RU2116694C1 - Method for dynamic pulse-width modulation - Google Patents

Method for dynamic pulse-width modulation Download PDF

Info

Publication number
RU2116694C1
RU2116694C1 RU95109352A RU95109352A RU2116694C1 RU 2116694 C1 RU2116694 C1 RU 2116694C1 RU 95109352 A RU95109352 A RU 95109352A RU 95109352 A RU95109352 A RU 95109352A RU 2116694 C1 RU2116694 C1 RU 2116694C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
pulses
control signal
sequence
signal
pulse
Prior art date
Application number
RU95109352A
Other languages
Russian (ru)
Other versions
RU95109352A (en
Inventor
С.Н. Сидоров
Original Assignee
Ульяновский государственный технический университет
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Ульяновский государственный технический университет filed Critical Ульяновский государственный технический университет
Priority to RU95109352A priority Critical patent/RU2116694C1/en
Publication of RU95109352A publication Critical patent/RU95109352A/en
Application granted granted Critical
Publication of RU2116694C1 publication Critical patent/RU2116694C1/en

Links

Images

Landscapes

  • Manipulation Of Pulses (AREA)

Abstract

FIELD: type II pulse-width modulators using comparison of control and alternating sweep signal. SUBSTANCE: method involves generation of two pulse sequences for one of which modulation of pulse width is achieved by position of trailing edges; modulation of pulse width in second sequence is achieved by position of leading edges. One of these sequences is sent to output of modulator depending on sign of derivative of control signal. This results in symmetry and maximal possible speed of pulse reaction to alternations of control signal independent of its speed. Goal of invention is achieved by keeping conditions in which sweep and control signals alter in opposite directions in any moment. This method is useful for large amplitudes and alternation rates of control signal. EFFECT: increased bandwidth without speedup of modulation frequency and corresponding drop in power characteristics. 5 cl, 11 dwg

Description

Изобретение относится к системам с импульсной модуляцией информации или энергии и может быть применено в быстродействующих системах автоматического управления или, например, в устройствах импульсной радиосвязи. The invention relates to systems with pulsed modulation of information or energy and can be used in high-speed automatic control systems or, for example, in pulsed radio communication devices.

Данное техническое решение направлено на расширение частотной полосы пропускания импульсных устройств при сохранении их энергетических показателей и помехозащищенности. This technical solution is aimed at expanding the frequency bandwidth of pulse devices while maintaining their energy performance and noise immunity.

В указанных областях большое применение получает способ односторонней широтно-импульсной модуляции второго рода (ШИМ-2), согласно которому длительность импульсов модулируется за счет временного сдвига одного из фронтов - переднего или заднего, причем второй фронт каждого импульса формируется в тактовый момент времени [1]. Известно, что одним из основных критериев качества ШИМ является возможность получения информации об изменениях входного управляющего сигнала по виду выходных импульсов. Очевидно, качество ШИМ тем выше, чем шире диапазон пропускаемых частот, а также меньше динамические ошибки воспроизведения изменяющихся сигналов управления. При малых глубинах модуляции максимальная (граничная) частота управляющего сигнала на входе звена ШИМ-2 согласно известной теореме В.А. Котельникова не превышает половины тактовой частоты модуляции. Однако увеличение тактовой частоты с целью расширения частотной полосы пропускания имеет свои пределы, обусловленные пропорциональным увеличением коммутационных потерь энергии в ключевых элементах или, например, ограниченным быстродействием цифровых элементов или снижением их помехозащищенности. In these areas, the method of one-sided pulse-width modulation of the second kind (PWM-2), according to which the duration of the pulses is modulated by the temporal shift of one of the fronts - the front or the back, and the second front of each pulse is formed at the time instant [1], is widely used. . It is known that one of the main criteria for PWM quality is the ability to obtain information about changes in the input control signal by the type of output pulses. Obviously, the quality of PWM is higher, the wider the range of transmitted frequencies, as well as the less dynamic playback errors of changing control signals. At small modulation depths, the maximum (boundary) frequency of the control signal at the input of the PWM-2 link according to the well-known theorem of V.A. Kotelnikov does not exceed half the clock frequency of the modulation. However, an increase in the clock frequency in order to expand the frequency bandwidth has its limits due to the proportional increase in switching energy losses in key elements or, for example, the limited speed of digital elements or a decrease in their noise immunity.

Известны также способы управления, направленные на преодоление указанного противоречия между динамическими и энергетическими показателями путем увеличения тактовой частоты лишь при отработке быстроизменяющихся сигналов управления большой амплитуды [2]. Однако реализация подобной идеи достаточно сложна и придает устройствам существенно нелинейные свойства, что затрудняет применение в замкнутых системах автоматического управления. В качестве прототипа принимается способ односторонней ШИМ-2, который имеет с изобретением сходные существенные признаки: модуляция ширины импульсов осуществляется за счет изменения временного положения одного из фронтов - переднего или заднего, определяемого в точках равенства кривой управляющего сигнала и периодически изменяющегося с тактовой частотой развертывающего сигнала линейно возрастающей или убывающей формы [2]. There are also known control methods aimed at overcoming this contradiction between dynamic and energy indicators by increasing the clock frequency only when working out rapidly changing control signals of large amplitude [2]. However, the implementation of such an idea is quite complicated and gives the devices substantially nonlinear properties, which makes it difficult to use automatic systems in closed systems. As a prototype, a one-way PWM-2 method is adopted, which has similar essential features with the invention: the pulse width is modulated by changing the temporal position of one of the fronts - front or rear, determined at the equal points of the control signal curve and periodically varying the clock signal frequency linearly increasing or decreasing form [2].

Недостатком прототипа является невозможность расширения диапазона воспроизводимых частот без увеличения тактовой частоты модуляции, приводящего, как отмечалось, к уменьшению энергетических показателей и в ряде случаев к снижению помехозащищенности. Указанный недостаток обусловлен наличием критической скорости изменения управляющего сигнала, а также несимметричной реакцией звена ШИМ-2 на изменения сигнала управления в сторону увеличения и уменьшения. The disadvantage of the prototype is the inability to expand the range of reproducible frequencies without increasing the clock frequency of the modulation, which leads, as noted, to a decrease in energy performance and, in some cases, to a decrease in noise immunity. This drawback is due to the presence of a critical rate of change of the control signal, as well as the asymmetric response of the PWM-2 link to changes in the control signal in the direction of increase and decrease.

Целью изобретения является расширение диапазона воспроизводимых частот управляющего сигнала при сохранении энергетических показателей и помехозащищенности путем обеспечения предельного быстродействия и симметричной реакции звена ШИМ-2 на изменения управляющего сигнала в сторону увеличения и уменьшения. Для этого предлагается вырабатывать две последовательности импульсов, у одной из которых модуляция ширины импульсов осуществляется за счет изменения положения передних фронтов, а у другой - за счет изменения положения задних фронтов, но пропускать на выход модулятора одну или другую последовательность в зависимости от знака производной управляющего сигнала, запрещая при этом подачу второй последовательности. The aim of the invention is to expand the reproducible frequency range of the control signal while maintaining energy performance and noise immunity by providing extreme speed and symmetrical response of the PWM-2 link to changes in the control signal in the direction of increase and decrease. To this end, it is proposed to develop two sequences of pulses, one of which modulates the pulse width by changing the position of the leading edges, and the other by changing the position of the trailing edges, but skip one or the other sequence to the modulator output, depending on the sign of the derivative of the control signal while prohibiting the filing of the second sequence.

Реализация предлагаемого алгоритма возможна в четырех вариантах, один из которых отличается тем, что у первой последовательности задние фронты импульсов формируют в моменты равенства управляющего сигнала и развертывающего сигнала возрастающей формы, а передние фронты формируют в тактовые моменты времени, а у второй последовательности передние фронты импульсов формируют в моменты равенства сигнала, получаемого путем изменения фазы управляющего сигнала на 180oC и развертывающего сигнала возрастающей формы, а задние фронты формируют в тактовые моменты так, что при изменении знака производной управляющего сигнала с положительного на отрицательный запрещают подачу на выход импульсов второй последовательности и одновременно разрешают подачу импульсов первой последовательности, а при изменении знака производной управляющего сигнала с отрицательного на положительный запрещают подачу на выход импульсов первой последовательности и одновременно разрешают подачу импульсов второй последовательности.Implementation of the proposed algorithm is possible in four versions, one of which is characterized by the fact that the first sequence of the leading edges of the pulses form at equal moments of the control signal and the developing signal of increasing shape, the leading edges of the clock and the second sequence of the leading edges of the pulses equality at instants signal obtained by changing the phase control signal at 180 o C and increasing the scanning signal form, and rear edges are formed in Actual moments so that when changing the sign of the derivative of the control signal from positive to negative, it is forbidden to supply pulses of the second sequence and simultaneously allow the supply of pulses of the first sequence, and when changing the sign of the derivative of the control signal from negative to positive, it is forbidden to supply pulses of the first sequence and simultaneously allow the supply of pulses of the second sequence.

Второй вариант отличается тем, что у первой импульсной последовательности передние фронты импульсов формируют в моменты равенства управляющего сигнала и развертывающего сигнала убывающей формы, а задние фронты формируют в тактовые моменты времени, а у второй последовательности задние фронты импульсов формируют в моменты равенства сигнала, получаемого путем изменения фазы управляющего сигнала на 180o и развертывающего сигнала убывающей формы, а передние фронты формируют в тактовые моменты, так что при изменении знака производной управляющего сигнала с положительного на отрицательный запрещают подачу на выход модулятора импульсов первой последовательности и одновременно разрешают подачу импульсов второй последовательности, а при изменении знака производной управляющего сигнала с отрицательного на положительный запрещают подачу на выход импульсов второй последовательности и одновременно разрешают подачу импульсов первой последовательности.The second option is characterized in that for the first pulse sequence, the leading edges of the pulses are formed at the moments of equality of the control signal and the developing signal of a decreasing form, and the trailing edges are formed at clock times, and the second sequence of the leading edges of the pulses are formed at the moments of equality of the signal obtained by changing phases of the control signal by 180 o and the expanding signal of a decreasing form, and the leading edges form at the clock moments, so that when the sign of the derivative of the control An input signal from positive to negative prohibits the supply of pulses of the first sequence to the modulator output and simultaneously allows the second pulses to be fed, and when the sign of the derivative of the control signal changes from negative to positive, the second pulses to the output are prohibited and simultaneously the first sequence pulses are allowed.

Третий вариант отличается тем, что при изменении знака производной управляющего сигнала мгновенно изменяют фазу развертывающего сигнала на 180oC при сохранении фазы управляющего сигнала неизменной таким образом, чтобы при положительном знаке производной управляющего сигнала развертывающий сигнал имел убывающую форму и модуляцию ширины импульсов, пропускаемых на выход модулятора, осуществляют за счет изменения положения передних фронтов импульсов, а при отрицательном знаке производной управляющего сигнала развертывающий сигнал имел возрастающую форму, а модуляцию ширины импульсов, пропускаемых на выход модулятора, осуществляют за счет изменения положения задних фронтов импульсов.The third option is characterized in that when the sign of the derivative of the control signal is changed, the phase of the deployment signal is instantly changed by 180 ° C while the phase of the control signal is kept unchanged so that when the derivative of the control signal is positive, the deployment signal has a decreasing shape and modulation of the pulse width transmitted to the output modulator, carried out by changing the position of the leading edges of the pulses, and with a negative sign of the derivative of the control signal, the expanding signal has increasing shape and pulse width modulation, to skip to the output of the modulator is carried out by changing the falling edge position.

Четвертый вариант отличается тем, что у первой последовательности широтно-модулированных импульсов передние фронты формируют в тактовые моменты времени, а задние фронты формируют в моменты равенства управляющего сигнала и развертывающего сигнала возрастающей формы, а у второй последовательности импульсов передние фронты формируют в моменты равенства управляющего сигнала и развертывающего сигнала убывающей формы, а задние фронты формируют в тактовые моменты времени, причем при изменении знака производной управляющего сигнала с положительного на отрицательный запрещают подачу на выход модулятора импульсов второй последовательности и одновременно разрешают подачу импульсов первой последовательности, а при изменении знака производной управляющего сигнала с отрицательного на положительный запрещают подачу на выход модулятора импульсов первой последовательности и одновременно разрешают подачу импульсов второй последовательности. The fourth option is characterized in that for the first sequence of pulse-width modulated pulses, the leading edges are formed at the time instants, and the trailing edges are formed at the moments of equality of the control signal and the developing signal of increasing shape, and the second sequence of pulses are leading edges at the moments of equality of the control signal and of a developing signal of decreasing form, and the trailing edges form at the time instants, moreover, when the sign of the derivative of the control signal with zhitelnogo to negative prohibit outputting a second sequence of pulses of the modulator and simultaneously permit supply of the first pulse sequence, and when the sign of the derivative of the control signal from negative to positive prohibit outputting the first sequence of pulses of the modulator and simultaneously permit the flow pulses of the second sequence.

На фиг. 1 а, б представлены временные диаграммы, иллюстрирующие недостаток известного способа широтно-импульсной модуляции на примере линейно изменяющихся сигналов управления; на фиг. 2 - временные диаграммы, позволяющие выявить новую закономерность на примере сигналов управления гармонического вида; на фиг. 3а - пояснение предложенного способа согласно п. 2 формулы изобретения; на фиг. 3б - то же, согласно п. 3 формулы изобретения; на фиг. 4 - то же, согласно п. 4 формулы изобретения; на фиг. 5 - то же, согласно п. 5 формулы изобретения; на фиг. 6 - временные диаграммы, позволяющие провести сравнительную оценку частотных возможностей известного и предложенного способов модуляции; на фиг. 7 - графики частотной полосы пропускания звена с широтно-импульсной модуляцией по известному и предложенному способам; на фиг. 8-11 приведены в качестве примера принципиальные схемы устройств, позволяющих реализовать предложенный способ. In FIG. 1 a, b are timing charts illustrating the disadvantage of the known pulse width modulation method by the example of linearly varying control signals; in FIG. 2 - time diagrams, allowing to identify a new pattern on the example of harmonic-type control signals; in FIG. 3a is an explanation of the proposed method according to claim 2; in FIG. 3b - the same, according to paragraph 3 of the claims; in FIG. 4 - the same, according to paragraph 4 of the claims; in FIG. 5 - the same, according to paragraph 5 of the claims; in FIG. 6 is a timing chart that allows a comparative assessment of the frequency capabilities of the known and proposed modulation methods; in FIG. 7 - graphs of the frequency bandwidth of a link with pulse-width modulation according to the known and proposed methods; in FIG. 8-11 are shown, as an example, the schematic diagrams of devices that implement the proposed method.

Анализ причин недостатка известного способа позволяет сделать вывод о несимметричности реакции звена ШИМ-2 на возрастающие и убывающие сигналы управления. Разобраться в этом явлении помогут диаграммы на фиг. 1а, которые иллюстрируют случай подачи на вход звена ШИМ-2 противофазных сигналов управления линейно возрастающей (Xy1) и линейно убывающей (Xy2) формы. Реализация ШИМ-2 в данном случае осуществляется на основе развертывающих сигналов линейно возрастающей формы, в связи с чем модуляция ширины импульсов происходит за счет сдвига задних фронтов. Диаграммы отражают основной режим работы, когда скорость изменения управляющих сигналов остается меньше критической скорости изменения развертывающих сигналов. Импульсная последовательность tu1=F(Xy1) представляет собой реакцию звена ШИМ-2 на возрастающий сигнал управления, а последовательность tu2=F(Xy2) - на убывающий сигнал управления. Сравнивая, можно видеть, что указанная несимметрия проявляется в неодинаковом количестве импульсов на интервалах изменения сигналов Xy1 и Xy2, а также в неодинаковом потактном изменении ширины импульсов. Действительно, из подобия треугольников, образованных прямыми Xy1 и Xy2, следует пропорция вида

Figure 00000002

откуда получается зависимость, пригодная для определения ширины импульса на каждом i-ом такте в случае возрастания сигнала управления
Figure 00000003

Аналогично можно получить расчетную зависимость для ширины импульсов в случае уменьшения сигнала управления
Figure 00000004

где
T - период тактовой частоты;
tφ - начальная фаза управляющего сигнала (принято tφ= 0 );
Xопм - амплитуда развертывающего сигнала;
Xум - максимальное значение сигнала управления на интервале изменения (принято Xум=2/3 Xопм)
n - количество периодов тактовой частоты на интервале изменения управляющего сигнала (принято n = 7);
i = 0,1,.. - порядковый номер импульса.Analysis of the causes of the disadvantage of this method allows us to conclude about the asymmetry of the reaction of the PWM-2 link to increasing and decreasing control signals. The diagrams in FIG. 1 will help to understand this phenomenon. 1a, which illustrate the case of applying to the input of the PWM-2 link antiphase control signals of a linearly increasing (X y1 ) and linearly decreasing (X y2 ) shape. The implementation of PWM-2 in this case is based on the deploying signals of a linearly increasing shape, in connection with which the modulation of the pulse width occurs due to the shift of the trailing edges. The diagrams reflect the main mode of operation when the rate of change of the control signals remains less than the critical rate of change of the deployment signals. The pulse sequence t u1 = F (X y1 ) is the response of the PWM-2 link to an increasing control signal, and the sequence t u2 = F (X y2 ) to a decreasing control signal. Comparing, it can be seen that the indicated asymmetry manifests itself in an unequal number of pulses in the intervals of changes in the signals X y1 and X y2 , as well as in an unequal push-pull change in the pulse width. Indeed, the similarity of triangles formed by lines X y1 and X y2 implies a proportion of the form
Figure 00000002

where does the dependence come from, suitable for determining the pulse width at each ith step in the case of an increase in the control signal
Figure 00000003

Similarly, we can obtain the calculated dependence for the pulse width in the case of a decrease in the control signal
Figure 00000004

Where
T is the period of the clock frequency;
t φ is the initial phase of the control signal (accepted t φ = 0);
X OPM - the amplitude of the deployment signal;
X mind - the maximum value of the control signal on the change interval (accepted X mind = 2/3 X OPM )
n is the number of periods of the clock frequency in the interval of change of the control signal (accepted n = 7);
i = 0,1, .. is the serial number of the pulse.

Результаты подсчета tи1 и tи2 отображены на диаграммах фиг. 1а. Видно, что в отличие от управляющих сигналов, импульсные последовательности несимметричны, так как потактно не дополняют друг друга и потому могут быть названы некомплементарными. Потактное суммирование длительностей импульсов, принадлежащих разным последовательностям, позволяет оценить результирующую реакцию звена ШИМ-2 на сумму управляющих воздействий. В отличие от последней суммарная длительность импульсов не сохраняется постоянной и зависит от i, то есть
tи1 + tи2 = F(i)
Это свидетельствует о наличии динамической ошибки воспроизведения суммарного сигнала управления Xy1 + Xy2. Проецируя фронты результирующих импульсов на диаграмму развертывающих сигналов Xоп, можно получить ряд точек, соединенных пунктирной прямой. Очевидно, отклонение этой прямой от горизонтальной линии на уровне Xу1 + Xу2 и представляет собой динамическую ошибку воспроизведения. Неадекватность результирующей реакции сумме входных воздействий свидетельствует о нелинейных свойствах, не позволяющих в необходимых случаях воспользоваться известным принципом суперпозиции.The results of counting t and 1 and t and 2 are displayed in the diagrams of FIG. 1a. It can be seen that, in contrast to control signals, pulse sequences are asymmetrical, since they do not complement each other tactfully and therefore can be called non-complementary. The tactful summation of the durations of pulses belonging to different sequences makes it possible to evaluate the resulting response of the PWM-2 link to the sum of the control actions. Unlike the latter, the total pulse duration is not kept constant and depends on i, i.e.
t and 1 + t and 2 = F (i)
This indicates the presence of a dynamic playback error of the total control signal X y1 + X y2 . By projecting the fronts of the resulting pulses on a diagram of the scattering signals X op , we can obtain a series of points connected by a dashed line. Obviously, the deviation of this straight line from the horizontal line at the level X y1 + X y2 represents a dynamic playback error. The inadequacy of the resulting reaction to the sum of the input actions indicates nonlinear properties that do not allow, if necessary, to use the well-known principle of superposition.

Другим проявлением динамической несимметрии ШИМ-2 служит неодинаковое число, а значит и неодинаковая частота переключений при отработке возрастающих и уменьшающихся сигналов управления. Продолжая анализ диаграмм на фиг. 1а, можно записать выражение для общего количества переключений (импульсов) на интервале возрастания сигнала Xу1.Another manifestation of the PWM-2 dynamic asymmetry is an unequal number, and hence an unequal switching frequency when working out increasing and decreasing control signals. Continuing the analysis of the diagrams in FIG. 1a, one can write an expression for the total number of switching (pulses) in the interval of increasing signal X y1 .

Figure 00000005
,
а также уменьшения сигнала
Figure 00000006

где
FA - функция Антье (ближайшего целого).
Figure 00000005
,
as well as signal reduction
Figure 00000006

Where
F A is the Antje function (nearest integer).

Формулы подтверждают, что количество и частота переключений при уменьшении управляющего сигнала больше, чем при увеличении управляющего сигнала. В общем случае это увеличение наблюдается при встречном изменении управляющего и развертывающего сигналов. Произведя вычитание полученных зависимостей, можно оценить разницу в количестве переключений

Figure 00000007

Следовательно, разница наблюдается при условии Xум≥1/2 Xопм и может быть равна единице или двум. Это становится ощутимым по мере увеличения скорости изменения управляющих сигналов, и когда она достигает критической, формирование импульсов при изменении сигналов в одну сторону становится невозможным. Таким образом, наличие критической скорости изменения управляющего воздействия имеет место только при одном направлении его изменения и обуславливает предел быстродействия ШИМ-2.The formulas confirm that the number and frequency of switching with a decrease in the control signal is greater than with an increase in the control signal. In the general case, this increase is observed with a counter change in the control and deployment signals. By subtracting the obtained dependencies, we can estimate the difference in the number of switchings
Figure 00000007

Therefore, the difference is observed under the condition X mind ≥1 / 2 X opm and may be equal to one or two. This becomes noticeable as the rate of change of the control signals increases, and when it reaches a critical value, the formation of pulses when the signals change in one direction becomes impossible. Thus, the presence of a critical rate of change of the control action occurs only with one direction of its change and determines the speed limit of PWM-2.

Диаграммы на фиг. 1б отличаются от рассмотренных тем, что развертывающие сигналы имеют линейно убывающую форму и потому модуляция ширины импульсов происходит за счет сдвига передних фронтов. В этой связи динамическая несимметрия данного варианта ШИМ-2 имеет обратный характер. Преимущественным направлением изменения управляющего сигнала без ограничения скорости для варианта на фиг. 1а является уменьшение, а для варианта на фиг. 1б - увеличение управляющего сигнала. Отсюда можно сделать вывод о возможности получения симметричной реакции на основе комбинирования указанных вариантов. Для этого необходимо инвертировать фазу управляющего или развертывающего сигналов в моменты изменения направления управляющего воздействия. В целях общности рассмотрим всевозможные пути реализации данного подхода. Для этого, как и ранее, представим два варианта ШИМ-2, у которых тактовые моменты синхронизированы, а развертывающие сигналы изменяются в противофазе. При этом на вход звена ШИМ-2 с возрастающей формой развертывающих сигналов подадим два управляющих воздействия Xy1 и Xy12, например, синусоидальной формы, находящиеся по отношению друг к другу также в противофазе (см. фиг. 2а). Такие же сигналы Xy21=Xy11 и Xy22=Xy12 подадим на вход звена ШИМ-2 с убывающей формой развертывающих сигналов (см. фиг. 2б). Рассматривая импульсные реакции, можно заметить, что они попарно дополняют друг друга, то есть на каждом такте длительность импульса одной последовательности равна длительности паузы другой последовательности. В этой связи пары импульсных последовательностей F(Xy11) и F(Xy22), а также F(Xy12) и F(Xy21) могут быть названы комплементарными. Очевидным свойством комплементарных последовательностей является возможность перехода от одной к другой посредством операции логического инвертирования импульсов, в связи с чем можно записать

Figure 00000008

Поставим задачу воспроизведения синусоидального управляющего сигнала Xy11 в виде импульсной последовательности F(Xy) на всем периоде 2π без появления динамической несимметрии. Для этого, как отмечалось, необходимо сохранить возможность формирования импульсов на временных участках, где управляющий и развертывающие сигналы изменяются во встречных направлениях, и устранить эту возможность на участках их изменения в одинаковых направлениях. В общем случае такая задача может быть решена в нескольких вариантах.The diagrams in FIG. 1b differ from those considered in that the developing signals have a linearly decreasing shape and, therefore, the modulation of the pulse width occurs due to a shift of the leading edges. In this regard, the dynamic asymmetry of this option PWM-2 is the opposite. An advantageous direction of control signal change without speed limitation for the embodiment of FIG. 1a is a decrease, and for the embodiment of FIG. 1b - increase in the control signal. From this we can conclude that it is possible to obtain a symmetric reaction based on a combination of these options. For this, it is necessary to invert the phase of the control or sweep signals at the moments of changing the direction of the control action. For the sake of generality, let us consider all possible ways of implementing this approach. For this, as before, we will present two PWM-2 variants, in which the clock moments are synchronized, and the deploying signals change in antiphase. At the same time, two control actions X y1 and X y12 , for example, of a sinusoidal shape, which are also in antiphase with respect to each other, will be fed to the input of the PWM-2 link with an increasing form of the deploying signals (see Fig. 2a). The same signals X y21 = X y11 and X y22 = X y12 are fed to the input of the PWM-2 link with a decreasing form of the deploying signals (see Fig. 2b). Considering impulse reactions, one can notice that they complement each other in pairs, that is, at each step, the pulse duration of one sequence is equal to the duration of the pause of the other sequence. In this regard, pairs of pulse sequences F (X y11 ) and F (X y22 ), as well as F (X y12 ) and F (X y21 ) can be called complementary. The obvious property of complementary sequences is the ability to switch from one to another through the operation of logical inversion of pulses, in connection with which you can write
Figure 00000008

We pose the problem of reproducing the sinusoidal control signal X y11 in the form of a pulse sequence F (X y ) over the entire period 2π without the appearance of dynamic asymmetry. For this, as noted, it is necessary to maintain the possibility of pulse formation in temporary sections where the control and scanning signals change in opposite directions, and eliminate this possibility in sections of their change in the same directions. In the general case, such a problem can be solved in several ways.

Варианты первый и второй предполагают инвертирование фазы управляющего и сохранение фазы развертывающих сигналов. Для этого необходимо, чтобы управляющий сигнал на периоде 2π представлял собой кусочную функцию вида

Figure 00000009

а результирующая импульсная последовательность была синтезирована по участкам следующим образом
Figure 00000010

Первый вариант, реализованный на основе развертывающих сигналов возрастающей формы, иллюстрируют диаграммы на фиг. 3а. Штриховкой выделена та часть импульсов в составе последовательностей F(Xy11) и
Figure 00000011
, которые образуют результирующий импульсный сигнал F(Xy). Видно, что закон модуляции меняется на участках возрастания и уменьшения управляющего сигнала, что обеспечивает симметричность и предельную скорость реакции на его изменения в любом направлении с любой скоростью. Участки возрастания и уменьшения управляющего сигнала при любой его форме легко и однозначно определяются с помощью сигнатурной функции знака производной управляющего сигнала
Figure 00000012

Диаграммы на фиг. 3б иллюстрируют второй вариант решения поставленной задачи на основе ШИМ-2 с убывающей формой развертывающих сигналов. Аналогично первому варианту в начале формируют две последовательности модулированных по ширине импульсов, однако у первой последовательности в моменты равенства управляющего и развертывающих сигналов формируются не задние, а передние фронты импульсов, соответственно задние фронты формируются в тактовые моменты времени. Для выработки второй импульсной последовательности на управляющий вход модулятора подается сигнал, получаемый путем изменения фазы управляющего сигнала на 180o, причем задние фронты этих импульсов формируют в моменты равенства указанного сигнала с развертывающими сигналами убывающей формы, а передние фронты формируют в тактовые моменты. При изменении знака производной управляющего сигнала с положительного на отрицательный запрещается подача на выход импульсов первой последовательности и одновременно разрешается подача импульсов второй последовательности и, наоборот, при изменении знака производной управляющего сигнала с отрицательного на положительный указанная выше процедура с запретом и разрешением импульсов первой и второй последовательностей осуществляется в обратном порядке.The first and second options involve inverting the control phase and maintaining the phase of the deployment signals. For this, it is necessary that the control signal over a period of 2π be a piecewise function of the form
Figure 00000009

and the resulting pulse sequence was synthesized in sections as follows
Figure 00000010

The first embodiment, implemented on the basis of ascending waveforms, is illustrated in the diagrams in FIG. 3a. The shading indicates that part of the pulses in the sequence of sequences F (X y11 ) and
Figure 00000011
which form the resulting pulse signal F (X y ). It can be seen that the law of modulation changes in the areas of increase and decrease of the control signal, which ensures symmetry and the maximum reaction rate to its changes in any direction at any speed. The areas of increase and decrease of the control signal in any form are easily and unambiguously determined using the signature function of the sign of the derivative of the control signal
Figure 00000012

The diagrams in FIG. 3b illustrate the second solution to the problem on the basis of PWM-2 with a decreasing form of the deploying signals. Similarly to the first variant, two sequences of pulse-width-modulated pulses are formed at the beginning, however, the first sequence, at the moments of equality of the control and the unrolling signals, does not generate trailing edges, but leading edges of the pulses, respectively, trailing edges form at the clock instants. To generate a second pulse sequence, a signal is received at the control input of the modulator by changing the phase of the control signal by 180 ° , and the trailing edges of these pulses are formed at the moments of equality of the specified signal with the developing signals of decreasing shape, and the leading edges are formed at the clock moments. When changing the sign of the derivative of the control signal from positive to negative, it is forbidden to output pulses of the first sequence and simultaneously the pulses of the second sequence are allowed and, conversely, when changing the sign of the derivative of the control signal from negative to positive, the above procedure with the prohibition and resolution of pulses of the first and second sequences carried out in reverse order.

Вариант третий предполагает инвертирование фазы развертывающих и сохранение фазы управляющего сигналов. Диаграммы на фиг. 4 подтверждают, что поставленная цель может быть достигнута, если при изменении знака производной управляющего сигнала мгновенно изменять фазу развертывающего сигнала на 180o таким образом, чтобы при положительном знаке производной развертывающий сигнал имел убывающую форму, а модуляция ширины импульсов осуществлялась за счет изменения положения передних фронтов, а при отрицательном знаке производной развертывающий сигнал имел возрастающую форму, а модуляция осуществлялась за счет изменения положения задних фронтов импульсов.Option three involves inverting the phase of the deployment and maintaining the phase of the control signals. The diagrams in FIG. 4 confirm that the goal can be achieved if, when the sign of the derivative of the control signal is changed, the phase of the deployment signal is instantly changed by 180 o so that if the derivative is positive, the deployment signal has a decreasing shape, and the pulse width is modulated by changing the position of the leading edges , and with a negative sign of the derivative, the scattering signal had an increasing shape, and the modulation was carried out by changing the position of the trailing edges of the pulses.

Вариант четвертый предполагает первоначальное формирование двух импульсных последовательностей, положения модулированных фронтов которых на каждом такте определяются в точках равенства управляющего сигнала Xy(t) и двух развертывающих сигналов Xоп1 и Xоп2, причем последние изменяются в противофазе (см. фиг. 5). У первой последовательности F1(Xy) передние фронты формируются в тактовые моменты, а задние - в моменты равенства управляющего сигнала и развертывающего сигнала возрастающей формы X(y(t)=Xоп1. У второй последовательности импульсов F2(Xy) передние фронты формируются в моменты равенства управляющего сигнала и развертывающего сигнала убывающей формы Xy(t)= Xоп2, а задние фронты - в тактовые моменты. Тогда при изменении знака производной управляющего сигнала с положительного на отрицательный запрещается подача на выход импульсов второй последовательности и одновременно разрешается подача импульсов первой последовательности. При изменении знака производной управляющего сигнала в обратную сторону запрещается подача на выход импульсов первой последовательности и разрешается подача импульсов второй последовательности. Последний вариант реализации способа иллюстрируется диаграммами на фиг. 5. На них показано, что выходной импульсный сигнал F(Xy) на участках периода 2π формируется из импульсов двух последовательностей F1(Xy) и F2(Xy), выделенных штриховкой.The fourth option involves the initial formation of two pulse sequences, the positions of the modulated fronts of which at each cycle are determined at the points of equality of the control signal X y (t) and two scanning signals X op1 and X op2 , the latter changing in antiphase (see Fig. 5). For the first sequence F 1 (X y ), the leading edges are formed at the clock moments, and the trailing edges are formed at the moments of equality of the control signal and the expanding waveform X ( y (t) = X op1 . The second sequence of pulses F 2 (X y ) edges formed at the moments of equality a control signal and decreasing the scanning signal form X y (t) = X OP2 and trailing edges -. Then at clock moments derivative control signal when the sign changes from positive to negative supply is prohibited to output the second pulse after At the same time, the first sequence of pulses is allowed to feed. When the sign of the derivative of the control signal is reversed, the first sequence of pulses is output and the second sequence of pulses is allowed. The last embodiment of the method is illustrated by diagrams in Fig. 5. They show that the pulse output the signal F (X y ) in sections of the period 2π is formed from pulses of two sequences F 1 (X y ) and F 2 (X y ), highlighted by shading.

Таким образом, предложенный способ во всех рассмотренных вариантах обеспечивает одинаковый результат: достигается симметричность и предельная скорость реакции выходного импульсного сигнала на возрастания и убывания управляющего сигнала, а также устраняется такое явление, как критическая скорость изменения управляющего воздействия, в связи с чем появляется возможность его отработки при изменении этого воздействия в любом направлении с любой скоростью. Важно также отметить, что увеличение скорости и амплитуды изменений управляющего сигнала сопровождается ростом частоты переключений в динамике, что благоприятно влияет, как это можно предположить, на динамическую точность воспроизведения этого сигнала. В связи с тем, что предложенный способ распространяется лишь на переходные процессы управления, он может быть назван способом динамической широтно-импульсной модуляции (ДШИМ-2). Thus, the proposed method in all the considered options provides the same result: the symmetry and the maximum reaction rate of the output pulse signal to increase and decrease of the control signal are achieved, and the phenomenon of the critical rate of change of the control action is eliminated, and therefore it becomes possible to work out when this effect changes in any direction at any speed. It is also important to note that an increase in the speed and amplitude of changes in the control signal is accompanied by an increase in the switching frequency in the dynamics, which favorably, as can be assumed, on the dynamic accuracy of this signal. Due to the fact that the proposed method applies only to transient control processes, it can be called the method of dynamic pulse-width modulation (DSHIM-2).

Сравнительную оценку частотной полосы пропускания, которую обеспечивают известный и предлагаемый способы, можно провести с помощью диаграмм угловой длительности импульсов γ = f(t), предложенных А.А. Булгаковым [3] для анализа систем импульсно-фазового управления, работающих по "вертикальному" принципу. Известны примеры использования данных диаграмм при оценке частотной полосы пропускания вентильных преобразователей электрической энергии [4, 5] . Согласно этому подходу за входное воздействие звена ШИМ-2 принимается непрерывный гармонический закон изменения длительности импульсов
γ(t) = π + γмsin(ωyt + φ)
который является функцией трех параметров: амплитуды γм , частоты ωy и начальной фазы φ . Следовательно, для восстановления данного воздействия по виду выходных импульсов необходимо иметь не менее трех точек встречи (импульсов) развертывающих сигналов и входного воздействия на периоде его изменения. Наличие трех точек встречи даст необходимое количество уравнений для отыскания всех указанных параметров входного воздействия

Figure 00000013

На диаграммах фиг. 6а изображено входное воздействие предельной частоты для способа ШИМ-2 в случаях малой и большой амплитуды. Видно, что при малых амплитудах входного воздействия предельная (граничная) частота может быть определена по теореме В.А. Котельникова, так как при этой частоте гарантируется указанный минимум точек встречи на периоде. Таким образом, в области малых амплитуд имеем первое условие, ограничивающее предельную полосу пропускаемых частот
Figure 00000014

При возрастании амплитуды полоса ограничивается более жестким требованием, согласно которому максимальная скорость изменения входного воздействия не может превысить критическую скорость, определяемую наклоном развертывающих сигналов. В принятых координатах этот наклон равен тактовой частоте модуляции, в связи с чем можно записать
Figure 00000015

откуда второе условие для области больших амплитуд имеет вид
Figure 00000016

В соответствии с полученными зависимостями на графике с координатами: амплитуда γм и относительная частота
Figure 00000017
входного воздействия построена кривая, ограничивающая предельно достижимую частотную полосу пропускания звена ШИМ-2 (см. фиг. 7).A comparative assessment of the frequency bandwidth, which is provided by the known and proposed methods, can be carried out using diagrams of the angular pulse durations γ = f (t) proposed by A.A. Bulgakov [3] for the analysis of pulse-phase control systems operating on the "vertical" principle. Known examples of the use of these diagrams in assessing the frequency bandwidth of valve converters of electrical energy [4, 5]. According to this approach, the continuous harmonic law of change in pulse duration is taken as the input action of the PWM-2 link
γ (t) = π + γ m sin (ω y t + φ)
which is a function of three parameters: amplitude γ m , frequency ω y and initial phase φ. Therefore, to restore this effect by the type of output pulses, it is necessary to have at least three meeting points (pulses) of the deploying signals and the input effect at the period of its change. The presence of three meeting points will give the necessary number of equations to find all of the specified input exposure parameters
Figure 00000013

In the diagrams of FIG. 6a shows the input action of the limiting frequency for the PWM-2 method in cases of small and large amplitude. It is seen that at small amplitudes of the input action, the limiting (boundary) frequency can be determined by V.A. Kotelnikov, since at this frequency the specified minimum of meeting points on the period is guaranteed. Thus, in the region of small amplitudes, we have the first condition limiting the limit band of transmitted frequencies
Figure 00000014

With increasing amplitude, the band is limited by a more stringent requirement, according to which the maximum rate of change of the input action cannot exceed the critical speed determined by the slope of the deploying signals. In the accepted coordinates, this slope is equal to the modulation clock frequency, in connection with which you can write
Figure 00000015

whence the second condition for the region of large amplitudes has the form
Figure 00000016

In accordance with the obtained dependences on the graph with coordinates: amplitude γ m and relative frequency
Figure 00000017
input curve built curve that limits the maximum achievable frequency bandwidth of the PWM-2 link (see Fig. 7).

Очевидно, подобный подход можно применить и к звену ДШИМ-2. Так как все предложенные варианты реализации ДШИМ-2 приводят к одинаковому результату, анализ проведем для одного четвертого варианта, имеющего наиболее простую и наглядную графическую интерпретацию. Из диаграмм на фиг. 6 б,в видно, что в области достаточно малых амплитуд γм→ 0 сравниваемые способы обладают примерно одинаковыми возможностями, обусловленными тактовой частотой дискретизации. Это подтверждается тем, что независимо от фазы входного воздействия количество точек встречи на периоде не превышает трех-четырех. Однако с ростом амплитуды γм→ π период управляющего воздействия Ty может быть меньше, а частота ωy соответственно выше, так как увеличивается количество точек встречи за один и тот же промежуток времени. На графике фиг.6 б,в эта тенденция подтверждается на примере входных воздействий разной амплитуды и фазы. Важно отметить, что появляется принципиальная возможность воспроизведения входных воздействий с частотой, превышающей тактовую частоту. Продолжая анализ графика на фиг.6 б, можно потребовать, чтобы на интервале возрастания входного воздействия, равном четверти периода (Ty/4), было не менее одной точки встречи с развертывающим сигналом убывающей формы. Это требование выразится в виде

Figure 00000018

тогда после очевидных преобразований можно записать неравенство, ограничивающее предельную полосу пропускания для ДШИМ-2
Figure 00000019

Сравнивая приведенные на фиг. 7 графики, можно сделать вывод о том, что применение способа динамической модуляции наиболее целесообразно в случаях отработки входных воздействий большой амплитуды, когда частотные возможности известного способа ограничиваются явлением критической скорости. Полученная зависимость подтверждает, что при максимальной амплитуде γм→ π предельная частота ограничивается лишь собственным быстродействием элементов модулятора. Другим достоинством предложенного способа, как отмечалось, является симметричность реакции импульсного сигнала на возрастания и уменьшения управляющего воздействия. Очевидно, что данное свойство будет способствовать улучшению спектрального состава этого сигнала, уменьшению амплитудных и фазовых искажений основной гармонии, вносимых процессом модуляции.Obviously, a similar approach can be applied to the DSHIM-2 link. Since all the proposed options for the implementation of DShIM-2 lead to the same result, we will analyze for one fourth option, which has the simplest and most clear graphic interpretation. From the diagrams in FIG. 6b, c shows that in the region of sufficiently small amplitudes γ m → 0, the compared methods have approximately the same capabilities, due to the clock sampling rate. This is confirmed by the fact that, regardless of the phase of the input impact, the number of meeting points on the period does not exceed three or four. However, with an increase in the amplitude γ m → π, the period of the control action T y may be shorter and the frequency ω y correspondingly higher, since the number of meeting points for the same period of time increases. On the graph of Fig.6 b, this trend is confirmed by the example of input actions of different amplitudes and phases. It is important to note that there is a fundamental possibility of reproducing input actions with a frequency exceeding the clock frequency. Continuing the analysis of the graph in FIG. 6 b, it is possible to require that in the interval of increasing input exposure equal to a quarter of the period (T y / 4), there should be at least one meeting point with a developing signal of decreasing form. This requirement will be expressed as
Figure 00000018

then, after obvious transformations, we can write down the inequality that limits the limiting passband for DSLM-2
Figure 00000019

Comparing those shown in FIG. 7 of the graph, it can be concluded that the application of the dynamic modulation method is most appropriate in cases of testing input effects of large amplitude, when the frequency capabilities of the known method are limited by the phenomenon of critical speed. The obtained dependence confirms that at the maximum amplitude γ m → π, the limiting frequency is limited only by the intrinsic speed of the modulator elements. Another advantage of the proposed method, as noted, is the symmetry of the reaction of the pulse signal to increase and decrease the control action. Obviously, this property will contribute to improving the spectral composition of this signal, reducing the amplitude and phase distortions of the fundamental harmony introduced by the modulation process.

Практическая реализация предложенного способа возможна как на аналоговых, так и цифровых элементах на основе программного и аппаратного принципов. Ограничиваясь последним, рассмотрим в качестве примера схему широтно-импульсного модулятора, управляющие и развертывающие сигналы которого представлены в 4-разрядном двоичном параллельном коде (см. фиг. 8). Practical implementation of the proposed method is possible both on analog and digital elements based on software and hardware principles. To limit ourselves to the latter, let us consider as an example a pulse-width modulator circuit, the control and scanning signals of which are presented in a 4-bit binary parallel code (see Fig. 8).

Устройство содержит задающий генератор 1 (ЗГ), выход которого подключен к суммирующему входу двоичного счетчика 2 (СТ2). Всеми разрядами выходного числа счетчик подключен посредством логических схем инверсии 3, зашунтированных ключами 4, в параллель ко входам первого 5 и второго 6 цифровых компараторов (ЦК). На другие входы первого цифрового компаратора подаются разряды управляющего кода Xy. Эти же разряды посредством логических схем инверсии 7 подаются на другие входы второго цифрового компаратора, а также на входы устройства 8, служащего для определения сигнатурной функции производной управляющего сигнала sign (dXy/dt). Выход последнего подключен к первому входу логической схемы совпадения 9, а также посредством логической схемы инверсии 10 к первому входу логической схемы совпадения 11. Вторыми входами указанные схемы совпадения подключены к входам триггеров 12, 13 соответственно. Своими R, S-входами триггеры подключены посредством реверсивных ключей 14, 15 к выходам цифровых компараторов, а также к старшему разряду счетчика, соединенному со служебным входом "Установка нуля". Выходы логических схем совпадения объединены и служат для получения выходного импульсного сигнала F(Xy).The device contains a master oscillator 1 (ZG), the output of which is connected to the summing input of the binary counter 2 (CT2). By all digits of the output number, the counter is connected via inversion logic 3, shunted by keys 4, in parallel to the inputs of the first 5 and second 6 digital comparators (CC). The other inputs of the first digital comparator are supplied with bits of the control code X y . The same bits through the inversion logic 7 are supplied to the other inputs of the second digital comparator, as well as to the inputs of the device 8, which serves to determine the signature function of the derivative of the control signal sign (dX y / dt). The output of the latter is connected to the first input of the coincidence logic 9, and also through the inversion logic 10 to the first input of the coincidence logic 11. The second inputs of the indicated coincidence circuits are connected to the inputs of the triggers 12, 13, respectively. With their R, S-inputs, the triggers are connected via reversible keys 14, 15 to the outputs of the digital comparators, as well as to the high-order bit of the counter connected to the service input "Zero setting". The outputs of the matching logic circuits are combined and are used to obtain the output pulse signal F (X y ).

Данное устройство работает в соответствии с предложенными первым и вторым вариантами способа ДШИМ-2 согласно п. 2, 3 формулы изобретения. В зависимости от состояния ключей 4, 14,15 можно осуществлять модуляцию на основе развертывающих сигналов возрастающей или убывающей формы. Рассмотрим работу устройства при замкнутом состоянии ключей 4 и соответственно нижнем положении реверсивных ключей 4, 15. Тогда устройство будет функционировать в соответствии с диаграммами на фиг. 3а. При поступлении импульсов задающего генератора fзг на суммирующий вход счетчика на выходах последнего будет формироваться линейно возрастающий код развертывающего сигнала Xоп. Появление единицы в старшем разряде этого числа будет приводить к сбросу счетчика, в связи с чем код развертывающего числа будет воспроизводить периодический сигнал возрастающей формы. Период этого сигнала будет определять тактовую частоту модуляции, которая при наличии 4-х разрядов будет в 16 раз меньше частоты задающего генератора. С помощью ключей 4 прямой код развертывающего сигнала подается непосредственно на входы первого цифрового компаратора, на другие входы которого поступает прямой код управляющего сигнала. Полагается, что в моменты равенства указанных кодов на выходе компаратора выделяется импульс положительного знака, который с помощью ключа 14 поступает на R-вход триггера 12. На S-вход данного триггера поступают импульсы тактовой частоты. В результате на выходе триггера 12 будет формироваться импульсный сигнал с модуляцией заднего фронта. Благодаря схемам инверсии 7 на входы второго цифрового компаратора будет поступать инверсный код управляющего сигнала

Figure 00000020
, изменяющийся в противофазе по отношению к прямому коду Xy. Импульсы с выхода второго компаратора подаются с помощью ключа 15 на S-вход триггера 13. На R-вход данного триггера поступают импульсы тактовой частоты, в результате на его выходе будет формироваться импульсный сигнал
Figure 00000021
с модуляцией переднего фронта. Подача этих импульсов на выход разрешается с помощью логической схемы совпадения 9 только при положительном знаке производной управляющего сигнала. При отрицательном знаке указанная логическая схема совпадения будет блокирована, и на выход поступят импульсы триггера 12, подача которых будет разрешена логической схемой совпадения 11. Таким образом, выходной импульсный сигнал модулятора F(Xy) будет формироваться согласно п. 1 формулы изобретения. При разомкнутом состоянии ключей 4 и верхнем положении реверсивных ключей 14,15 модуляции будет осуществляться на основе развертывающих сигналов убывающей формы в соответствии с диаграммами на фиг. 3б.This device operates in accordance with the proposed first and second variants of the DSHIM-2 method according to paragraph 2, 3 of the claims. Depending on the state of the keys 4, 14,15, it is possible to carry out modulation based on the developing signals of increasing or decreasing form. Let us consider the operation of the device with the keys 4 closed and, accordingly, the lower position of the reversible keys 4, 15. The device will then function in accordance with the diagrams in FIG. 3a. When pulses of the master oscillator f zg arrive at the summing counter input, the outputs of the latter will generate a linearly increasing code of the deployment signal X op . The appearance of a unit in the high order of this number will lead to a reset of the counter, in connection with which the code of the developing number will reproduce a periodic signal of increasing shape. The period of this signal will determine the clock frequency of the modulation, which in the presence of 4 bits will be 16 times less than the frequency of the master oscillator. Using the keys 4, the direct code of the deployment signal is fed directly to the inputs of the first digital comparator, the other inputs of which receive the direct code of the control signal. It is believed that at the moments of equality of the indicated codes, a positive sign pulse is emitted at the output of the comparator, which, with the help of key 14, is fed to the R-input of trigger 12. Clock pulses are sent to the S-input of this trigger. As a result, the output of the trigger 12 will generate a pulse signal with modulation of the trailing edge. Thanks to inversion schemes 7, the inverse code of the control signal will be supplied to the inputs of the second digital comparator
Figure 00000020
, changing in antiphase with respect to the direct code X y . The pulses from the output of the second comparator are supplied using the key 15 to the S-input of the trigger 13. The R-input of this trigger receives clock pulses, as a result of which a pulse signal will be generated at its output
Figure 00000021
with leading edge modulation. The supply of these pulses to the output is allowed using the matching logic 9 only if the derivative of the control signal is positive. If the sign is negative, the indicated coincidence logic circuit will be blocked, and the pulses of trigger 12 will be output, the supply of which will be allowed by the coincidence logic 11. Thus, the output pulse signal of the modulator F (X y ) will be generated according to claim 1. When the keys 4 are open and the reversible keys 14,15 are in the upper position, the modulation will be based on the decreasing waveforms in accordance with the diagrams in FIG. 3b.

Для реализации третьего варианта предложенного способа может служить схема модулятора на фиг. 9. Данная схема отличается от рассмотренной наличием одного цифрового компаратора 5, отсутствием логических схем инверсии в канале управляющего сигнала, а также тем, что ключи 4 должны быть управляемыми. Состояние данных ключей должен определять сигнал с выхода устройства 8. Полагается, что при положительном знаке производной управляющего сигнала ключи 4 должны быть разомкнутыми. Тогда с выходов логических схем инверсии 3 на входы компаратора поступит инверсный код развертывающего сигнала, изменяющийся по закону убывающей функции. В моменты равенства входных кодов на выходе компаратора будет выделяться импульс положительного знака. Поступление этих импульсов, а также тактовых импульсов на R, S-входы триггеров 12, 13 приведет к появлению на их выходах импульсных последовательностей. При положительном знаке производной управляющего сигнала логическая схема совпадения 11 будет блокирована, и на вход с помощью логической схемы 9 будет поступать только одна импульсная последовательность с выхода триггера 13, модуляция которой осуществляется за счет изменения положения передних фронтов импульсов. При изменении знака производной с положительного на отрицательный ключи 4 зашунтируют логические схемы инверсии 3, в результате фаза развертывающего сигнала изменится на 180o и на входы компаратора начнет поступать код развертывающего сигнала периодической линейно возрастающей формы. Одновременно сигналом с выхода устройства 8 логическая схема совпадения 9 будет блокирована, и на выход начнет поступать импульсная последовательность триггера 12, модуляция которой происходит за счет сдвига задних фронтов импульсов. Таким образом, работа данного устройства происходит согласно диаграммам на фиг. 4 в соответствии с п. 4 формулы изобретения. Для реализации четвертого варианта предложенного способа может служить схема модулятора на фиг. 10. Отличие данной схемы заключается в отсутствии ключевых элементов. Если на входы первого цифрового компаратора поступает прямой код развертывающего сигнала, то на входы второго компаратора с выходов логических схем инверсии поступает инверсный код развертывающего сигнала. На другие входы указанных компараторов подается в параллель код управляющего сигнала. В остальном устройство и работа данного варианта схемы модулятора аналогичны рассмотренному. На вход модулятора поступает в каждый момент времени одна из двух импульсных последовательностей, выделяющихся на выходах триггеров 12, 13. Работа происходит согласно диаграммам на фиг. 5, в соответствии с п. 5 формулы изобретения.To implement the third variant of the proposed method, the modulator circuit in FIG. 9. This circuit differs from that considered by the presence of one digital comparator 5, the absence of inversion logic circuits in the control signal channel, and the fact that the keys 4 must be controllable. The state of these keys should be determined by the signal from the output of device 8. It is believed that with a positive sign of the derivative of the control signal, the keys 4 must be open. Then, from the outputs of the inversion 3 logic circuits, the inverting code of the scattering signal, which changes according to the law of a decreasing function, will arrive at the inputs of the comparator. At the moments of equality of the input codes, a positive sign pulse will be emitted at the output of the comparator. The arrival of these pulses, as well as clock pulses at the R, S-inputs of the triggers 12, 13 will lead to the appearance of pulse sequences at their outputs. With a positive sign of the derivative of the control signal, the coincidence logic circuit 11 will be blocked, and only one pulse sequence from the output of the trigger 13 will be input using the logic circuit 9, the modulation of which is carried out by changing the position of the leading edges of the pulses. When you change the sign of the derivative from positive to negative keys 4, the inversion 3 logic circuits are shunted, as a result, the phase of the development signal changes by 180 o and the code of the development signal of a periodic linearly increasing form starts to arrive at the inputs of the comparator. At the same time, the signal from the output of device 8 will match logic 9, and the pulse sequence of trigger 12 will begin to arrive at the output, the modulation of which occurs due to the shift of the trailing edges of the pulses. Thus, the operation of this device occurs according to the diagrams in FIG. 4 in accordance with paragraph 4 of the claims. To implement the fourth variant of the proposed method, the modulator circuit in FIG. 10. The difference in this scheme is the lack of key elements. If the inputs of the first digital comparator receive a direct code of the deployment signal, then the inputs of the second comparator from the outputs of the inversion logic circuits receive the inverse code of the deployment signal. At the other inputs of these comparators, a control signal code is supplied in parallel. Otherwise, the device and operation of this variant of the modulator circuit are similar to those considered. At each moment of time, one of the two pulse sequences released at the outputs of the triggers 12, 13 arrives at the input of the modulator. Operation occurs according to the diagrams in FIG. 5, in accordance with paragraph 5 of the claims.

Общей составной частью всех предложенных вариантов является устройство определения знака производной управляющего сигнала 8. Возможная схема выполнения данного устройства представлена на фиг. 11. Устройство работает по принципу поразрядного сравнения значений кода управляющего сигнала в двух соседних тактах работы задающего генератора. Сравнение ведется с помощью цифрового компаратора 16, первые входы которого служат для подачи кода управляющего сигнала Xy, причем эта подача осуществляется с помощью запоминающих D-триггеров 17. Вторые входы служат также для подачи кода управляющего сигнала Xy, однако в данной части подача осуществляется с помощью логических схем совпадения 18. Тактовые С-входы указанных триггеров объединены и подключены к прямому выходу счетного триггера 19, выполненного в данном случае на основе Д-триггера. К инверсному выходу последнего подключены в параллель вторыми входами указанные логические схемы совпадения. На счетный вход триггера 19 подается импульсный сигнал задающего генератора fзг. Период импульсного сигнала на выходах триггера 19 и соответственно период работы всего устройства состоит из двух тактов задающего генератора. В первом такте наличие единицы на прямом и нуля на инверсном выходах этого триггера переводит запоминающие триггеры 17 в режим записи, в результате на их выходах появятся значения разрядов управляющего сигнала, которые имеют место в первом такте. Одновременно с этим логические схемы совпадения 18 будут блокированы, при этом полагается, что компаратор в связи с отсутствием сигналов на вторых входах сохраняет свое предыдущее состояние. Во втором такте инверсия импульсного сигнала на выходах триггера 19 будет способствовать переводу триггеров 17 в режим памяти, то есть сохранения на своих выходах кода управляющего числа, записанного в первом такте. Вместе с этим логические схемы 18 пропустят на вторые входы компаратора новые значения разрядов управляющего числа, имеющие место во втором такте. Таким образом цифровой компаратор во втором такте получает возможность сравнения кодов управляющего сигнала, которые имели место в двух соседних тактах. При этом полагается, что, если управляющий сигнал возрастает, значения разрядов кода во втором такте будут превышать значения кода в первом такте, и на выходе компаратора появится единичный сигнал положительного знака. В противоположном случае на выходе компаратора появится нулевой сигнал.A common component of all the proposed options is a device for determining the sign of the derivative of the control signal 8. A possible embodiment of this device is shown in FIG. 11. The device operates on the principle of bitwise comparison of the control signal code values in two adjacent clock cycles of the master oscillator. The comparison is carried out using a digital comparator 16, the first inputs of which serve to supply the control signal code X y , and this feed is carried out using memory D-flip-flops 17. The second inputs also serve to supply the code of the control signal X y , however, in this part, the feed using coincidence logic 18. The clock C-inputs of these triggers are combined and connected to the direct output of the counting trigger 19, made in this case on the basis of the D-trigger. To the inverted output of the latter, the indicated coincidence logic circuits are connected in parallel by second inputs. The counting input of the trigger 19 is fed a pulse signal of the master oscillator f sg . The period of the pulse signal at the outputs of the trigger 19 and, accordingly, the period of operation of the entire device consists of two clock cycles of the master oscillator. In the first cycle, the presence of one on the forward and zero on the inverse outputs of this trigger puts the memory triggers 17 into recording mode, as a result, the values of the bits of the control signal that occur in the first cycle will appear on their outputs. At the same time, coincidence logic circuits 18 will be blocked, while it is assumed that the comparator maintains its previous state due to the absence of signals at the second inputs. In the second cycle, the inversion of the pulse signal at the outputs of the trigger 19 will facilitate the translation of the triggers 17 into the memory mode, that is, the control code stored in the first cycle will be saved at its outputs. Along with this, the logic circuits 18 will pass to the second inputs of the comparator the new values of the bits of the control number that take place in the second cycle. Thus, the digital comparator in the second step gets the opportunity to compare the control signal codes that took place in two adjacent clock cycles. It is assumed that if the control signal increases, the values of the code bits in the second cycle will exceed the code values in the first cycle, and a single positive sign signal will appear at the output of the comparator. In the opposite case, a zero signal will appear at the output of the comparator.

Представленные схемы позволяют сделать вывод, что способ динамической широтно-импульсной модуляции достаточно прост и разновариантен в своей реализации. Возможность выбора варианта делает данный способ более доступным и расширяет области его возможного применения. Эти области не ограничиваются устройствами, работающими только в динамических режимах. В случаях, когда изменения управляющего воздействия происходят с разной скоростью или чередуются с работой в установившемся режиме, основным способом управления может остаться ШИМ-2, а переход к предложенному способу ДШИМ-2 может происходить только при отработке быстроменяющихся сигналов, скорость которых соизмерима с критической. В подобном случае представленные схемы не претерпят изменений, кроме того, что компаратор в составе устройств определения знака производной управляющего сигнала должен обладать некоторой зоной нечувствительности. The presented schemes allow us to conclude that the method of dynamic pulse width modulation is quite simple and diverse in its implementation. The ability to select an option makes this method more affordable and expands the scope of its possible application. These areas are not limited to devices operating only in dynamic modes. In cases where changes in the control action occur at different speeds or alternate with operation in the steady state, the main control method may remain PWM-2, and the transition to the proposed method of DSHIM-2 can only occur when developing rapidly changing signals, the speed of which is comparable to critical. In such a case, the presented circuits will not undergo changes, except that the comparator as part of the devices for determining the sign of the derivative of the control signal must have a certain deadband.

Источники информации
1. Теория импульсной радиосвязи. /Под ред. В.И. Сифорова, Л., ЛКВВИА, 1951.Sources of information
1. Theory of pulsed radio communications. / Ed. IN AND. Siforova, L., LKVVIA, 1951.

2. Слепов Н.Н., Дроздов Б.В. Широтно-импульсная модуляция. М.: Энергия, 1978, с. 192. 2. Slepov NN, Drozdov B.V. Pulse width modulation. M .: Energy, 1978, p. 192.

3. Булгаков А.А. Новая теория управляемых выпрямителей. М.: Наука, 1970, с. 320. 3. Bulgakov A.A. A new theory of controlled rectifiers. M .: Nauka, 1970, p. 320.

4. Шипилло В.П. Автоматизированный вентильный электропривод. М.: Энергия, 1969, с. 19-23. 4. Shipillo V.P. Automated valve actuator. M .: Energy, 1969, p. 19-23.

5. Грабовецкий Г. В. Тиристорные преобразователи частоты с непосредственной связью и естественной коммутацией для частотного-регулируемого электропривода. Электротехника, 1975, N 5, с. 25-28. 5. Grabovetsky GV Thyristor frequency converters with direct coupling and natural switching for a frequency-controlled electric drive. Electrical Engineering, 1975, N 5, p. 25-28.

Claims (5)

1. Способ динамической широтно-импульсной модуляции на основе односторонней ШИМ-2, осуществляемый путем изменения временного положения передних или задних фронтов импульсов, формируемых в моменты равенства управляющего сигнала и периодически изменяющегося с тактовой частотой развертывающего сигнала убывающей или возрастающей формы, для чего определяют участки возрастания и уменьшения управляющего сигнала по знаку производной этого сигнала, отличающийся тем, что вырабатывают две последовательности импульсов, у одной из которых модуляция ширины импульсов осуществляется за счет изменения положения передних фронтов, а у другой - за счет изменения положения задних фронтов, но пропускают на выход модулятора одну иди другую последовательность в зависимости от знака производной управляющего сигнала, запрещая при этом подачу второй последовательности. 1. A method of dynamic pulse-width modulation based on a one-sided PWM-2, carried out by changing the temporal position of the leading or trailing edges of the pulses, formed at the moments of equality of the control signal and periodically changing the sweep signal of decreasing or increasing form, for which the sections of increase and reducing the control signal in sign of the derivative of this signal, characterized in that they produce two sequences of pulses, one of which has a mode yatsiya pulse width is performed by changing the position of the leading edges, and the other - by varying the dispositions of the rear edges, but is passed to the output of the modulator one go a different sequence depending on the sign of the derivative control signal, thus inhibiting the flow of the second sequence. 2. Способ по п.1, отличающийся тем, что у первой последовательности задние фронты импульсов формируют в моменты равенства управляющего сигнала и развертывающего сигнала возрастающей формы, а передние фронты формируют в тактовые моменты времени, а у второй последовательности передние фронты импульсов формируют в моменты равенства сигнала, получаемого путем изменения фазы управляющего сигнала на 180o и развертывающего сигнала возрастающей формы, а задние фронты формируют в тактовые моменты так, что при изменении знака производной управляющего сигнала с положительного на отрицательный запрещают подачу на выход импульсов второй последовательности и одновременно разрешают подачу импульсов первой последовательности, а при изменении знака производной управляющего сигнала с отрицательного на положительный запрещают подачу на выход импульсов первой последовательности и одновременно разрешают подачу импульсов второй последовательности.2. The method according to claim 1, characterized in that in the first sequence, the leading edges of the pulses are formed at the moments of equality of the control signal and the developing signal of increasing shape, and the leading edges are formed at the clock moments of time, and in the second sequence, the leading edges of the pulses are formed at the moments of equality the signal obtained by changing the phase of the control signal by 180 o and a developing signal of increasing shape, and the trailing edges are formed at the clock moments so that when you change the sign of the derivative I control A positive to negative signal prohibits the supply of pulses of the second sequence to the output and simultaneously allows the supply of pulses of the first sequence, and when the sign of the derivative of the control signal changes from negative to positive, the supply of pulses of the first sequence is prohibited and simultaneously the second sequence of pulses is allowed. 3. Способ по п.1, отличающийся тем, что у первой импульсной последовательности передние фронты импульсов формируют в моменты равенства управляющего сигнала и развертывающего сигнала убывающей формы, а задние фронты формируют в тактовые моменты времени, а у второй последовательности задние фронты импульсов формируют в моменты равенства сигнала, получаемого путем изменения фазы управляющего сигнала на 180o и развертывающего сигнала убывающей формы, а передние фронты формируют в тактовые моменты так, что при изменении знака производной управляющего сигнала с положительного на отрицательный запрещают подачу на выход модулятора импульсов первой последовательности и одновременно разрешают подачу импульсов второй последовательности, а при изменении знака производной управляющего сигнала с отрицательного на положительный запрещают подачу на выход импульсов второй последовательности и одновременно разрешают подачу импульсов первой последовательности.3. The method according to claim 1, characterized in that for the first pulse sequence, the leading edges of the pulses are formed at the moments of equality of the control signal and the developing signal of decreasing form, and the trailing edges are formed at clock times, and the second sequence of the leading edges of the pulses are formed at times equality signal obtained by changing the phase control signal 180 and the scanning signal o diminishing shape, and leading edges form a clock moments so that a change in the sign of the derivative simp vlyayuschego signal from positive to negative prohibit outputting the first sequence of pulses of the modulator and simultaneously permit the flow pulses of the second sequence, and a change of the derivative control signal sign from negative to positive prohibit outputting the second pulse sequence and simultaneously permit supply of the first sequence of pulses. 4. Способ по п.1, отличающийся тем, что при изменении знака производной управляющего сигнала мгновенно изменяют фазу развертывающего сигнала на 180o при сохранении фазы управляющего сигнала неизменной так, чтобы при положительном знаке производной управляющего сигнала развертывающий сигнал имел убывающую форму и модуляцию ширины импульсов, пропускаемых на выход модулятора, осуществляют за счет изменения положения передних фронтов импульсов, а при отрицательном знаке производной управляющего сигнала развертывающий сигнал имел возрастающую форму, а модуляцию ширины импульсов, пропускаемых на выход модулятора, осуществляют за счет изменения положения задних фронтов импульсов.4. The method according to claim 1, characterized in that when you change the sign of the derivative of the control signal, the phase of the deployment signal is instantly changed by 180 o while maintaining the phase of the control signal unchanged so that if the derivative of the control signal is positive, the deployment signal has a decreasing shape and pulse width modulation transmitted to the output of the modulator is carried out by changing the position of the leading edges of the pulses, and with a negative sign of the derivative of the control signal, the deployment signal was of age form, and the modulation of the width of the pulses transmitted to the output of the modulator is carried out by changing the position of the trailing edges of the pulses. 5. Способ по п.1, отличающийся тем, что у первой последовательности широтно-модулированных импульсов передние фронты формируют в тактовые моменты времени, а задние фронты формируют в моменты равенства управляющего сигнала и развертывающего сигнала возрастающей формы, а у второй последовательности импульсов передние фронты формируют в моменты равенства управляющего сигнала и развертывающего сигнала убывающей формы, а задние фронты формируют в тактовые моменты, причем при изменении знака производной управляющего сигнала с положительного на отрицательный запрещают подачу на выход модулятора импульсов второй последовательности и одновременно разрешают подачу импульсов первой последовательности, а при изменении знака производной управляющего сигнала с отрицательного на положительный запрещают подачу на выход модулятора импульсов первой последовательности и одновременно разрешают подачу импульсов второй последовательности. 5. The method according to claim 1, characterized in that for the first sequence of pulse-width modulated pulses, the leading edges are formed at time instants, and the trailing edges are formed at equal moments of the control signal and the developing signal of increasing shape, and the second sequence of pulses has leading edges at the moments of equality of the control signal and the developing signal of a decreasing form, and the trailing edges form at the clock moments, and when the sign of the derivative of the control signal changes from positive of a negative prohibit outputting a second modulator pulse sequence and simultaneously permit supply of the first pulse sequence, and when the sign of the derivative of the control signal from negative to positive supply output prohibit modulator of the first sequence of pulses and simultaneously permit supply of pulses of the second sequence.
RU95109352A 1995-06-05 1995-06-05 Method for dynamic pulse-width modulation RU2116694C1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU95109352A RU2116694C1 (en) 1995-06-05 1995-06-05 Method for dynamic pulse-width modulation

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU95109352A RU2116694C1 (en) 1995-06-05 1995-06-05 Method for dynamic pulse-width modulation

Publications (2)

Publication Number Publication Date
RU95109352A RU95109352A (en) 1997-07-20
RU2116694C1 true RU2116694C1 (en) 1998-07-27

Family

ID=20168591

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU95109352A RU2116694C1 (en) 1995-06-05 1995-06-05 Method for dynamic pulse-width modulation

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2116694C1 (en)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2612595C2 (en) * 2014-09-15 2017-03-09 Сяоми Инк. Pwm data processing method and device
US9843317B2 (en) 2014-09-15 2017-12-12 Xiaomi Inc. Method and device for processing PWM data

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Слепов Н.Н., Дроздов Б.В. Широтно-импульсная модуляция. - М.: Энергия, 19 78, с.192. *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2612595C2 (en) * 2014-09-15 2017-03-09 Сяоми Инк. Pwm data processing method and device
US9843317B2 (en) 2014-09-15 2017-12-12 Xiaomi Inc. Method and device for processing PWM data

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP1912330B1 (en) Spread-period clock generator
US5629696A (en) Parallel to serial data converter
JP4179568B2 (en) Spread spectrum phase modulation for electromagnetic interference suppression in parallel data channels
US4504960A (en) Data reading apparatus for data transmission
KR970701949A (en) A PHASE ERROR PROCESSOR CIRCUIT WITH A COMPARATOR INPUT SWAPPING TECHNIQUE
RU2116694C1 (en) Method for dynamic pulse-width modulation
KR880014546A (en) Digital PLL circuit
US4188583A (en) Sampling method and apparatuses
US4438487A (en) Digital phase-shifting circuit
JP4121951B2 (en) Random generator
USRE42470E1 (en) Synchronous delay-line amplification technique
RU2794104C1 (en) Digital oscillator of variable frequency
RU2677358C1 (en) Modulator of discrete signal by time position
SU1485201A1 (en) Device for program control of stepping motor
JP2968754B2 (en) Clock phase synchronization circuit
SU1239807A1 (en) Device for controlling converter with pulse-width modulation
SU1091323A1 (en) Stepwise voltage generator
RU2022461C1 (en) Method and device for modulation of pulse signals
SU1706050A1 (en) Device for forming frequency-shift signals
JP2592522B2 (en) PN code phase modulation circuit
JPH10209829A (en) Pulse signal generator
SU1265973A1 (en) Generator of pseudorandom binary sequences
RU2013873C1 (en) Code modulator
SU1576944A1 (en) Digital device for control of three-phase wide-pulse inverter
JP2004040451A (en) Generating circuit for pulse width modulation signal