RU2145776C1

RU2145776C1 - Способ и устройство восстановления тактовой синхронизации символов из принимаемого синфазного и широкополосного квадратурного сигналов

Info

Publication number: RU2145776C1
Application number: RU96109208/09A
Authority: RU
Inventors: С.Кулл А.Корбетт (US); С.Кулл А.Корбетт; Б.Бейкк Брэдли (US); Б.Бейкк Брэдли; В.Аренс Джон (US); В.Аренс Джон
Original assignee: Моторола Инк.
Priority date: 1995-05-11
Filing date: 1996-05-08
Publication date: 2000-02-20
Also published as: GB9609163D0; FR2734107A1; US5499273A; JP2005167295A; AU694851B2; GB2300790A; GB2300790B; JPH08317009A; AU5065196A; FR2734107B1; BR9602199A

Abstract

Изобретение относится к радиоприемным устройствам, которые осуществляют восстановление тактовой синхронизации символов с помощью детектирования мощности. Технический результат - повышение точности восстановления тактовой синхронизации символов из принимаемого сигнала, имеющего широкий диапазон ошибок и ухода частоты. Сущность изобретения заключается в том, что определяют амплитуды принимаемых синфазного и квадратурного дискретизированных сигналов. Полученные амплитуды суммируют и распределяют по накапливающим регистрам, предназначенным для накапливания сумм первого и второго сигналов для каждого временного периода выборки и по существу по всей длине ожидаемого пакета. Схема определения максимума-минимума выбирает временной интервал дискретизации, имеющий наибольшую или наименьшую сумму, с целью получения сигнала восстановленной тактовой синхронизации. На следующем этапе можно восстановить несущую частоту, а устройство субдискретизации дополнительно дискретизирует принимаемые синфазный и квадратурный сигналы на основании сигнала восстановленной тактовой синхронизации. 2 с. и 8 з.п. ф-лы, 3 ил.

Description

Настоящее изобретение касается радиоприемного устройства и более конкретно радиоприемного устройства, которое осуществляет восстановление тактовой синхронизации символов с помощью детектирования мощности.

В системе многостанционного доступа с временным разделением каналов (МДВР) многочисленные пользователи занимают отдельные (индивидуальные) каналы, разделенные по времени. Каждый пользователь осуществляет передачу и прием в установленные периоды времени. Вследствие такого временного разделения, для точной демодуляции принимаемого сигнала необходим способ восстановления тактовой синхронизации символов, также известный под названием символьной синхронизации. По мере сближения оценочных значений с истинной величиной символьной синхронизации становится меньше заметным ухудшение характеристик. В известных системах временной символьной синхронизации был исключен значительный временной уход частоты. Однако во время восстановления тактовой синхронизации символов зачастую имеет место значительный уход частоты в принимаемом сигнале. Кроме того, в таких системах не была известна фаза, что усложняло задачу получения символьной синхронизации.

Обычное решение указанной проблемы заключается в использовании коррелятора с дискретизацией сигнала или системы типа фазовой автоматической подстройки частоты для экстрагирования символьной синхронизации. Коррелятор с дискретизацией сигнала требует дополнительной информации типа вступительной части и требует значительного количества мощности для обработки. Способ использования системы фазовой автоматической подстройки частоты эффективен в случае непрерывной передачи, но в условиях многостанционного доступа с временным разделением каналов (МДВР) указанный способ, а также и коррелятор с дискретизацией сигнала почти не дают результата. Оба эти способа становятся менее эффективными при введении ухода частоты, обусловленного, например, доплеровским сдвигом частоты.

В патенте США N 4941155 Чангом и Солленбергером предложен технический прием, предназначенный для когерентной демодуляции принимаемого радиосигнала в системе многостанционного доступа с временным разделением каналов (МДВР). Чанг и Солленбергер восстановили синфазный и квадратурный сигналы из дифференциальной фазы поступающего сигнала. Получают векторную сумму восстановленных синфазного и квадратурного сигналов, используя тот факт, что фазы поступающего сигнала добавляются конструктивно только при оптимальной дискретизации. При дискретизации, отличающейся от оптимальной, выборки добавляются деструктивно. Демодулятор Чанга и Солленбергера допускает меньший уход частоты, чем частота следования символов, деленная на количество выборок на символ. Необходим способ, допускающий более сильный уход частоты, типа ухода, вызываемого доплеровским смещением. Кроме того, желательно разработать простой способ, требующий меньшее время обработки и использующий меньшую схему.

Кроме того, Сейбелом и Каули раскрыт в другом способе когерентный демодулятор с оценкой частоты и фазы, выполняемой до оценки синхронизации. Такие оценки частоты и фазы гарантируют, что сигнал, поступающий в блок формирования прямоугольных импульсов или амплитуды, не имеет ухода частоты и имеет почти идеальную фазовую синхронизацию. В решении, предложенном Сейбелом и Каули, не обеспечена система типа систем с квадратурной манипуляцией фазовым сдвигом (КМФС), имеющих комплексную модуляцию. Существует потребность в более простом способе, требующем обработку меньшего количества данных. Кроме того, существует потребность в системе, способной допускать большие уходы частоты или ошибки. Эти уходы частоты или ошибки могут вызываться большими доплеровскими смещениями или ошибками генератора частоты.

В дальнейшем изобретение поясняется описанием вариантов его выполнения со ссылками на сопровождающие чертежи, на которых:
Фиг. 1 иллюстрирует блок-схему заявленного радиоприемного устройства,
Фиг. 2 - блок-схему варианта осуществления каскада восстановления тактовой синхронизации радиоприемного устройства согласно изобретению,
Фиг. 3 - блок-схему другого варианта осуществления каскада восстановления тактовой синхронизации радиоприемного устройства согласно изобретению.

В настоящем изобретении предложено устройство, предназначенное для восстановления тактовой синхронизации символов из принимаемого сигнала, имеющего широкий диапазон ошибок или уходов частоты. Определяются амплитуды принимаемых сигналов с синфазной и квадратурной дискретизацией. Эти амплитуды суммируются и распределяются по накапливающим регистрам, предназначенным для накопления сумм первого и второго сигналов для каждого интервала времени дискретизации и по существу по всей длине ожидаемого пакета. Схема определения максимально-минимального значения выбирает интервал времени дискретизации, имеющий наибольшую или наименьшую сумму, с целью обеспечения сигнала восстановленной тактовой синхронизации. Восстанавливается несущая частота, и субдискретизатор дополнительно дискретизирует принимаемые синфазные и квадратурные сигналы на основании сигнала восстановленной тактовой синхронизации.

Настоящее изобретение работает в более широком диапазоне ухода частоты или ошибок доплеровского сдвига. Настоящее изобретение допускает любой уход или ошибку частоты вплоть до максимальной скорости передачи информации минус половина скорости передачи символов.

Предложен более простой способ, экономящий время обработки и аппаратное оборудование путем использования амплитуд принимаемых синфазного и квадратурного сигналов и одной группы накапливающих регистров. Кроме того, за счет восстановления тактовой синхронизации символов до восстановления несущей частоты сохраняется время обработки и память - увеличивая срок службы батареи и освобождая энергию обработки для других функций, например улучшения характеристик интерфейса пользователя. Кроме того, в условиях сильного ухода частоты восстановление несущей частоты до восстановления тактовой синхронизации также требует еще больше времени обработки.

Дополнительная выгода, обеспечиваемая соответствующим настоящему изобретению способом, заключается в его возможности манипулировать многообразием модуляций. Настоящее изобретение способно манипулировать любым модулированным цифровым кодом сигналом с непостоянной огибающей. Например, его можно использовать при фазовой манипуляции (ФМн), n-фазной импульсной манипуляции (n-ФМн), квадратурной фазовой манипуляции (КФМн), фазово-амплитудной модуляции (ФАМ), n -квадратурной амплитудной модуляции (n-КАМ), манипуляции средним гауссовым фазовым сдвигом (МСГФС) и манипуляции средним фазовым сдвигом (МСФС).

Фиг. 1 иллюстрирует схематическую структурную схему соответствующего настоящему изобретению радиоприемного устройства. Антенна 113 принимает радиочастотный сигнал, а радиочастотный (РЧ) каскад 110 преобразует радиочастотный сигнал в синфазный сигнал (1'') и квадратурный сигнал (Q''). Аналого-цифровой преобразователь 120 дискретизирует синфазный сигнал и квадратурный сигнал с частотой дискретизации. Схема восстановления тактовой синхронизации 130 принимает дискретизированный синфазный (1') и дискретизированный квадратурный (Q') сигналы из аналого-цифрового преобразователя 120 и восстанавливает на их основе импульсы тактовой синхронизации для обеспечения восстановленной тактовой синхронизации 160. Схема восстановления тактовой синхронизации 130 способна манипулировать любым модулированным цифровым кодом сигналом с непостоянной огибающей до восстановления несущей частоты. Схема восстановления тактовой синхронизации 130 обеспечивает восстановленную тактовую синхронизацию 160 для принимаемых сигналов, имеющих уходы частоты вплоть до максимальной скорости передачи информации минус половина скорости передачи символов. Таким образом, с помощью настоящего изобретения можно допускать более широкий диапазон ухода частоты или ошибки за счет доплеровского смещения, используя более простой способ, экономящий время обработки и аппаратное оборудование.

После восстановления тактовой синхронизации с помощью схемы восстановления тактовой синхронизации из дискретизированного синфазного и дискретизированного квадратурного сигналов можно восстановить несущую частоту с помощью схемы 140 восстановления несущей частоты. После восстановления несущей частоты в системе восстанавливаются частота и фаза. После восстановления несущей частоты устройство субдискретизации 150 дополнительно дискретизирует результат, основываясь на восстановленной тактовой синхронизации 160. В качестве альтернативы, устройство субдискретизации 150 можно поместить до схемы 140 восстановления несущей частоты. В любом случае настоящее изобретение обеспечивает возможность восстановления импульсов тактовой синхронизации до восстановления несущей частоты и, таким образом, сохранить время обработки, память и аппаратное оборудование, продлевая тем самым срок службы батереи и освобождая энергию обработки для других функций. Более того, в условиях сильного ухода частоты, таких как условия сильного доплеровского смещения, восстановление несущей частоты после восстановления тактовой синхронизации позволяет дополнительно экономить время обработки.

Фиг. 2 иллюстрирует соответствующие одному варианту настоящего изобретения схему восстановления тактовой синхронизации и устройство субдискретизации. Дискретизированный синфазный и дискретизированный квадратурный сигналы (1' и Q') поступают на схему формирования амплитуд или прямоугольных импульсов 210 и схему формирования амплитуд или прямоугольных импульсов 220 соответственно. Каждая из схем 210 и 220 формирования амплитуд или прямоугольных импульсов удаляет знак дискретизированного синфазного и дискретизированного квадратурного сигналов, используя ряд альтернативных способов; предпочтительно каждая из схем 210 и 220 формирования амплитуд или прямоугольных импульсов возводит в квадрат дискретизированный синфазный и дискретизированный квадратурный сигналы (1' и Q'). В качестве альтернативы, схемы 210 и 220 формирования амплитуд или прямоугольных импульсов могут возводить в куб или возводить в иную степень входной сигнал до получения показательной функции четной мощности. Любая четная мощность будет удалять знак из входного сигнала. Более высокая мощность усиливает более сильные сигналы относительно более слабых, и мощность следует выбирать с учетом коэффициента усиления. В качестве альтернативы, схемы 210 и 220 формирования амплитуд или прямоугольных импульсов могут выполнять функцию абсолютных значений посредством выпрямления, такую, например, как функция двухполупериодного выпрямления. Математически такое значение может быть получено с помощью функции абсолютных значений.

Распределительные устройства 227 и 228 распределяют каждый из синфазных (1) и квадратурных (Q) сигналов, поступающих из схем 210 и 220 формирования амплитуд или прямоугольных импульсов, по множеству накапливающих регистров 231, 233, 235, 237 и 239. Каждый из этих накапливающих регистров суммирует синфазные (1) и квадратурные (Q) сигналы.

Количество М накапливающих регистров 231, 233, 235, 237 и 239 должно быть равно количеству выборов, принимаемых аналогоцифровым преобразователем 120 на ожидаемый символ. Длина символа зависит от ранее известных характеристик пакета в системе многостанционного доступа с временным разделением каналов (МДВР), подлежащего приему радиочастотным (РЧ) каскадом 110. Следовательно, распределительные устройства 227 и 228 должны распределять синфазные (1) и квадратурные (Q) сигналы по М регистрам 231, 233, 235, 237 и 239.

Каждый регистр 231, 233, 235, 237 и 239 накапливает путем суммирования ряд N выборок. Количество N выборок предпочтительно равно количеству символов на ожидаемый пакет. В случае систем, где согласование по времени от одного пакета к другому является заданным, число N может быть больше, чем количество символов на ожидаемый пакет, и значения могут накапливаться в накапливающих регистрах 231, 233, 235, 237 и 239 более чем для одного пакета. Однако в случае других систем число N должно быть меньше или равно количеству символов на пакет. В системах с изменяющейся задержкой при распространении сигнала, обусловленной изменяющимся расстоянием между передающими и приемными устройствами, число N должно быть меньше или равно количеству символов на пакет, и величины не могут накапливаться больше, чем из одного пакета. Таким образом, регистры 231, 233, 235, 237 и 239 суммируют величины по целому ожидаемому пакету. Суммирование больше числа N может привести к тому, что будет суммировано более одного пакета, и может вызывать ошибку, когда пакеты поступают в разные моменты времени, в зависимости от системы.

Селектор 240 максимального или минимального значения выбирает суммированный выходной сигнал регистров 231, 233, 235, 237 и 239, имеющий либо максимальное, либо минимальное значение после суммирований N значений. Хотя с помощью селектора 240 максимума или минимума предпочитают определять максимальное значение, выбор минимального значения также дает представление о максимальном значении, поскольку обычно минимальное значение опережает максимальное значение или отстает от него на известную величину, в зависимости от типа реализованного приемного устройства. Например, в приемном устройстве с фильтрацией симметричных символов промежуток между минимумом и максимумом является известной величиной, равной половине периода времени символа. Максимальное итоговое значение для каждого суммирования N выборок определяет тактовую синхронизацию символов. Таким образом, селектор 240 максимума или минимума обеспечивает восстановленную тактовую синхронизацию 270.

Устройство субдискретизации 250 и схема восстановления несущей частоты 260 также показаны после схемы 130 восстановления несущей частоты. Сигнал восстановленной тактовой синхронизации 270 подается на устройство субдискретизации 250, предназначенное для дополнительной дискретизации дискретизированных синфазных (1') и дискретизированных квадратурных (Q') сигналов. После этого осуществляется восстановление несущей частоты с помощью схемы 260 восстановления несущей частоты.

На фиг. 3 показан соответствующий настоящему изобретению альтернативный вариант осуществления схемы восстановления несущей частоты и последующей субдискретизации и восстановления несущей частоты. Полученные в результате выборки синфазные (1') и квадратурные (Q') сигналы предпочтительно возводят в квадрат в блоках 310 и 320 формирования амплитуд или прямоугольных импульсов. Затем полученные в результате синфазные (1) и квадратурные (Q) сигналы суммируются в схеме суммирования 323 перед распределением с помощью распределительного устройства 327. Вместо двух распределительных устройств можно использовать одно распределительное устройство с помощью суммирования синфазных (1) и квадратурных (Q) сигналов до распределения и дополнительного суммирования, осуществляемого в каждом накапливающем регистре согласно проиллюстрированному на фиг. 2 варианту осуществления изобретения. Таким образом, одно распределяющее устройство 327 распределяет суммированный результат Х по накапливающим регистрам 331, 333, 335, 337 и 339. В каждом из М накапливающих регистров 331, 333, 335, 337 и 339 полученное значение X суммируется N раз до выбора максимального значения селектором максимума 340. Селектор максимума 340 предпочтительно выбирает максимальное, а не минимальное значение и выдает сигнал восстановленной тактовой синхронизации 370. Схема субдискретизации и восстановления несущей частоты 350 субдискретизирует и восстанавливает несущую частоту дискретизированных синфазных (1') и квадратурных (Q') сигналов. Субдискретизацию и восстановление несущей частоты схемой 350 субдискретизации и восстановления несущей частоты можно выполнять в любом порядке.

Раскрытые в настоящем описании способы обработки сигнала со ссылкой на прилагаемые чертежи предпочтительно выполняют на устройстве цифровой обработки сигналов (УЦОС) или другом микропроцессоре. Тем не менее такие способы можно реализовать целиком или частично с использованием дискретных компонентов.

Очевидно, приведенное описание может быть рассмотрено только в качестве примера, и специалисты в данной области техники могут осуществлять многочисленные изменения и модификации, не выходя при этом за рамки сущности и объема изобретения. Хотя настоящее изобретение показывает допустимый доплеровский сдвиг частоты, настоящее изобретение обеспечивает дополнительные преимущества, как было показано, и, таким образом, применимо для всех систем радиосвязи независимо от допустимого доплеровского сдвига частоты или ошибок генератора частоты, таких как приемные устройства систем поискового вызова, с сотовой структурой зон обслуживания и спутниковой связи.

Claims

1. Устройство восстановления тактовой частоты синхронизации символов из принимаемого квадратурного широкополосного сигнала, содержащее первый дискретизатор для дискретизации принимаемого синфазного сигнала с периодами времени выборок, для обеспечения дискретизированного синфазного сигнала, второй дискретизатор для дискретизации принимаемого квадратурного сигнала с периодами времени выборок, для обеспечения дискретизированного квадратурного сигнала, при этом устройство восстановления тактовой синхронизации символов дополнительно содержит первый блок определения амплитуды, операционно-соединенный с упомянутым первым дискретизатором, для приема дискретизированного синфазного сигнала для формирования первого сигнала, отображающего амплитуду принимаемого синфазного сигнала, второй блок определения амплитуды, операционно-соединенный с упомянутым вторым дискретизатором, для приема дискретизированного квадратурного сигнала, для формирования второго сигнала, отображающего амплитуду принимаемого квадратурного сигнала, отличающееся тем, что содержит блок распределения, операционно-соединенный с первым блоком определения амплитуды и вторым блоком определения амплитуды, для распределения первого и второго сигналов, М накапливающих регистров, операционно-соединенных с блоком распределения, для накапливающего суммирования первого и второго сигналов для каждого из интервалов времени выборки и по существу по всей длине ожидаемого пакета, селектор максимума/минимума, операционно-соединенный с М накапливающими регистрами, для определения накапливающего регистра, имеющего наибольшую либо наименьшую суммы, для обеспечения восстановления сигнала тактовой синхронизации, и блок субдискретизации, операционно-соединенный с селектором максимума/минимума, первым и вторым дискретизаторами, для субдискретизации дискретизированного синфазного сигнала и дискретизированного квадратурного сигнала, на основании сигнала восстановленной тактовой синхронизации.

2. Устройство по п. 1, отличающееся тем, что первый блок определения амплитуды выполнен с возможностью приема синфазного сигнала с целью получения первого сигнала, отображающего четное значение мощности принимаемого синфазного сигнала, а второй блок определения амплитуды выполнен с возможностью приема квадратурного сигнала с целью обеспечения второго сигнала, отображающего экспоненциальное или четное значение мощности принимаемого квадратурного сигнала.

3. Устройство по п.1 или 2, отличающееся тем, что первый блок определения амплитуды выполнен с возможностью приема синфазного сигнала с целью формирования первого сигнала, в виде функции абсолютного значения, получаемой выпрямлением синфазного сигнала, а второй блок определения амплитуды выполнен с возможностью приема квадратурного сигнала с целью формирования второго сигнала, в виде функции абсолютного значения, получаемой выпрямлением квадратурного сигнала.

4. Устройство по любому из пп.1 - 3, отличающееся тем, что число входящих в упомянутое М накапливающих регистров соответствует количеству интервалов времени выборок на интервал времени символа ожидаемого пакета.

5. Устройство по любому из пп.1 - 4, отличающееся тем, что блок субдискретизации содержит каскад восстановления несущей частоты, операционно-соединенный с селектором максимума/минимума, упомянутым первым дискретизатором и упомянутым вторым дискретизатором, для восстановления несущей частоты на основании сигнала восстановленной тактовой синхронизации, дискретизированного синфазного сигнала и дискретизированного квадратурного сигнала.

6. Устройство по любому из пп.1 - 5, дополнительно содержащее схему суммирования, операционно-соединенную с первым блоком определения амплитуды и вторым блоком определения амплитуды, отличающееся тем, что указанная схема суммирования операционно соединена с блоком распределения для суммирования первого и второго сигналов до распределения.

7. Устройство по п.1, отличающееся тем, что дополнительно содержит радиоприемник, соединенный с первым и вторым дискретизаторами.

8. Способ восстановления тактовой частоты синхронизации символов из принимаемого синфазного сигнала и принимаемого квадратурного широкополосного сигнала, согласно которому производят дискретизацию принимаемого сигнала, содержащего принимаемый синфазный и принимаемый квадратурный сигналы, заключающийся в том, что производят дискретизацию принимаемого синфазного сигнала с периодами времени выборок, для обеспечения дискретизированного синфазного сигнала производят дискретизацию принимаемого квадратурного сигнала с частотой выборки, для обеспечения дискретизированного квадратурного сигнала определяют первый сигнал, отображающий амплитуду принимаемого синфазного сигнала, определяют второй сигнал, отображающий амплитуду принимаемого квадратурного сигнала, отличающийся тем, что распределяют первый и второй сигналы по М накапливающим регистрам, накапливают в накапливающих регистрах суммарные значения первого и второго сигналов для каждого периода времени выборки и по существу по всей длине ожидаемого пакета, определяют накапливающий регистр, имеющий наибольшую либо наименьшую суммы, для обеспечения восстановления сигнала тактовой синхронизации, и производят субдискретизацию дискретизированного синфазного сигнала и дискретизированного квадратурного сигнала на основании сигнала восстановленной тактовой синхронизации.

9. Способ по п.8, отличающийся тем, что на этапе распределения первого и второго сигналов по М накапливающим регистрам производят распределение по М накапливающим регистрам, число которых соответствует количеству периодов времени выборок на символ.

10. Способ по п.8 или 9, отличающийся тем, что на этапе субдискретизации дискретизированного синфазного сигнала и дискретизированного квадратурного сигнала на основании сигнала восстановленной тактовой синхронизации восстанавливают несущую частоту на основании восстановленного сигнала тактовой синхронизации, дискретизированного синфазного сигнала и дискретизированного квадратурного сигнала.