RU2168267C2 - Method of automatic frequency control and device for its realization - Google Patents
Method of automatic frequency control and device for its realization Download PDFInfo
- Publication number
- RU2168267C2 RU2168267C2 RU99112260A RU99112260A RU2168267C2 RU 2168267 C2 RU2168267 C2 RU 2168267C2 RU 99112260 A RU99112260 A RU 99112260A RU 99112260 A RU99112260 A RU 99112260A RU 2168267 C2 RU2168267 C2 RU 2168267C2
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- frequency
- unit
- output
- correlation
- interval
- Prior art date
Links
Images
Abstract
Description
Данное изобретение относится к области радиотехники, а конкретно к широкополосным сотовым системам радиосвязи, и, в частности, может быть использовано в прямом канале по стандартам UMTS и CDMA2000, для корректировки частоты опорного генератора, необходимой для когерентного приема сообщений. This invention relates to the field of radio engineering, and specifically to broadband cellular radio communication systems, and, in particular, can be used in a direct channel according to UMTS and CDMA2000 standards, to adjust the frequency of the reference oscillator necessary for coherent reception of messages.
Уровень техники
Известно, что в процессе работы системы широкополосной сотовой связи возможно рассогласование ΔF между несущей частотой принимаемого полезного сигнала и частотой опорного генератора мобильной станции. Это рассогласование (частотный сдвиг) может быть обусловлено доплеровским смещением частоты (из-за движения мобильной станции) и нестабильностью частоты опорных генераторов базовый и мобильной станций. В результате влияния расстройки частоты качество связи может существенно ухудшиться. Поэтому возникает проблема оценки этого частотного рассогласования Δ F в целях дальнейшей корректировки частоты опорного генератора мобильной станции для качественного приема сообщений. В любой системе связи после включения возникает расстройка частоты ΔF, причем априорный интервал возможных рассогласований частоты заранее известен и составляет [-Fmax, Fmax]. Для систем связи, организуемых в соответствии со стандартами UMTS и CDMA2000, Fmax составляет 11 кГц. В результате работы системы АПЧ расстройка частоты ΔF для этих систем должна быть уменьшена до значения ±150 Гц.State of the art
It is known that during the operation of a cellular broadband system, a ΔF mismatch is possible between the carrier frequency of the received useful signal and the frequency of the reference oscillator of the mobile station. This mismatch (frequency shift) may be due to the Doppler frequency shift (due to the movement of the mobile station) and the frequency instability of the reference generators of the base and mobile stations. As a result of the influence of the frequency detuning, the quality of communication can be significantly degraded. Therefore, the problem arises of estimating this frequency mismatch Δ F in order to further adjust the frequency of the reference oscillator of the mobile station for high-quality message reception. In any communication system, after switching on, a frequency mismatch ΔF occurs, and the a priori interval of possible frequency mismatches is known in advance and is [-F max , F max ]. For communication systems organized in accordance with UMTS and CDMA2000 standards, F max is 11 kHz. As a result of the operation of the AFC system, the frequency detuning ΔF for these systems should be reduced to a value of ± 150 Hz.
Наиболее часто используемыми являются фазовые методы автоподстройки частоты (системы ФАПЧ). Все ФАПЧ реализуют идею детектирования и фильтрации квазипостоянных фазовых изменений и использования полученной оценки для выработки сигнала коррекции. Дискриминационная характеристика цифрового фазового детектора является периодической и имеет пилообразную форму. Периодический характер дискриминационной характеристики является причиной возникновения захвата за ложную оценку частоты, если за счетный интервал времени произойдет сдвиг сигнала по фазе больше, чем на ±π/n, где n - кратность манипуляции при приеме фазоманипулированного сигнала. Для символов пилот-сигнала n = 1, т.к. они передаются всегда с одинаковой фазой; для символов передаваемой информации n = 4. The most commonly used are phase locked loop methods (PLL systems). All PLLs implement the idea of detecting and filtering quasi-constant phase changes and using the resulting estimate to generate a correction signal. The discriminatory characteristic of a digital phase detector is periodic and has a sawtooth shape. The periodic nature of the discriminatory characteristic is the reason for the capture for a false estimate of the frequency if, during the counting time interval, the signal is shifted in phase by more than ± π / n, where n is the frequency of manipulation when receiving a phase-shifted signal. For pilot symbols n = 1, because they are always transmitted with the same phase; for symbols of transmitted information n = 4.
Принципиальные различия между всеми существующими методами ФАПЧ состоят в реализации операции оценивания постоянного сдвига фазы (преобразования сдвига фазы в измеряемый параметр), однозначно связанного с существующим сдвигом частоты. Поскольку одной оценки фазы в условиях шумов и фединга сигнала обычно оказывается недостаточно, для получения оценки сдвига частоты производят накопление и усреднение оценок. Длительность усреднения определяет точность формируемой оценки сдвига частоты и инерционность системы АПЧ в целом. Функция преобразования полученного сигнала оценки фазы в сигнал управления обычно представляет собой зависимость измеряемого параметра от частоты и оптимизируется в соответствии с требованием минимальной сложности исполнения. The fundamental differences between all existing PLL methods are the implementation of the operation of estimating a constant phase shift (converting a phase shift into a measured parameter), which is uniquely associated with the existing frequency shift. Since a single phase estimate under conditions of noise and signal fading is usually not enough, estimates are accumulated and averaged to obtain a frequency shift estimate. The averaging duration determines the accuracy of the generated estimate of the frequency shift and the inertia of the AFC system as a whole. The function of converting the received phase estimation signal to a control signal is usually a dependence of the measured parameter on the frequency and is optimized in accordance with the requirement of minimal execution complexity.
Одним из наиболее простых способов оценки постоянного сдвига фазы сложного фазоманипулированного сигнала является выделение фазового сдвига между двумя последовательно принятыми комплексными символами и последующее их усреднение (см. Дж. Спилкер. "Цифровая спутниковая связь". М., Связь. 1978 г, стр. 387-404) [1]. Эту операцию можно реализовать как перемножение комплексного отсчета принятого сигнала с комплексно-сопряженным предыдущим с последующей фильтрацией полученной комбинационной составляющей. Данный подход является частным случаем n-кратного умножения входного сигнала с последующей фильтрацией n•ωo составляющей. Здесь n - кратность манипуляции несущей, ωo - частота несущей. One of the simplest methods for estimating the constant phase shift of a complex phase-manipulated signal is to isolate the phase shift between two sequentially received complex symbols and then average them (see J. Spilker. Digital Satellite Communication. M., Communication, 1978, p. 387 -404) [1]. This operation can be implemented as multiplication of the complex reference of the received signal with the complex conjugate of the previous one, followed by filtering the resulting combination component. This approach is a special case of n-fold multiplication of the input signal with subsequent filtering of the n • ωo component. Here n is the carrier manipulation rate, ωo is the carrier frequency.
Во временной области средняя частота сигнала может быть оценена электронно-счетным частотомером путем подсчета числа положительных и отрицательных переходов сигнала через нулевой уровень за единицу времени (см. В.С.Первачев. "Радиоавтоматика". М. , Сов.радио, 1982 г.) [2]. Однако такая оценка средней частоты (через квазичастоту) всегда оказывается завышенной по отношению к среднему значению. Повышение точности оценки средней частоты возможно за счет применения алгоритма с использованием дробного дифференцирования сигнала во временной области, но в этом случае на порядок возрастает вычислительная сложность метода. In the time domain, the average signal frequency can be estimated by an electronically counting frequency meter by counting the number of positive and negative transitions of the signal through the zero level per unit time (see V. S. Pervachev. Radio Automation. M., Sov.radio, 1982 ) [2]. However, such an estimate of the average frequency (through quasifrequency) is always overestimated in relation to the average value. Improving the accuracy of estimating the average frequency is possible due to the application of the algorithm using fractional differentiation of the signal in the time domain, but in this case, the computational complexity of the method increases.
Известны способ и устройство для синхронизации приемника в цифровой системе связи, описанные в патенте US #4,938,906 "Frequency Estimation system", Jan. 8, 1991 [3]. Этот метод использует оценку частоты методом линейной регрессии, анализируя отсчеты фазы. При этом формируется оптимальное по методу наименьших квадратов решение. Данное устройство позволяет получать оценку сдвига частоты с высокой точностью, но обладает недостатком, общим для всех цифровых ФАПЧ, поскольку имеет ограничение на максимальный сдвиг фазы между анализируемыми отсчетами. A known method and device for synchronizing the receiver in a digital communication system described in US patent No. 4,938,906 "Frequency Estimation system", Jan. 8, 1991 [3]. This method uses frequency estimation by linear regression, analyzing phase readings. In this case, the optimal solution using the least squares method is formed. This device allows to obtain an estimate of the frequency shift with high accuracy, but has a drawback common to all digital PLLs, since it has a limit on the maximum phase shift between the analyzed samples.
В рассматриваемых системах связи для расширения спектра сигнала используется модуляция передаваемых данных ортогональными кодовыми последовательностями и кодирование скремблирующим кодом. В результате модуляции и кодирования комплексные символы преобразуются в последовательность закодированных комплексных чипов информации. При приеме производят декодирование наложенных кодов и накопление (суммирование) декодированных чипов для получения переданного символа. Посредством декодирования и суммирования принимаемых чипов производится корреляционная обработка принятого сигнала. Отношение сигнал-шум для принимаемых чипов очень низкое, таким образом, получение достоверных оценок фазы сигнала возможно только после корреляционной обработки сигнала. In the communication systems under consideration, to expand the signal spectrum, modulation of the transmitted data by orthogonal code sequences and coding by scrambling code are used. As a result of modulation and coding, complex symbols are transformed into a sequence of encoded complex information chips. When receiving, decoding of superimposed codes and accumulation (summing) of decoded chips are performed to obtain the transmitted symbol. By decoding and summing the received chips, correlation processing of the received signal is performed. The signal-to-noise ratio for the received chips is very low, so obtaining reliable estimates of the signal phase is possible only after correlation signal processing.
С другой стороны, как было отмечено выше, для всех цифровых ФАПЧ существует ограничение на максимальный сдвиг фазы между отсчетами ±π/n, где n - кратность манипуляции при приеме фазоманипулированного сигнала. При больших расстройках частоты фазовый сдвиг для принятых символов полезного сигнала будет превышать максимально допустимый, что не позволяет применять системы ФАПЧ для коррекции любых рассогласований частоты из заданного априорного интервала [-Fmax, Fmax].On the other hand, as noted above, for all digital PLLs, there is a restriction on the maximum phase shift between samples ± π / n, where n is the multiplicity of manipulation when receiving a phase-shifted signal. With large frequency detunings, the phase shift for the received symbols of the useful signal will exceed the maximum allowable, which does not allow the use of PLLs to correct any frequency inconsistencies from a given a priori interval [-F max , F max ].
Известен вариант построения системы АПЧ на основе частотного дискриминатора с использованием пары смежных фильтров. Основная идея, реализуемая при этом, состоит в нахождении центра тяжести энергетического спектра сигнала (см. У.Линдслей "Системы синхронизации в связи и в управлении". Сов.радио, 1979; [4] и Automatic frequency control using split-band signal strength measurements: Пат. США N 5487186, МКИ H 04 B 1/16. Scarpa Carl G.; Hitachi America, Ltd. - N 368747; Заявл. 4.1.95; Опубл. 23.1.96; НКИ 455.192.2) [5]. There is a known variant of constructing an AFT system based on a frequency discriminator using a pair of adjacent filters. The main idea implemented in this case is to find the center of gravity of the energy spectrum of the signal (see W. Lindsley, “Synchronization systems in communication and control.” Sov.radio, 1979; [4] and Automatic frequency control using split-band signal strength measurements: US Pat. No. 5487186, MKI H 04
Данный способ позволяет управлять частотой гетеродина, который обеспечивает размещение спектра принимаемого сигнала по центру полосы пропускания приемника, без декодирования наложенных расширяющих последовательностей (т. е. без корреляционной обработки сигнала). Принимаемый сигнал делится между двумя смежными по частоте фильтрами, занимающими по половине полосы пропускания, и выполняется сравнение уровней сигналов в каждой из этих полос. Разностный сигнал используется для подстройки гетеродина таким образом, чтобы средняя частота принимаемого сигнала совпала со средней частотой полосы пропускания АПЧ приемника [5]. This method allows you to control the frequency of the local oscillator, which provides the placement of the spectrum of the received signal in the center of the passband of the receiver, without decoding superimposed spreading sequences (i.e., without correlation signal processing). The received signal is divided between two adjacent frequency filters occupying half the passband, and signal levels in each of these bands are compared. The difference signal is used to adjust the local oscillator in such a way that the average frequency of the received signal coincides with the average frequency of the passband of the AFC receiver [5].
Недостатком этого подхода является необходимость построения двух фильтров высокого порядка и большом времени накопления для достижения достаточной точности оценивания. The disadvantage of this approach is the need to build two high-order filters and a large accumulation time to achieve sufficient estimation accuracy.
Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому способу автоподстройки частоты является способ и устройство, описанные в статье В.И. Тихонова "Оптимальный прием сигналов". М., Радио и связь, 1983 г, стр. 199, рис. 3.13, стр. 230, рис. 3.21 [6]. Closest to the technical nature of the proposed method of automatic frequency adjustment is the method and device described in the article V.I. Tikhonov "Optimal reception of signals." M., Radio and Communications, 1983, p. 199, Fig. 3.13, p. 230, fig. 3.21 [6].
Такой способ автоподстройки частоты, заключается в том, что автоподстройку частоты осуществляют по результатам оценки частоты при помощи многоканального приемника, состоящего из n параллельных каналов, для этого:
- делят априорный интервал значений частот [-Fmax, Fmax] на n частотных подинтервалов с частотной полосой F каждый;
- в каждом из n частотных подинтервалов вычисляют корреляцию сигнала за время t, образуя n оценок корреляции, соответствующих серединам частотных подинтервалов Fi, где i может принимать значения от 1 до n;
- определяют модуль оценки корреляции;
- выбирают подинтервал с максимальным значением модуля оценки корреляции и вычисляют оценку сдвига частоты;
- осуществляют коррекцию частоты на величину полученной оценки.This method of auto-tuning the frequency is that the auto-tuning of the frequency is carried out according to the results of frequency estimation using a multi-channel receiver, consisting of n parallel channels, for this:
- divide the a priori frequency range [-F max , F max ] into n frequency sub-intervals with a frequency band F each;
- in each of the n frequency sub-intervals, the signal correlation is calculated over time t, forming n correlation estimates corresponding to the midpoints of the frequency sub-intervals Fi, where i can take values from 1 to n;
- determine the correlation estimation module;
- choose a sub-interval with the maximum value of the correlation estimation module and calculate the frequency shift estimate;
- carry out frequency correction by the value of the resulting estimates.
Для реализации описанного способа может быть использовано устройство, представленное на фиг. 1. To implement the described method, the device shown in FIG. 1.
Работает устройство следующим образом. The device operates as follows.
После декодирования ортогональных и скремблирующих кодовых последовательностей чипы принятого сигнала поступают на n перемножителей 2, где каждый чип умножается на комплексный отсчет генератора опорного сигнала ejFiτ, Fi - центральная частота подинтервала, τ - время. Таким образом, на выходе каждого из перемножителей формируется принятый сигнал со сдвигом по частоте, равным (Fi- ΔF).After decoding the orthogonal and scrambling code sequences, the chips of the received signal are fed to
В блоке формирования оценки 3 при помощи сумматора 5 производится когерентное накопление чипов информации за время t. Таким образом, формируется n оценок корреляции, соответствующих серединам частотных подинтервалов. In the unit for forming the
В блоке 6 определяют модуль оценки корреляции, который передается на устройство сравнения 4. In block 6, a correlation estimation module is determined, which is transmitted to the
В устройстве сравнения 4 выбирается максимальный результат накопления и вычисляется оценка сдвига частоты, которая передается в опорный генератор аналогового демодулятора для коррекции частоты. In the
Однако использование параллельной схемы не представляется возможным из-за большой стоимости и габаритов устройства АПЧ, необходимых для достижения требуемой точности настройки частоты. However, the use of a parallel circuit is not possible due to the high cost and dimensions of the AFC device necessary to achieve the required frequency tuning accuracy.
Сущность изобретения
Задача, которую решает заявляемое изобретение, заключается в создании способа автоподстройки частоты, обладающего высокой точностью оценки частоты во всем априорном интервале расстроек частоты [-Fmax, Fmax] при умеренных стоимостно-габаритных характеристиках конечного устройства.SUMMARY OF THE INVENTION
The problem that the claimed invention solves is to create a frequency auto-tuning method having high accuracy of frequency estimation in the entire a priori frequency detuning interval [-F max , F max ] with moderate cost-overall characteristics of the end device.
Для решения этой задачи в способ автоподстройки частоты, заключающийся в том, что делят априорный интервал значений частот на n частотных подинтервалов с частотной полосой F каждый, в каждом из n частотных подинтервалов вычисляют корреляцию сигнала за время t, образуя n оценок корреляции, соответствующих серединам частотных подинтервалов, определяют модуль оценки корреляции, выбирают подинтервал с максимальным значением модуля оценки корреляции и вычисляют оценку сдвига частоты, осуществляют коррекцию частоты на величину полученной оценки, вводят новую последовательность операций, при которой процесс автоподстройки осуществляют последовательно в Q итераций, при этом на каждой последующей итерации сужают область неопределенности до достижения минимально допустимого интервала рассогласования частоты, на каждой итерации накапливают некогерентно квадраты модулей k оценок корреляции в каждом из частотных подинтервалов, где k зависит от величины допустимого интервала рассогласования частоты на следующей итерации, производят вычисление оценки сдвига частоты по частотному подинтервалу с максимальным результатом накопления, причем время t когерентного накопления оценок корреляции на i-ой итерации выбирают как меньшее из двух величин, одна из которых равна n/F, а другая равна интервалу стационарности канала. To solve this problem, in a method of frequency self-tuning, which consists in dividing the a priori range of frequency values into n frequency sub-intervals with a frequency band F each, in each of the n frequency sub-intervals, the signal correlation for time t is calculated, forming n correlation estimates corresponding to the midpoints of the frequency subinterval, determine the correlation estimation module, select the subinterval with the maximum value of the correlation estimation module and calculate the frequency shift estimate, carry out the frequency correction by the value of the obtained estimate They introduce a new sequence of operations in which the auto-tuning process is carried out sequentially in Q iterations, while at each subsequent iteration the region of uncertainty is narrowed until the minimum acceptable frequency mismatch interval is reached, at each iteration, squares of modules k of correlation estimates are accumulated incoherently in each of the frequency sub-intervals, where k depends on the size of the allowable frequency mismatch interval at the next iteration, the frequency shift estimates are calculated from the frequency subinterval with the maximum accumulation result, and the time t of coherent accumulation of correlation estimates at the i-th iteration is chosen as the smaller of two quantities, one of which is equal to n / F, and the other is equal to the channel stationarity interval.
Вторым вариантом решения поставленной задачи является то, что в способ автоподстройки частоты, заключающийся в том, что делят априорный интервал значений частот на n частотных подинтервалов с частотной полосой F каждый, в каждом из n частотных подинтервалов вычисляют корреляцию сигнала за время t, образуя n оценок корреляции, соответствующих серединам частотных подинтервалов, определяют модуль оценки корреляции, выбирают подинтервал, с максимальным значением модуля оценки корреляции и вычисляют оценку сдвига частоты, осуществляют коррекцию частоты на величину полученной оценки, дополнительно вводят новую последовательность операций, при которой автоподстройку частоты выполняют в два этапа, на первом этапе осуществляют последовательно Q итераций, при этом на каждой последующей итерации сужают область неопределенности до достижения максимально допустимого интервала рассогласования частоты для второго этапа, на каждой итерации накапливают некогерентно квадраты модулей k оценок корреляции в каждом из частотных подинтервалов, где k зависит от величины допустимого интервала рассогласования частоты на следующей итерации, и производят вычисление оценки сдвига частоты по частотному подинтервалу с максимальным результатом накопления, причем время t когерентного накопления оценок корреляции на i-ой итерации выбирают как меньшее из двух величин, одна из которых равна n/F, а другая равна интервалу стационарности канала, на втором этапе сужают область неопределенности до минимально допустимого интервала рассогласования частоты и выполняют слежение за частотой, циклически повторяя итерации автоподстройки частоты, причем на каждой итерации вычисляют корреляцию сигнала за время t1, меньшее интервала стационарности канала, образуя оценки корреляции, вычисляют фазу оценок корреляции, проводят сглаживание фазы оценок, исключая большие скачки фазы, используя фазы оценок, формируют решающую дискретную функцию, у которой оценивают линейный наклон и определяют величину рассогласования частоты, осуществляют коррекцию частоты на величину полученной оценки. The second solution to the problem is that in the method of frequency self-tuning, which consists in dividing the a priori range of frequency values into n frequency sub-intervals with a frequency band F each, in each of the n frequency sub-intervals calculate the signal correlation for time t, forming n estimates correlations corresponding to the midpoints of the frequency sub-intervals, determine the correlation estimation module, select the sub-interval with the maximum value of the correlation estimation module and calculate the frequency shift estimate, carry out the correlation frequency frequency by the value of the obtained estimate, a new sequence of operations is additionally introduced, in which frequency self-tuning is performed in two stages, Q iterations are carried out sequentially in the first stage, and at each subsequent iteration the region of uncertainty is narrowed down to the maximum permissible frequency mismatch interval for the second stage, at each iteration, squares of modules k of correlation estimates are accumulated incoherently in each of the frequency sub-intervals, where k depends on the value of the permissible tore the frequency mismatch at the next iteration, and calculate the frequency shift estimate over the frequency sub-interval with the maximum accumulation result, and the coherent accumulation time t of the correlation estimates at the i-th iteration is chosen as the smaller of the two quantities, one of which is n / F, and the other equal to the channel stationarity interval, at the second stage, the uncertainty region is narrowed to the minimum allowable frequency mismatch interval and the frequency is monitored, cyclically repeating iterations frequencies, and at each iteration, the signal correlation is calculated for a time t1 shorter than the channel stationarity interval, forming correlation estimates, the correlation estimation phase is calculated, the estimation phase is smoothed out, excluding large phase jumps, using the estimation phases, they form a decisive discrete function for which the linear the slope and determine the magnitude of the frequency mismatch, carry out the correction of the frequency by the value of the resulting estimates.
Кроме того, сглаживание фазы оценок производят методом запрета разностей фаз текущего и предыдущего символов, более чем на π, а оценку линейного наклона определяют методом наименьших квадратов. In addition, the phase smoothing of estimates is carried out by the method of prohibiting the phase differences of the current and previous characters by more than π, and the linear slope is estimated using the least squares method.
Конструктивно вышеизложенное решение технической задачи реализуется за счет того, что разработано устройство автоподстройки частоты соответственно для каждого варианта реализации заявляемого способа. Structurally, the above solution to the technical problem is realized due to the fact that a device for automatic frequency control has been developed, respectively, for each implementation of the proposed method.
Устройство автоподстройки частоты, по первому варианту, содержащее первый блок оценки частоты, в состав которого входят n параллельных частотных каналов, каждый канал состоит из последовательно соединенных перемножителя и блока формирования оценки, содержащего первый сумматор, выход блока формирования оценки каждого частотного канала соединен с соответствующим входом блока сравнения, выход которого является выходом устройства, первые входы перемножителей объединены и являются информационным входом устройства, вторые входы перемножителей соединены с выходами генератора опорного сигнала, первый вход первого сумматора соединен с выходом перемножителя, при этом дополнительно введены блок управления, второй блок оценки частоты, а в блок формирования оценки каждого из n частотных каналов первого блока оценки частоты дополнительно введены последовательно соединенные блок вычисления квадрата модуля, вход которого соединен с выходом первого сумматора, делитель, второй сумматор, выход которого является выходом блока формирования оценки, причем вторые входы первых сумматоров каждого из n частотных каналов объединены со вторыми входами делителей и соединены со вторым управляющим выходом блока управления, вторые входы вторых сумматоров всех n частотных каналов объединены со входом генератора опорного сигнала и соединены с первым управляющим выходом блока управления. The frequency locked loop, according to the first embodiment, containing a first frequency estimation block, which includes n parallel frequency channels, each channel consists of series-connected multipliers and an estimation block containing the first adder, the output of the block for estimating each frequency channel is connected to the corresponding input comparison unit, the output of which is the output of the device, the first inputs of the multipliers are combined and are the information input of the device, the second inputs of the multiplier the amplifiers are connected to the outputs of the reference signal generator, the first input of the first adder is connected to the output of the multiplier, in addition, a control unit, a second frequency estimation unit are introduced, and a series square connection block is additionally introduced into the evaluation formation unit of each of the n frequency channels of the first frequency estimation unit a module, the input of which is connected to the output of the first adder, a divider, a second adder, the output of which is the output of the evaluation unit, the second inputs of the first sum the tori of each of the n frequency channels are combined with the second inputs of the dividers and connected to the second control output of the control unit, the second inputs of the second adders of all n frequency channels are combined with the input of the reference signal generator and connected to the first control output of the control unit.
В устройство автоподстройки частоты, по второму варианту, содержащее первый блок оценки частоты, в состав которого входят n параллельных частотных каналов, каждый канал состоит из последовательно соединенных перемножителя и блока формирования оценки, содержащего первый сумматор, выход блока формирования оценки каждого частотного канала соединен с соответствующим входом блока сравнения, выход которого является выходом устройства, первые входы перемножителей объединены и являются информационным входом устройства, вторые входы перемножителей соединены с выходами генератора опорного сигнала, первый вход первого сумматора соединен с выходом перемножителя, дополнительно введены блок управления, второй блок оценки частоты, а в блок формирования оценки каждого из n частотных каналов первого блока оценки частоты дополнительно введены последовательно соединенные блок вычисления квадрата модуля, вход которого соединен с выходом первого сумматора, делитель, второй сумматор, выход которого является выходом блока формирования оценки, причем вторые входы первых сумматоров каждого из n частотных каналов объединены со вторыми входами делителей и соединены со вторым управляющим выходом блока управления, вторые входы вторых сумматоров всех n частотных каналов объединены со входом генератора опорного сигнала и соединены с первым управляющим выходом блока управления, кроме того второй блок оценки частоты содержит последовательно соединенные третий сумматор, блок формирования фазы, блок сглаживания фазы, блок оценки частотного сдвига, блок усреднения, причем первый вход третьего сумматора является информационным входом второго блока оценки частоты, второй вход третьего сумматора и второй вход блока усреднения соединены с третьим управляющим входом блока управления. According to the second embodiment, to the frequency locked loop, comprising a first frequency estimator, which includes n parallel frequency channels, each channel consists of series-connected multipliers and an estimator, containing the first adder, and the output of the estimator for each frequency channel is connected to the corresponding the input of the comparison unit, the output of which is the output of the device, the first inputs of the multipliers are combined and are the information input of the device, the second inputs of the alternator residents are connected to the outputs of the reference signal generator, the first input of the first adder is connected to the output of the multiplier, a control unit, a second frequency estimation unit are additionally introduced, and a series square connected module square calculation unit is additionally introduced into the evaluation unit of each of the n frequency channels of the first frequency estimation unit, the input of which is connected to the output of the first adder, the divider, the second adder, the output of which is the output of the evaluation unit, the second inputs of the first adders to Each of the n frequency channels is combined with the second inputs of the dividers and connected to the second control output of the control unit, the second inputs of the second adders of all n frequency channels are combined with the input of the reference signal generator and connected to the first control output of the control unit, in addition, the second frequency estimation unit contains connected the third adder, the phase forming unit, the phase smoothing unit, the frequency shift estimation unit, the averaging unit, the first input of the third adder being information the second input of the third adder and the second input of the averaging unit are connected to the third control input of the control unit.
Сопоставительный анализ первого варианта способа автоподстройки частоты с прототипом показывает, что предлагаемое изобретение существенно отличается от прототипа, так как поэтапное сужение области неопределенности до минимально допустимого интервала рассогласования частоты, изменение времени накопления оценок корреляции на i-ой итерации в зависимости от величины априорного интервала значений частот на данной итерации позволяет получить более высокую точность оценки. A comparative analysis of the first variant of the frequency auto-tuning method with the prototype shows that the present invention differs significantly from the prototype, since a step-by-step narrowing of the uncertainty region to the minimum acceptable frequency mismatch interval, change in the accumulation time of correlation estimates at the ith iteration depending on the size of the a priori frequency interval at this iteration allows you to get higher accuracy estimates.
Сопоставительный анализ второго варианта способа автоподстройки частоты с прототипом показывает, что предлагаемое изобретение также существенно отличается от прототипа, так как поэтапное сужение области неопределенности до минимально допустимого интервала рассогласования частоты, изменение времени накопления оценок корреляции на i-ой итерации в зависимости от величины априорного интервала значений частот на данной итерации и использование второго этапа для более точной настройки частоты путем сужения области неопределенности до минимально допустимого интервала рассогласования частоты, слежение за частотой позволяет значительно повысить точность оценки. A comparative analysis of the second variant of the frequency auto-tuning method with the prototype shows that the present invention also differs significantly from the prototype, since a step-by-step narrowing of the region of uncertainty to the minimum acceptable frequency mismatch interval, change in the accumulation time of correlation estimates at the ith iteration depending on the size of the a priori value range frequencies at a given iteration and using the second stage to fine tune the frequency by narrowing the region of uncertainty to minimum allowable frequency mismatch interval, tracking the frequency can significantly improve the accuracy of the assessment.
Сопоставительный анализ заявляемых вариантов способа с другими известными техническими решениями в данной области техники не выявил более раннего описания признаков, заявленных в отличительной части формулы изобретения, а это позволяет утверждать, что заявляемый способ автоподстройки частоты отвечает критериям новизны и изобретательского уровня. A comparative analysis of the proposed variants of the method with other well-known technical solutions in the art did not reveal an earlier description of the features claimed in the characterizing part of the claims, and this suggests that the inventive method of frequency tuning meets the criteria of novelty and inventive step.
Сравнение заявляемого устройства автоподстройки частоты (по первому и второму вариантам реализации) с другими известными техническими решениями в данной области техники не позволило выявить более раннего описания признаков, заявленных в отличительной части формулы изобретения, что свидетельствует о наличии в заявляемом изобретении элементов новизны, изобретательского уровня и промышленной применимости. Comparison of the inventive frequency-locking device (according to the first and second embodiments) with other known technical solutions in the art did not allow to reveal an earlier description of the features claimed in the characterizing part of the claims, which indicates the presence in the claimed invention of elements of novelty, inventive step and industrial applicability.
Описании фигур чертежей
На фиг. 1 приведена блок-схема устройства, выбранного в качестве прототипа. Элементами схемы являются:
1 - генератор комплексных отсчетов гетеродина для всех n каналов;
2 - комплексный перемножитель принятых чипов и комплексных отсчетов генератора опорного сигнала;
3 - устройство вычисления модуля оценки корреляции для данного частотного подинтервала;
4 - устройство сравнения полученных оценок корреляции и генерирования сигнала управления для коррекции частотного рассогласования;
5 - комплексный сумматор принятых чипов;
6 - устройство вычисления модуля комплексного числа.DESCRIPTION OF DRAWINGS
In FIG. 1 shows a block diagram of a device selected as a prototype. Elements of the scheme are:
1 - generator of complex samples of the local oscillator for all n channels;
2 - a complex multiplier of the received chips and complex samples of the reference signal generator;
3 - a device for calculating a correlation estimation module for a given frequency sub-interval;
4 is a device for comparing the obtained correlation estimates and generating a control signal for correcting a frequency mismatch;
5 - integrated adder of the received chips;
6 is a device for calculating the module of a complex number.
На фиг. 2 приведена блок-схема заявляемого устройства (вариант 1). Элементами этой схемы являются:
7 - блок управления;
8 - блок оценки частоты.In FIG. 2 shows a block diagram of the inventive device (option 1). Elements of this scheme are:
7 - control unit;
8 - frequency estimation unit.
На фиг. 3 приведена схема первого блока оценки частоты. На схеме показаны:
1 - генератор комплексных отсчетов гетеродина для всех n каналов;
2 - комплексный перемножитель;
3 - блок формирования оценки M(Fi) для данного частотного подинтервала;
4 - устройство сравнения полученных оценок M(Fi) и генерирования сигнала управления для коррекции частотного рассогласования;
5 - комплексный сумматор;
10 - устройство вычисления квадрата модуля комплексного числа;
11 - блок взвешивания j-ой оценки корреляции (делитель),
12 - блок некогерентного накопления k оценок корреляции (сумматор).In FIG. 3 shows a diagram of a first frequency estimation unit. The diagram shows:
1 - generator of complex samples of the local oscillator for all n channels;
2 - complex multiplier;
3 - block forming the estimation of M (Fi) for a given frequency sub-interval;
4 is a device for comparing the obtained estimates of M (Fi) and generating a control signal for correcting a frequency mismatch;
5 - complex adder;
10 - a device for calculating the square of the module of a complex number;
11 - weighting unit of the j-th correlation estimate (divider),
12 is a block of incoherent accumulation of k correlation estimates (adder).
На фиг. 4 приведена блок-схема заявляемого устройства по второму варианту реализации. На схеме показаны:
7 - блок управления;
8 - блок оценки частоты;
9 - блок оценки частоты (дополнительный).In FIG. 4 shows a block diagram of the inventive device according to the second embodiment. The diagram shows:
7 - control unit;
8 - frequency estimation unit;
9 - frequency estimation unit (optional).
На фиг. 5 приведена структура блока оценки частоты 9, где обозначено:
13 - комплексный сумматор;
14 - блок определения фазы комплексного числа;
15 - блок исключения скачков фазы на ±π;
16 - блок оценки частотного сдвига методом линейной регрессии;
17 - блок усреднения.In FIG. 5 shows the structure of the
13 - complex adder;
14 - block determining the phase of the complex number;
15 - phase jump elimination unit by ± π;
16 is a block of frequency shift estimation by linear regression;
17 - block averaging.
На фиг. 6 иллюстрируется принцип параллельно-последовательного анализа сдвига частоты. Истинное значение сдвига частоты показано пунктирной вертикальной линией. In FIG. 6 illustrates the principle of parallel-serial frequency shift analysis. The true value of the frequency shift is shown by a dashed vertical line.
Предпочтительный вариант реализации изобретения
Заявляемый способ заключается в применении квазиоптимального алгоритма, который представляет собой модифицированную многоканальную схему, основанную на оптимальных решающих функциях. При этом используют последовательно-параллельную пошаговую процедуру:
- автоподстройку частоты осуществляют последовательно за Q итераций, при этом на каждой последующей итерации сужают область неопределенности до минимально допустимого интервала рассогласования частоты, причем на каждой итерации:
- делят априорный интервал значений частот на n частотных подинтервалов с частотной полосой F каждый;
- в каждом из n частотных подинтервалов вычисляют корреляцию сигнала за время t, образуя n оценок корреляции, соответствующих серединам подинтервалов, причем время t когерентного накопления оценок корреляции на i-ой итерации выбирают как меньшее из двух величин, одна из которых равна n/F, а другая равна интервалу стационарности канала;
- определяют модуль оценки корреляции;
- накапливают модули k оценок корреляции, k зависит от величины допустимого интервала рассогласования частоты на следующей итерации;
- выбирают частотный подинтервал, у которого результат накопления имеет максимальное значение, и вычисляют оценку сдвига частоты;
- осуществляют коррекцию частоты на величину полученной оценки.Preferred Embodiment
The inventive method consists in the application of a quasi-optimal algorithm, which is a modified multichannel scheme based on optimal decision functions. In this case, use a serial-parallel step-by-step procedure:
- frequency self-tuning is carried out sequentially for Q iterations, while at each subsequent iteration the region of uncertainty is narrowed to the minimum acceptable frequency mismatch interval, and at each iteration:
- divide the a priori range of frequency values into n frequency sub-intervals with a frequency band F each;
- in each of the n frequency sub-intervals, the signal correlation for time t is calculated, forming n correlation estimates corresponding to the mid-intervals, and the time t of coherent accumulation of correlation estimates at the i-th iteration is chosen as the smaller of the two values, one of which is n / F, and the other is equal to the stationarity interval of the channel;
- determine the correlation estimation module;
- accumulate modules k of correlation estimates, k depends on the size of the allowable interval of frequency mismatch at the next iteration;
- select the frequency sub-interval, in which the accumulation result has a maximum value, and calculate the frequency shift estimate;
- carry out frequency correction by the value of the resulting assessment.
Другим вариантом предлагаемого способа автоподстройки частоты является способ, заключающийся в том, что на первом этапе устраняют большие расстройки частоты параллельно - последовательно за Q итераций, сужая область неопределенности до максимально допустимого интервала рассогласования частоты на втором этапе, причем на каждой итерации
- делят априорный интервал значений частот на n частотных подинтервалов с частотной полосой F каждый;
- в каждом из n частотных подинтервалов вычисляют корреляцию сигнала за время t, образуя n оценок корреляции, соответствующих серединам подинтервалов, причем время t когерентного накопления оценок корреляции на i-ой итерации выбирают как меньшее из двух величин, одна из которых равна n/F, а другая равна интервалу стационарности канала;
- определяют модуль оценки корреляции;
- накапливают модули k оценок корреляции, k зависит от величины допустимого интервала рассогласования частоты на следующей итерации;
- выбирают частотный подинтервал, у которого результат накопления имеет максимальное значение и вычисляют оценку сдвига частоты;
- осуществляют коррекцию частоты на величину полученной оценки.Another option of the proposed method of frequency autolocking is that in the first stage, large frequency detunings are eliminated in parallel - sequentially after Q iterations, narrowing the uncertainty to the maximum allowable frequency mismatch interval in the second stage, and at each iteration
- divide the a priori range of frequency values into n frequency sub-intervals with a frequency band F each;
- in each of the n frequency sub-intervals, the signal correlation for time t is calculated, forming n correlation estimates corresponding to the mid-intervals, and the time t of coherent accumulation of the correlation estimates at the i-th iteration is chosen as the smaller of the two values, one of which is n / F, and the other is equal to the stationarity interval of the channel;
- determine the correlation estimation module;
- accumulate modules k of correlation estimates, k depends on the size of the allowable interval of frequency mismatch at the next iteration;
- choose a frequency sub-interval in which the accumulation result has a maximum value and calculate the frequency shift estimate;
- carry out frequency correction by the value of the resulting estimates.
Затем на втором этапе производят точную настройку частоты, сужая область неопределенности до минимально допустимого интервала рассогласования частоты, и слежение за частотой, выполняя циклически повторяющиеся итерации, причем на каждой итерации
- вычисляют корреляцию сигнала за время t1, меньшее интервала стационарности канала, образуя оценки корреляции,
- вычисляют фазу оценок корреляции,
- проводят сглаживание фазы оценок, исключая большие скачки фазы,
- используя фазы оценок, формируют решающую дискретную функцию, у которой оценивают линейный наклон и определяют величину рассогласования частоты,
- осуществляют коррекцию частоты на величину полученной оценки.Then, at the second stage, the frequency is fine-tuned, narrowing the region of uncertainty to the minimum acceptable frequency mismatch interval, and tracking the frequency, performing cyclically repeating iterations, and at each iteration
- calculate the correlation of the signal for a time t1 less than the interval of stationarity of the channel, forming estimates of the correlation,
- calculate the phase of the correlation estimates,
- carry out smoothing of the evaluation phase, excluding large phase jumps,
- using the phases of the estimates, form a decisive discrete function, which evaluate the linear slope and determine the magnitude of the frequency mismatch,
- carry out frequency correction by the value of the resulting estimates.
Для реализации первого и второго вариантов способа были, в частности, использованы устройства, представленные соответственно на фиг. 2 и 4. Устройство АПЧ для первого варианта реализации включает в себя блок оценки частоты 8, представляющий собой модифицированную многоканальную схему, основанную на оптимальных решающих функциях. To implement the first and second variants of the method, in particular, the devices shown in FIG. 2 and 4. The AFC device for the first embodiment includes a
При реализации второго способа автоподстройки частоты алгоритм работы устройства АПЧ состоит из двух этапов с использованием двух блоков оценки частоты 8 и 9, которые включают по очереди для подстройки частоты на первом и втором этапах соответственно. Работу блоков 8 и 9 в обоих случаях осуществляют под контролем блока управления при помощи трех управляющих сигналов. When implementing the second method of frequency self-tuning, the algorithm of the AFC device consists of two stages using two frequency estimation blocks 8 and 9, which are included in turn to adjust the frequency in the first and second stages, respectively. The operation of
При реализации первого способа автоподстройки частоты при помощи блока 8 за Q итераций область неопределенности сужают до минимально допустимого интервала рассогласования частоты. Схематично принцип последовательно-параллельной подстройки частоты представлен на фиг. 6. When implementing the first method of frequency auto-
На первом шаге весь априорный интервал [-Fmax, Fmax] делят на n подинтервалов и параллельно формируют n величин максимизированного логарифма функционала отношения правдоподобия, соответствующих серединам подинтервалов, в соответствии со следующей решающей функцией:
где i - номер частотного подинтервала, принимающий значения от 1 до n;
M(Fi) - результат накопления квадрата модулей k оценок корреляции в каждом из частотных подинтервалов i, соответствующий серединам частотных подинтервалов Fi;
k - количество накапливаемых оценок корреляции;
tj - время когерентного накопления j-ой оценки корреляции,
Xi,j Re, Xi,j Im - реальная и мнимая часть когерентного накопления принятых чипов по i-му каналу для j-ой оценки корреляции.At the first step, the entire a priori interval [-F max , F max ] is divided into n subintervals and n values of the maximized logarithm of the likelihood ratio functional corresponding to the midpoints of the subintervals are formed in parallel in accordance with the following decisive function:
where i is the number of the frequency sub-interval, taking values from 1 to n;
M (Fi) is the result of the accumulation of the square of modules k of correlation estimates in each of the frequency sub-intervals i, corresponding to the midpoints of the frequency sub-intervals Fi;
k is the number of accumulated correlation estimates;
t j is the coherent accumulation time of the jth correlation estimate,
X i, j Re , X i, j Im - the real and imaginary part of the coherent accumulation of received chips on the i-th channel for the j-th correlation estimate.
Далее выбирают подинтервал, у которого значение (1) максимально. По окончании каждого шага оценивания полученное значение оценки передают в опорный генератор аналогового демодулятора для его сложения с текущим значением частоты генератора. На следующем шаге выбранный подинтервал вновь делят на n частей и цикл оценки и коррекции частоты повторяют снова. Next, choose a sub-interval for which the value (1) is maximum. At the end of each evaluation step, the obtained evaluation value is transmitted to the reference generator of the analog demodulator to add it to the current value of the generator frequency. In the next step, the selected sub-interval is again divided into n parts, and the cycle of frequency estimation and correction is repeated again.
Проведя Q таких итераций, априорный интервал возможных значений частотного сдвига [-Fmax, Fmax] снижают до размеров, удовлетворяющих заданной допустимой погрешности оценивания. Чтобы не было проблем с ситуацией, когда истинное значение частотного сдвига лежит вблизи границы между подинтервалами, на каждом шаге подинтервалы выбирают с перекрытием. При этом априорный интервал от шага к шагу уменьшают не в n, а в меньшее число раз.After conducting Q such iterations, the a priori interval of the possible values of the frequency shift [-F max , F max ] is reduced to sizes satisfying the given permissible estimation error. In order to avoid problems with the situation when the true value of the frequency shift lies near the boundary between the subintervals, at each step the subintervals are selected with overlapping. Moreover, the a priori interval from step to step is reduced not by n, but by a smaller number of times.
На каждой из Q итераций время когерентного накопления оценок корреляции t = tj выбирают как меньшее из двух величин, одна из которых равна n/F, а другая равна интервалу стационарности канала. Выбор необходимо производить с учетом интервала ортогональности принимаемого сигнала по следующей причине.At each of the Q iterations, the time of coherent accumulation of correlation estimates t = t j is chosen as the smaller of the two quantities, one of which is n / F, and the other is equal to the channel stationarity interval. The choice must be made taking into account the interval of orthogonality of the received signal for the following reason.
Особенностью стандарта UMTS является временное разделение пилот-символов и символов информации. Если интервал стационарности канала больше интервала ортогональности, то для символов пилот-сигнала, передаваемых всегда с одинаковой фазой, можно проводить когерентное накопление нескольких символов. Между тем фаза принимаемых символов информации априори не определена, поскольку для передачи информации используется 4-фазная манипуляция сигнала. Таким образом, при приеме символов информации длительность когерентного накопления не может превышать длительности символа. Введение в знаменателе выражения (1) времени когерентного накопления tj позволяет формировать оценку M(Fi) по всему потоку принимаемых данных, проводя некогерентное взвешенное суммирование когерентно накапливаемых символов пилот-сигнала и символов информации.A feature of the UMTS standard is the temporary separation of pilot symbols and information symbols. If the channel stationarity interval is greater than the orthogonality interval, then for pilot symbols transmitted always with the same phase, several symbols can be coherently accumulated. Meanwhile, the phase of the received information symbols is not a priori determined, since 4-phase signal manipulation is used to transmit information. Thus, when receiving information symbols, the duration of coherent accumulation cannot exceed the duration of the symbol. The introduction of the coherent accumulation time t j in the denominator of expression (1) allows one to form an estimate of M (Fi) over the entire stream of received data by performing an incoherent weighted summation of coherently accumulated pilot symbols and information symbols.
В стандарте CDMA2000 существует постоянно передаваемый пилот-сигнал, что позволяет устанавливать время когерентного накопления t = tj постоянным на каждой итерации в соответствии с приведенным выше правилом.In the CDMA2000 standard, there is a continuously transmitted pilot signal, which allows you to set the coherent accumulation time t = t j constant at each iteration in accordance with the above rule.
На фиг. 3 демонстрируется схема устройства по первому варианту. In FIG. 3 shows a diagram of a device according to the first embodiment.
Блок оценки частоты 8 содержит n параллельных частотных каналов. Каждый канал содержит последовательно соединенные перемножитель 2 и блок формирования оценки 3. Первые входы перемножителей 2 объединены и являются первым информационным входом устройства автоподстройки частоты. Вторые входы перемножителей 2 соединены с выходами генератора опорного сигнала 1. Выходы блоков формирования оценки 3 соединены со входами блока сравнения 4, выход которого является выходом устройства автоподстройки частоты. Каждый блок формирования оценки 3 содержит последовательно соединенные первый сумматор 5, блок вычисления квадрата модуля 10, делитель 11, второй сумматор 12. Первые входы первых сумматоров 5 соединены с выходами перемножителей 2. Вторые входы первых сумматоров 5 объединены со вторыми входами делителей 11 и соединены со вторым выходом блока управления 7 (фиг. 2). Вторые входы вторых сумматоров 12 объединены со входом генератора опорного сигнала 1 и соединены с первым выходом блока управления 7 (фиг. 2). The
Работает устройство следующим образом. The device operates as follows.
В начале каждой из Q итераций при помощи управляющего сигнала 1 из блока управления 7 передается номер итерации, в соответствии с которым в генераторе опорного сигнала 1 устанавливаются частоты Fi, а в сумматоре 12 устанавливается количество некогерентно накапливаемых оценок k. At the beginning of each of Q iterations, the iteration number is transmitted from the
Чипы принятого сигнала после декодирования ортогональных и скремблирующих кодовых последовательностей поступают на n комплексных перемножителей 2, где каждый чип умножается на комплексный отсчет генератора опорного сигнала ejFiτ; Fi - центральная частота подинтервала, τ - время. Таким образом, на выходе каждого из перемножителей формируется принятый сигнал, сдвинутый по частоте на величину (Fi-ΔF).The chips of the received signal after decoding the orthogonal and scrambling code sequences are fed to n
В блоке 3 производится формирования оценки M(Fi) для данного частотного подинтервала в соответствии с решающей функцией (1). Для этого при помощи сумматора 5 производится когерентное накопление чипов информации за время t = tj, задаваемое из блока управления при помощи управляющего сигнала 2.In
В блоке 10 вычисляют квадрат модуля накопленной когерентной суммы за время t (квадрат оценки корреляции). После этого данные передаются в делитель 11, где производится взвешивание полученной величины. Для этого вычисляют отношения квадрата модуля комплексного числа, накопленного за время t = tj, к длительности интервала когерентного накопления tj.In block 10, the squared modulus of the accumulated coherent sum is calculated over time t (squared correlation estimate). After that, the data is transmitted to the divider 11, where the obtained value is weighted. For this, the ratio of the squared modulus of the complex number accumulated over time t = t j to the duration of the coherent accumulation interval t j is calculated.
Сумматор 12 предназначен для некогерентного накопления k взвешенных квадратов оценки корреляции и формирования, таким образом, значения решающей функции M(Fi) для данного частотного подинтервала. The adder 12 is designed for incoherent accumulation of k weighted squares of the correlation estimate and the formation, thus, of the value of the decision function M (Fi) for a given frequency sub-interval.
В устройстве сравнения выбирается максимальная из полученных оценок M(Fi) и вычисляется оценка сдвига частоты, которая передается в опорный генератор аналогового демодулятора для коррекции частоты. In the comparison device, the maximum of the obtained M (Fi) estimates is selected and the frequency shift estimate is calculated, which is transmitted to the reference generator of the analog demodulator for frequency correction.
Для организации режима слежения при помощи последовательно-параллельной структуры необходимо повторять последний (самый точный) шаг оценки частоты и проводить подстройку по результатам анализа. В режиме слежения целесообразно перестраивать параллельные каналы так, чтобы канал, соответствующий оценке, постоянно располагался посередине. To organize the tracking mode using a series-parallel structure, it is necessary to repeat the last (most accurate) step of frequency estimation and carry out adjustment according to the analysis results. In tracking mode, it is advisable to rebuild parallel channels so that the channel corresponding to the estimate is constantly located in the middle.
Таким образом данное устройство автоподстройки частоты реализует в себе оба этапа анализа частотного рассогласования: как грубую, так и точную подстройку частоты. Thus, this automatic frequency control device implements both stages of the frequency mismatch analysis: both coarse and accurate frequency adjustment.
При реализации второго способа АПЧ блок 8 используют на первом этапе автоподстройки частоты для устранения больших расстроек частоты. При этом за Q итераций область неопределенности сужают до максимально допустимого интервала рассогласования частоты на втором этапе. When implementing the second method of
После коррекции больших рассогласований частоты блок управления 7 включает блок оценки частоты 9, при помощи которого производится окончательная (точная) подстройка частоты и слежение за частотой в процессе работы мобильной станции. Устройство АПЧ работает непрерывно, осуществляя одинаковые циклы (итерации) оценки и коррекции частотного сдвига. After correcting large frequency inconsistencies, the
Структура блока оценки частоты 9 приведена на фиг. 5. The structure of the
Блок оценки частоты 9 содержит последовательно соединенные третий сумматор 13, блок формирования фазы 14, блок сглаживания фазы 15, блок оценки частотного сдвига 16, блок усреднения 17, причем первый вход третьего сумматора 13 является информационным входом второго блока оценки частоты 9, второй вход третьего сумматора 13 и второй вход блока усреднения 17 соединены с третьим управляющим входом блока управления 7 (фиг. 4). The
Работает устройство следующим образом. The device operates as follows.
Для оценки частоты в блоке 9 используется фазовая структура принимаемого сигнала. Чипы принятого сигнала после декодирования ортогональных и скремблирующих кодовых последовательностей поступают на вход сумматора 13, где осуществляется их когерентное накопление за время t1 для формирования оценок корреляции. Время t1 задается при помощи управляющего сигнала 3 из блока управления. Оно всегда меньше интервала стационарности канала. Для полученной оценки корреляции в блоке 14 вычисляется фаза 
Поскольку полные фазы 
Because full phases
Обозначим фазы после сглаживания 
Для оценки линейного наклона, однозначно связанного с частотным сдвигом, используют метод наименьших квадратов, что эквивалентно использованию метода максимального правдоподобия в гауссовском приближении. Формирование оценки имеющегося на данный момент частотного сдвига Ω производят в соответствии со следующим выражением:
где 
В выражении (3) для всех ti справедливо равенство ti - ti-1 = ti.To estimate the linear slope, which is uniquely associated with the frequency shift, the least squares method is used, which is equivalent to using the maximum likelihood method in the Gaussian approximation. The estimation of the currently available frequency shift Ω is generated in accordance with the following expression:
Where
In the expression (3) for all t i the equality t i - t i-1 = t i is true.
Усреднив полученную оценку по множеству интервалов анализа в блоке 17, получают окончательную оценку частотного сдвига, которая используется для коррекции частоты опорного генератора. Множество интервалов анализа определяется длительностью итерации оценки частоты. By averaging the resulting estimate over the set of analysis intervals in
Поскольку время t1 в общем случае является переменным, управляющий сигнал 3 из блока управления 7 используют в блоке 17 для учета времени когерентного накопления t1, что позволяет не изменять алгоритм функционирования блоков 14, 15 и 16. Since the time t1 is generally variable, the
Представленные решения проблемы автоподстройки частоты сочетают в себе возможность точной подстройки частоты при умеренных затратах на их реализацию. При этом время автоподстройки, при заданной точности конечной настройки частоты, незначительно превышает время анализа и коррекции частоты при использовании многоканального приемника, особенно при применении первого варианта реализации устройства. Второй вариант построения системы АПЧ позволяет совместить в одном устройстве высокую точность настройки частоты, характерную для систем ФАПЧ, и возможность автоподстройки частоты при больших начальных расстройках частоты, коррекция которых с использованием только фазовых методов оценки частоты оказывается невозможной. Предлагаемые варианты реализации АПЧ позволяют проводить точную настройку частоты опорного генератора даже при очень низком отношении сигнал-шум для принимаемого сигнала. The presented solutions to the problem of frequency self-tuning combine the ability to fine-tune the frequency with moderate costs for their implementation. At the same time, the auto-tuning time, for a given accuracy of the final frequency tuning, slightly exceeds the analysis and frequency correction time when using a multi-channel receiver, especially when using the first embodiment of the device. The second variant of constructing the AFC system allows combining in one device the high frequency tuning accuracy characteristic of PLL systems and the ability to automatically adjust the frequency for large initial frequency detunings, the correction of which using only phase methods of frequency estimation is impossible. The proposed embodiments of the AFC allow fine tuning of the frequency of the reference oscillator even with a very low signal-to-noise ratio for the received signal.
Claims (5)
4. Способ по п.2, отличающийся тем, что оценку линейного наклона определяют методом наименьших квадратов.3. The method according to claim 2, characterized in that the smoothing of the evaluation phase is performed by the method of prohibiting the phase differences of the current and previous characters by more than π.
4. The method according to claim 2, characterized in that the linear slope estimate is determined by the least squares method.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU99112260A RU2168267C2 (en) | 1999-06-02 | 1999-06-02 | Method of automatic frequency control and device for its realization |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU99112260A RU2168267C2 (en) | 1999-06-02 | 1999-06-02 | Method of automatic frequency control and device for its realization |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2168267C2 true RU2168267C2 (en) | 2001-05-27 |
| RU99112260A RU99112260A (en) | 2004-08-27 |
Family
ID=20221013
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU99112260A RU2168267C2 (en) | 1999-06-02 | 1999-06-02 | Method of automatic frequency control and device for its realization |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2168267C2 (en) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2450435C1 (en) * | 2011-03-01 | 2012-05-10 | Учреждение Российской академии наук Институт радиотехники и электроники им. В.А. Котельникова РАН | Frequency stabilisation system for tunable cryogenerator |
| RU2487481C1 (en) * | 2012-02-14 | 2013-07-10 | Открытое акционерное общество "Концерн "Созвездие" | Method for frequency-estimation of broadband signals and apparatus for realising said method |
| RU2691380C1 (en) * | 2018-07-05 | 2019-06-13 | Акционерное общество "Концерн "Созвездие" | Device for high-accuracy signal frequency estimation in broadband communication systems |
| RU2691972C1 (en) * | 2018-07-04 | 2019-06-19 | Акционерное общество "Концерн "Созвездие" | Method for high-accuracy signal frequency estimation in broadband communication systems |
| RU2794168C1 (en) * | 2021-11-02 | 2023-04-12 | Акционерное общество "ВНИИР-Прогресс" | Multi-signal phase auto-tuning system |
-
1999
- 1999-06-02 RU RU99112260A patent/RU2168267C2/en not_active IP Right Cessation
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| ТИХОНОВ В.И., КУЛЬМАН К.К. Нелинейная фильтрация и квазикогерентный прием сигналов. - М.: Советское радио, 1975, с.620. * |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2450435C1 (en) * | 2011-03-01 | 2012-05-10 | Учреждение Российской академии наук Институт радиотехники и электроники им. В.А. Котельникова РАН | Frequency stabilisation system for tunable cryogenerator |
| RU2487481C1 (en) * | 2012-02-14 | 2013-07-10 | Открытое акционерное общество "Концерн "Созвездие" | Method for frequency-estimation of broadband signals and apparatus for realising said method |
| RU2691972C1 (en) * | 2018-07-04 | 2019-06-19 | Акционерное общество "Концерн "Созвездие" | Method for high-accuracy signal frequency estimation in broadband communication systems |
| RU2691380C1 (en) * | 2018-07-05 | 2019-06-13 | Акционерное общество "Концерн "Созвездие" | Device for high-accuracy signal frequency estimation in broadband communication systems |
| RU2794168C1 (en) * | 2021-11-02 | 2023-04-12 | Акционерное общество "ВНИИР-Прогресс" | Multi-signal phase auto-tuning system |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US8457177B2 (en) | System and method for fast code phase and carrier frequency acquisition in GPS receiver | |
| US6005889A (en) | Pseudo-random noise detector for signals having a carrier frequency offset | |
| US6798758B1 (en) | Method and apparatus for acquiring code synchronization in a CDMA communication system | |
| US6778613B2 (en) | Frequency and phase estimation for MPSK signals | |
| US7653152B2 (en) | Frequency measurement system for low modulation index digital FM/PM communication | |
| CN113238261A (en) | Signal capturing and tracking system of low-orbit satellite spread spectrum communication system | |
| JP3266268B2 (en) | Method and apparatus for estimating offset frequency of coherent receiver | |
| US20030043947A1 (en) | GFSK receiver | |
| Sollenberger et al. | Low-overhead symbol timing and carrier recovery for TDMA portable radio systems | |
| US20030108135A1 (en) | Method for synchronization in wireless systems using receive diversity | |
| US20020025011A1 (en) | System and method for fast code phase and carrier frequency acquisition in GPS receiver | |
| US6330291B1 (en) | Frequency tracking for communication signals using M-ary orthogonal walsh modulation | |
| WO1996014697A1 (en) | Correlation system for use in wireless direct sequence spread spectrum systems | |
| US20200036557A1 (en) | Transmitter and receiver and corresponding methods | |
| EP0983632A1 (en) | Sign-cross product automatic frequency control loop | |
| US5815541A (en) | Digital phase locked loop assembly | |
| US6647066B1 (en) | Method of determining a frequency offset between a set frequency and a desired frequency for synchronization with a multicarrier signal | |
| US6879627B1 (en) | Variable rate continuous mode satellite modem | |
| RU2168267C2 (en) | Method of automatic frequency control and device for its realization | |
| US7315588B2 (en) | System and method for enhanced acquisition for large frequency offsets and poor signal to noise ratio | |
| US6674792B1 (en) | Demodulation of receiver with simple structure | |
| US5822384A (en) | Search method for acquisition of time synchronization between a spreading sequence of a receiver and that of a transmitter | |
| RU2157050C1 (en) | Method for measuring frequency and device which implements said method | |
| US6072802A (en) | Initial synchronization method in code division multiple access reception system | |
| US7221696B1 (en) | Communication system and method for acquiring pseudonoise codes or carrier signals under conditions of relatively large chip rate uncertainty |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20100603 |