023076A/en not_active Application Discontinuation
- 1998-06-08 AU AU75441/98A patent/AU746584B2/en not_active Ceased
- 1998-06-08 NZ NZ502883A patent/NZ502883A/en unknown
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
THE JOURNAL OF THE ACOUSTICAL SOCIETY OF AMERICA, v. 91, N.3, MARCH 1992, XP002053435 U.S.A., p.1662-1676. * |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2550300C2 (en) * | 2009-07-24 | 2015-05-10 | Конинклейке Филипс Электроникс Н.В. | Audio signal beam forming |
RU2667724C2 (en) * | 2012-12-17 | 2018-09-24 | Конинклейке Филипс Н.В. | Sleep apnea diagnostic system and method for forming information with use of nonintrusive analysis of audio signals |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP1005783A1 (en) | 2000-06-07 |
WO1999009786A1 (en) | 1999-02-25 |
AU7544198A (en) | 1999-03-08 |
DE69803933T2 (en) | 2002-10-10 |
CA2301216A1 (en) | 1999-02-25 |
NZ502883A (en) | 2002-10-25 |
EP0820210A2 (en) | 1998-01-21 |
ATE213581T1 (en) | 2002-03-15 |
EP1005783B1 (en) | 2002-02-20 |
TR200000457T2 (en) | 2000-05-22 |
KR20010023076A (en) | 2001-03-26 |
CA2301216C (en) | 2004-07-13 |
IL134435A0 (en) | 2001-04-30 |
JP2001516196A (en) | 2001-09-25 |
IL134435A (en) | 2004-03-28 |
CN1267445A (en) | 2000-09-20 |
DK1005783T3 (en) | 2002-05-21 |
EP0820210A3 (en) | 1998-04-01 |
AU746584B2 (en) | 2002-05-02 |
DE69803933D1 (en) | 2002-03-28 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
RU2185710C2 (en) | Method and acoustic transducer for electronic generation of directivity pattern for acoustic signals | |
JP4732483B2 (en) | Directional audio signal processing using oversampled filter banks | |
AU749652B2 (en) | Method for electronically selecting the dependency of an output signal from the spatial angle of acoustic signal impingement and hearing aid apparatus | |
EP0720811B1 (en) | Noise reduction system for binaural hearing aid | |
US6222927B1 (en) | Binaural signal processing system and method | |
JP3521914B2 (en) | Super directional microphone array | |
EP0740893B1 (en) | Dynamic intensity beamforming system for noise reduction in a binaural hearing aid | |
EP1293104B1 (en) | Fft-based technique for adaptive directionality of dual microphones | |
US6987856B1 (en) | Binaural signal processing techniques | |
JP2004537944A6 (en) | Directional audio signal processing using oversampled filter banks | |
US8275147B2 (en) | Selective shaping of communication signals | |
WO2000030404A1 (en) | Binaural signal processing techniques | |
US6603861B1 (en) | Method for electronically beam forming acoustical signals and acoustical sensor apparatus | |
EP1232670B1 (en) | A method for analyzing an acoustical environment and a system to do so | |
US7502479B2 (en) | Method for analyzing an acoustical environment and a system to do so | |
US8477974B2 (en) | Hearing device and method for producing an omnidirectional directional characteristic | |
KR101756751B1 (en) | Sound processing system with function of directionality | |
Zhu et al. | Robust frequency invariant beamforming with low sidelobe for speech enhancement | |
CA2390844A1 (en) | A method for analyzing an acoustical environment and a system to do so | |
ULTRA et al. | email address:{echau, hsheikh, rbrennan, tschneid}@ dspfactory. com |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20030609 |