RU2107926C1

RU2107926C1 - Method of pulse radiolocation by system of phase-shift keyed signals

Info

Publication number: RU2107926C1
Application number: RU96112560A
Authority: RU
Inventors: Л.В. Литюк
Original assignee: Таганрогский государственный радиотехнический университет
Priority date: 1996-06-18
Filing date: 1996-06-18
Publication date: 1998-03-27

Abstract

FIELD: radiolocation. SUBSTANCE: method is intended for use in surveillance radars and in radars mapping surface of the Earth. Another potential field of application of the method is synchronous communication with use of complex signals. Individual discrete having proper frequency modulation forming complex phase-shift keyed signal that is comprised in corresponding matched filter are formed, emitted, received, compressed in matched filters and coherently summed up with system of other signals having heterpolar side lobes at equal distances from main peak. EFFECT: removal of requirement for sameness of initial phases of system of phase-shift keyed signals when they are processed and simultaneous increase of range resolving power. 9 dwg

Description

Изобретение относится к радиолокации и может быть использовано в радиолокационных станциях (РЛС) обзора и картографирования земной поверхности. The invention relates to radar and can be used in radar stations (radar) of the survey and mapping of the earth's surface.

Известны способы, являющиеся аналогом, включающие формирование, излучение, прием и когерентное накопление (имеются в заявке) простых импульсных радиосигналов без внутриимпульсной модуляции (Реутов А.П., Михайлов Б. А., Кондратенков Г. С., Бойко Б. В. Радиолокационные станции бокового обзора / Под ред. А.П.Реутова.-М.: Сов. радио, 1970, с.88-91). Known methods that are analogous, including the formation, radiation, reception and coherent accumulation (available in the application) of simple pulsed radio signals without intrapulse modulation (Reutov A.P., Mikhailov B.A., Kondratenkov G.S., Boyko B.V. Side-view Radar / Edited by A.P. Reutov.-M .: Sov. Radio, 1970, p. 88-91).

Однако указанные способы имеют тот существенный недостаток, что для повышения разрешающей способности по дальности приходится укорачивать длительность зондирующего радиолокационного импульса. Поскольку пиковая мощность передатчика ограничена, то, следовательно, при заданной разрешающей способности РЛС это приводит к ограничению энергии импульса и соответственно к ограничению максимальной дальности обнаружения (Ширман Я.Д. Разрешение и сжатие сигналов.-М.: Сов. радио, 1974, с. 57, 91-92). However, these methods have the significant drawback that in order to increase the resolution in range, it is necessary to shorten the duration of the probe radar pulse. Since the peak transmitter power is limited, therefore, for a given radar resolution, this leads to a limitation of the pulse energy and, accordingly, to a limitation of the maximum detection range (Shirman Y.D. Resolution and compression of signals.-M.: Sov. Radio, 1974, p. 57, 91-92).

От этого недостатка свободен способ зондирования сложными ФМн сигналами, являющийся аналогом, включающий формирование, излучение, прием, и сжатие (имеются в заявке) сложного ФМн сигнала (Реутов А.П., Михайлов Б. А., Кондратенков Г. С., Бойко Б. В. Радиолокационные, станции бокового обзора / Под ред. А.П.Реутова.- М.: Сов. радио, 1970, с.88-94, 144; Кондратенков Г. С. , Потехин В. А., Реутов А.П., Феоктистов Ю.А. Радиолокационные станции обзора Земли / Под ред. Г.С.Кодратенкова.-М.: Радио и связь, 1983, с. 125-133). The method of sensing by complex QPSK signals, which is an analogue, including the generation, emission, reception, and compression (available in the application) of a complex QPSK signal (Reutov A.P., Mikhailov B.A., Kondratenkov G.S., Boyko B.V. Radar, side-view stations / Under the editorship of A.P. Reutov.- M .: Sov. Radio, 1970, p. 88-94, 144; Kondratenkov G.S., Potekhin V.A., Reutov A.P., Feoktistov Yu.A. Radar stations for Earth survey / Edited by G.S. Kodratenkov.-M.: Radio and communications, 1983, p. 125-133).

Использование сжатия радиолокационного импульса позволяет получать в РЛС требуемую дальность обнаружения и высокую разрешающую способность по дальности. Кроме того, это позволяет повысить помехозащищенность РЛС. The use of compression of the radar pulse makes it possible to obtain in the radar the required detection range and high resolution in range. In addition, this improves the radar noise immunity.

При одинаковой пиковой мощности и длительности зондирующего сигнала без внутриимпульсной модуляции и ФМн сигналов, применение последнего обеспечивает в N раз большую разрешающую способность по дальности, где N - число элементов кода (Теоретические основы радиолокации / Под ред. Я.Д.Ширмана М.: Сов. радио, 1970, с. 378-393; Ширман Я.Д., Манжос В. Н. Теория и техника обработки радиолокационной информации на фоне помех.- М.: Радио и связь, 1981, с. 135-146). With the same peak power and duration of the probe signal without intrapulse modulation and PSK signals, the use of the latter provides N times greater range resolution, where N is the number of code elements (Theoretical Foundations of Radar / Ed. By Ya.D. Shirman M .: Sov Radio, 1970, pp. 378-393; Shirman, Y.D., Manzhos, V.N., Theory and Technique of Processing Radar Information in the Background of Interference, Moscow: Radio and Communications, 1981, pp. 135-146).

Однако этому способу присущ другой недостаток, заключающийся в наличии боковых лепестков (БЛ) в сжатом ФМн сигнале, которые создают искаженную картину, картографируемой местности. Если интенсивность БЛ принадлежащего сигналу, отраженного от одного участка местности, сравнима по интенсивности с основным пиком от другого участка, то это может привести к искажению карты местности, что эквивалентно наличию помех большой интенсивности. Указанный недостаток также может привести к неоднозначности отсчета (Варакин Л.Е. Теория сложных сигналов.- М.: Сов. радио, 1970, с. 78). However, this method has another drawback, namely the presence of side lobes (BL) in the compressed PSK signal, which create a distorted picture of the terrain being mapped. If the intensity of the BL belonging to the signal reflected from one part of the terrain is comparable in intensity to the main peak from another part, then this can lead to a distortion of the terrain map, which is equivalent to the presence of high-intensity interference. The indicated drawback can also lead to ambiguity of reference (Varakin L.E. Theory of complex signals.- M.: Sov. Radio, 1970, p. 78).

Минимально возможный уровень БЛ, равный 1/N, где N -число элементов кода, имеют ФМн сигналы на основе кодов Баркера. Однако неизвестны коды Баркера с числом элементов N>13 (Кук Ч., Бернфельд М. Радиолокационные сигналы: Теория и применение / Пер. с англ.; Под ред. В.С.Кельзона.- М.: Сов. радио, 1971, с. 264-266). Весовая обработка ФМн сигнала для подавления БЛ в сжатом сигнале не применима. The minimum possible BL level equal to 1 / N, where N is the number of code elements, have PSK signals based on Barker codes. However, Barker codes with the number of elements N> 13 are unknown (Cook Ch., Bernfeld M. Radar signals: Theory and application / Transl. From English; Ed. By V.S. Kelzon.- M .: Sov. Radio, 1971, p. 264-266). Weighted processing of the QPSK signal to suppress BL in a compressed signal is not applicable.

Известен способ зондирования сложными сигналами с непрерывной фазовой функцией, являющийся аналогом и включающий в себя формирование, излучение и прием (имеются в заявке) сложного сигнала с непрерывной фазовой функцией с последующим сжатием его в фильтре подавления БЛ, т. е. с реализацией весовой обработки сигнала (там же, с. 191-243). A known method of sensing complex signals with a continuous phase function, which is an analogue and includes the formation, radiation and reception (available in the application) of a complex signal with a continuous phase function with its subsequent compression in the BL suppression filter, i.e., with the implementation of weighted signal processing (ibid., p. 191-243).

Подавление БЛ достигается за счет соответствующего рассогласования характеристик согласованного фильтра (СФ). Отказ от согласованной фильтрации неизбежно приводит к возникновению потерь и как следствие ухудшению отношения сигнал/шум на выходе фильтра, расширению главного пика, а значит ухудшению разрешающей способности по дальности (Ширман Я. Д., Манжос В. Н. Теория и техника обработки радиолокационной информации на фоне помех.- М.: Радио и связь, 1981, с.123). Последнее является недостатком указанного способа радиолокации. Другим недостатком являются достаточно жесткие требования к точности формирования таких сигналов и высокие требования к устройствам их сжатия (Кочемасов В. Н., Белов Л.А., Оконешников В. С. Формирование сигналов с линейной частотной модуляцией. -М.: Радио и связь, 1993, с. 27-36). Задачу одновременного измерения дальности и скорости можно решить, если в качестве зондирующего использовать сигнал, состоящий из ряда ЛЧМ сигналов, начальные значения фазы и частоты, скорость ЧМ и длительность которых в общем случае не одинаковы и законы их изменения являются случайными. Однако недостатком таких сигналов являются высокие требования, предъявляемые к узлам, согласовывающим фазы отдельных дискрет друг с другом (Кочемасов В. Н., Кряжев В.П., Оконешников В. С. ЛЧМ сигналы с внутриимпульсной фазовой манипуляцией // Радиотехника, 1980, т. 35, N 2, с. 57-60). BL suppression is achieved due to the corresponding mismatch of the characteristics of the matched filter (SF). The rejection of matched filtering inevitably leads to losses and, as a consequence, to a deterioration of the signal-to-noise ratio at the filter output, to an expansion of the main peak, and therefore to a deterioration in resolution in range (Shirman Ya. D., Manzhos V.N. Theory and technique of processing radar information against the background of interference.- M.: Radio and Communications, 1981, p. 123). The latter is a disadvantage of this method of radar. Another drawback is the rather stringent requirements for the accuracy of generating such signals and high requirements for devices for their compression (Kochemasov V.N., Belov L.A., Okoneshnikov V.S. Signal generation with linear frequency modulation. -M.: Radio and communications 1993, pp. 27-36). The task of simultaneously measuring range and speed can be solved by using a signal consisting of a number of chirp signals as the probing signal, the initial values of the phase and frequency, the FM speed and duration of which are generally not the same and the laws of their change are random. However, the drawback of such signals is the high requirements imposed on nodes matching the phases of individual discrete with each other (Kochemasov V.N., Kryazhev V.P., Okoneshnikov V.S. LFM signals with intrapulse phase shift keying // Radio Engineering, 1980, vol. 35, N 2, pp. 57-60).

Известен способ зондирования системой сложных ФМн сигналов, являющийся прототипом и позволяющий обеспечить подавление дальностных БЛ сжатого сложного сигнала, заключающийся в том, что формируют, излучают, принимают, сжимают в согласованных фильтрах, а затем когерентно суммируют (имеются в заявке) ФМн сигналы, имеющие разнополярные знаки и величины БЛ, расположенных на одинаковом удалении от главного пика (Литюк В. И., Плекин В. Я., Овсеенко А. В. Системы радиолокационных фазоманипулированных сигналов // Известия ВУЗов СССР "Радиоэлектроника", 1991, т. 34, N 4, с. 37- 42; Патент РФ, N 1538710 кл. G 01 S 13/00. Устройство для зондирования и приема сложных фазоманипулированных сигналов на основе кодов Баркера / В.И.Литюк, А. В. Овсеенко, 1993). Данный способ позволяет полностью подавить дальностные БЛ в применяемой системе сложных ФМн сигналов на всей плоскости (τ, F) за исключением области τ = 0 . Отметим, что данный способ носит название компенсационного и позволяет сохранить разрешающую способность по дальности, определяемую длительностью дискрета системы ФМн сигналов. A known method of sensing a system of complex QPSK signals, which is a prototype and allows to suppress the long-range BL of a compressed complex signal, which consists in generating, emitting, receiving, compressing in matched filters, and then coherently summarizing (included in the application) QPSK signals with different polarities signs and magnitudes of BL located at the same distance from the main peak (Lityuk V.I., Plekin V. Ya., Ovseenko A.V. Systems of radar phase-shift keyed signals // Proceedings of the USSR Universities "Radioelectronics ", 1991, v. 34, No. 4, pp. 37-42; RF patent, N 1,538,710, class G 01 S 13/00. Device for sensing and receiving complex phase-shifted signals based on Barker codes / V.I. Lityuk, A.V. Ovseenko, 1993). This method allows you to completely suppress long-range BL in the applied system of complex PSK signals on the entire plane (τ, F) except for the region τ = 0. Note that this method is called compensation and allows you to save resolution in range, determined by the duration of the discrete system of PSK signals.

Однако недостатком данного способа является необходимость поддержания одинаковых значений начальных фаз для всей системы сжатых ФМн сигналов с целью обеспечения условий компенсации дальностных БЛ, - что приводит к высоким требованиям к устройствам измерения и коррекции начальных фаз каждого ФМн сигнала системы. However, the disadvantage of this method is the need to maintain the same values of the initial phases for the entire system of compressed PSK signals in order to provide conditions for the compensation of long-range BLs, which leads to high requirements for measuring and correction devices for the initial phases of each PSK signal of the system.

Технический результат заключается в устранении требования одинаковости начальных фаз системы фазоманипулированных сигналов прb их обработке с одновременным повышением разрешающей способности по дальности. The technical result consists in eliminating the requirement that the initial phases of the system of phase-manipulated signals be identical to their processing with a simultaneous increase in range resolution.

Технический результат достигается тем, что в способе импульсной радиолокации системой фазоманипулированных сигналов, включающем в себя формирование, излучение, прием системы фазоманипулированных сигналов, каждый дискрет излучаемого фазоманипулированного сигнала с размерностью кода N каждого из системы фазоманипулированных сигналов, состоящей из 2N сигналов, имеет внутридискретную частотную модуляцию, закон изменения которой определяется знаком кода фазоманипулированного сигнала, законы изменения частоты внутридискретной частотной модуляции ортогональны или квазиортогональны, причем диапазон изменения этих частот у всех дискрет одинаковый и все сигналы системы имеют одинаковую несущую частоту, а при приеме каждый дискрет со своим законом внутридискретной частотной модуляции фазоманипулированного сигнала с размерностью кода N обрабатывается в системе согласованных фильтров, каждый из которых согласован с законом изменения частоты соответствующего дискрета фазоманипулированного сигнала, на выходе согласованных фильтров выделяют огибающие обработанных соответствующих дискрет и которые получают соответствующий знак кода дискрета фазоманипулированного сигнала, причем последовательность огибающих, знаки которых соответствуют коду соответствующего фазоманипулированного сигнала, обрабатывают в соответствующем согласованном фильтре фазоманипулированного сигнала системы фазоманипулированных сигналов, результаты обработки сигналов в которых суммируют на временном интервале, длительность которого определяется длительностью обрабатываемой системы, состоящей из 2N фазоманипулированных сигналов с внутридискретной частотной модуляцией, причем система фазоманипулированных сигналов с внутридискретной частотной модуляцией состоит из 2N фазоманипулированных сигналов, каждый из которых имеет размерность кода N, и каждый сигнал из группы N фазоманипулированных сигналов на интервале длительностью N ортогонален каждому другому фазоманипулированному сигналу из группы, состоящей из N ортогональных фазоманипулированных сигналов, и ему также соответствует инверсный фазоманипулированный сигнал другой группы, состоящей также из N ортогональных фазоманипулированных сигналов. The technical result is achieved by the fact that in the method of pulsed radar system of phase-shifted signals, which includes the generation, emission, reception of a system of phase-shifted signals, each discrete of the phase-shifted signal emitted with a code dimension N of each of the phase-shifted signal system consisting of 2N signals has an in-disc frequency modulation , the law of change of which is determined by the sign of the phase-manipulated signal code, the laws of change of the frequency of the in-discrete modulations are orthogonal or quasi-orthogonal, and the variation range of these frequencies is the same for all discrete and all system signals have the same carrier frequency, and upon reception, each discret with its own law of in-discrete frequency modulation of the phase-shifted signal with code dimension N is processed in a system of matched filters, each of which it is consistent with the law of changing the frequency of the corresponding discrete phase-shift signal, at the output of the matched filters the envelopes of the processed corresponding discretes and which receive the corresponding sign of the discrete code of the phase-manipulated signal, the sequence of envelopes whose signs correspond to the code of the corresponding phase-manipulated signal are processed in the corresponding matched filter of the phase-manipulated signal of the phase-manipulated signal system, the signal processing results of which are summed over a time interval, the duration of which is determined by the duration of the processed a system consisting of 2N phase-shifted signals with intra-discrete frequency modulation, and the system of phase-shifted signals with intra-discrete frequency modulation consists of 2N phase-shifted signals, each of which has a code dimension N, and each signal from the group N of phase-shifted signals over an interval of length N is orthogonal to each other phase-shifted signal from the group consisting of N orthogonal phase-shifted signals, and it also corresponds to an inverse phase-shifted signal of another group, consisting also of C N orthogonal phase-shifted signals.

В предлагаемом способе сжатие каждого из 2N сложных сигналов, каждый из которых состоит из N=2²⁺ⁱ дискрет, где i=0,1,2,..., причем каждый отдельный дискрет в зависимости от знака кода имеет свой закон внутридискретной частотной модуляции (ЧМ), производится в соответствующих параллельно соединенных согласованных фильтрах с законами внутридискретной ЧМ отдельных дискрет (СФД), выходы которых соединены с узлами выделения огибающих сжатых сигналов и соединены через устройство суммирования (вычитания) с соответствующими величинами и знаками весовых коэффициентов на своих входах с входом согласованного фильтра одиночного фазоманипулированного сигнала (СФОФМнС). Этот СФОФМнС имеет перестраиваемые коэффициенты, соответствующие закону фазовой манипуляции каждого ФМн сигнала из системы, состоящей из 2N сигналов. При этом весовые коэффициенты в этом СФОФМнС устанавливаются в соответствии с кодом принимаемого на соответствующем временном интервале ФМн сигнала. Сжатый ФМн сигнал поступает на согласованный фильтр пачки фазоманипулированных сигналов (СФПФМнС), состоящей из 2N сигналов, где происходит синхронное суммирование этих 2N сигналов.In the proposed method, the compression of each of 2N complex signals, each of which consists of N = 2 ^{2 + i} discrete, where i = 0,1,2, ..., and each individual discrete, depending on the sign of the code, has its own in-discrete frequency law modulation (FM) is performed in the corresponding parallel-connected matched filters with the laws of in-discrete FM individual discrete (SFD), the outputs of which are connected to the nodes of the envelope extraction of compressed signals and connected via the summation (subtraction) device with the corresponding values and signs of the weight coefficients at its inputs to the input of the matched filter single phase manipulated signal (SFOFMnS). This SFOFMnS has tunable coefficients corresponding to the law of phase manipulation of each PSK signal from a system consisting of 2N signals. In this case, the weighting coefficients in this SFOFMnS are set in accordance with the code of the signal received at the appropriate time interval. The compressed QPSK signal is fed to a matched filter of a packet of phase-manipulated signals (SPSPMSK), consisting of 2N signals, where synchronous summation of these 2N signals occurs.

В результате обработки в СФД каждого дискрета каждого сигнала из системы ФМн сигналов на выходе суммирующего (вычитающего) устройства образуется сигнал в виде последовательности огибающих сжатых сложных сигналов, которыми модулируются отдельные дискреты. Месторасположение пиков огибающих сжатых сигналов и их знаки соответствуют коду принимаемого ФМн сигнала. В результате обработки пачки из 2N импульсов таких сигналов соответствующим образом настраиваемым СФ ФМн сигнала получаются на его выходе 2N сжатых ФМн сигналов, основные пики которых находятся в фазе, а БЛ - в противофазе. Последнее обстоятельство позволяет при суммировании всей пачки, состоящей из 2N обработанных указанным образом сигналов, получить компенсацию БЛ за пределами центральной области, длительность которой равна длительности двух дискретов, а главный пик сжатого импульса расположен в середине центральной области. Очевидно, что автокорреляционные функции (АКФ) каждого ФМн сигнала из системы, состоящей из 2N сложных ФМн сигналов, должны обладать свойствами, позволяющими получать указанный результат. As a result of the processing of each discrete signal of each signal from the PSK system in the DPC, the output of the summing (subtracting) device produces a signal in the form of a sequence of envelopes of compressed complex signals that modulate individual discrete samples. The location of the peaks of the envelopes of the compressed signals and their signs correspond to the code of the received PSK signal. As a result of processing a packet of 2N pulses of such signals with an appropriately tuned SF QPSK signal, 2N compressed QPSK signals are obtained at its output, the main peaks of which are in phase and the BL in antiphase. The latter circumstance allows, when summing the entire burst, consisting of 2N signals processed in this way, to obtain BL compensation outside the central region, the duration of which is equal to the duration of two samples, and the main peak of the compressed pulse is located in the middle of the central region. Obviously, the autocorrelation functions (ACF) of each PSK signal from a system consisting of 2N complex PSK signals must have properties that allow one to obtain the indicated result.

Известно, что к таким системам ФМн сигналов могут быть отнесены сигналы, синтезированные, на основе модифицированных матриц Адамара (ММА) которые называют Н-матрицами. В качестве первообразных для рассматриваемой системы ФМн сигналов примем матрицу 4-го порядка (N=4), описывающую бинарные ФМн сигналы. При этом АКФ ФМн сигналов на основе кодов, описываемых этими матрицами, будут иметь вид:

где
k - целые значения t/τ_д в обе стороны от главного пика; t - текущее время; τ_д - длительность дискрета; d_i= ±1 - символ, соответствующий моменту времени τ_дn , в который может производиться манипуляция фазы.It is known that signals synthesized based on modified Hadamard matrices (MMA), which are called H-matrices, can be assigned to such systems of PSK signals. As primitives for the considered system of QPSK signals, we take a fourth-order matrix (N = 4) that describes binary QPSK signals. In this case, the ACF QPSK signals based on the codes described by these matrices will be of the form:

Where
k are integer values of t / τ _d in both directions from the main peak; t is the current time; τ _d - the duration of the discrete; d _i = ± 1 is the symbol corresponding to the time instant τ _d n at which phase manipulation can be performed.

Как показано в работе "Исследование и разработка цифровых методов обработки широкополосных сигналов: Синтез широкополосных сигналов и методов их обработки". Технический отчет о НИР/ТРТУ; N ГР 01.9.40001150; Инв. N 02.9.40003121. Таганрог, 1994, 80 с. , свойствами, позволяющими получать системы ФМн сигналов, у которых тела неопределенности (ТН) обладают взаимодополняющими свойствами, являются системы сигналов, синтезированные на основе модифицированных матриц Адамара. Отметим, что по определению (Холл М. Комбинаторика /Пер. с англ.; Под ред. А.О.Гельфонда и В. Е. Тараканова.-М.:. Мир, 1970, 424 с.) матрицей Адамара порядка N называется (N<Х>N) - матрица Н, элементами которой являются +1 и -1, такая, что
HH^T = NI,
где
знак T означает транспонирование, I - единичная матрица порядка N.As shown in "Research and Development of Digital Broadband Signal Processing Methods: Synthesis of Broadband Signals and Processing Methods". Technical report on research / TRTU; N GR 01.9.40001150; Inv. N 02.9.40003121. Taganrog, 1994, 80 p. The properties that make it possible to obtain systems of QPSK signals in which the bodies of uncertainty (VT) have complementary properties are signal systems synthesized based on modified Hadamard matrices. Note that by definition (Hall M. Combinatorics / Transl. From English; Edited by A.O. Gelfond and V.E. Tarakanov.-M.:. Mir, 1970, 424 pp.), The Hadamard matrix of order N is called (N <X> N) is a matrix H whose elements are +1 and -1, such that
HH ^T = NI,
Where
the sign of T means transposition, I is the identity matrix of order N.

Последнее равенство эквивалентно утверждению, что любые две строки Н ортогональны. Перестановка строк или столбцов H, равно как и умножение строк или столбцов на -1, сохраняет это свойство. Также будем полагать, что матрицы Адамара H₁ и H₂ эквивалентны если:
H₂=PH₁Q,
где
P и Q - мономинальные матрицы перестановок с элементами +1 и -1, т.е. P и Q имеют точно по одному ненулевому элементу в каждой строке и в каждом столбце и этот ненулевой элемент равен +1 или -1. Матрица P осуществляет перестановку и меняет знаки у строк, а Q - у столбцов.The last equality is equivalent to the statement that any two lines of орт are orthogonal. Rearranging rows or columns of H, as well as multiplying rows or columns by -1, saves this property. We will also assume that the Hadamard matrices H ₁ and H _{2 are} equivalent if:
H ₂ = PH ₁ Q,
Where
P and Q are monominal permutation matrices with elements +1 and -1, i.e. P and Q have exactly one non-zero element in each row and in each column, and this non-zero element is +1 or -1. Matrix P permutes and changes signs in rows, and Q - in columns.

Приводимые в указанном отсчете системы кодов позволяют получать системы ФМн сигналов с требуемыми свойствами. Однако прямое использование указанных кодов для построения систем ФМн сигналов с взаимодополняющими свойствами требует наличия информации о начальных фазах каждого принимаемого сигнала из системы и обеспечения достижения равенства начальных фаз всех сигналов системы (Литюк В. И. , Плекин В. Я., Овсеенко А. В. Системы радиолокационных фазоманипулированных сигналов // Известия ВУЗов СССР "Радиоэлектроника", 1991, т. 34, N 4, с. 37-42). Использование указанных кодов позволяет получать АКФ для каждого сигнала, которые могут быть описаны выражением:

В результате обработки такой системы сигналов получается сжатый пик, величина которого пропорциональна N², и взаимокомпенсируются боковые лепестки сжатых сигналов. Однако данный способ обладает тем недостатком, что величина главного пика ТН системы ФМн сигналов (суммарное ТН) зависит от частоты и носит "гребенчатый" характер по оси частот.The systems of codes given in the indicated sample allow obtaining systems of PSK signals with the required properties. However, the direct use of these codes to construct systems of PSK signals with mutually complementary properties requires information on the initial phases of each received signal from the system and to ensure that the initial phases of all the signals of the system are equal (Lityuk V.I., Plekin V. Ya., Ovseenko A. V Systems of radar phase-shifted signals // Proceedings of the USSR Universities "Radioelectronics", 1991, v. 34, No. 4, pp. 37-42). Using these codes allows you to get ACF for each signal, which can be described by the expression:

As a result of processing such a system of signals, a compressed peak is obtained, the value of which is proportional to N ² , and the side lobes of the compressed signals are mutually compensated. However, this method has the disadvantage that the magnitude of the main peak of the VT of the QPSK system of signals (total VT) depends on the frequency and has a "comb" character along the frequency axis.

Для ликвидации указанного недостатка в предлагаемом способе используется внутридискретная ЧМ. При этом закон ЧМ каждого дискрета определяется знаком кода. При этом эти законы ЧМ должны выбираться таким образом, чтобы обеспечить условие ортогональности (квазиортогональности) друг другу. В этом случае обеспечивается слабая зависимость величины главного пика сжатого ФМн сигнала от частоты. Суммарное ТН приобретает "сплошной" характер вдоль оси частот в области τ = 0 АКФ системы ФМн сигналов. To eliminate this drawback in the proposed method uses an in-disc FM. In this case, the FM law of each discrete is determined by the sign of the code. Moreover, these FM laws should be chosen in such a way as to ensure the condition of orthogonality (quasi-orthogonality) to each other. In this case, a weak dependence of the magnitude of the main peak of the compressed PSK signal on the frequency is ensured. The total VT acquires a “solid” character along the frequency axis in the region τ = 0 of the ACF of the FMN system of signals.

Кроме того, за счет введения внутридискретной ЧМ в предлагаемом способе удается получить более высокую разрешающую способность по дальности по сравнению с компенсационным способом подавления дальностных БЛ при использовании систем ФМн сигналов без внутридискретной ЧМ. In addition, due to the introduction of in-discrete FM in the proposed method, it is possible to obtain a higher resolution in range compared to the compensation method for suppressing long-range BL when using systems of FMN signals without in-disc FM.

Помимо использования кодов, позволяющих получить системы ФМн сигналов с изменениями фазы Оπ (D-коды), могут быть использованы системы ФМн сигналов со скачками фазы 0, π/2, π, 3π/2 (E-коды). При этом АКФ системы E-кодов аналогична АКФ системы В-кодов. АКФ ФМн сигналов на основе D-кодов имеют нулевые значения для четных номеров БЛ. При использовании ортогональных (квазиортогональных) законов внутридискретной ЧМ появляются нескомпенсированные БЛ в тех областях суммарного ТН, где АКФ ФМн сигналов имели нулевые значения БЛ. Для компенсации этих БЛ в суммарном ТН используется система ФМн сигналов с инверсными значениями кодов, полученных на основе модернизированной матрицы Адамара. Таким образом, получается аналогичная система, состоящая из N ФМн сигналов, значения кода которой инверсны модифицированной матрицы Адамара. Обработка этой системы осуществляется аналогичным образом. При этом главный пик сжатого сигнала в суммарном ТН всей системы пропорционален величине 2N².In addition to using codes that make it possible to obtain systems of PSK signals with phase changes of Oπ (D codes), systems of PSK signals with phase jumps of 0, π / 2, π, 3π / 2 (E-codes) can be used. In this case, the ACF of the E-code system is similar to the ACF of the B-code system. ACF QPSK signals based on D-codes have zero values for even BL numbers. When using the orthogonal (quasi-orthogonal) laws of in-discrete FM, uncompensated BL appear in those regions of the total VT where the ACF of the PSK signals had zero BL values. To compensate for these BLs in the total VT, a system of PSK signals with inverse code values obtained based on the modernized Hadamard matrix is used. Thus, a similar system is obtained consisting of N PSK signals whose code values are inverse to the modified Hadamard matrix. The processing of this system is carried out in a similar way. In this case, the main peak of the compressed signal in the total VT of the entire system is proportional to 2N ² .

В качестве примера можно предложить следующие системы кодов:
- на основе матрицы H₄, которую обозначим H_4/8

- на основе матрицы H₈, которую обозначим H_8/16

Могут быть использованы и другие системы сигналов на основе матриц H₄, H₈, а также матриц более высокого порядка.The following code systems can be proposed as an example:
- based on the matrix H ₄ , which we denote H _4/8

- based on the matrix H ₈ , which we denote H _8/16

Other signal systems based on H ₄ , H ₈ matrices, as well as higher order matrices can be used.

АКФ для кодов матрицы H_4/8 будет:

АКФ для кодов матрицы H_8/16 будет:

Аналогичным образом могут быть получены АКФ для других систем кодов (в частности, для E-кодов).ACF for H _4/8 matrix codes will be:

ACF for H _8/16 matrix codes will be:

Similarly, ACFs can be obtained for other code systems (in particular, for E-codes).

В отличие от способа зондирования пространства сигналом без внутриимпульсной модуляции данный способ позволяет получать разрешающую способность по дальности, определяемую не длительностью излучаемого сигнала, а параметрами внутридискретной модуляции. In contrast to the method of sensing space by a signal without intrapulse modulation, this method allows one to obtain a range resolution, determined not by the duration of the emitted signal, but by the parameters of in-disc modulation.

В отличие от способа весовой обработки с целью подавления БЛ данный способ отличается тем, что компенсация БЛ в сжатом сигнале, за исключением центральной области, равной 2τ_д , не сопровождается ухудшением разрешающей способности по дальности, которая определяется параметрами внутридискретной ЧМ.In contrast to the weight processing method for BL suppression, this method is characterized in that BL compensation in the compressed signal, with the exception of the central region equal to 2τ _d , is not accompanied by a decrease in range resolution, which is determined by the parameters of in-discrete FM.

В отличие от способа зондирования системой ФМн сигналов без внутридискретной ЧМ предложенный способ отличается тем, что не требует наличия информации о начальной фазе каждого сигнала всей системы ФМн сигналов и имеет слабую зависимость значения максимума сжатого сигнала от расстройки по частоте, а разрешающая способность определяется не длительностью дискрета, а его базой. Отметим, что в предлагаемом, способе добиться понижения уровня БЛ в центральной области длительностью 2τ_д в районе τ = 0 можно получить известными способами весовой обработки.In contrast to the method of probing a system of QPSK signals without an in-discrete FM, the proposed method is characterized in that it does not require information on the initial phase of each signal of the entire QPSK system of signals and has a weak dependence of the maximum value of the compressed signal on the frequency detuning, and the resolution is determined not by the duration of the sample , and his base. Note that in the proposed method, to achieve a decrease in BL level in the central region with a duration of 2τ _d in the region of τ = 0 can be obtained by known methods of weight processing.

Проведенный анализ предложенного способа зондирования пространства и сравнение его с аналогами и прототипом позволяет сделать вывод о том, что предлагаемый способ соответствует критериям "новизна", "изобретательский уровень", "промышленная применимость". The analysis of the proposed method for sensing space and comparing it with analogues and prototype allows us to conclude that the proposed method meets the criteria of "novelty", "inventive step", "industrial applicability".

На фиг. 1 приведена структурная схема устройства, реализующего предлагаемый способ; на фиг. 2 - временные диаграммы кодов, формируемых блоком цифрового формирователя фазоманипулированного сигнала; на фиг.3 - временные диаграммы в виде квадратурных составляющих фазоманипулированного сигнала на выходе блока модуляции; на фиг.4 - временные диаграммы в виде квадратурных составляющих фазоманипулированного сигнала на выходе блока образования цифровых квадратурных составляющих 4; на фиг.5 - временные диаграммы на выходе сумматора (вычитателя) 9; на фиг.6 - временные диаграммы на выходе согласованного фильтра одиночного фазоманипулированного сигнала 10; на фиг. 7 - результирующий отклик обработки пачки, состоящей из восьми сложных сигналов на выходе устройства; на фиг.8 - результирующий отклик обработки пачки из восьми сложных сигналов имеющих "положительный" доплеровский сдвиг (цель приближаются); на фиг. 9 - результирующий отклик обработки пачки из восьми сложных сигналов имеющих "отрицательный" доплеровский сдвиг (цель удаляется). In FIG. 1 shows a structural diagram of a device that implements the proposed method; in FIG. 2 - time diagrams of codes generated by a block of a digital driver of a phase-shifted signal; figure 3 is a timing diagram in the form of quadrature components of the phase-shifted signal at the output of the modulation block; figure 4 is a timing diagram in the form of quadrature components of the phase-shifted signal at the output of the block for the formation of digital quadrature components 4; figure 5 - timing diagrams at the output of the adder (subtractor) 9; 6 is a timing diagram at the output of a matched filter of a single phase-shift key signal 10; in FIG. 7 - the resulting response of the processing of the packet, consisting of eight complex signals at the output of the device; on Fig - the resulting response of the processing of a packet of eight complex signals having a "positive" Doppler shift (target approaching); in FIG. 9 - the resulting response of processing a packet of eight complex signals having a "negative" Doppler shift (the target is deleted).

Устройство, реализующее предложенный способ (фиг.1), содержит: антенну (А) 1, выход которой через антенный переключатель (АП) 2 соединен с входом радиоприемного устройства (РПрУ) 3, выход которого соединен с входом блока образования цифровых квадратурных составляющих (БОЦКС) 4, выход которого соединен с соответствующими входами друх параллельно соединенных каналов, каждый из которых состоит из последовательно соединенных согласованных фильтров дискрет (СФД) 5 и 6, выходы которых соединены через блоки выделения огибающей (БВО) 7 и 8 с входами сумматора (вычитателя) 9, выход которого соединен с согласованным фильтром одиночного фазоманипулированного сигнала (СФОФМнС) 10, состоящего из цифровой линии задержки (ЦЛЗ) 11 с N отводами, каждый из которых через соответствующий блок перестраиваемого весового коэффициента (БПВК) 12 соединен с соответствующим входом сумматора 13 (Σ13) , выход которого является выходом СФОФМнС 10, и который соединен с согласованным фильтром пачки фазоманипулированных сигналов (СФПФМнС) 14, который состоит из трехвходового сумматора 15 (Σ15) , один из входов которого соединен с выходом СФОФМнС 10, к которому также подключена по входу цифровая линия задержки (ЦЛЗ) 16 с временем задержки, равным 2N периодов повторения, выход которой соединен со вторым входом Σ15 , выход которого соединен с выходом устройства и соединен с входом цифровой линии задержки (ЦЛЗ) 17 с временем задержки, равным периоду повторения, выход которой соединен с третьим входом Σ15 , причем управляющие входы всех БПВК 12 соединены с соответствующими выходами блока цифрового формирования фазоманипулированного сигнала (БЦФФМнС) 18, соединенного по управляющему входу с соответствующим выходом блока синхронизации (БС) 19, второй выход которого соединен с управляющим входом АП 2, второй вход которого соединен с выходом радиопередающего устройства (РПУ) 20, соединенного по входу через блок модуляции (БМ) 21 с выходом БЦФФМнС 18, причем БС 19 соединен с соответствующими выходами БОЦКС 4, с блоками СФД 5 и СФД 6, БВО 7 и БВО 8, ЦЛЗ 11, ЦЛЗ 16, ЦЛЗ 17 (не показаны). A device that implements the proposed method (Fig. 1) comprises: an antenna (A) 1, the output of which through the antenna switch (AP) 2 is connected to the input of a radio receiving device (RPpU) 3, the output of which is connected to the input of the digital quadrature component generation unit (BOTSKS) ) 4, the output of which is connected to the corresponding inputs of two parallel-connected channels, each of which consists of sequentially connected matched discrete filters (SFD) 5 and 6, the outputs of which are connected through envelope allocation units (BVO) 7 and 8 to the inputs of the sums an ator (subtractor) 9, the output of which is connected to a matched filter of a single phase-manipulated signal (SFOFMnS) 10, consisting of a digital delay line (DLC) 11 with N taps, each of which is connected to the corresponding input via a tunable weight coefficient (BPVK) block 12 adder 13 (Σ13), the output of which is the output of SFOFMnS 10, and which is connected to the matched filter of the packet of phase-manipulated signals (SFPFMnS) 14, which consists of a three-input adder 15 (Σ15), one of the inputs of which is connected nen with the output of SFOFMnS 10, to which the digital delay line (DLC) 16 is also connected via an input with a delay time equal to 2N repetition periods, the output of which is connected to the second input Σ15, the output of which is connected to the output of the device and connected to the input of the digital delay line ( TsLZ) 17 with a delay time equal to the repetition period, the output of which is connected to the third input Σ15, and the control inputs of all BPVK 12 are connected to the corresponding outputs of the block for the digital formation of the phase-shift signal (BTsFFMnS) 18 connected by control the input to the corresponding output of the synchronization unit (BS) 19, the second output of which is connected to the control input of the AP 2, the second input of which is connected to the output of the radio transmitting device (RPU) 20, connected through the input through the modulation unit (BM) 21 to the output of the BCFFMnS 18, moreover, BS 19 is connected to the corresponding outputs of BOTSKS 4, with blocks SFD 5 and SFD 6, BVO 7 and BVO 8, TsLZ 11, TsLZ 16, TsLZ 17 (not shown).

Устройство, реализующее предлагаемый способ и изображенное на фиг.1, работает следующим образом. В момент времени t=t₀, АП 2, управляемый сигналом со второго выхода БС 19, подключает к выходу РПУ 20 антенну А 1. В тот же самый момент времени управляющий сигнал с первого выхода БС 19 поступает на БЦФФМнС 18, который формирует соответствующий код ФМн сигнала (например, пусть первым сигналом будет сигнал имеющий код 1,1,-1,1). Сигналы с выходов БЦФФМнС 18 поступают на БПВК 12 и устанавливают в них соответствующие весовые коэффициенты. Одновременно по выходу БЦФФМнС 18 сформированный разряд за разрядом код последовательно во времени поступает на БМ 21. Длительность во времени каждого разряда кода равна τ_д . За длительность этого временного интервала, равного τ_д , в БМ 21 вырабатывается сигнал с непрерывной фазовой функцией, закон изменения которой определяется параметрами кода ФМн сигнала, поступающего с выхода БЦФФМнС 18. Сформированный в БМ 21 подобным образом сложный ФМн поступает на РПУ 20 и модулирует соответствующим образом несущую частоту и через АП 2 излучается А 1 в пространство. На фиг. 2а изображен сигнал в виде четырехразрядного кода, поступающий с выхода БЦФФМнС 18, а на фиг. 3а изображены квадратурные составляющие комплексной огибающей этого излучаемого сигнала. В момент времени t=t₁= 4τ_д , соответствующий моменту времени окончания излучения сформированного зондирующего сигнала, БС 19 выдает управляющий сигнал по которому АП 2 подключает к входу РПрУ 3 антенну А 1. Устройство начинает работать на прием.A device that implements the proposed method and is shown in figure 1, operates as follows. At time t = t ₀ , AP 2, controlled by a signal from the second output of BS 19, connects antenna A 1 to the output of RPU 20. At the same time, the control signal from the first output of BS 19 is sent to BTsFMnS 18, which generates the corresponding code PSK signal (for example, let the first signal be a signal having a code of 1.1, -1.1). The signals from the outputs of the BCFFMnS 18 arrive at BPVK 12 and set the corresponding weight coefficients in them. At the same time, upon the output of the BCFFMnS 18, the generated discharge after discharge of the code sequentially in time arrives at BM 21. The duration in time of each discharge of the code is τ _d . For the duration of this time interval equal to τ _d , a signal with a continuous phase function is generated in BM 21, the law of change of which is determined by the parameters of the QPSK code of the signal coming from the output of BCFFMnS 18. The complex QPSK formed in BM 21 in this way is fed to RPU 20 and modulates accordingly the carrier frequency and through AP 2 is emitted A 1 into space. In FIG. 2a shows a signal in the form of a four-digit code coming from the output of the BTCPFMnS 18, and in FIG. 3a shows the quadrature components of the complex envelope of this emitted signal. At the time t = t ₁ = 4τ _d , corresponding to the time of the end of the radiation of the generated probing signal, BS 19 generates a control signal by which the AP 2 connects the antenna A 1 to the input of the receiver 3. The device starts to receive.

Пусть в момент времени t=t₂≥t₁ на вход устройства приходит отраженный сигнал. Этот сигнал, пройдя через А 1 и АП 2, поступит на РПрУ 3, где произойдет его соответствующее усиление и перенос на промежуточную частоту (ПЧ). С выхода усилителя промежуточной частоты (УПЧ) принятый сигнал поступит на вход БОЦКС 4, на выходе которого появятся квадратурные составляющие комплексной вгибающей принимаемого сигнала (фиг. 4а). Эти квадратурные составляющие представляют собой многоразрядные отсчеты, частота следования которых определяется условиями теоремы Котельникова. Отсчеты квадратурных составляющих комплексного сигнала поступают на СФД 5 и СФД 6, где происходит согласованная фильтрация отдельных дискрет принимаемых сигналов. В том случае, если используемые законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом являются ортогональными, то к моменту окончания каждого дискрета на выходах СФД 5 и СФД 6 произойдет полное разделение этих сигналов. В том случае, если используются квазиортогональные законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом, на выходах того СФД, который в данный момент времени не является согласованным для принимаемого сигнала, будет выходной эффект, не равный нулю и пропорциональный значению интеграла свертки принимаемого дискрета с импульсной характеристикой этого фильтра. Соответствующим образом обработанные дискреты в СФД 5 и СФД 6 поступают на БВО 7 и БВО 8, на выходах которых выделяются огибающие прошедших СФД 5 и СФД 6 сигналов. Законы изменения частоты отдельных дискрет описываются выражениями:

где
M - определяет количество отсчетов квадратурных составляющих на одном дискрете, а N - определяет полосу обрабатываемого дискрета. Обычно полагают M≤N.Suppose that at time t = t ₂ ≥t ₁ , a reflected signal arrives at the input of the device. This signal, passing through A 1 and AP 2, will go to the RPrU 3, where it will be amplified accordingly and transferred to the intermediate frequency (IF). From the output of the intermediate frequency amplifier (IFA), the received signal will go to the input of BOTSX 4, at the output of which the quadrature components of the complex bending received signal will appear (Fig. 4a). These quadrature components are multi-bit readings, the repetition rate of which is determined by the conditions of the Kotelnikov theorem. Samples of the quadrature components of the complex signal are fed to the SFD 5 and SFD 6, where there is a coordinated filtering of individual discrete received signals. In that case, if the used laws of intra-discrete modulation by a continuous FM signal are orthogonal, then by the end of each discrete at the outputs of the SFD 5 and SFD 6 there will be a complete separation of these signals. If the quasi-orthogonal laws of in-discrete modulation by a continuous FM signal are used, the output of that SFD that is currently not consistent for the received signal will have an output effect that is not equal to zero and proportional to the value of the convolution integral of the received discrete with the impulse response of this filter . Appropriately processed discrete samples in SFD 5 and SFD 6 are supplied to BWO 7 and BVO 8, at the outputs of which the envelopes of the transmitted SFD 5 and SFD 6 signals are highlighted. The laws of frequency change of individual discrete are described by the expressions:

Where
M - determines the number of samples of quadrature components in one discrete, and N - determines the band of the processed discrete. Usually put M≤N.

Эти два закона описывают сигналы, полные фазовые функции которых являются кубическими параболами с противоположными законами изменения частоты. Подобные виды ЧМ могут рассматриваться как квазиортогональные. These two laws describe signals whose full phase functions are cubic parabolas with opposite laws of frequency change. Similar types of FM can be considered as quasi-orthogonal.

С выходов БВО 7 и БВО 8 сжатые сигналы поступают на сумматор (вычитатель) 9, на выходе которого образуется сигнал, местоположения и знаки пиков которого соответствуют ФМн коду, выработанному БЦФФМнС 18. На фиг.5а показан сигнал, получающийся на выходе сумматора (вычитателя) 9. Сформированный указанным образом сигнал, поступает на СФОФМнС 10 и записывается в ЦЛЗ 11, вход которой является входом этого фильтра. Соответствующим образом обрабатываясь в этом фильтре, который является согласованным для одиночного ФМн сигнала, на выходе Σ13 , являющегося выходом этого фильтра, появляется сжатый ФМн сигнал, который имеет вид, изображенный на фиг.6а. Этот сигнал поступает на вход сумматора Σ15 и на вход ЦЛЗ 16, имеющей задержку, равную восьми периодам повторения T_п. Этот сигнал, пройдя через Σ15 , поступает на выход устройства и на вход ЦЛЗ 17 с временем задержки, равным T_п.From the outputs of the BWO 7 and the BWO 8, the compressed signals are fed to the adder (subtractor) 9, the output of which is a signal whose locations and peak signs correspond to the PSK code generated by BTsFMnS 18. Figure 5a shows the signal obtained at the output of the adder (subtractor) 9. The signal generated in this way is fed to the SFOFMnS 10 and recorded in the CLZ 11, the input of which is the input of this filter. Appropriately processed in this filter, which is consistent for a single PSK signal, at the output Σ13, which is the output of this filter, a compressed PSK signal appears, which has the form shown in figa. This signal is fed to the input of the adder Σ15 and to the input of the CLZ 16 having a delay equal to eight repetition periods T _p . This signal, passing through Σ15, is fed to the output of the device and to the input of the CPL 17 with a delay time equal to T _p .

В момент времени t=t₀+T_п АП 2, управляемый сигналом со второго выхода БС 19, подключает к выходу РПУ 20 антенну А 1. В тот же самый момент времени управляющий сигнал с первого выхода БС 19 поступает на БЦФФМнС 18, который формирует соответствующий код ФМн сигнала (например, пусть вторым сигналом будет сигнал имеющий код -1,1,1,1). Сигналы с выходов БЦФФМнС 18 поступают на БПВК 12 и устанавливают в них соответствующие весовые коэффициенты. Одновременно по выходу БЦФФМнС 18 сформированный разряд за разрядом код последовательно во времени поступает на БМ 21. Длительность во времени каждого разряда кода равна τ_д . За длительность этого временного интервала, равного τ_д , в БМ 21 вырабатывается сигнал с непрерывной фазовой функцией, закон изменения которой определяется параметрами кода ФМн сигнала, поступающего с выхода БЦФФМнС 18. Сформированный в БМ 21 подобным образом, сложный ФМн поступает на РПУ 20 и модулирует соответствующим образом несущую частоту и через АП 2 излучается А 1 в пространство.At time t = t ₀ + T _p AP 2, controlled by a signal from the second output of BS 19, connects antenna A 1 to the output of RPU 20. At the same time, the control signal from the first output of BS 19 is fed to BTsFFMnS 18, which generates corresponding code of the PSK signal (for example, let the second signal be a signal having a code of -1,1,1,1). The signals from the outputs of the BCFFMnS 18 arrive at BPVK 12 and set the corresponding weight coefficients in them. At the same time, upon the output of the BCFFMnS 18, the generated discharge after discharge of the code sequentially in time arrives at BM 21. The duration in time of each discharge of the code is τ _d . For the duration of this time interval equal to τ _d , a signal with a continuous phase function is generated in BM 21, the law of change of which is determined by the parameters of the FMN code of the signal coming from the output of BCFFMnS 18. Formed in BM 21 in this way, a complex FMN is fed to RPU 20 and modulates accordingly, the carrier frequency and through AP 2 is emitted A 1 into space.

На фиг.2б изображен сигнал в виде четырехразрядного кода, поступающий с выхода БЦФФМнС 18, а на фиг.3б изображены квадратурные составляющие комплексной огибающей этого излучаемого сигнала. В момент времени t=t₁+T_п, соответствующий моменту времени окончания излучения сформированного зондирующего сигнала, БС 19 выдает управляющий сигнал, по которому АП 2 подключает к входу РПрУ 3 антенну А 1. Устройство начинает работать на прием.Figure 2b shows a signal in the form of a four-digit code coming from the output of the BTFFMnS 18, and Figure 3b shows the quadrature components of the complex envelope of this emitted signal. At the time t = t ₁ + T _p corresponding to the time of the end of the radiation of the generated probing signal, the BS 19 gives a control signal, by which the AP 2 connects the antenna A 1 to the input of the transmitter 3. The device starts to receive.

Пусть в момент времени t=t₂+T_п≥t₁+T_п на вход устройства приходит отраженный сигнал. Этот сигнал, пройдя через А 1 и АП 2, поступит на РПрУ 3, где произойдет его соответствующее усиление и перенос на промежуточную частоту (ПЧ). С выхода усилителя промежуточной частоты (УПЧ) принятый сигнал поступит на вход БОЦКС 4, на выходе которого появятся квадратурные составляющие комплексной огибающей принимаемого сигнала (фиг.4б). Эти квадратурные составляющие представляют собой многоразрядные отсчеты, частота следования которых определяется условиями теоремы Котельникова. Отсчеты квадратурных составляющих комплексного сигнала поступают на СФД 5 и СФД 6, где происходит согласованная фильтрация отдельных дискрет принимаемых сигналов. В том случае, если используемые законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом являются ортогональными, то к моменту окончания каждого дискрета на выходах СФД 5 и СФД 6 произойдет полное разделение этих сигналов. В том случае, если используются квазиортогональные законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом, на выходах того СФД, который в данный момент времени не является согласованным для принимаемого сигнала, будет выходной эффек, т не равный нулю и пропорциональный значению интеграла свертки принимаемого дискрета с импульсной характеристикой этого фильтра. Соответствующим образом обработанные дискреты в СФД 5 и СФД 6 поступают на БВО 7 и БВО 8, на выходах которых выделяются огибающие прошедших СФД 5 и СФД 6 сигналов. Законы изменения частоты отдельных дискрет описываются выражениями (1) и (2).Let at the time t = t ₂ + T _p ≥t ₁ + T _{p the} reflected signal comes to the input of the device. This signal, passing through A 1 and AP 2, will go to the RPrU 3, where it will be amplified accordingly and transferred to the intermediate frequency (IF). From the output of the intermediate frequency amplifier (IFA), the received signal will go to the input of BOTSKS 4, at the output of which the quadrature components of the complex envelope of the received signal will appear (Fig.4b). These quadrature components are multi-bit readings, the repetition rate of which is determined by the conditions of the Kotelnikov theorem. Samples of the quadrature components of the complex signal are fed to the SFD 5 and SFD 6, where there is a coordinated filtering of individual discrete received signals. In that case, if the used laws of intra-discrete modulation by a continuous FM signal are orthogonal, then by the end of each discrete at the outputs of the SFD 5 and SFD 6 there will be a complete separation of these signals. In the case where the quasi-orthogonal laws of intra-discrete modulation by a continuous FM signal are used, the output of that SFD that is currently not consistent for the received signal will have an output effect that is not equal to zero and proportional to the value of the convolution integral of the received discrete with the impulse response of this filter. Appropriately processed discrete samples in SFD 5 and SFD 6 are supplied to BWO 7 and BVO 8, at the outputs of which the envelopes of the transmitted SFD 5 and SFD 6 signals are highlighted. The laws of frequency change of individual discrete are described by expressions (1) and (2).

С выходов БВО 7 и БВО 8 сжатые сигналы поступают на сумматор (вычитатель) 9, на выходе которого образуется сигнал, местоположения и знаки пиков которого соответствуют ФМн коду, выработанному БЦФФМнС 18. На фиг.5б показан сигнал, получающийся на выходе сумматора (вычитателя) 9. Сформированный указанным образом сигнал поступает на СФОФМнС 10 и записывается в ЦЛЗ 11, вход которого является входом этого фильтра. Соответствующим образом обрабатываясь в этом фильтре, который является согласованным для одиночного ФМн сигнала, на выходе Σ13, являющимся выходом этого фильтра, появляется сжатый ФМн сигнал, который имеет вид, изображенный на фиг.6б. Этот сигнал поступает на вход Σ15 и на вход ЦЛЗ 16, имеющей задержку, равную восьми периодам повторения T_п. Этот сигнал, пройдя через Σ15 , поступает на выход устройства и на вход ЦЛЗ 17 с временем задержки, равным T_п. При этом этот сигнал суммируется с задержанным в ЦЛЗ 17 сигналом, и результат записывается в ЦЛЗ 17.From the outputs of the BWO 7 and the BWO 8, the compressed signals are fed to the adder (subtractor) 9, the output of which is a signal whose locations and peak signs correspond to the FMN code generated by BCFFMnS 18. Figure 5b shows the signal obtained at the output of the adder (subtractor) 9. The signal generated in this way enters the SFOFMnS 10 and is recorded in the CLZ 11, the input of which is the input of this filter. Appropriately processed in this filter, which is consistent for a single PSK signal, at the output Σ13, which is the output of this filter, a compressed PSK signal appears, which has the form shown in fig.6b. This signal is fed to the input Σ15 and to the input of the CPL 16 having a delay equal to eight repetition periods T _p . This signal, passing through Σ15, is fed to the output of the device and to the input of the CPL 17 with a delay time equal to T _p . At the same time, this signal is summed with the signal delayed in the CLL 17, and the result is recorded in the CLL 17.

В момент времени t=t₀+2T_п АП 2, управляемый сигналом со второго выхода БС 19, подключает к выходу РПУ 20 антенну А 1. В тот же самый момент времени управляющий сигнал с первого выхода БС19 поступает на БЦФФМнС 18, который формирует соответствующий код ФМн сигнала (например, пусть третьим сигналом будет сигнал имеющий код -1,-1, 1,-1). Сигналы с выходов БЦФФМнС 18 поступают на БПВК 12 и устанавливают в них соответствующие весовые коэффициенты. Одновременно по выходу БЦФФМнС 18 сформированный разряд за разрядом код последовательно во времени поступает на БМ 21. Длительность во времени каждого разряда кода равна τ_д. За длительность этого временного интервала, равного τ_д, в БМ 21 вырабатывается сигнал с непрерывной фазовой функцией, закон изменения которой определяется параметрами кода ФМн сигнала, поступающего с выхода БЦФФМнС 18. Сформированный в БМ 21 подобным образом сложный ФМн поступает на РПУ 20 и модулирует соответствующим образом несущую частоту и через АП 2 излучается А 1 в пространство. На фиг. 2в изображен сигнал в виде четырехразрядного кода, поступающий с выхода БЦФФМнС 18, а на фиг.3в изображены квадратурные составляющие комплексной огибающей этого излучаемого сигнала. В момент времени t=t₁+2T_п, соответствующий моменту времени окончания излучения сформированного зондирующего сигнала, БС 19 выдает управляющий сигнал, по которому АП 2 подключает ко входу РПрУ 3 антенну А 1. Устройство начинает работать на прием.At time t = t ₀ + 2T _n AP 2, with the output signal from the second BS 19 connected to the output antenna PAR 20 A 1. The same time the control signal from the first output is supplied to BS19 BTsFFMnS 18 which generates a corresponding code of the QPSK signal (for example, let the third signal be a signal having a code of -1, -1, 1, -1). The signals from the outputs of the BCFFMnS 18 arrive at BPVK 12 and set the corresponding weight coefficients in them. At the same time, upon the output of the BCFFMnS 18, the generated discharge after discharge of the code sequentially in time arrives at BM 21. The duration in time of each discharge of the code is τ _d . For the duration of this time interval equal to τ _d , a signal with a continuous phase function is generated in BM 21, the law of change of which is determined by the parameters of the QPSK code of the signal coming from the output of BCFFMnS 18. The complex QPSK formed in BM 21 in this way is fed to RPU 20 and modulates accordingly the carrier frequency and through AP 2 is emitted A 1 into space. In FIG. Figure 2c shows a signal in the form of a four-digit code coming from the output of BTsFMnS 18, and Figure 3c shows the quadrature components of the complex envelope of this emitted signal. At the time t = t ₁ + 2T _p corresponding to the time of the end of the radiation of the generated probing signal, the BS 19 gives a control signal, by which the AP 2 connects the antenna A 1 to the input of the receiver 3. The device starts to receive.

Пусть в момент времени t=t₂+2T_п≥t₁+2T_п на вход устройства приходит отраженный сигнал. Этот сигнал, пройдя через А 1 и АП 2, поступит на РПрУ 3, где произойдет его соответствующее усиление и перенос на промежуточную частоту (ПЧ). С выхода усилителя промежуточной частоты (УПЧ) принятый сигнал поступит на вход БОЦКС 4, на выходе которого появятся квадратурные составляющие комплексной огибающей принимаемого сигнала (фиг.4в). Эти квадратурные составляющие представляют собой многоразрядные отсчеты, частота следования которых определяется условиями теоремы Котельникова. Отсчеты квадратурных составляющих комплексного сигнала поступают на СФД 5 и СФД 6, где происходит согласованная фильтрация отдельных дискрет принимаемых сигналов. В том случае, если используемые законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом являются ортогональными, то к моменту окончания каждого дискрета на выходах СФД 5 и СФД 6 произойдет полное разделение этих сигналов. В том случае, если используются квазиортогональные законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом, на выходах того СФД, который в данный момент времени не является согласованным для принимаемого сигнала, будет выходной эффект, не равный нулю и пропорциональный значению интеграла свертки принимаемого дискрета с импульсной характеристикой этого фильтра. Соответствующим образом обработанные дискреты в СФД 5 и СФД 6 поступают на БВО 7 и БВО 8, на выходах которых выделяются огибающие прошедших СФД 5 и СФД 6 сигналов. Законы изменения частоты отдельных дискрет описываются выражениями (1) и (2).Let at the time t = t ₂ + 2T _p ≥t ₁ + 2T _{p the} reflected signal comes to the input of the device. This signal, passing through A 1 and AP 2, will go to the RPrU 3, where it will be amplified accordingly and transferred to the intermediate frequency (IF). From the output of the intermediate frequency amplifier (IFA), the received signal will be fed to the input of BOTSX 4, at the output of which the quadrature components of the complex envelope of the received signal will appear (Fig. 4c). These quadrature components are multi-bit readings, the repetition rate of which is determined by the conditions of the Kotelnikov theorem. Samples of the quadrature components of the complex signal are fed to the SFD 5 and SFD 6, where there is a coordinated filtering of individual discrete received signals. In that case, if the used laws of intra-discrete modulation by a continuous FM signal are orthogonal, then by the end of each discrete at the outputs of the SFD 5 and SFD 6 there will be a complete separation of these signals. If the quasi-orthogonal laws of in-discrete modulation by a continuous FM signal are used, the output of that SFD that is currently not consistent for the received signal will have an output effect that is not equal to zero and proportional to the value of the convolution integral of the received discrete with the impulse response of this filter . Appropriately processed discrete samples in SFD 5 and SFD 6 are supplied to BWO 7 and BVO 8, at the outputs of which the envelopes of the transmitted SFD 5 and SFD 6 signals are highlighted. The laws of frequency change of individual discrete are described by expressions (1) and (2).

С выходов БВО 7 и БВО 8 сжатые сигналы поступают на сумматор (вычитатель) 9, на выходе которого образуется сигнал, местоположения и знаки пиков которого соответствуют ФМн коду, выработанному БЦФФМнС 18. На фиг. 5в показан сигнал, получающийся на выходе сумматора (вычитателя) 9. Сформированный указанным образом сигнал, поступает на СФОФМнС 10 и записывается в ЦЛ3 11, вход которой является входом этого фильтра. Соответствующим образом обрабатываясь в этом фильтре, который является согласованным для одиночного ФМн сигнала, на выходе Σ13 , являющегося выходом этого фильтра, появляется сжатый ФМн сигнал, который имеет вид, изображенный на фиг.6в. Этот сигнал поступает на вход Σ15 и на вход ЦЛЗ 16, имеющей задержку, равную восьми периодам повторения T_п. Этот сигнал, пройдя через Σ15 , поступает на выход устройства и ЦЛЗ 17 с временем задержки, равным T_п. При этом этот сигнал суммируется с задержанными в ЦЛЗ 17 просуммированными сигналами, и результат записывается в ЦЛЗ 17.From the outputs of the BWO 7 and the BWO 8, the compressed signals are fed to an adder (subtractor) 9, at the output of which a signal is generated, the locations and peak signs of which correspond to the FMN code generated by BCFFMnS 18. In FIG. 5c shows the signal obtained at the output of the adder (subtractor) 9. The signal generated in this way is fed to SFOFMnS 10 and recorded in TsL3 11, the input of which is the input of this filter. Appropriately processed in this filter, which is consistent for a single PSK signal, at the output Σ13, which is the output of this filter, a compressed PSK signal appears, which has the form shown in figv. This signal is fed to the input Σ15 and to the input of the CPL 16 having a delay equal to eight repetition periods T _p . This signal, having passed through Σ15, is fed to the output of the device and DLC 17 with a delay time equal to T _p . At the same time, this signal is summed with the summed signals delayed in the CLL 17, and the result is recorded in the CLL 17.

В момент времени t=t₀+3T_п АП 2, управляемый сигналом со второго выхода БС 19, подключает к выходу РПУ 20 антенну А 1. В тот же самый момент времени управляющий сигнал первого выхода БС 19 поступает на БЦФФМнС 18, который формирует соответствующий код ФМн сигнала (например, пусть четвертым сигналом будет сигнал имеющий код 1,-1,-1,-1). Сигналы с выходов БЦФФМнС 18 поступают на БПВК 12 и устанавливают в них соответствующие весовые коэффициенты. Одновременно по выходу БЦФФМнС 18 сформированный разряд за разрядом код последовательно во времени поступает на БМ 21. Длительность во времени каждого разряда кода равна τ_д,. За длительность этого временного интервала, равного τ_д., в БМ 21 вырабатывается сигнал с непрерывной фазовой функцией, закон изменения которой определяется параметрами кода ФМн сигнала, поступающего с выхода БЦФФМнС 18. Сформированный в БМ 21 подобным образом сложный ФМн поступает на РПУ 20 и модулирует соответствующим образом несущую частоту и через АП 2 излучается А 1 в пространство. На фиг.2г изображен сигнал в виде четырехразрядного кода, поступающий с выхода БЦФФМнС 18, а на фиг. 3г изображены квадратурные составляющие комплексной огибающей этого излучаемого сигнала. В момент времени t=t₁+3T_п, соответствующий моменту времени окончания излучения сформированного зондирующего сигнала, БС 19 выдает управляющий сигнал, по которому АП 2 подключает ко входу РПрУ 3 антенну А 1. Устройство начинает работать на прием.At time t = t ₀ + 3T AP _claim 2, with the output signal from the second BS 19 connected to the output antenna PAR 20 A 1. In the same time the first control signal output 19 is supplied to the BS BTsFFMnS 18 which generates a corresponding the QPSK code of the signal (for example, let the fourth signal be a signal having a code of 1, -1, -1, -1). The signals from the outputs of the BCFFMnS 18 arrive at BPVK 12 and set the corresponding weight coefficients in them. Simultaneously upon the output of BTsFMnS 18, the generated discharge after discharge of the code sequentially in time arrives at BM 21. The time duration of each discharge of the code is τ _d ,. For the duration of this time interval equal to τ _d ., A signal with a continuous phase function is generated in BM 21, the law of change of which is determined by the parameters of the QPSK code of the signal coming from the output of BCFFMnS 18. The complex QPSK formed in BM 21 in this way is fed to RPU 20 and modulates accordingly, the carrier frequency and through AP 2 is emitted A 1 into space. On fig.2g shows the signal in the form of a four-digit code coming from the output of BTsFMnS 18, and on fig. 3d shows the quadrature components of the complex envelope of this emitted signal. At the time t = t ₁ + 3T _p , corresponding to the time of the end of the radiation of the generated probing signal, BS 19 gives a control signal, by which the AP 2 connects the antenna A 1 to the input of the receiver 3. The device starts to receive.

Пусть в момент времени t=t₂+3T_п≥t₁+3T_п на вход устройства приходит отраженный сигнал. Этот сигнал, пройдя через А 1 и АП 2, поступит на РПрУ 3, где произойдет его соответствующее усиление и перенос на промежуточную частоту (ПЧ). С выхода усилителя промежуточной частоты (УПЧ) принятый сигнал поступит на вход БОЦКС 4, на выходе которого появятся квадратурные составляющие комплексной огибающей принимаемого сигнала (фиг.4г). Эти квадратурные составляющие представляют собой многоразрядные отсчеты, частота следования которых определяется условиями теоремы Котельникова. Отсчеты квадратурных составляющих комплексного сигнала поступают на СФД 5 и СФД 6, где происходит согласованная фильтрация отдельных дискрет принимаемых сигналов. В том случае, если используемые законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом являются ортогональными, то к моменту окончания каждого дискрета на выходах СФД 5 и СФД 6 произойдет полное разделение этих сигналов. В том случае, если используются квазиортогональные законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом, на выходах того СФД, который в данный момент времени не является согласованным для принимаемого сигнала, будет выходной эффект, не равный нулю и пропорциональный значению интеграла свертки принимаемого дискрета с импульсной характеристикой этого фильтра. Соответствующим образом обработанные дискреты в СФД 5 и СФД 6 поступают на БВО 7 и БВО 8, на выходах которых выделяются огибающие прошедших СФД 5 и СФД 6 сигналов. Законы изменения частоты отдельных дискрет описываются выражениями (1) и (2).Let at the time t = t ₂ + 3T _p ≥t ₁ + 3T _{p the} reflected signal comes to the input of the device. This signal, passing through A 1 and AP 2, will go to the RPrU 3, where it will be amplified accordingly and transferred to the intermediate frequency (IF). From the output of the intermediate frequency amplifier (IFA), the received signal will go to the input of BOTSKS 4, at the output of which the quadrature components of the complex envelope of the received signal will appear (Fig. 4d). These quadrature components are multi-bit readings, the repetition rate of which is determined by the conditions of the Kotelnikov theorem. Samples of the quadrature components of the complex signal are fed to the SFD 5 and SFD 6, where there is a coordinated filtering of individual discrete received signals. In that case, if the used laws of intra-discrete modulation by a continuous FM signal are orthogonal, then by the end of each discrete at the outputs of the SFD 5 and SFD 6 there will be a complete separation of these signals. In the case where quasi-orthogonal laws of intra-discrete modulation by a continuous FM signal are used, the outputs of that SFD that is currently not consistent for the received signal will have an output effect that is not equal to zero and proportional to the value of the convolution integral of the received discrete with the impulse response of this filter . Appropriately processed discrete samples in SFD 5 and SFD 6 are supplied to BWO 7 and BVO 8, at the outputs of which the envelopes of the transmitted SFD 5 and SFD 6 signals are highlighted. The laws of frequency change of individual discrete are described by expressions (1) and (2).

С выходов БВО 7 и БВО 8 сжатые сигналы поступают на сумматор (вычитатель) 9, на выходе которого образуется сигнал, местоположения и знаки пиков которого соответствуют ФМн коду, выработанному БЦФФМнС 18. На фиг. 5г показан сигнал, получающийся на выходе сумматора (вычитателя) 9. Сформированный указанным образом сигнал поступает на СФОФМнС 10 и записывается в ЦЛЗ 11, вход которой является входом этого фильтра. Соответствующим образом обрабатываясь в этом фильтре, который является согласованным для одиночного ФМн сигнала, на выходе Σ13 , являющегося выходом этого фильтра, появляется сжатый ФМн сигнал, который имеет вид, изображенный на фиг. 6г. Этот сигнал поступает на вход Σ15 и на вход ЦЛЗ 16, имеющей задержку, равную восьми периодам повторения T_п. Этот сигнал, пройдя через Σ15 , поступает на выход устройства и ЦЛЗ 17 с временем задержки, равным T_п. При этом этот сигнал суммируется с задержанными в ЦЛЗ 17 просуммированными сигналами, и результат записывается в ЦЛЗ 17.From the outputs of the BWO 7 and the BWO 8, the compressed signals are fed to an adder (subtractor) 9, at the output of which a signal is generated, the locations and peak signs of which correspond to the FMN code generated by BCFFMnS 18. In FIG. 5g shows the signal obtained at the output of the adder (subtractor) 9. The signal generated in this way is fed to SFOFMnS 10 and recorded in the CLZ 11, the input of which is the input of this filter. Appropriately processed in this filter, which is consistent for a single PSK signal, at the output Σ13, which is the output of this filter, a compressed PSK signal appears, which has the form shown in FIG. 6g This signal is fed to the input Σ15 and to the input of the CPL 16 having a delay equal to eight repetition periods T _p . This signal, having passed through Σ15, is fed to the output of the device and DLC 17 with a delay time equal to T _p . At the same time, this signal is summed with the summed signals delayed in the CLL 17, and the result is recorded in the CLL 17.

В момент времени t=t₀+4T_п АП 2, управляемый сигналом со второго выхода БС 19, подключает к выходу РПУ 20 антенну А 1. В тот же самый момент времени управляющий сигнал. с первого выхода БС 19 поступает на БЦФФМнС 18, который формирует соответствующий код ФМн сигнала (например, пусть пятым сигналом будет сигнал имеющий код 1,1,1,-1). Сигналы с выходов БЦФФМнС 18 поступают на БПВК 12 и устанавливают в них соответствующие весовые коэффициенты. Одновременно по выходу БЦФФМнС 18 сформированный разряд за разрядом код последовательно во времени поступает на БМ 21. Длительность во времени каждого разряда кода равна τ_д . За длительность этого временного интервала, равного τ_д , в БМ 21 вырабатывается сигнал с непрерывной фазовой функцией, закон изменения которой определяется параметрами кода ФМн сигнала, поступающего с выхода БЦФФМнС 18. Сформированный в БМ 21 подобным образом сложный ФМн поступает на РПУ 20 и модулирует соответствующим образом несущую частоту и через АП 2 излучается А 1 в пространство. На фиг.2д изображен сигнал в виде четырехразрядного кода, поступающий с выхода БЦФФМнС 18, а на фиг.3д изображены квадратурные составляющие комплексной огибающей этого излучаемого сигнала. В момент времени t=t₁+4T_п, соответствующий моменту времени окончания излучения сформированного зондирующего сигнала, БС 19 выдает управляющий сигнал, по которому АП 2 подключает ко входу РПрУ 3 антенну А 1. Устройство начинает работать на прием.At time t = t ₀ + 4T _p AP 2, controlled by a signal from the second output of BS 19, connects antenna A 1 to the output of RPU 20. At the same time, the control signal. from the first output, BS 19 is fed to BTsFMnS 18, which generates the corresponding code of the PSK signal (for example, let the signal having the code 1,1,1, -1 be the fifth signal). The signals from the outputs of the BCFFMnS 18 arrive at BPVK 12 and set the corresponding weight coefficients in them. At the same time, upon the output of the BCFFMnS 18, the generated discharge after discharge of the code sequentially in time arrives at BM 21. The duration in time of each discharge of the code is τ _d . For the duration of this time interval equal to τ _d , a signal with a continuous phase function is generated in BM 21, the law of change of which is determined by the parameters of the QPSK code of the signal coming from the output of BCFFMnS 18. The complex QPSK formed in BM 21 in this way is fed to RPU 20 and modulates accordingly the carrier frequency and through AP 2 is emitted A 1 into space. On fig.2d shows the signal in the form of a four-digit code coming from the output of BTsFMnS 18, and Fig.3d shows the quadrature components of the complex envelope of this emitted signal. At the time t = t ₁ + 4T _p corresponding to the time of the end of the radiation of the generated probing signal, the BS 19 gives a control signal, by which the AP 2 connects the antenna A 1 to the input of the receiver 3. The device starts to receive.

Пусть в момент времени t=t₂+4T_п≥t₁+4T_п на вход устройства приходит отраженный сигнал. Этот сигнал, пройдя через А 1 и АП 2, поступит на РПрУ 3, где произойдет его соответствующее усиление и перенос на промежуточную частоту (ПЧ). С выхода усилителя промежуточной частоты (УПЧ) принятый сигнал поступит на вход БОЦКС 4, на выходе которого появятся квадратурные составляющие комплексной огибающей принимаемого сигнала (фиг. 4д). Эти квадратурные составляющие представляют собой многоразрядные отсчеты, частота следования которых определяется условиями теоремы Котельникова. Отсчеты квадратурных составляющих комплексного сигнала поступают на СФД 5 и СФД 6, где происходит согласованная фильтрация отдельных дискрет принимаемых сигналов. В том случае, если используемые законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом являются ортогональными, то к моменту окончания каждого дискрета на выходах СФД 5 и СФД 6 произойдет полное разделение этих сигналов. В том случае, если используются квазиортогональные законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом, на выходах того СФД, который в данный момент времени не является согласованным для принимаемого сигнала, будет выходной эффект, не равный нулю и пропорциональный значению интеграла свертки принимаемого дискрета с импульсной характеристикой этого фильтра. Соответствующим образом обработанные дискреты в СФД 5 и СФД 6 поступают на БВО 7 и БВО 8, на выходах которых выделяются огибающие прошедших СФД 5 и СФД 6 сигналов. Законы изменения частоты отдельных дискрет описываются выражениями (1) и (2).Let at the time t = t ₂ + 4T _p ≥t ₁ + 4T _{p the} reflected signal comes to the input of the device. This signal, passing through A 1 and AP 2, will go to the RPrU 3, where it will be amplified accordingly and transferred to the intermediate frequency (IF). From the output of the intermediate frequency amplifier (IFA), the received signal will go to the input of BOTSKS 4, at the output of which the quadrature components of the complex envelope of the received signal will appear (Fig. 4e). These quadrature components are multi-bit readings, the repetition rate of which is determined by the conditions of the Kotelnikov theorem. Samples of the quadrature components of the complex signal are fed to the SFD 5 and SFD 6, where there is a coordinated filtering of individual discrete received signals. In that case, if the used laws of intra-discrete modulation by a continuous FM signal are orthogonal, then by the end of each discrete at the outputs of the SFD 5 and SFD 6 there will be a complete separation of these signals. If the quasi-orthogonal laws of in-discrete modulation by a continuous FM signal are used, the output of that SFD that is currently not consistent for the received signal will have an output effect that is not equal to zero and proportional to the value of the convolution integral of the received discrete with the impulse response of this filter . Appropriately processed discrete samples in SFD 5 and SFD 6 are supplied to BWO 7 and BVO 8, at the outputs of which the envelopes of the transmitted SFD 5 and SFD 6 signals are highlighted. The laws of frequency change of individual discrete are described by expressions (1) and (2).

С выходов БВО 7 и БВО 8 сжатые сигналы поступают на сумматор (вычитатель) 9, на выходе которого образуется сигнал, местоположения и знаки пиков которого соответствуют ФМн коду, выработанному БЦФФМнС 18. На фиг. 5д показан сигнал, получающийся на выходе сумматора (вычитателя) 9. Сформированный указанным образом сигнал поступает на СФОФМнС 10 и записывается в ЦЛЗ 11, вход которой является входом этого фильтра. Соответствующим образом обрабатываясь в этом фильтре, который является согласованным для одиночного ФМн сигнала, на выходе Σ13, являющегося выходом этого фильтра, появляется сжатый ФМн сигнал, который имеет вид, изображенный на фиг.6д. Этот сигнал поступает на вход Σ15 и на вход ЦЛЗ 16, имеющей задержку, равную восьми периодам повторения T_п. Этот сигнал, пройдя через Σ15 , поступает на выход устройства и ЦЛЗ 17 с временем задержки, равным T_п. При этом этот сигнал суммируется с задержанными в ЦЛЗ 17 просуммированными сигналами, и результат записывается в ЦЛЗ 17.From the outputs of the BWO 7 and the BWO 8, the compressed signals are fed to an adder (subtractor) 9, at the output of which a signal is generated, the locations and peak signs of which correspond to the FMN code generated by BCFFMnS 18. In FIG. 5d shows the signal obtained at the output of the adder (subtractor) 9. The signal generated in this way is fed to the SFOFMnS 10 and recorded in the CLZ 11, the input of which is the input of this filter. Appropriately processed in this filter, which is consistent for a single PSK signal, at the output Σ13, which is the output of this filter, a compressed PSK signal appears, which has the form shown in Fig.6d. This signal is fed to the input Σ15 and to the input of the CPL 16 having a delay equal to eight repetition periods T _p . This signal, having passed through Σ15, is fed to the output of the device and DLC 17 with a delay time equal to T _p . At the same time, this signal is summed with the summed signals delayed in the CLL 17, and the result is recorded in the CLL 17.

В момент времени t=t₀+5T_п АП 2, управляемый сигналом со второго выхода БС 19, подключает к выходу РПУ 20 антенну А 1. В тот же самый момент времени управляющий сигнал с первого выхода БС 19 поступает на БЦФФМнС 18, который формирует соответствующий код ФМн сигнала (например, пусть шестым сигналом будет сигнал имеющий код 1,-1,1,1). Сигналы с выходов БЦФФМнС 18 поступают на БПВК 12 и устанавливают в них соответствующие весовые коэффициенты. Одновременно по выходу БЦФФМнС 18 сформированный разряд за разрядом код последовательно во времени поступает на БМ 21. Длительность во времени каждого разряда кода равна τ_д . За длительность этого временного интервала, равного τ_д , в БМ 21 вырабатывается сигнал с непрерывной фазовой функцией, закон изменения которой определяется параметрами кода ФМн сигнала, поступающего с выхода БЦФФМнС 18. Сформированный в БМ 21 подобным образом сложный ФМн поступает на РПУ 20 и модулирует соответствующим образом несущую частоту и через АП 2 излучается А 1 в пространство. На фиг.2е изображен сигнал в виде четырехразрядного кода, поступающий с выхода БЦФФМнС 18, а на фиг.3е изображены квадратурные составляющие комплексной огибающей этого излучаемого сигнала. В момент времени t=t₂+5T_п, соответствующий моменту времени окончания излучения сформированного зондирующего сигнала, БС 19 выдает управляющий сигнал, по которому АП 2 подключает к входу РПрУ 3 антенну А 1. Устройство начинает работать на прием.At time t = t ₀ + 5T AP _claim 2, with the output signal from the second BS 19 connected to the output antenna PAR 20 A 1. The same time the control signal from the first output 19 is fed to the BS BTsFFMnS 18 which forms corresponding code of the QPSK signal (for example, let the sixth signal be a signal having a code of 1, -1,1,1). The signals from the outputs of the BCFFMnS 18 arrive at BPVK 12 and set the corresponding weight coefficients in them. At the same time, upon the output of the BCFFMnS 18, the generated discharge after discharge of the code sequentially in time arrives at BM 21. The duration in time of each discharge of the code is τ _d . For the duration of this time interval equal to τ _d , a signal with a continuous phase function is generated in BM 21, the law of change of which is determined by the parameters of the QPSK code of the signal coming from the output of BCFFMnS 18. The complex QPSK formed in BM 21 in this way is fed to RPU 20 and modulates accordingly the carrier frequency and through AP 2 is emitted A 1 into space. Figure 2e shows a signal in the form of a four-digit code coming from the output of BTsFMnS 18, and figure 3e shows the quadrature components of the complex envelope of this emitted signal. At the time t = t ₂ + 5T _p corresponding to the time of the end of the radiation of the generated probing signal, BS 19 gives a control signal, by which the AP 2 connects the antenna A 1 to the input of the transmitter 3. The device starts to receive.

Пусть в момент времени t=t₂+5T_п≥t₁+5T_п на вход устройства приходит отраженный сигнал. Этот сигнал, пройдя через А 1 и АП 2, поступит на РПрУ 3, где произойдет его соответствующее усиление и перенос на промежуточную частоту (ПЧ). С выхода усилителя промежуточной частоты (УПЧ) принятый сигнал поступит на вход БОЦКС 4, на выходе которого появятся квадратурные составляющие комплексной огибающей принимаемого сигнала (фиг.4е). Эти квадратурные составляющие, представляют собой многоразрядные отсчеты, частота следования которых определяется условиями теоремы Котельникова. Отсчеты квадратурных составляющих комплексного сигнала поступают на СФД 5 и СФД 6, где происходит согласованная фильтрация отдельных дискрет принимаемый сигналов. В том случае, если используемые законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом являются ортогональными, то к моменту окончания каждого дискрета на выходах СФД 5 и СФД 6 произойдет полное разделение этих сигналов. В том случае, если используются квазиортогональные законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом, на выходах того СФД, который в данный момент времени не является согласованным, для принимаемого сигнала, будет выходной эффект, не равный нулю и пропорциональный значению интеграла свертки принимаемого дискрета с импульсной характеристикой этого фильтра. Соответствующим образом обработанные дискреты в СФД 5 и СФД 6 поступают на БВО 7 и БВО 8, на выходах которых выделяются огибающие прошедших СФД 5 и СФД 6 сигналов. Законы изменения частоты отдельных дискрет описываются выражениями (1) и (2).Let at the time t = t ₂ + 5T _p ≥t ₁ + 5T _{p the} reflected signal comes to the input of the device. This signal, passing through A 1 and AP 2, will go to the RPrU 3, where it will be amplified accordingly and transferred to the intermediate frequency (IF). From the output of the intermediate frequency amplifier (IFA), the received signal will go to the input of BOTSKS 4, at the output of which the quadrature components of the complex envelope of the received signal will appear (Fig. 4e). These quadrature components are multi-bit readings, the repetition rate of which is determined by the conditions of the Kotelnikov theorem. Samples of the quadrature components of the complex signal are fed to the SFD 5 and SFD 6, where there is a coordinated filtering of individual discrete received signals. In that case, if the used laws of intra-discrete modulation by a continuous FM signal are orthogonal, then by the end of each discrete at the outputs of the SFD 5 and SFD 6 there will be a complete separation of these signals. In the case where the quasi-orthogonal laws of intra-discrete modulation by a continuous FM signal are used, the output of that SFD, which is currently not consistent, for the received signal, there will be an output effect that is not equal to zero and proportional to the value of the convolution integral of the received discrete with the impulse response of this filter. Appropriately processed discrete samples in SFD 5 and SFD 6 are supplied to BWO 7 and BVO 8, at the outputs of which the envelopes of the transmitted SFD 5 and SFD 6 signals are highlighted. The laws of frequency change of individual discrete are described by expressions (1) and (2).

С выходов БВО 7 и БВО 8 сжатые сигналы поступают на сумматор (вычитатель) 9, на выходе которого образуется сигнал, местоположения и знаки пиков которого соответствуют ФМн коду, выработанному БЦФФМнС 18. На фиг. 5е показан сигнал, получающийся на выходе, сумматора (вычитателя) 9. Сформированный указанным образом сигнал поступает на СФОФМнС 10 и записывается в ЦЛЗ 11, вход которой является входом этого фильтра. Соответствующим образом обрабатываясь в этом фильтре, который является согласованным для одиночного ФМн сигнала, на выходе Σ13, являющегося выходом этого фильтра, появляется сжатый ФМн сигнал, который имеет вид, изображенный на фиг.6е. Этот сигнал поступает на вход Σ15 и на вход ЦЛЗ 16, имеющей задержку, равную восьми периодам повторения T_п. Этот сигнал, пройдя через Σ15, поступает на выход устройства и ЦЛЗ 17 с временем задержки, равным T_п. При этом этот сигнал суммируется с задержанными в ЦЛЗ 17 просуммированными сигналами, и результат записывается в ЦЛЗ 17.From the outputs of the BWO 7 and the BWO 8, the compressed signals are fed to an adder (subtractor) 9, at the output of which a signal is generated, the locations and peak signs of which correspond to the FMN code generated by BCFFMnS 18. In FIG. 5e shows the signal obtained at the output of the adder (subtractor) 9. The signal generated in this way is fed to the SFOFMnS 10 and recorded in the CLZ 11, the input of which is the input of this filter. Appropriately processed in this filter, which is consistent for a single PSK signal, at the output Σ13, which is the output of this filter, a compressed PSK signal appears, which has the form shown in Fig.6E. This signal is fed to the input Σ15 and to the input of the CPL 16 having a delay equal to eight repetition periods T _p . This signal, having passed through Σ15, is fed to the output of the device and DLC 17 with a delay time equal to T _p . At the same time, this signal is summed with the summed signals delayed in the CLL 17, and the result is recorded in the CLL 17.

В момент времени t=t₀+6T_п АП 2, управляемый сигналом со второго выхода БС 19, подключает к выходу РПУ 20 антенну А 1. В тот же самый момент времени управляющий сигнал с первого выхода БС 19 поступает на БЦФФМнС 18, который формирует соответствующий код ФМн сигнала (например, пусть седьмым сигналом будет сигнал, имеющий код -1, -1, - 1, 1). Сигналы с выходов БЦФФМнС 18 поступают на БПВК 12 и устанавливают в них соответствующие весовые коэффициенты. Одновременно по выходу БЦФФМнС 18 сформированный разряд за разрядом код последовательно во времени поступает на БМ 21. Длительность во времени каждого разряда кода равна τ_д . За длительность этого, временного интервала, равного τ_д , в БМ 21 вырабатывается сигнал с непрерывной фазовой функцией, закон изменения которой определяется параметрами кода ФМн сигнала, поступающего с выхода БЦФФМнС 18. Сформированный в БМ 21 подобным образом сложный ФМн поступает на РПУ 20 и модулирует соответствующим образом несущую частоту и через АП 2 излучается А 1 в пространство. На фиг. 2ж изображен сигнал в виде четырехразрядного кода, поступающий с выхода БЦФФМнС 18, а на фиг. 3ж изображены квадратурные составляющие комплексной огибающей этого излучаемого сигнала. В момент времени t=t₁+6T_п, соответствующий моменту времени окончания излучения сформированного зондирующего сигнала, БС 19 выдает управляющий сигнал по которому АП 2 подключает ко входу РПрУ 3 антенну А 1. Устройство начинает работать на прием.At time t = t ₀ + 6T AP _claim 2, with the output signal from the second BS 19 connected to the output antenna PAR 20 A 1. The same time the control signal from the first output 19 is fed to the BS BTsFFMnS 18 which forms the corresponding code of the QPSK signal (for example, let the seventh signal be a signal having a code of -1, -1, - 1, 1). The signals from the outputs of the BCFFMnS 18 arrive at BPVK 12 and set the corresponding weight coefficients in them. At the same time, upon the output of the BCFFMnS 18, the generated discharge after discharge of the code sequentially in time arrives at BM 21. The duration in time of each discharge of the code is τ _d . For the duration of this time interval equal to τ _d , a signal with a continuous phase function is generated in BM 21, the law of change of which is determined by the parameters of the QPSK code of the signal coming from the output of BCFFMnS 18. The complex QPSK formed in BM 21 in this way is fed to RPU 20 and modulates accordingly, the carrier frequency and through AP 2 is emitted A 1 into space. In FIG. 2g shows a signal in the form of a four-digit code coming from the output of the BCFFMnS 18, and in FIG. Figure 3g shows the quadrature components of the complex envelope of this emitted signal. At the time t = t ₁ + 6T _p , corresponding to the time of the end of the radiation of the generated probing signal, BS 19 gives a control signal by which the AP 2 connects the antenna A 1 to the input of the receiver 3 antenna. The device starts to receive.

Пусть в момент времени t=t₂+6T_п≥t₁+6T_п на вход устройства приходит отраженный сигнал. Этот сигнал, пройдя через А 1 и АП 2, поступит на РПрУ 3, где произойдет его соответствующее усиление и перенос на промежуточную частоту (ПЧ). С выхода усилителя промежуточной частоты (УПЧ) принятый сигнал поступит на вход БОЦКС 4, на выходе которого появятся квадратурные составляющие комплексной огибающей принимаемого сигнала (фиг.4ж). Эти квадратурные составляющие представляют собой многоразрядные отсчеты, частота следования которых определяется условиями теоремы Котельникова. Отсчеты квадратурных составляющих комплексного сигнала поступают на СФД 5 и СФД 6, где происходит согласованная фильтрация отдельных дискрет принимаемых сигналов. В том случае, если используемые законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом являются ортогональными, то к моменту окончания каждого дискрета на выходах СФД 5 и СФД 6 произойдет полное разделение этих сигналов. В том случае, если используются квазиортогональные законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом, на выходах того СФД, который в данный момент времени не является согласованным для принимаемого сигнала, будет выходной эффект, не равный нулю и пропорциональный значению интеграла свертки принимаемого дискрета с импульсной характеристикой этого фильтра. Соответствующим образом обработанные дискреты в СФД 5 и СФД 6 поступают на БВО 7 и БВО 8, на выходах которых выделяются огибающие прошедших СФД 5 и СФД 6 сигналов. Законы изменения частоты отдельных дискрет описываются выражениями (1) и (2).Let at the time t = t ₂ + 6T _p ≥t ₁ + 6T _{p the} reflected signal comes to the input of the device. This signal, passing through A 1 and AP 2, will go to the RPrU 3, where it will be amplified accordingly and transferred to the intermediate frequency (IF). From the output of the intermediate frequency amplifier (IFA), the received signal will go to the input of BOTSKS 4, at the output of which the quadrature components of the complex envelope of the received signal will appear (Fig. 4g). These quadrature components are multi-bit readings, the repetition rate of which is determined by the conditions of the Kotelnikov theorem. Samples of the quadrature components of the complex signal are fed to the SFD 5 and SFD 6, where there is a coordinated filtering of individual discrete received signals. In that case, if the used laws of intra-discrete modulation by a continuous FM signal are orthogonal, then by the end of each discrete at the outputs of the SFD 5 and SFD 6 there will be a complete separation of these signals. If the quasi-orthogonal laws of in-discrete modulation by a continuous FM signal are used, the output of that SFD that is currently not consistent for the received signal will have an output effect that is not equal to zero and proportional to the value of the convolution integral of the received discrete with the impulse response of this filter . Appropriately processed discrete samples in SFD 5 and SFD 6 are supplied to BWO 7 and BVO 8, at the outputs of which the envelopes of the transmitted SFD 5 and SFD 6 signals are highlighted. The laws of frequency change of individual discrete are described by expressions (1) and (2).

С выходов БВО 7 и БВО 8 сжатые сигналы поступают на сумматор (вычитатель) 9, на выходе которого образуется сигнал, местоположения и знаки пиков которого соответствуют ФМн коду, выработанному БЦФФМнС 18. На фиг.5ж показан сигнал, получающийся на выходе сумматора (вычитателя) 9. Сформированный указанным образом сигнал поступает на СФОФМнС 10 и записывается в ЦЛЗ 11, вход которой является входом этого фильтра. Соответствующим образом обрабатываясь в этом фильтре, который является согласованным для одиночного ФМн сигнала, на выходе Σ13 являющегося выходом этого фильтра, появляется сжатый ФМн сигнал, который имеет вид, изображенный на фиг.6ж. Этот сигнал поступает на вход Σ15 и на вход ЦЛЗ 16, имеющей задержку, равную восьми периодам повторения T_п. Этот сигнал, пройдя через Σ15, поступает на выход устройства и ЦЛЗ 17 с временем задержки, равным T_п. При этом этот сигнал суммируется с задержанными в ЦЛЗ 17 просуммированными сигналами, и результат записывается в ЦЛЗ 17.From the outputs of the BWO 7 and BWO 8, the compressed signals are fed to the adder (subtractor) 9, the output of which is a signal whose locations and peak signs correspond to the FMN code generated by BCFFMnS 18. Figure 5g shows the signal obtained at the output of the adder (subtractor) 9. The signal generated in this way enters the SFOFMnS 10 and is recorded in the CLZ 11, the input of which is the input of this filter. Appropriately processed in this filter, which is consistent for a single PSK signal, at the output Σ13 which is the output of this filter, a compressed PSK signal appears, which has the form shown in Fig.6g. This signal is fed to the input Σ15 and to the input of the CPL 16 having a delay equal to eight repetition periods T _p . This signal, having passed through Σ15, is fed to the output of the device and DLC 17 with a delay time equal to T _p . At the same time, this signal is summed with the summed signals delayed in the CLL 17, and the result is recorded in the CLL 17.

В момент времени t=t₀+7T_п АП 2, управляемый сигналом со второго выхода БС 19, подключает к выходу РПУ 20 антенну А 1. В тот же самый момент времени управляющий сигнал с первого выхода БС 19 поступает на БЦФФМнС 18, который формирует соответствующий код ФМн сигнала (например, пусть восьмым сигналом будет сигнал, имеющий код -1,1, -1, - 1). Сигналы с выходов БЦФФМнС 18 поступают на БПВК 12 и устанавливают в них соответствующие весовые коэффициенты. Одновременно по выходу БЦФФМнС 18, сформированный разряд за разрядом код последовательно во времени поступает на БМ 21. Длительность во времени каждого разряда кода равна τ_д . За длительность этого временного интервала, равного τ_д , в БМ 21 вырабатывается сигнал с непрерывной фазовой функцией, закон изменения которой определяется параметрами кода ФМн сигнала, поступающего с выхода БЦФФМнС 18. Сформированный в БМ 21 подобным образом сложный ФМн поступает на РПУ 20 и модулирует соответствующим образом несущую частоту и через АП 2 излучается А 1 в пространство. На фиг.2з изображен сигнал в виде четырехразрядного кода, поступающий с выхода БЦФФМнС 18, а на фиг.3з изображены квадратурные составляющие комплексной огибающей этого излучаемого сигнала. В момент времени t=t₁+7Т_п, соответствующий моменту времени окончания излучения сформированного зондирующего сигнала, БС 19 выдает управляющий сигнал, по которому АП 2 подключает к входу РПрУ 3 антенну А 1. Устройство начинает работать на прием.At time t = t ₀ + 7T _n AP 2, with the output signal from the second BS 19 connected to the output antenna PAR 20 A 1. The same time the control signal from the first output 19 is fed to the BS BTsFFMnS 18 which forms the corresponding code of the QPSK signal (for example, let the eighth signal be a signal having a code of −1.1, −1, −1). The signals from the outputs of the BCFFMnS 18 arrive at BPVK 12 and set the corresponding weight coefficients in them. Simultaneously upon the output of BTsFMnS 18, the generated bit by bit code sequentially in time arrives at BM 21. The time duration of each bit in the code is τ _d . For the duration of this time interval equal to τ _d , a signal with a continuous phase function is generated in BM 21, the law of change of which is determined by the parameters of the QPSK code of the signal coming from the output of BCFFMnS 18. The complex QPSK formed in BM 21 in this way is fed to RPU 20 and modulates accordingly the carrier frequency and through AP 2 is emitted A 1 into space. On figs shows a signal in the form of a four-digit code coming from the output of BTsFMnS 18, and Fig.3z shows the quadrature components of the complex envelope of this emitted signal. At the time t = t ₁ + 7T _p , corresponding to the time of the end of the radiation of the generated probing signal, the BS 19 gives a control signal, by which the AP 2 connects the antenna A 1 to the input of the transmitter 3. The device starts to receive.

Пусть в момент времени t=t₂+7T_п≥t₁+7T_п на вход устройства приходит отраженный сигнал. Этот сигнал, пройдя через А 1 и АП 2, поступит на РПрУ 3, где произойдет его соответствующее усиление и перенос на промежуточную частоту (ПЧ). С выхода усилителя промежуточной частоты (УПЧ) принятый сигнал поступит на вход БОЦКС 4, на выходе которого появятся квадратурные составляющие комплексной огибающей принимаемого сигнала (фиг.4з). Эти квадратурные составляющие представляют собой многоразрядные отсчеты, частота следования которых определяется условиями теоремы Котельникова. Отсчеты квадратурных составляющих комплексного сигнала поступают на СФД 5 и СФД 6, где происходит согласованная фильтрация отдельных дискрет принимаемых сигналов. В том случае, если используемые законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом являются ортогональными, то к моменту окончания каждого дискрета на выходах СФД 5 и СФД 6 произойдет полное разделение этих сигналов. В том случае, если используются квазиортогональные законы внутридискретной модуляции непрерывным ЧМ сигналом, на выходах того СФД, который в данный момент времени не является согласованным для принимаемого сигнала, будет выходной эффект, не равный нулю и пропорциональный значению интеграла свертки принимаемого дискрета с импульсной характеристикой этого фильтра. Соответствующим образом обработанные дискреты в СФД 5 и СФД 6 поступают, на БВО 7 и БВО 8, на выходах которых выделяются огибающие прошедших СФД 5. и СФД 6 сигналов. Законы изменения частоты отдельных дискрет описываются выражениями (1) и (2).Let at the time t = t ₂ + 7T _p ≥t ₁ + 7T _{p the} reflected signal comes to the input of the device. This signal, passing through A 1 and AP 2, will go to the RPrU 3, where it will be amplified accordingly and transferred to the intermediate frequency (IF). From the output of the intermediate frequency amplifier (IFA), the received signal will go to the input of BOTSX 4, at the output of which the quadrature components of the complex envelope of the received signal will appear (Fig.4z). These quadrature components are multi-bit readings, the repetition rate of which is determined by the conditions of the Kotelnikov theorem. Samples of the quadrature components of the complex signal are fed to the SFD 5 and SFD 6, where there is a coordinated filtering of individual discrete received signals. In that case, if the used laws of intra-discrete modulation by a continuous FM signal are orthogonal, then by the end of each discrete at the outputs of the SFD 5 and SFD 6 there will be a complete separation of these signals. In the case where quasi-orthogonal laws of intra-discrete modulation by a continuous FM signal are used, the outputs of that SFD that is currently not consistent for the received signal will have an output effect that is not equal to zero and proportional to the value of the convolution integral of the received discrete with the impulse response of this filter . Appropriately processed discretes in SFD 5 and SFD 6 are supplied to BWO 7 and BVO 8, at the outputs of which the envelopes of the past SFD 5. and SFD 6 signals are highlighted. The laws of frequency change of individual discrete are described by expressions (1) and (2).

С выходов БВО 7 и БВО 8 сжатые сигналы поступают на сумматор (вычитатель) 9, на выходе которого образуется сигнал, местоположения и знаки пиков которого соответствуют ФМн коду, выработанному БЦФФМнС 18. На фиг.5з показан сигнал, получающийся на выходе сумматора (вычитателя) 9. Сформированный указанным образом сигнал, поступает на СФОФМнС 10 и записывается, в ЦЛЗ 11, вход которой является входом этого фильтра. Соответствующим образом обрабатываясь в этом фильтре, который является согласованным для одиночного ФМн сигнала, на выходе Σ13, являющегося выходом этого фильтра, появляется сжатый ФМн сигнал, который имеет вид, изображенный на фиг.6з. Этот сигнал поступает на вход Σ15 и на вход ЦЛЗ 16, имеющей задержку, равную восьми периодам повторения T_п. Этот сигнал, пройдя через Σ15 , поступает на выход устройства и ЦЛЗ 17 с временем задержки равным, T_п. При этом этот сигнал суммируется с задержанными в ЦЛЗ 17 просуммированными сигналами и результат записывается в ЦЛЗ 17. На выходе устройства появится отклик, изображенный на фиг.7.From the outputs of the BWO 7 and the BWO 8, the compressed signals are fed to the adder (subtractor) 9, the output of which is a signal whose locations and peak signs correspond to the PSK code generated by BTsFMnS 18. Figure 5z shows the signal obtained at the output of the adder (subtractor) 9. The signal generated in this way is fed to the SFOFMnS 10 and recorded in the CLZ 11, the input of which is the input of this filter. Appropriately processed in this filter, which is consistent for a single PSK signal, at the output Σ13, which is the output of this filter, a compressed PSK signal appears, which has the form shown in Fig.6z. This signal is fed to the input Σ15 and to the input of the CPL 16 having a delay equal to eight repetition periods T _p . This signal, having passed through Σ15, is fed to the output of the device and DLC 17 with a delay time equal to T _p . In this case, this signal is summed up with the summed signals delayed in the CLL 17 and the result is recorded in the CLL 17. The response shown in Fig. 7 will appear at the output of the device.

С момента времени t= t₀+8T_п работа устройства повторяется аналогично тому, как она осуществлялась, начиная с момента времени t=t₀. При этом сигнал, который был записан в ЦЛЗ 16 8T_п назад, поступит в противофазе на соответствующий вход сумматора 15 и этим самым вычитается из результирующего сигнала, находящегося в ЦЛЗ 17. В тот же самый момент времени сигнал с аналогичным законом фазовой манипуляции, поступит на другой вход Σ15 , что обеспечит режим работы устройства "скользящее окно". При этом отклик сигнала на выходе устройства останется таким же, каким он изображен на фиг. 7. Далее работа устройства повторяется, т.е. каждый код повторяется через 8T_п.From the time t = t ₀ + 8T _{p the} operation of the device is repeated in the same way as it was carried out, starting from the time t = t ₀ . In this case, the signal that was recorded in the CLZ 16 8T _n backward, arrives in antiphase to the corresponding input of the adder 15 and thereby is subtracted from the resulting signal located in the CLZ 17. At the same time, a signal with a similar phase-shift law will go to another input Σ15, which will provide the operating mode of the device "sliding window". In this case, the signal response at the device output will remain the same as that shown in FIG. 7. Next, the operation of the device is repeated, i.e. each code is repeated after 8T _p .

В случае работы с другими кодами (например, восьмиразрядными) значения кодов будут повторяться через 16T_п, а СФОФМнС 10 должен быть согласован с восьмиразрядным кодом. Аналогичным образом требуется изменять характеристики устройства при смене видов кодов.In the case of work with other codes (for example, eight-bit), the code values will be repeated after 16T _p , and SFOFMnS 10 should be consistent with the eight-bit code. Similarly, you need to change the characteristics of the device when changing types of codes.

В том случае, если сигнал отражается от движущейся цели, то имеет место доплеровское смещение принимаемого сигнала. При этом работа устройства вне зависимости от используемых кодов аналогична описанному ранее. На фиг.8 приведен отклик сигнала имеющего "положительный" (цель приближается) доплеровский сдвиг, а на фиг.9 - "отрицательный" (цель удаляется) доплеровский сдвиг. Из фиг.8, 9 видно, что, несмотря на наличие доплеровского сдвига отраженного сигнала, боковые лепестки также полностью компенсируются, что свидетельствует о "ножевидном" характере ТН данной системы сигналов в точке τ = 0 на плоскости (τ, F). Фиг.8 и 9, как и фиг.2-7, были получены путем моделирования на ЦВМ описанного алгоритма обработки с соответствующими сигналами. In the event that the signal is reflected from a moving target, then there is a Doppler shift of the received signal. In this case, the operation of the device, regardless of the codes used, is similar to that described previously. In Fig.8 shows the response of a signal having a "positive" (target is approaching) Doppler shift, and Fig.9 is a "negative" (target is removed) Doppler shift. From Figs. 8, 9 it is seen that, despite the presence of a Doppler shift of the reflected signal, the side lobes are also fully compensated, which indicates the “knife-like” nature of the VT of this signal system at the point τ = 0 on the plane (τ, F). Figs. 8 and 9, as in Figs. 2-7, were obtained by modeling on a digital computer the described processing algorithm with the corresponding signals.

Проведение технико-экономического сравнения предложенного способа с прототипом показывает, что предложенный способ позволяет увеличить разрешающую способность по дальности с одновременной полной компенсацией боковых лепестков в области, занимаемой боковыми лепестками отдельных сжатых сложных сигналов. Также видно, что по сравнению с прототипом предложенный способ при его применении в задачах картографирования земной поверхности позволяет получать изображение земной поверхности, в котором слабо сказываются доплеровские искажения, вносимые движением носителя. Кроме того, сравнение предлагаемого способа с прототипом показывает, что снимается требование одинаковости начальных фаз для всей системы обрабатываемых сигналов, что позволяет устранить ряд узлов, обеспечивающих измерение начальных фаз и их корректировку. A technical and economic comparison of the proposed method with the prototype shows that the proposed method allows to increase the resolution in range with simultaneous full compensation of the side lobes in the area occupied by the side lobes of the individual compressed complex signals. It is also seen that, in comparison with the prototype, the proposed method, when applied to problems of mapping the earth’s surface, makes it possible to obtain an image of the earth’s surface in which the Doppler distortions introduced by the movement of the carrier are weak. In addition, a comparison of the proposed method with the prototype shows that the requirement of the same initial phases for the entire system of processed signals is removed, which eliminates a number of nodes that provide measurement of the initial phases and their correction.

Claims

The method of pulsed radar, which consists in forming a sequence of phase-shift keyed signals, emit, receive, characterized in that each discrete of the phase-shift keyed signal emitted by the code dimension N of each of the sequence of phase-shift keyed signals, consisting of 2 N signals, is subjected to in-disc frequency modulation, the law of change of which is determined by the sign of the code of the phase-shifted signal, the laws of variation of the frequency of the in-discrete frequency modulation are orthogonal or are variorthogonal, the range of variation of these frequencies is the same for all discrete and all signals of the sequence have the same carrier frequency, and upon receipt, each discret with its own law of in-discrete frequency modulation of a phase-shift keyed signal with code dimension N is processed in a system of matched filters, each of which is consistent with the law of frequency variation of the corresponding discrete of the phase-manipulated signal, at the output of the matched filters, the envelopes of the discrete are allocated, which correspond to the sign of the disco code the corresponding phase-manipulated signal, and the sequence of envelopes, whose signs correspond to the code of the corresponding phase-manipulated signal, are filtered in the corresponding matched phase-manipulated signal filter, the signals received at the outputs of all matched phase-manipulated signal filters are appropriately delayed and synchronously summed over a time interval, the duration of which is determined the repetition period of the processed sequence, with consisting of 2 N phase-shifted signals with intradiscrete frequency modulation, consisting of two groups of N phase-shifted signals in each group, and each phase-shifted signal from a group of N phase-shifted signals corresponds to an inverse phase-shifted signal of another group consisting of N phase-shifted signals, and phase-shifted signals each group consisting of N phase-shifted signals are orthogonal to each other.