RU2179786C2 - Устройство приема частотно-модулированных сигналов - Google Patents
Устройство приема частотно-модулированных сигналов Download PDFInfo
- Publication number
- RU2179786C2 RU2179786C2 RU99115592/09A RU99115592A RU2179786C2 RU 2179786 C2 RU2179786 C2 RU 2179786C2 RU 99115592/09 A RU99115592/09 A RU 99115592/09A RU 99115592 A RU99115592 A RU 99115592A RU 2179786 C2 RU2179786 C2 RU 2179786C2
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- noise
- frequency
- output
- signal
- input
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
Изобретение относится к радиотехнике. Устройство повышает помехоустойчивость приема частотно-модулированных сигналов при малых отношениях сигнал/шум на входе. Устройство содержит последовательно соединенные входное устройство, усилитель промежуточной частоты, амплитудный ограничитель, частотный дискриминатор, перемножитель и фильтр нижних частот. Между выходом усилителя промежуточной частоты или вторым входом перемножителя включены последовательно соединенные квадратичный амплитудный детектор и второй фильтр нижних частот. 6 ил.
Description
Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано для приема сигналов с частотной модуляцией (ЧМ) в служебной УКВ радиосвязи при малых значениях индекса частотной модуляции β ≤ 1.
Известные устройства приема ЧМ сигналов широко используются в служебной УКВ радиосвязи, УКВ - вещании, телевидении, радиорелейной и космической радиосвязи. Принцип действия известных устройств приема ЧМ сигналов изложен в ряде работ. Например, в книгах Л.Я.Кантор, В.М.Дорофеев, Помехоустойчивость приема ЧМ сигналов, "Связь", 1977 г; А.С.Виницкий, Модулированные фильтры и следящий прием ЧМ, "Сов. радио", 1969 г.; В.И.Тихонов, Оптимальный прием сигналов, "Радио и связь", 1983 г.; а также в авторских свидетельствах и патентах: "Устройство приема частотно-модулированных сигналов" (авторское свидетельство СССР 1003368, МПК Н 04 В 15/00 от 07.03.1983 г. Авторы В.В.Базыкин, B. C. Билик); "Приемник частотно-модулированных сигналов" (авторское свидетельство СССР 512582, МПК Н 04 В 1/10 от 30.10.1980 г. Автор Д.Е.Матвеев); "Устройство приема частотно-модулированных сигналов" (авторское свидетельство СССР 571004, МПК Н 04 В 1/10 от 30.08.1977 г. Авторы А.С.Немировский, И. Л.Палернов, В.В.Плеханов, В.Е.Розенфельд); "Устройство для подавления пороговых шумов" (авторское свидетельство СССР 270006, МПК Н 04 В 1/10 от 08.05.1970. Авторы Ю.А.Афанасьев, В.М.Дорофеев); "Приемник с частотной модуляцией" (патент 1496567, МПК Н 04 В 17/00 от 30.12.77 г. Автор Hiroshi Furuno); Demodulator d'ondes modulees en frequence, Battall G, Brossard P. (патент Франции 1328367, Н03, 1963 г.).
Известные устройства приема ЧМ сигналов широко используются в служебной УКВ радиосвязи, УКВ - вещании, телевидении, радиорелейной и космической радиосвязи. Принцип действия известных устройств приема ЧМ сигналов изложен в ряде работ. Например, в книгах Л.Я.Кантор, В.М.Дорофеев, Помехоустойчивость приема ЧМ сигналов, "Связь", 1977 г; А.С.Виницкий, Модулированные фильтры и следящий прием ЧМ, "Сов. радио", 1969 г.; В.И.Тихонов, Оптимальный прием сигналов, "Радио и связь", 1983 г.; а также в авторских свидетельствах и патентах: "Устройство приема частотно-модулированных сигналов" (авторское свидетельство СССР 1003368, МПК Н 04 В 15/00 от 07.03.1983 г. Авторы В.В.Базыкин, B. C. Билик); "Приемник частотно-модулированных сигналов" (авторское свидетельство СССР 512582, МПК Н 04 В 1/10 от 30.10.1980 г. Автор Д.Е.Матвеев); "Устройство приема частотно-модулированных сигналов" (авторское свидетельство СССР 571004, МПК Н 04 В 1/10 от 30.08.1977 г. Авторы А.С.Немировский, И. Л.Палернов, В.В.Плеханов, В.Е.Розенфельд); "Устройство для подавления пороговых шумов" (авторское свидетельство СССР 270006, МПК Н 04 В 1/10 от 08.05.1970. Авторы Ю.А.Афанасьев, В.М.Дорофеев); "Приемник с частотной модуляцией" (патент 1496567, МПК Н 04 В 17/00 от 30.12.77 г. Автор Hiroshi Furuno); Demodulator d'ondes modulees en frequence, Battall G, Brossard P. (патент Франции 1328367, Н03, 1963 г.).
Известные приемники являются аналогами предлагаемого устройства приема ЧМ сигналов по совокупности существенных признаков и достигаемому техническому результату. Приведем описание двух из предложенных и рассмотренных аналогов.
Устройство для подавления пороговых шумов (авторское свидетельство СССР 270006, МПК Н 04 В 15/00 Н 04 В 1/10 от 08.05. 1970. Авторы Ю.А.Афанасьев, В.М.Дорофеев), содержащее частотный детектор, вход которого параллельно соединен с амплитудным детектором и подключенным к его выходу парофазным усилителем-ограничителем, отличающейся тем, что, с целью увеличения помехоустойчивости к выходу частотного детектора подключен диодный мост, диагональ с односторонней проводимостью которого соединена с выходом парофазного усилителя -ограничителя, а выход диодного моста подключен к входу запоминающего устройства. В данном устройстве положительный эффект достигается за счет того, что на время действия пороговых импульсов шума диодный мост отключает выход приемника и шумы не проходят. Обнаружение пороговых импульсов шума производится по провалам огибающей суммы сигнала и шума.
Устройство приема частотно-модулированных сигналов (авторское свидетельство СССР 571004, МПК Н 04 В 1/10 от 30.08.77. Авторы А.С.Немировский, И.Л. Папернов, В. В.Плеханов, В.Е.Розенфельд), содержащее последовательно соединенные усилитель промежуточной частоты, перестраиваемый фильтр, управляющий вход которого соединен с выходом сглаживающего фильтра, и частотный детектор, отличающийся тем, что, с целью подавления паразитной амплитудной модуляции, между выходом усилителя промежуточной частоты и входом сглаживающего фильтра включены последовательно соединенные амплитудный детектор и перемножитель, другой вход которого соединен с выходом частотного детектора (фиг. 1). Подавление паразитной амплитудной модуляции полезным сообщением достигается за счет того, что амплитудный детектор 5 выделяет сигнал сообщения с уровнем, равным глубине паразитной амплитудной модуляции входного сигнала. После перемножения с сигналом сообщения, поступающим с выхода частотного детектора 4, на выходе сглаживающего фильтра 3, выделяется сигнал, пропорциональный коэффициенту паразитной амплитудной модуляции. Под действием этого сигнала амплитудно-частотная характеристика перестраиваемого фильтра 2 меняется так, чтобы паразитная амплитудная модуляция, образующаяся при прохождении входного сигнала через фильтр 2, была равной по глубине и противоположной по знаку паразитной амплитудной модуляции, уже имеющейся во входном сигнале. В результате осуществляется подавление паразитной амплитудной модуляции. В данном устройстве выигрыш в помехоустойчивости достигается за счет использования перестраиваемого фильтра с полосой пропускания меньшей, чем полоса пропускания усилителя промежуточной частоты 1. Как показано в [1] , перестраиваемый следящий фильтр дает выигрыш в пороговом отношении сигнал/шум, равный значению индекса частотной модуляции β. В служебных системах УКВ радиосвязи с ЧМ индекс частотной модуляции выбирается близким к единице β ≈ 1, поэтому данное устройство не обеспечивает существенного выигрыша в помехоустойчивости при малых индексах частотной модуляции.
Наиболее близким аналогом по совокупности существенных признаков, достигаемому техническому результату и процессам, происходящим при демодуляции ЧМ сигнала, является техническое решение (прототип), описанное в [2]. Структурная схема данного приемника ЧМ сигналов приведена на фиг.2 и состоит из входного устройства, включающего в себя усилитель высокой частоты, смеситель и гетеродин; усилителя промежуточной частоты УПЧ 2; стандартного частотного детектора 3, включающего ограничитель амплитуды 4 и частотный дискриминатор 5; фильтра нижних частот 6. Устройство работает следующим образом. На выходе усилителя промежуточной частоты аддитивная смесь ЧМ сигнала и шума может быть записана в виде
u1(t) = Acos[ω0t+φc(t)]+E(t)cos[ω0t+φ(t)], (1)
где первое слагаемое является полезным ЧМ сигналом, а второе - узкополосным шумом; dφc(t)/dt- изменение частоты сигнала при частотной модуляции информационным сообщением; E(t) и φ(t) - огибающая и фаза узкополосного шума.
u1(t) = Acos[ω0t+φc(t)]+E(t)cos[ω0t+φ(t)], (1)
где первое слагаемое является полезным ЧМ сигналом, а второе - узкополосным шумом; dφc(t)/dt- изменение частоты сигнала при частотной модуляции информационным сообщением; E(t) и φ(t) - огибающая и фаза узкополосного шума.
Результирующее колебание суммы ЧМ сигнала и узкополосного шума можно представить в виде
u1(t) = V(t)cos[ω0t+ψ(t)],
где
огибающая результирующего колебания;
- фаза результирующего колебания.
u1(t) = V(t)cos[ω0t+ψ(t)],
где
На выходе ограничителя амплитуды будет колебание с постоянной амплитудой
u2(t) = Uогрcos[ω0t+ψ(t)].
Напряжение на выходе частотного дискриминатора будет пропорционально производной от изменения фазы результирующего колебания ψ(t)
где КЧД - коэффициент, учитывающий крутизну характеристики частотного дискриминатора. Далее для упрощения записи будем считать КЧД=1.
u2(t) = Uогрcos[ω0t+ψ(t)].
Напряжение на выходе частотного дискриминатора будет пропорционально производной от изменения фазы результирующего колебания ψ(t)
где КЧД - коэффициент, учитывающий крутизну характеристики частотного дискриминатора. Далее для упрощения записи будем считать КЧД=1.
В результате вычисления производной фазы ψ(t) для напряжения на выходе частотного дискриминатора получим
В данном выражении приняты следующие обозначения:
изменение частоты ЧМ сигнала;
Ec= E(t)cosφ(t)- косинусоидальная составляющая узкополосного шума;
Es= E(t)sinφ(t)- синусоидальная составляющая узкополосного шума;
производные от квадратурных (косинусоидальной и синусоидальной) составляющих узкополосного шума.
В данном выражении приняты следующие обозначения:
Ec= E(t)cosφ(t)- косинусоидальная составляющая узкополосного шума;
Es= E(t)sinφ(t)- синусоидальная составляющая узкополосного шума;
Первое слагаемое в (2) является информационным, а второе определяет шумы на выходе частотного дискриминатора.
С учетом усредненного действия фильтра нижних частот 6 среднее значение напряжения на его выходе будет равно [2]
Здесь
обозначает операцию усреднения по времени. Наличие сомножителя (1-e-qвх) свидетельствует о подавлении шумами информационного сообщения при малых отношениях сигнал/шум на входе qBX.
Здесь
Среднее значение второго слагаемого в (2) будет равно нулю.
Для оценки помехоустойчивости приема ЧМ сигналов необходимо вычислить спектральную плотность шума, определяющегося вторым слагаемым в (2).
Расчет помехоустойчивости приема ЧМ сигналов для данного устройства приведен в [2] при следующих приближениях:
- при расчете спектральной плотности и мощности шума на выходе частотного дискриминатора входной сигнал считается гармоническим с частотой ω0, то есть не учитывается частотная модуляция сигнала информационным сообщением
- при расчете спектральной плотности и мощности шума в надпороговой области принимается V2(t)≈Аm 2, и пренебрегают составляющими
в числителе второго слагаемого (1).
- при расчете спектральной плотности и мощности шума на выходе частотного дискриминатора входной сигнал считается гармоническим с частотой ω0, то есть не учитывается частотная модуляция сигнала информационным сообщением
- при расчете спектральной плотности и мощности шума в надпороговой области принимается V2(t)≈Аm 2, и пренебрегают составляющими
С учетом этих ограничений при больших отношениях сигнал/шум на входе приемника ЧМ сигналов (надпороговая область) для напряжения на выходе частотного дискриминатора получим
В этом случае зависимость отношения сигнал/шум на выходе приемника ЧМ сигналов от отношения сигнал/шум на его входе qBX имеет линейный характер и определяется соотношением [2]
qвых= 3qвхβ2(β+1).
Однако при отношениях сигнал/шум на входе qBX меньше 5÷8 дБ происходит резкое уменьшение отношения сигнал/шум на выходе ЧМ приемника. Увеличение мощности шума на выходе частотного дискриминатора происходит в связи с провалами огибающей V(t) результирующего колебания суммы сигнала и шума, сопровождающимися выбросами частоты большой амплитуды.
В этом случае зависимость отношения сигнал/шум на выходе приемника ЧМ сигналов от отношения сигнал/шум на его входе qBX имеет линейный характер и определяется соотношением [2]
qвых= 3qвхβ2(β+1).
Однако при отношениях сигнал/шум на входе qBX меньше 5÷8 дБ происходит резкое уменьшение отношения сигнал/шум на выходе ЧМ приемника. Увеличение мощности шума на выходе частотного дискриминатора происходит в связи с провалами огибающей V(t) результирующего колебания суммы сигнала и шума, сопровождающимися выбросами частоты большой амплитуды.
Целью изобретения является увеличение помехоустойчивости приема ЧМ сигналов при малых отношениях сигнал/шум на входе.
Для этого в приемник ЧМ сигналов между выходом частотного дискриминатора и фильтром нижних частот включен перемножитель, а между выходом усилителя промежуточной частоты и вторым входом перемножителя включены последовательно соединенные квадратичный амплитудный детектор и второй фильтр нижних частот.
На фиг. 3 показана структурная схема предлагаемого устройства приема ЧМ сигналов, которое состоит из входного устройства 1; усилителя промежуточной частоты 2; стандартного частотного детектора 3, включающего амплитудный ограничитель 4 и дискриминатор 5; фильтра нижних частот 6; перемножителя 7; квадратичного амплитудного детектора 8; второго фильтра нижних часто 9.
Приемник работает следующим образом. На выходе стандартного частотного детектора выделяется напряжение, определяющееся формулой (2). Фильтр нижних частот, содержащийся в частотном дискриминаторе для отфильтровывания напряжения несущей частоты ω0, должен иметь постоянную времени меньше, чем время корреляции шума, определяющегося вторым слагаемым в (2). С выхода усилителя промежуточной частоты напряжение u1(t) (1) подается на квадратичный амплитудный детектор, напряжение на выходе которого будет определяться выражением
u4(t) = KАДV2(t)+KАДV2(t)cos[2ω0t+2ψ(t)]. (3)
Полоса пропускания второго фильтра нижних частот выбирается так, чтобы подавить спектральные составляющие второго слагаемого в (3) и выделить весь спектр квадрата огибающей результирующего колебания суммы ЧМ сигнала и узкополосного шума.
u4(t) = KАДV2(t)+KАДV2(t)cos[2ω0t+2ψ(t)]. (3)
Полоса пропускания второго фильтра нижних частот выбирается так, чтобы подавить спектральные составляющие второго слагаемого в (3) и выделить весь спектр квадрата огибающей результирующего колебания суммы ЧМ сигнала и узкополосного шума.
В соответствии с [5] полоса пропускания второго фильтра нижних частот должна выбираться из условия
Таким образом, на выходе второго фильтра нижних частот напряжение будет равно
U5(t)=V2(t). (4)
С точки зрения помехоустойчивости приема ЧМ сигналов, оцениваемой по отношению сигнал/шум на выходе, значения КАД и коэффициента передачи второго ФНЧ в пределах полосы пропускания определяющей роли не играют и поэтому в (4) приняты равными единице.
Таким образом, на выходе второго фильтра нижних частот напряжение будет равно
U5(t)=V2(t). (4)
С точки зрения помехоустойчивости приема ЧМ сигналов, оцениваемой по отношению сигнал/шум на выходе, значения КАД и коэффициента передачи второго ФНЧ в пределах полосы пропускания определяющей роли не играют и поэтому в (4) приняты равными единице.
В результате перемножения напряжения u3(t) (2) и u5(t) (4) на выходе перемножителя получим
Первое слагаемое в (5) является информационным сообщением, второе слагаемое в квадратных скобках определяет шумы на выходе перемножителя. Полоса пропускания фильтра нижних частот 6 выбирается равной ширине спектра информационного сообщения. Как видно из (5) с учетом усредняющего действия фильтра нижних частот 6, среднее значение напряжения на его выходе будет равно
то есть в предлагаемом устройстве не происходит подавления информационного сообщения шумами при малых отношениях сигнал/шум на входе.
Первое слагаемое в (5) является информационным сообщением, второе слагаемое в квадратных скобках определяет шумы на выходе перемножителя. Полоса пропускания фильтра нижних частот 6 выбирается равной ширине спектра информационного сообщения. Как видно из (5) с учетом усредняющего действия фильтра нижних частот 6, среднее значение напряжения на его выходе будет равно
Для оценки помехоустойчивости предлагаемого устройства приема ЧМ сигналов вычислим спектральную плотность шума, определяемого вторым слагаемым в (5)
Вычислим сначала функцию корреляции uш(t)
kш(τ) = <uш(t)uш(t+τ)>,
где угловые скобки обозначают операцию усреднения.
Вычислим сначала функцию корреляции uш(t)
kш(τ) = <uш(t)uш(t+τ)>,
где угловые скобки обозначают операцию усреднения.
В результате преобразований для функции корреляции шума получим
Функция корреляции узкополосного шума определяется выражением [3]
kуш(τ) = σ2ρ(τ)cosω0τ,
где σ2- дисперсия узкополосного шума;
ρ(τ)- коэффициент корреляции квадратурных составляющих узкополосного шума.
Функция корреляции узкополосного шума определяется выражением [3]
kуш(τ) = σ2ρ(τ)cosω0τ,
где σ2- дисперсия узкополосного шума;
ρ(τ)- коэффициент корреляции квадратурных составляющих узкополосного шума.
Можно показать, что для функции корреляции квадратурных составляющих и их производных справедливы соотношения [3]
где ρ′(τ) и ρ″(τ)- первая и вторая производные коэффициента корреляции квадратурных составляющих узкополосного шума. С учетом (7) выражение (6) для функции корреляции выходного шума можно записать в виде
где Δφcτ= φc(t+τ)-φc(t)- приращение фазы ЧМ сигнала на интервале τ.
Будем считать, что информационное сообщение λ(t) является нормальным случайным процессом с нулевым математическим ожиданием, единичной дисперсией и спектральной плотностью
Тогда можно показать, что средние значения выражений, входящих в (8), будут равны
где
дисперсия отклонения частоты ЧМ сигнала;
дисперсия флуктуаций фазы ЧМ сигнала;
ρc(τ) = exp(-α2τ2) - коэффициент корреляций флуктуаций фазы ЧМ сигнала;
нормированное значение первой производной коэффициента корреляции флуктуаций фазы ЧМ сигнала;
нормированное значение второй производной коэффициента корреляции флуктуаций фазы ЧМ сигнала.
где ρ′(τ) и ρ″(τ)- первая и вторая производные коэффициента корреляции квадратурных составляющих узкополосного шума. С учетом (7) выражение (6) для функции корреляции выходного шума можно записать в виде
где Δφcτ= φc(t+τ)-φc(t)- приращение фазы ЧМ сигнала на интервале τ.
Будем считать, что информационное сообщение λ(t) является нормальным случайным процессом с нулевым математическим ожиданием, единичной дисперсией и спектральной плотностью
Тогда можно показать, что средние значения выражений, входящих в (8), будут равны
где
ρc(τ) = exp(-α2τ2) - коэффициент корреляций флуктуаций фазы ЧМ сигнала;
Для определения спектральной плотности шума на выходе перемножителя будем считать, что спектральная плотность шума определяется гауссовской зависимостью. Тогда для коэффициента корреляции квадратурных составляющих узкополосного шума и его производных будем иметь
ρ(τ) = exp(-γ2τ2);
ρ′(τ) = -2γ2τexp(-γ2τ2);
ρ″(τ) = -2γ2(1-2γ2τ2)exp(-γ2τ2).
С учетом приведенных допущений для функции корреляции шума на выходе перемножителя получим
Для вычисления спектральной плотности шума на выходе перемножителя 7 уточним соотношение величин ωд, γ, α, входящих в (10). Полоса пропускания усилителя промежуточной частоты 2, равная среднеквадратической ширине спектра узкополосного шума, определяется равенством
где Ωмв- верхняя модулирующая частота спектра информационного сообщения.
ρ(τ) = exp(-γ2τ2);
ρ′(τ) = -2γ2τexp(-γ2τ2);
ρ″(τ) = -2γ2(1-2γ2τ2)exp(-γ2τ2).
С учетом приведенных допущений для функции корреляции шума на выходе перемножителя получим
Для вычисления спектральной плотности шума на выходе перемножителя 7 уточним соотношение величин ωд, γ, α, входящих в (10). Полоса пропускания усилителя промежуточной частоты 2, равная среднеквадратической ширине спектра узкополосного шума, определяется равенством
где Ωмв- верхняя модулирующая частота спектра информационного сообщения.
Для информационного сообщения λ(t), являющегося телефонным сообщением со спектральной плотностью (9), максимальное значение спектральной плотности будет на частоте 2α = 2π кГц, а верхнюю модулирующую частоту для служебной связи можно принять равной
Ωмв= 5,4α = 2π•2,7 кГц.
Тогда соотношение между параметрами γ и α определится равенством
При индексе частотной модуляции
выполняется соотношение γ2 ≫ α2. Из этого следует, что функция 
меняется значительно медленнее, чем 
Это позволяет в (10) 
представить в виде ряда и ограничиться членами порядка малости α2τ2.
С учетом приведенных рассуждений после преобразований (10) для функции корреляции шума на выходе перемножителя 7 получим приближенное выражение
Спектральную плотность шума можно вычислить по формуле [3]
Используя [4] , в результате интегрирования для спектральной плотности шума на выходе перемножителя можно получить выражение
Графики зависимости спектральной плотности шума, нормированной к величине
от нормированного значения частоты 
приведены на фиг.4. Зависимости приведены для двух значений отношения сигнал/шум 
10 дБ и 3 дБ, характерных для надпороговой и подпороговой областей приема ЧМ сигналов, а также для двух значений индекса частотной модуляции β = 1;2.
При идеальной амплитудно-частотной характеристике фильтра нижних частот 6 мощность шума на выходе устройства приема ЧМ сигналов можно получить в результате интегрирования (11) в полосе пропускания Ωмв.
В результате интегрирования для мощности шума получим
где
интеграл вероятности.
Ωмв= 5,4α = 2π•2,7 кГц.
Тогда соотношение между параметрами γ и α определится равенством
При индексе частотной модуляции
С учетом приведенных рассуждений после преобразований (10) для функции корреляции шума на выходе перемножителя 7 получим приближенное выражение
Спектральную плотность шума можно вычислить по формуле [3]
Используя [4] , в результате интегрирования для спектральной плотности шума на выходе перемножителя можно получить выражение
Графики зависимости спектральной плотности шума, нормированной к величине
При идеальной амплитудно-частотной характеристике фильтра нижних частот 6 мощность шума на выходе устройства приема ЧМ сигналов можно получить в результате интегрирования (11) в полосе пропускания Ωмв.
В результате интегрирования для мощности шума получим
где
Для мощности полезного сигнала, определяющегося первым слагаемым в (5), можно записать
Pc= A4ω . (13)
На фиг. 5 приведен график зависимости отношения сигнал/шум Рс/Рш на выходе предлагаемого устройства приема ЧМ сигналов от отношения сигнал/шум qвх на его входе при индексах частотной модуляции β = 1 и β = 2 (кривые 1 и 2).
Pc= A4ω
На фиг. 5 приведен график зависимости отношения сигнал/шум Рс/Рш на выходе предлагаемого устройства приема ЧМ сигналов от отношения сигнал/шум qвх на его входе при индексах частотной модуляции β = 1 и β = 2 (кривые 1 и 2).
При расчете помехоустойчивости приема ЧМ сигналов для прототипа (фиг.2), чтобы исключить приближения, используемые в [2] и вышеприведенные, используем следующую методику.
В прототипе (фиг.2) спектральная плотность шума на выходе стандартного частотного детектора определяется вторым слагаемым в (2) и при фиксированных значениях огибающей суммы ЧМ сигнала и узкополосного шума может быть определена как
Огибающая суммы ЧМ сигнала и узкополосного шума может принимать случайные значения, плотность вероятности которых имеет распределение Райса
где I0(z) - модифицированная функция Бесселя.
Огибающая суммы ЧМ сигнала и узкополосного шума может принимать случайные значения, плотность вероятности которых имеет распределение Райса
где I0(z) - модифицированная функция Бесселя.
В результате усреднения (14) по случайным значениям огибающей V спектральную плотность шума на выходе стандартного частотного детектора определим как
где ε- достаточно малая величина, которая может быть определена из условия
Отсюда получим, что
можно взять равным 0,03.
где ε- достаточно малая величина, которая может быть определена из условия
Отсюда получим, что
В результате вычислений для спектральной плотности шума на выходе стандартного частотного детектора 3 (фиг.2) получим
где f(qвх) определяется выражением
График зависимости f(qвх) от отношения сигнал/шум qвх, полученный из (16) методом численного интегрирования, приведен на фиг.6.
где f(qвх) определяется выражением
График зависимости f(qвх) от отношения сигнал/шум qвх, полученный из (16) методом численного интегрирования, приведен на фиг.6.
Мощность шума на выходе фильтра нижних частот 6 прототипа вычисляется аналогично (12) и будет определяться выражением
Мощность полезного сигнала на выходе ФНЧ 6 прототипа с учетом подавления сигнала шумами можно определить по формуле
На фиг. 5 приведены графики зависимости отношения сигнал/шум Рс/Рш на выходе приемника ЧМ сигналов (прототипа) от отношения сигнал/шум на его входе при индексах частотной модуляции β = 1 и β = 2 (кривые 3 и 4).
Мощность полезного сигнала на выходе ФНЧ 6 прототипа с учетом подавления сигнала шумами можно определить по формуле
На фиг. 5 приведены графики зависимости отношения сигнал/шум Рс/Рш на выходе приемника ЧМ сигналов (прототипа) от отношения сигнал/шум на его входе при индексах частотной модуляции β = 1 и β = 2 (кривые 3 и 4).
Из сравнения результатов расчета помехоустойчивости приема ЧМ сигналов предлагаемого устройства и прототипа видно, что при малых отношениях сигнал/шум на входе qвх < 10 дБ предлагаемое устройство приема ЧМ сигналов обеспечивает значительный выигрыш в помехоустойчивости.
Список литературы
1. А.С. Виницкий. Модулированные фильтры и следящий прием ЧМ. - М.: Сов. радио, 1969, 548 с.
1. А.С. Виницкий. Модулированные фильтры и следящий прием ЧМ. - М.: Сов. радио, 1969, 548 с.
2. Л. Я. Кантор, В.М.Дорофеев. Помехоустойчивость приема ЧМ сигналов. - М.: Связь, 1977, 336 с.
3. В. И. Тихонов. Статистическая радиотехника. - М.: Сов. радио, 1966, 678 с.
4. И. С. Градштейн, И.М. Рыжик. Таблицы интегралов, сумм, рядов и произведений. - М.: Наука, 1971, 1108 с.
5. А. М. Карлов, В.А.Дружининский. Спектральная плотность квадрата огибающей суммы частотно-модулированного сигнала и узкополосного шума. "Повышение эффективности функционирования судовых радиоэлектронных средств". Сборник научных трудов. Вып. 18.- Калининград; Балтийская государственная академия рыбопромыслового флота, 1997, С.45-50.
Claims (1)
- Устройство приема частотно-модулированных сигналов, содержащее последовательно соединенные входное устройство, усилитель промежуточной частоты и частотный дискриминатор, а также фильтр нижних частот, отличающееся тем, что между выходом частотного дискриминатора и входом фильтра нижних частот включен перемножитель, а между вторым выходом усилителя промежуточной частоты и вторым входом перемножителя включены последовательно соединенные квадратичный амплитудный детектор и фильтр нижних частот.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU99115592/09A RU2179786C2 (ru) | 1999-07-13 | 1999-07-13 | Устройство приема частотно-модулированных сигналов |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU99115592/09A RU2179786C2 (ru) | 1999-07-13 | 1999-07-13 | Устройство приема частотно-модулированных сигналов |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU99115592A RU99115592A (ru) | 2001-09-20 |
| RU2179786C2 true RU2179786C2 (ru) | 2002-02-20 |
Family
ID=20222810
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU99115592/09A RU2179786C2 (ru) | 1999-07-13 | 1999-07-13 | Устройство приема частотно-модулированных сигналов |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2179786C2 (ru) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2013036154A1 (ru) * | 2011-09-07 | 2013-03-14 | Kulikov Roman Sergeevich | Способ адаптивной фильтрации сигнала |
| RU2549115C1 (ru) * | 2014-04-25 | 2015-04-20 | Виктор Андреевич Павлов | Способ формирования функциональных-интегральных-дифференцированных квадратурных опорных сигналов |
-
1999
- 1999-07-13 RU RU99115592/09A patent/RU2179786C2/ru not_active IP Right Cessation
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| КАНТОР Л.Я. и др. Помехоустойчивость приема ЧМ сигналов. - М.: Связь, 1977, с.74. * |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2013036154A1 (ru) * | 2011-09-07 | 2013-03-14 | Kulikov Roman Sergeevich | Способ адаптивной фильтрации сигнала |
| RU2549115C1 (ru) * | 2014-04-25 | 2015-04-20 | Виктор Андреевич Павлов | Способ формирования функциональных-интегральных-дифференцированных квадратурных опорных сигналов |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Vilar et al. | An experimental mm-wave receiver system for measuring phase noise due to atmospheric turbulence | |
| US4691176A (en) | Adaptive carrier tracking circuit | |
| CA2231147C (en) | Apparatus for distance measurement | |
| Grebenkemper | Local oscillator phase noise and its effect on receiver performance | |
| EP0106029B1 (en) | Method and apparatus for measuring the amplitude of a noise-affected periodic signal without phase reference | |
| RU2179786C2 (ru) | Устройство приема частотно-модулированных сигналов | |
| US4479253A (en) | Phaselock receiver with input signal measuring capability | |
| EP0165941A1 (en) | A phase shift keying and phase modulation transmission system | |
| RU2189055C2 (ru) | Приемно-передающее устройство гомодинного радиолокатора | |
| US4225974A (en) | Double super-heterodyne receiver | |
| US4053836A (en) | Device for transmission of information by pulse code frequency shift modulation | |
| US3287646A (en) | Signal-to-noise ratio meter | |
| US4532637A (en) | Differential receiver | |
| US3210667A (en) | F.m. synchronous detector system | |
| JPH04270523A (ja) | 狭帯域妨害波検出装置 | |
| US20100054377A1 (en) | Systems and methods for spurious signal reduction in multi-mode digital navigation receivers | |
| EP0387294A1 (en) | Crystal controlled magnetron | |
| EP0564426B1 (en) | A method and arrangement for demodulating a frequency modulated signal | |
| RU2247474C1 (ru) | Устройство квадратурного приема частотно- манипулированных сигналов | |
| US3887794A (en) | Doppler shift computer | |
| Oberst et al. | The SNR of a frequency doubler | |
| RU2136115C1 (ru) | Устройство демодуляции многопозиционных сигналов | |
| US3339143A (en) | Selective receiver for communication by phase shift | |
| SU1386939A1 (ru) | Способ оптимального измерени фазы радиосигнала и устройство дл его осуществлени | |
| SU574687A1 (ru) | Устройство дл слежени за средней частотой узкополосного спектра сигнала |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20050714 |