RU2183902C1

RU2183902C1 - Преобразователь электрических сигналов и способ преобразования электрических сигналов с использованием преобразователя

Info

Publication number: RU2183902C1
Application number: RU2000124758/09A
Authority: RU
Inventors: Г.М. Зайцев (RU); Г.М. Зайцев
Original assignee: Жастеро Трейдинг Лимитед
Priority date: 2000-09-28
Filing date: 2000-09-28
Publication date: 2002-06-20
Also published as: AU2001290399A1; WO2002027948A3; TW579626B; US6949959B2; WO2002027948A8; US20050099825A1; WO2002027948A2

Abstract

Изобретение относится к устройствам преобразования сигналов для радиоприемных устройств. На преобразующий элемент подают входные сигналы, обеспечивают взаимодействие их полей в материале преобразующего элемента, сопровождаемое энергетическим взаимообменом, приводящим к возникновению эффективной ЭДС преобразования, и выделяют преобразованный сигнал, удовлетворяющий соотношению

где U'(t) - эффективная ЭДС на преобразующем элементе, R_х - коэффициент Холла проводящего материала преобразующего элемента, м³/Кл; l - длина преобразующего элемента вдоль направления тока, м; х₀ - наименьший из линейных размеров поперечного сечения преобразующего элемента, перпендикулярного направлению тока в нем, м; γ = τ•ε₀ Kл/B•м, ε₀- электрическая постоянная, ε≈10¹¹ Kл/B•м, τ - безразмерный коэффициент, характеризующий степень взаимосвязи полей в проводящей среде; ∑U_i(t), где i = 1... n - суммарное напряжение входных преобразуемых сигналов; U₀(t) - напряжение входного преобразующего сигнала, при этом соотношение физических и геометрических параметров преобразующего элемента и суммы напряжений входных сигналов выбирают из условия 2γ|Rx|U/x₀l≥1, где U - напряжение на преобразующем элементе, равное сумме напряжений входных сигналов, коэффициент τ находится в пределах 10^-3-10^-2. Технический результат: обеспечение детектирования и преобразования сигналов в электрическом двухполюснике с минимальным уровнем потерь информации. 2 с. и 13 з.п. ф-лы, 12 ил.

Description

Изобретение относится к радиотехнике, более конкретно к устройствам преобразования сигналов, и может быть использовано при создании радиоприемных устройств.

Детектирование и преобразование (частотное) сигналов могут быть осуществлены при использовании известных электронных устройств, имеющих нелинейную вольтамперную характеристику: диоды-двухполюсники всех типов, или нелинейную характеристику параметрической зависимости проводимости от воздействия внешнего сигнала: радиолампы, транзисторы, полевые транзисторы. Так, например, широко известный преобразователь, выполненный в виде кристаллического (полупроводникового) диода, может быть использован как при детектировании, так и при частотном преобразовании сигналов. Однако данный преобразователь имеет такие недостатки, как низкий коэффициент передачи в режиме детектирования и низкий коэффициент частотного преобразования в режиме супергетеродинного приема.

Недостатки известных преобразователей сигналов обусловлены их свойствами, рассмотренными ниже отдельно в режиме детектирования и в режиме частотного преобразования.

А). Режим детектирования сигналов
Все существующие вентильные устройства, такие как ламповые диоды, полупроводниковые диоды, имеют очень малое значение производной ∂I/∂U функции I(U), т.е. проводимости, при малых значениях сигнала U, действующего на его входе (фиг. 1а) и, следовательно, очень малый коэффициент передачи G цепи R_д, R_н (фиг. 2а), где R_д - динамическое сопротивление диода, определяемое как ∂U/∂I; R_н - сопротивление нагрузки, G=R_H/R_Д. При введении в цепь R_д, R_н постоянного напряжения Е₀, смещающего рабочую точку (фиг. 1б, фиг. 2б) выходной сигнал пропорционален U² и имеет малое значение. Поскольку мощность шума Р_Ш за счет флуктуаций, обусловленных тепловым движением частиц, выделяемая любым активным сопротивлением в согласованную, т.е. равную с ним нагрузку R_н в полосе частот ΔF, равна
P_ш = kTΔF (1)
где k - постоянная Больцмана, Т - абсолютная температура, при которой работает устройство, то средний квадрат напряжения шумов на сопротивлении R_д можно представить в виде:
e

\binom{2}{ш}

= 4kTΔFR_д (2)
Таким образом, регистрация детектированного сигнала на нагрузке R_н(фиг. 2а) возможна только в случае, если напряжение входного сигнала U_вх>е_ш, т.е. при больших R_д малый сигнал не различим на фоне шумов.

Б) Режим частотного преобразования (супергетеродинный прием)
В данном режиме использование вышеупомянутых известных преобразователей для частотного преобразования сигналов возможно именно в силу нелинейности их вольтамперной характеристики (фиг. 1). Если входной сигнал представляет собой сумму напряжений U₁(t)+U₂(t), где U₁(t) = U₁sinω₁(t), U₂(t) = U₂sinω₂(t), причем U₂>>U₁, и зависимость I(U) имеет вид
I=kU² (3)
где k - размерный коэффициент, а величина kU - мгновенное значение проводимости, то
I(t)=k U₁ ²(t)+2k U₁(t) U₂(t)+kU₂ ²(t) (4)
Следовательно, ток I(t) содержит составляющие сигналов промежуточной частоты I_пр, U_пр=I_пр R_д:

Если U₁(t) - принимаемый сигнал, U₂(t) - напряжение гетеродина, то согласно (4) производная ∂I(t)/∂U(t) = 2k U₂(t), а мощность сигнала U₁(t) распределяется поровну между сигналами U_пр1, U_пp2, причем только за один полупериод ω₁(t), так как второй полупериод ω₁(t) при ω₁≈ω₂ отсекается диодом (фиг. 3).

Таким образом, даже при оптимальном выборе режима такого преобразователя, когда величина, обратная ∂I(t)/∂U(t) представляет согласованную нагрузку входной цепи, по которой передается U₁(t), мощность преобразованного сигнала P_пp1 или Р_пр2 в четыре раза меньше мощности P₁(t) входного сигнала. Отношение P_пр/P₁ = η - коэффициент преобразования; η≤0,25 или -6 дБ.

При этом на величину η ухудшаются шумовые характеристики преобразованного сигнала по отношению к входному сигналу U₁(t)=U_вх,
P_пр/P_ш = (P_вх/P_ш)η (6)
и как следствие снижается пороговая чувствительность гетеродинного приемника.

Рассмотренное выше действие теплового шума не является единственным помеховым фактором. При приложении к полупроводнику электрического поля возникают: дробовой шум, фликкер-шум (на низких частотах), модуляционный шум в диодах с большим последовательным сопротивлением для постоянного тока.

Исходя из вышеизложенного, задачей изобретения является создание преобразователя, не имеющего указанных выше недостатков известных преобразователей, обеспечивающего детектирование и преобразование сигналов в электрическом двухполюснике с минимальным уровнем потерь информации, переносимой этими сигналами.

Более конкретно, задачей изобретения является создание такого элемента электрической цепи (двухполюсника), который обеспечивал бы: для режима детектирования сигнала - линейную зависимость выходного напряжения от входного и высокий коэффициент передачи; для режима частотного преобразования сигналов - значительное увеличение коэффициента преобразования, и не имел бы никаких иных шумовых эффектов, кроме тепловых.

Достигаемым техническим результатом является обеспечение для режима детектирования сигнала линейной зависимости выходного напряжения от входного и высокого коэффициента передачи, а для режима частотного преобразования - значительного увеличения коэффициента преобразования при сохранении шум-фактора по меньшей мере на уровне ближайшего аналога.

Указанный технический результат достигается тем, что преобразователь электрических сигналов, представляющий собой двухполюсник, содержит преобразующий элемент, выполненный из электропроводящего материала, предназначенный для подачи на него по меньшей мере двух входных сигналов и выделения преобразованного сигнала, при этом соотношение физических параметров и геометрических параметров преобразующего элемента и суммы напряжений входных сигналов удовлетворяет условию:
2γ|R_x|U/x_ol≥1, (7)
где U - сумма напряжений входных сигналов, R_х- коэффициент Холла электропроводящего материала преобразующего элемента, (м³/Кл); l - длина преобразующего элемента вдоль направления тока, (м); х₀ - наименьший из линейных размеров поперечного сечения преобразующего элемента, перпендикулярного направлению тока в нем, (м); γ = τ•ε_o; ε_o - электрическая постоянная, ε_o≈10^-11 Кл/В•м, τ - безразмерный коэффициент, характеризующий степень взаимосвязи электромагнитных полей, возникающих в электропроводном материале под действием входных сигналов, находящийся в пределах 10^-3÷10^-2.

При этом напряжение по меньшей мере одного из входных сигналов существенно больше, чем напряжение каждого из остальных входных сигналов.

Преобразующий элемент может быть выполнен либо в виде тонкой пленки толщиной х₀ на диэлектрической подложке и снабжен выводами, расположенными в плоскости упомянутой пленки на расстоянии l, либо в виде цилиндра с радиусом x₀ и длиной l, снабженного выводами, либо в виде мелкозернистой структуры с линейными размерами зерна порядка x₀, l, снабженной выводами, обеспечивающими контакт по меньшей мере с одним зерном, причем мелкозернистая структура может быть размещена на подложке. При этом подложка предпочтительно представляет собой один из выводов, а другой вывод непосредственно контактирует с упомянутым по меньшей мере одним зерном материала мелкозернистой структуры и имеет площадь контакта с линейными размерами порядка размера зерна.

Кроме того, преобразующий элемент может представлять собой по меньшей мере один микровыступ на поверхности упомянутого материала с высотой l микровыступа и наименьшим линейным размером его поперечного сечения x₀ и имеет вывод, соединенный с вершиной микровыступа, причем в качестве электропроводящего материала преобразующего элемента предпочтительно выбран материала с высоким значением коэффициента Холла.

Указанный выше технический результат достигается также в способе преобразования электрических сигналов с использованием вышеупомянутого преобразователя, при котором подают на преобразующий элемент по меньшей мере два входных сигнала, преобразуют входные сигналы взаимодействием электромагнитных полей этих сигналов в материале преобразующего элемента, сопровождаемого энергетическим взаимообменом между ними, приводящим к возникновению эффективной ЭДС преобразования, и выделяют преобразованный сигнал, удовлетворяющий соотношению:

где U'(t) - эффективная ЭДС на преобразующем элементе, обусловленная действием напряжений входных сигналов, R_х - коэффициент Холла электропроводящего материала преобразующего элемента, (м³/Кл); l - длина преобразующего элемента вдоль направления тока, (м); х₀ - наименьший из линейных размеров поперечного сечения преобразующего элемента, перпендикулярного направлению тока в нем, (м); γ = τ•ε_o, ε_o - электрическая постоянная, ε_o≈10^-11 Кл/В•м, τ - безразмерный коэффициент, характеризующий степень взаимосвязи полей в проводящей среде, выбранный в пределах от 10^-3÷10^-2; ∑U_i(t), где i=1...n - суммарное напряжение входных преобразуемых сигналов; U₀(t) - напряжение входного преобразующего сигнала, при этом соотношение физических параметров и геометрических параметров преобразующего элемента и суммы напряжений входных сигналов выбирают из условия: 2γ|R_x|U/x_ol≥1, где U - напряжение на преобразующем элементе, равное сумме напряжений входных сигналов.

Напряжение U₀(t) входного преобразующего сигнала предпочтительно выбирают существенно большим, чем напряжение каждого из входных преобразуемых сигналов, при этом случае мощность преобразованного сигнала обеспечивается за счет отбора мощности от входного преобразующего сигнала.

Преобразованный сигнал может выделяться фильтром промежуточной частоты или с помощью двухполупериодной схемы за счет компенсации суммарного напряжения ∑U_i(t) входных преобразуемых сигналов в точке электрической нейтрали этой схемы.

Для получения преобразованного сигнала с малым значением промежуточной частоты в качестве входного преобразующего сигнала выбирают гармонический сигнал U₀(t) с частотой, близкой к половине частоты преобразуемого входного сигнала.

Кроме того, в качестве входного преобразующего сигнала U₀(t) может быть выбрано напряжение источника постоянного тока, при этом преобразование входных сигналов осуществляется в виде линейного детектирования.

При создании изобретения автор исходил из того, что указанная выше задача в принципе может быть решена с использованием только линейных двухполюсников - резисторов, т.е. преобразователь, соответствующий изобретению, должен иметь, по меньшей мере в определенном диапазоне действующих на него напряжений, линейную вольтамперную характеристику. При этом в отсутствие нелинейной зависимости I(U) эффект преобразования сигналов может быть получен только в том случае, если в структуре линейного двухполюсника будет обеспечено такое взаимодействие электромагнитных полей, связанных с входными сигналами, которое приводит к появлению ЭДС взаимосвязи сигналов. Таким образом, автором было установлено, что процесс преобразования сигналов в линейном двухполюснике обеспечивается при наличии энергообмена между полями действующих на него сигналов. Следствием такого электродинамического режима является отрицательный наклон зависимости U_пр(I), т.е. ∂U_пр/∂I<0, что является показателем отбора энергии.

В результате теоретических исследований и экспериментов автором было установлено, что в проводнике, в частности в однородном и изотропном, при воздействии на него суммы внешних напряжений возникает ЭДС взаимосвязи U'(t), аналитическое выражение которой определяется приведенным выше выражением (8):

где U'(t) - эффективная ЭДС на преобразующем элементе, обусловленная действием напряжений входных сигналов, R_х - коэффициент Холла проводящего материала преобразующего элемента, (м³/Кл); l - длина преобразующего элемента вдоль направления тока, (м); х₀ - наименьший из линейных размеров поперечного сечения преобразующего элемента, перпендикулярного направлению тока в нем, (м); γ = τ•ε_o, ε_o - электрическая постоянная, ε_o≈10^-11 Кл/В.м, τ - безразмерный коэффициент, характеризующий степень взаимосвязи полей в проводящей среде, находящийся в пределах от 10^-3 до 10^-2; ∑U_i(t), где i=1...n - суммарное напряжение входных преобразуемых сигналов; U₀(t) - напряжение входного преобразующего сигнала.

Изобретение поясняется на примерах его осуществления, иллюстрируемых чертежами, на которых представлено следующее:
Фиг. 1а, 1б - вольтамперные характеристики преобразователей электрических сигналов, известных из предшествующего уровня техники;
Фиг. 2а, 2б - схемы включения преобразователей электрических сигналов, известных из предшествующего уровня техники;
Фиг. 3-6 - варианты выполнения преобразующего элемента устройства для преобразования электрических сигналов, соответствующего изобретению;
Фиг. 7, 8 - схемы включения устройства для преобразования электрических сигналов, соответствующего изобретению;
Фиг. 9-12 - диаграммы, поясняющие работу устройства для преобразования электрических сигналов, соответствующего изобретению;
На фиг. 3-6 представлены примеры возможных вариантов осуществления преобразующего элемента 1 преобразователя, соответствующего изобретению. Согласно фиг. 3 преобразующий элемент 1 представляет собой тонкопленочное проводящее покрытие 2, например, нанесенное на изолирующую подложку 3. Размеры х₀, l, где l - длина преобразующего элемента 1 вдоль направления тока, х₀ - линейный размер поперечного сечения преобразующего элемента 1, перпендикулярного направлению тока, выбираются из соотношения (8), при этом коэффициент τ выбирается с учетом возможного разброса значений R_x для удовлетворения выражения (7), определяющего выбор параметров материала преобразователя. Размер а определяет заданное значение электрического сопротивления преобразующего элемента. Выводы преобразователя в виде контактных площадок 4, электрическое сопротивление которых пренебрежимо мало по сравнению с величиной сопротивления тонкопленочного покрытия 2, обеспечивают возможность включения преобразующего элемента 1 в электрическую цепь. В качестве материала тонкопленочного покрытия 2 может быть использован любой проводник с высоким значением коэффициента Холла, например:
1) металлы: Fe (R_x≈ 10^-9 м³/Кл), Ni (R_x≈ 1,5•10^-9 м³/Кл), Bi (R_x≈ 10^-7 м³/Кл), Sb (R_x≈ 10^-8 м³/Кл), Gd (R_x≈ 3•10^-7 м³/Кл),
2) сплавы: MnSb и СrТе (R_x≈ 10^-6 м³/Кл),
3) полупроводниковые материалы: Si, Ge и т.д. с примесями, обеспечивающими заданные значения электрической проводимости материала и коэффициента Холла, при условии, что технология нанесения контактных площадок исключает образование переходов р-n или n-р типа между ними и материалом элемента 1,
4) различные типы ферритов.

На фиг. 4 представлен второй вариант осуществления преобразующего элемента 1 в виде цилиндрического проводника 5, вплавленного (или внесенного иным способом) в отверстие радиуса r₀ изолирующего корпуса (подложки) 3 высотой l (длина преобразующего элемента 1). Контактные площадки (выводы) 4 нанесены на торцевые поверхности подложки 3. На фиг. 5 представлен третий возможный вариант осуществления преобразующего элемента 1 в виде мелкозернистой структуры с линейными размерами зерна 6 порядка х₀, l, снабженной выводами 4, обеспечивающими контакт по меньшей мере с одним зерном 6.

На фиг. 6 представлен четвертый возможный вариант осуществления преобразующего элемента 1 в виде по меньшей мере одного микровыступа 7 на поверхности проводящего материала с высотой l микровыступа и размером его поперечного сечения х₀ и имеет вывод 4, соединенный с вершиной микровыступа 6.

На фиг. 7, 8 представлены варианты схем включения преобразователя электрических сигналов, соответствующего изобретению.

Как показано на фиг. 7, преобразователь 8 электрических сигналов включен в двухполупериодную схему преобразования, содержащую трансформатор 9, низкочастотный или высокочастотный в зависимости от частоты преобразуемых сигналов, имеющий среднюю точку 10 вторичной обмотки 11. Выходное напряжение вторичной обмотки 11 действует на два последовательно включенных элемента: преобразователь 8 и балансный резистор 12, электрическое сопротивление которого равно ρ - величине сопротивления преобразователя 8. Узел соединения указанных элементов - есть точка 13 электрической нейтрали, для напряжения, развиваемого на вторичной обмотке 11. К точке 13 подключено сопротивление R_н - нагрузка 14 и последовательно с ней соединенный регулируемый источник 15 постоянного тока, режим работы которого допускает изменение полярности выходного напряжения и, следовательно, обеспечивает возможность смены потенциала в точке 13 в процессе работы. Регистрирующий прибор 16, например двухлучевой осциллограф, дает возможность одновременно измерять напряжение в точке 13 и в точке 17, т.е. входное напряжение на преобразователе 8 в соответствующей фазе. К первичной обмотке 18 могут поочередно подключаться с помощью переключателя 19 генератор 20 импульсов или генератор 21 гармонических колебаний. Кроме того, в схеме предусмотрена возможность блокировки нагрузки 14 конденсатором 22.

На фиг. 8 представлен второй вариант включения преобразователя 8 в режиме частотного преобразования сигналов. Преобразователь 8 подключен к выходу сумматора 23 гармонических сигналов. Источник 15 постоянного напряжения через нагрузку 14 и дроссель 24 также соединен с входом преобразователя 8. Регистрирующий прибор 16 регистрирует напряжение промежуточной частоты в точке 13, при этом действие гармонических колебаний блокируется емкостью 22.

Работа преобразователя электрических сигналов будет рассмотрена ниже со ссылками на фиг. 7 и 8.

Рассмотрим схему, представленную на фиг. 7, которая может быть использована как для режима линейного детектирования сигналов, так и для режима их частотного преобразования.

Поскольку преобразователь 8 и балансный резистор 12 имеют одинаковое значение электрического сопротивления, то при любой функциональной зависимости U(t) входного сигнала, действующего на первичную обмотку 18 трансформатора 9, в точке 13 происходит его электрическая нейтрализация и регистрирующий прибор 16 может фиксировать только величину напряжения U₀, вызванного действием регулируемого источника 15 постоянного тока, и проявление эффективной ЭДС в преобразователе 8, т.е. величину U'(t). При соединении переключателя 19 с генератором 21 гармонических колебаний на вторичной обмотке 11 в точке 17 действующее напряжение имеет вид: U₁(t) = U₁sinω₁t (см. фиг. 9а). Если выходное напряжение регулируемого источника 15 равно нулю, то величина U₀ в точке 13 также равна нулю и регистрирующий прибор 16 фиксирует отсутствие каких-либо сигналов (см. фиг. 9б). При увеличении U₀от нуля до U_0max прибор 16 регистрирует в точке 13 суммарное значение U₀ и преобразованного сигнала U'(t), представляющего результат однополупериодного детектирования сигнала U_i(t) при соблюдении линейной зависимости U'(t) как от величины самого преобразуемого сигнала U₁(t), так и от величины U₀, в данном случае преобразующего сигнала, причем в фазе, соответствующей полярности U₀ (см. фиг. 9в и 9г), т.е. в строгом соответствии с выражением (7).

Из выражения (7) вытекает энергетическая связь воздействующих на преобразователь 8 сигналов. Если P'(t) - мгновенное значение мощности, развиваемой эффективной ЭДС, то из (7) имеем:
P′(t) = α |U₁(t)|U

\binom{2}{o}

+α|U_o|U

\binom{2}{1}

(t) (9)
где α = γ/x_olρ
Выражение (9) отражает процесс взаимного энергообмена между U₁(t) и U_o, причем очевидно, что при U₀>>U₁ мощность P'(t) преобразованного сигнала U'(t) реализуется в основном за счет сигнала U₀, т.е. имеет место отбор энергии у источника постоянного тока. Этот процесс иллюстрируется диаграммами на фиг. 9в и фиг. 9г, на которых видно, что в точке 13, т.е. на сопротивлении нагрузки 14, функция, характеризующая дифференциальную зависимость напряжения U'(t) от протекающего через нагрузку 14 тока I, имеет отрицательный наклон:
ΔU′(t)/ΔI<0 (10)
При воздействии на первичную обмотку 18 трансформатора 9 импульсных сигналов от генератора 20 диаграммы, отражающие ход электродинамических процессов в преобразователе 8, приведены на фиг. 10. Налицо полное соответствие картины регистрируемых прибором 16 в точке 13 напряжений основному выражению (8).

Если сопротивление нагрузки 14 блокировано конденсатором 22 с номиналом С и выполняется условие 1/ω₁C<<R_н, то в точке 13 прибор 16 регистрирует напряжение постоянной составляющей сигналов U'(t), показанных на диаграммах на фиг. 9в и фиг. 9г (см. фиг. 11а-д), т.е. линейное детектирование высокочастотных колебаний с выделением модулирующей функции в пропорциях, соответствующих выражению (7). На фиг. 11а сигнал U₁(t) представлен в трех вариантах значений его амплитуд: А, 2А, 3А. Соответственно, преобразованный сигнал (фиг. 11б, в, г) представлен в виде модулирующей функции с минимальной амплитудой В при U₀=U_0max.

В том случае, когда на входе схемы по фиг. 7 действует сложный периодический сигнал, например сумма двух гармонических колебаний U₁sinω₁t+U₂sinω₂t, то при сохранении условия U_o>>|U₁+U₂| прибор 16 в точке 17 зарегистрирует напряжение биений U₁(t) и U₂(t) (см. фиг. 12а), а в точке 13 - преобразованный сигнал U'(t) в виде линейного детектирования этих биений (фиг. 12б). Если R_н - сопротивление 14 блокировано конденсатором 22 (емкость С) и выполняется условие 1/ω₁C<<R_н, 1/ω₂C<<R_н, 1/(ω₁-ω₂)>>R_н, то напряжение в точке 13 представляет преобразованный сигнал U'_пр(t) в виде гармонической функции

т. е. сигнал нижней промежуточной частоты (фиг. 12в).

Если в схеме по фиг. 7 балансный резистор 12 заменить на второй преобразователь 8, то сигнал эффективной ЭДС U'(t) в точке 13, при U₁(t) = U₁sinω₁t, будет зарегистрирован прибором 16. Следовательно, имеет место линейное двухполупериодное детектирование U₁(t) - сигнала в точке 17. В данном случае возрастает мощность преобразованного сигнала за период действия U₁(t) во всех перечисленных выше вариантах использования схемы, представленной на фиг. 7.

Работа преобразователя 8 в схеме по фиг. 8 соответствует режиму частотного преобразования сигналов. На вход сумматора 23 поступает как минимум два сигнала: носитель информации U₁(t) = U₁sinω₁t и сигнал гетеродина U₂(t) = U₂sinω₂t, причем в том случае, когда амплитуда U₁ может меняться в некотором диапазоне величин, требуется выполнение условия U₂≥U_1max. Если индуктивность L дросселя 24 отвечает условию ωL>>ρ, где ω - нижнее значение частоты действующих сигналов, а блокирующая емкость 22 выбрана из соотношения 1/ω_прC<<R_н, где R_н - нагрузка 14, ω_пр - нижнее значение промежуточной частоты, то при введении преобразующего сигнала U_o (U_o>U_Σ), где U_Σ - суммарная амплитуда гармонических колебаний, действующих на преобразователь 8, прибор 16 в точке 13 зарегистрирует сигнал

где U_пр - амплитуда сигнала промежуточной частоты ω_пр = ω₂-ω₁ (см. фиг. 12в).

Отметим, что согласно выражению (7) в качестве преобразующего сигнала может быть использован гармонический сигнал U_гsin(ω₂/2)t. В этом случае источник 15 отсутствует, но выполняется условие U_г>>U₁, т.е. U_г(t) выполняет роль гетеродинного и преобразующего сигнала одновременно. Все остальные сигналы, поступающие на сумматор 23, являются преобразуемыми. Сигнал U_г(t) может действовать на вход сумматора 23 или непосредственно на преобразователь 8.

Теперь необходимо найти соотношения, определяющие возможные оптимальные значения коэффициента преобразования сигналов в преобразователе 8.

Из основного соотношения (7) следует:
η = ∂U′(t)/∂U (11)
где η - коэффициент преобразования, U(t) - преобразуемый сигнал.

Таким образом, из выражения (7) имеем:
|η| = (2γR_xU_o)/(x_ol) (12)
Выражение (12) не выделяет пределы величины η. Однако поскольку преобразователь 8 является двухполюсником, то из рассмотрения схем по фиг. 7 и 8 и диаграмм, представленных на фиг. 9, 12 и 13, видно, что эффективная ЭДС действует в противофазе с U(t) на вход устройства, т.е. налицо глубокая (100%) отрицательная обратная связь, уменьшающая к тому же входное сопротивление преобразователя.

Известно, что коэффициент усиления устройства с отрицательной обратной связью К_обр.св. определяется как
K_обр.св = K/(1+βK) (13)
где β - коэффициент обратной связи, К - коэффициент усиления данного устройства при β = 0. В рассматриваемом случае оценки значения η для
преобразователя 8 действующий, т.е. реальный коэффициент преобразования η_д, связан с физическим коэффициентом η (см. (11)) соотношением:
η_д = η/(1+η) (14)
так как при любом способе включения преобразователя 8β = 1.
Для режима линейного детектирования коэффициент передачи G преобразователя 8 запишется в виде:
G = (R_нη_д)/ρ (15)
Выражение (13) показывает, что задача конструирования двухполюсников-преобразователей 8 сводится к выполнению условия: η≥1, т.е.

(2γ|R_x|U)/(x_ol)≥1 (16)
Важно отметить, что чем выше значение η, тем значительнее проявляется процесс автосогласования преобразователя 8 с волновым сопротивлением канала трансляции входных сигналов U(t).

При оценке шум-фактора преобразователя 8 необходимо отметить, что выражение (8) справедливо только при рассмотрении действия внешних сигналов U(t). Поэтому "внутренняя" ЭДС шума проводника преобразователя 8 действует на сам преобразователь только в виде внешнего напряжения, выделяемого на нагрузке 14 и на входе преобразователя, т.е. на волновом сопротивлении канала трансляции сигнала U(t). Таким образом, шумовая мощность преобразователя 8 влияет на процесс преобразования сигнала U(t) только в той доле, которая обеспечивается делителем напряжений: R_вх/ρ, R_н/ρ, где ρ - величина сопротивления преобразователя 8, R_вx - входное сопротивление схемы преобразования, R_н - сопротивление нагрузки 14.

Необходимо отметить, что в приведенных выше соотношениях, характеризующих действие преобразователя 8, такой параметр как удельная проводимость σ материала проводника не входит. Тем не менее этот параметр должен учитываться, поскольку вместе с геометрическими размерами: х₀, l и a (для пленочных резисторов) он определяет величину заданного значения ρ - сопротивления преобразователя 8. Очевидно, что при малых значениях величины l получить необходимое значение величины ρ легче при использовании материалов с малым σ.
Поскольку величина преобразующего сигнала U₀ входит в выражение (16) как параметр, определяющий эффективность преобразования, следует определить максимально допустимое значение U_0max в конструкции преобразователя 8. Ограничивающим фактором, влияющим на выбор σ материала и величины U₀ (кроме требования обеспечения теплового баланса), является возможное проявление нелинейной зависимости проводящих свойств материала преобразователя от характера взаимосвязи его физических и геометрических параметров. При малых значениях l и х₀ в двухполюснике, изготовленном из материалов с большим R_x, проявляется эффект нелинейности его вольтамперной характеристики

где U - сумма напряжений, действующих на преобразователь. Соответствующий коэффициент преобразования η_нелин, вызываемый указанной нелинейной зависимостью I (U), может быть представлен в виде:
η_нелин = k(σR

\binom{2}{x}

U²)x_ol² (17)
где k - размерный коэффициент. Из (17) видно, что η_нелин тем меньше, чем меньше σ материала и величина максимального значения U_max, действующего на преобразователь.

Процесс преобразования в соответствии с выражением (17) сказывается отрицательно при работе преобразователя в режиме линейного детектирования сигналов. В том случае, когда преобразователь осуществляет преобразование частот, форма преобразования (17) обеспечивает дополнительное увеличение мощности преобразованного сигнала за счет распределения мощности преобразуемого входного сигнала по каналам верхней и нижней промежуточных частот.

Автором была проведена экспериментальная проверка преобразователя, соответствующего изобретению, в условиях сравнительной оценки предельной чувствительности радиоприемных устройств в диапазоне 1 ГГц ÷ 6 ГГц при использовании в качестве преобразующих устройств на входе приемного тракта известных кристаллических смесителей с минимальным коэффициентом шума и заявленного преобразователя. Достигнутый выигрыш составляет 6÷7 дБ.

Учитывая относительную простоту технологии изготовления преобразователя, соответствующего изобретению, по отношению к производству полупроводниковых элементов, кроме чисто технических преимуществ, предлагаемое изобретение даст несомненный экономический выигрыш.

Claims

1. Преобразователь электрических сигналов, представляющий собой двухполюсник, содержащий преобразующий элемент, выполненный из электропроводящего материала, предназначенный для подачи на него по меньшей мере двух входных сигналов и выделения преобразованного сигнала, при этом соотношение физических параметров и геометрических параметров преобразующего элемента и суммы напряжений входных сигналов удовлетворяет условию

где U - сумма напряжений входных сигналов;
R_х - коэффициент Холла электропроводящего материала преобразующего элемента, м³/Кл;
l - длина преобразующего элемента вдоль направления тока, м;
х_o - наименьший из линейных размеров поперечного сечения преобразующего элемента, перпендикулярного направлению тока в нем, м;
γ = τ•ε_o;
ε_o - электрическая постоянная, ε_o≈10^-11 Кл/В•м,
τ - безразмерный коэффициент, характеризующий степень взаимосвязи электромагнитных полей, возникающих в электропроводящем материале под действием входных сигналов, причем коэффициент τ находится в пределах 10^-3÷10^-2.

2. Преобразователь по п. 1, отличающийся тем, что напряжение по меньшей мере одного из входных сигналов существенно больше, чем напряжение каждого из остальных входных сигналов.

3. Преобразователь по п. 1 или 2, отличающийся тем, что преобразующий элемент выполнен в виде тонкой пленки толщиной х₀ на диэлектрической подложке и снабжен выводами, расположенными в плоскости упомянутой пленки на расстоянии l.

4. Преобразователь по п. 1 или 2, отличающийся тем, что преобразующий элемент выполнен в виде цилиндра с радиусом х₀ и длиной l, снабженного выводами.

5. Преобразователь по п. 1 или 2, отличающийся тем, что преобразующий элемент выполнен в виде мелкозернистой структуры с линейными размерами зерна порядка х₀, l, снабженной выводами, обеспечивающими контакт по меньшей мере с одним зерном.

6. Преобразователь по п. 5, отличающийся тем, что мелкозернистая структура размещена на подложке.

7. Преобразователь по п. 6, отличающийся тем, что подложка представляет собой один из выводов, а другой вывод непосредственно контактирует с упомянутым по меньшей мере одним зерном материала мелкозернистой структуры и имеет площадь контакта с линейными размерами порядка размера зерна.

8. Преобразователь по п. 1 или 2, отличающийся тем, что преобразующий элемент представляет собой по меньшей мере один микровыступ на поверхности упомянутого материала с высотой l микровыступа и наименьшим линейным размером его поперечного сечения x₀ и имеет вывод, соединенный с вершиной микровыступа.

9. Преобразователь по любому из пп. 1-8, отличающийся тем, что в качестве электропроводящего материала преобразующего элемента выбран материал с высоким значением коэффициента Холла.

10. Способ преобразования электрических сигналов с использованием преобразователя по любому из пп. 1-9, при котором подают на преобразующий элемент по меньшей мере два входных сигнала, преобразуют входные сигналы взаимодействием электромагнитных полей этих сигналов в материале преобразующего элемента, сопровождаемого энергетическим взаимообменом между ними, приводящим к возникновению эффективной ЭДС преобразования, и выделяют преобразованный сигнал, удовлетворяющий соотношению

где U'(t) - эффективная ЭДС на преобразующем элементе, обусловленная действием напряжений входных сигналов;
R_х - коэффициент Холла проводящего материала преобразующего элемента, м³/Кл;
l - длина преобразующего элемента вдоль направления тока, м;
х₀ - наименьший из линейных размеров поперечного сечения преобразующего элемента, перпендикулярного направлению тока в нем, м;
γ = τ•ε_o, ε_o - электрическая постоянная, ε_o≈10^-11 Кл/В•м,
τ - безразмерный коэффициент, характеризующий степень взаимосвязи электромагнитных полей в проводящей среде, выбранный в пределах 10^-3÷10^-2;
∑U_i(t), где i = 1. . . n, - суммарное напряжение входных преобразуемых сигналов;
U₀(t) - напряжение входного преобразующего сигнала,
при этом соотношение упомянутых физических и геометрических параметров преобразующего элемента и суммы напряжений входных сигналов выбирают из условия

где U - напряжение на преобразующем элементе, равное сумме напряжений входных сигналов.

11. Способ по п. 10, отличающийся тем, что напряжение U₀(t) входного преобразующего сигнала выбирают существенно большим, чем напряжение каждого из входных преобразуемых сигналов, при этом мощность преобразованного сигнала обеспечивается за счет отбора мощности от входного преобразующего сигнала.

12. Способ по п. 10 или 11, отличающийся тем, что преобразованный сигнал выделяют фильтром промежуточной частоты.

13. Способ по любому из пп. 10-12, отличающийся тем, что преобразованный сигнал выделяют с помощью двухполупериодной схемы за счет компенсации суммарного напряжения ∑U_i(t) входных преобразуемых сигналов в точке электрической нейтрали этой схемы.

14. Способ по п. 11, отличающийся тем, что для получения преобразованного сигнала с малым значением промежуточной частоты в качестве входного преобразующего сигнала выбирают гармонический сигнал U₀(t) с частотой, близкой к половине частоты преобразуемого входного сигнала.

15. Способ по п. 11, отличающийся тем, что в качестве входного преобразующего сигнала U₀(t) выбирают напряжение источника постоянного тока, при этом преобразование входных сигналов осуществляется в виде линейного детектирования.