RU2101864C1 - Process of measurement of phase jitter - Google Patents
Process of measurement of phase jitter Download PDFInfo
- Publication number
- RU2101864C1 RU2101864C1 RU94030032A RU94030032A RU2101864C1 RU 2101864 C1 RU2101864 C1 RU 2101864C1 RU 94030032 A RU94030032 A RU 94030032A RU 94030032 A RU94030032 A RU 94030032A RU 2101864 C1 RU2101864 C1 RU 2101864C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- frequency
- time interval
- time
- formula
- auxiliary
- Prior art date
Links
Landscapes
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Measuring Frequencies, Analyzing Spectra (AREA)
- Measuring Phase Differences (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к области цифровых систем связи с импульсно-кодовой модуляцией (ИКМ), в частности к способам контроля этих систем. The invention relates to the field of digital communication systems with pulse-code modulation (PCM), in particular, to methods for monitoring these systems.
Известны способы измерения фазового дрожания, основанные на непосредственном измерении разности фаз с помощью фазового детектора. Один из таких способов реализован в устройстве и может являться аналогом предлагаемого технического решения. При измерении дрожания фазы указанным способом вначале с помощью выделителя тактовой частоты (ВТЧ) формируется сигнал тактовой частоты, которая с помощью гетеродина преобразуется в промежуточную частоту. Known methods for measuring phase jitter, based on the direct measurement of the phase difference using a phase detector. One of these methods is implemented in the device and may be an analogue of the proposed technical solution. When measuring phase jitter in this way, first, with the help of a clock frequency isolator (VCH), a clock frequency signal is generated, which is converted to an intermediate frequency using a local oscillator.
Сигнал промежуточной частоты поступает на два канала опорный и измерительный. В опорном канале фазовые дрожания подавляются узкополосным кварцевым фильтром, а в измерительном канале фильтр отсутствует. Выходы двух каналов подключены к фазовому детектору, а с него сигнал, пропорциональный фазовому дрожанию, поступает на устройство функциональной обработки для получения нужной характеристики фазового дрожания, например дисперсии. The intermediate frequency signal is supplied to the reference and measuring channels on two channels. In the reference channel, phase jitter is suppressed by a narrow-band quartz filter, and there is no filter in the measuring channel. The outputs of the two channels are connected to a phase detector, and from it a signal proportional to phase jitter is fed to the functional processing device to obtain the desired phase jitter characteristic, for example, dispersion.
Однако более близким к предлагаемому способу по технической сущности является тот, что реализован в устройстве. Это техническое решение и выбрано в качестве прототипа. В этом устройстве имеются последовательно включенные блок согласования, выпрямитель, выделитель тактовой частоты, частотный детектор, интегратор, квадратичный детектор и индикатор. Сигнал с линии связи поступает на блок согласования, где усиливается, затем выпрямляется выпрямителем и поступает на ВТЧ. Выделенная тактовая частота поступает на частотный детектор, с помощью которого фазовые дрожания преобразуются в эквивалентные отклонения частоты. Интегрирование этих отклонений в интеграторе позволяет получить фазовые дрожания, которые далее функционально преобразуются с помощью квадратичного детектора, и результат отображается на индикаторе. However, closer to the proposed method in technical essence is the one that is implemented in the device. This is a technical solution and is selected as a prototype. This device has sequentially connected matching unit, rectifier, clock selector, frequency detector, integrator, quadratic detector and indicator. The signal from the communication line is fed to the matching unit, where it is amplified, then rectified by a rectifier and fed to the VTC. The allocated clock frequency is fed to a frequency detector, with the help of which phase jitter is converted into equivalent frequency deviations. Integration of these deviations in the integrator allows one to obtain phase jitter, which is further functionally converted using a quadratic detector, and the result is displayed on the indicator.
Недостаток как аналога, так и прототипа заключается в том, что описанные способы измерения дрожания фазы требует выделения тактовой частоты, а сам ВТЧ вносит дополнительные фазовые дрожания, что увеличивает погрешность измерения. Кроме того, эти способы реализованы в виде аналоговых устройств, и отсутствие первичных цифровых результатов уменьшает возможности функциональной обработки. The disadvantage of both the analogue and the prototype is that the described methods for measuring phase jitter requires the selection of the clock frequency, and the VHF itself introduces additional phase jitter, which increases the measurement error. In addition, these methods are implemented in the form of analog devices, and the lack of primary digital results reduces the possibility of functional processing.
Задачей изобретения является повышение точности измерения и расширение функциональных возможностей. The objective of the invention is to improve the accuracy of measurement and the expansion of functionality.
Поставленная задача решается тем, что в известном способе измерения фазового дрожания, включающем определение отклонений фазы путем интегрирования отклонений частоты в течение времени измерения, до интегрирования отклонений частоты выбирают время измерения, равным первому интервалу времени, разбивают первый интервал времени на целое число одинаковых промежутков времени, равных второму интервалу времени, и с периодом, равным второму интервалу времени,на протяжении первого интервала времени измеряют третий интервал времени между фронтами импульсов, номинальный интервал времени между которыми соответствует целому числу периодов линейной частоты, вычисляют первую вспомогательную величину по формуле
a1 = τ3fн (1),
где а1 первая вспомогательная величина;
τ3 третий интервал времени,с;
fн номинальная линейная частота,Гц;
округляют первую вспомогательную величину до целого числа, получая таким образом вторую вспомогательную величину, вычисляют третью вспомогательную величину по формуле
где а2 вторая вспомогательная величина;
а3 третья вспомогательная величина,
вычисляют отклонение частоты от номинальной по формуле
Δf = fн(a3-1) (3),
где Δf отклонение частоты от номинальной,Гц,
измерение третьего интервала времени и вычисление первой, второй, третьей вспомогательных величин и отклонения частоты от номинальной проводят периодически, получая ряд значений отклонений частоты для дискретных моментов времени с дискретом, равным второму интервалу времени, общее количество этих значений определяют по формуле, округляя результат до целого числа
где m общее количество точек отсчета (целое число);
τ1 первый интервал времени,
τ2 второй интервал времени,
затем производят интегрирование отклонений частоты по формуле
где Δφn отклонение фазы (рад) на дискретный момент времени n;
n номер дискретного момента времени от 1 до m;
π 3,14.The problem is solved in that in the known method of measuring phase jitter, including determining phase deviations by integrating frequency deviations during the measurement time, before the integration of frequency deviations, the measurement time is chosen equal to the first time interval, the first time interval is divided into an integer number of identical time intervals, equal to the second time interval, and with a period equal to the second time interval, during the first time interval, measure the third time interval between FRO Tammy pulses, the nominal time interval between which corresponds to an integral number of periods of linear frequency, the first auxiliary quantity is calculated by the formula
a 1 = τ 3 f n (1),
where a 1 is the first auxiliary quantity;
τ 3 third time interval, s;
f n rated linear frequency, Hz;
round the first auxiliary value to an integer, thus obtaining the second auxiliary value, calculate the third auxiliary value by the formula
where a 2 is the second auxiliary quantity;
and 3 is the third auxiliary value,
calculate the deviation of the frequency from the nominal according to the formula
Δf = f n (a 3 -1) (3),
where Δf is the deviation of the frequency from the nominal, Hz,
the measurement of the third time interval and the calculation of the first, second, third auxiliary values and frequency deviations from the nominal are carried out periodically, obtaining a series of frequency deviations for discrete time instants with a discrete equal to the second time interval, the total number of these values is determined by the formula, rounding the result to the nearest whole the numbers
where m is the total number of reference points (integer);
τ 1 first time interval,
τ 2 second time interval,
then integrate the frequency deviations according to the formula
where Δφ n phase deviation (rad) at a discrete time instant n;
n is the number of discrete time instants from 1 to m;
π 3.14.
i индекс, меняющийся от 1 до n;
Dfi отклонение частоты (Гц) в дискретный момент времени, соответствующий индексу i;
вычисляют m значений отклонения фазы, после чего вычисляют вспомогательный коэффициент по формуле
где K вспомогательный коэффициент, рад;
i индекс, меняющийся от 1 до m;
Δφi отклонение фазы в дискретный момент времени, соответствующий индексу i;
вычисляют величину фазового дрожания в долях номинальной частоты для каждого дискретного момента времени по формуле
где gn величина фазового дрожания в дискретный момент времени n;
при этом первый, второй и третий интервалы времени выбирают, исходя из частотного диапазона фазовых дрожаний по формулам
где fmin нижняя частота фазового дрожания;
где fmax верхняя частота фазового дрожания;
τ3 ≤ τ2 (10)
В предлагаемом способе основной измерительной операцией является измерение интервала времени, а именно третьего интервала времени. Схемы измерения времени широко известны, отработаны, обеспечивают получение цифрового результата с высокой точностью. Однако сам выбор измеряемого интервала между фронтами первичных импульсов сигнала, номинальный интервал времени между которыми соответствует целому числу периодов линейной частоты, являются новым, поскольку в известных способах измерения фазового дрожания первичный сигнал вначале преобразуется с помощью ВТЧ. Далее производятся вычисления, которые могут быть выполнены современными микропроцессорами. Рассмотрим более подробно эти операции.i is an index varying from 1 to n;
Df i frequency deviation (Hz) at a discrete time instant corresponding to index i;
m phase deviation values are calculated, after which an auxiliary coefficient is calculated by the formula
where K is an auxiliary coefficient, glad;
i is an index varying from 1 to m;
Δφ i phase deviation at a discrete time instant corresponding to index i;
calculate the amount of phase jitter in fractions of the nominal frequency for each discrete time instant according to the formula
where g n is the amount of phase jitter at a discrete time instant n;
the first, second and third time intervals are selected based on the frequency range of phase jitter according to the formulas
where f min is the lower frequency of phase jitter;
where f max is the upper frequency of phase jitter;
τ 3 ≤ τ 2 (10)
In the proposed method, the main measuring operation is the measurement of the time interval, namely the third time interval. Time measuring circuits are widely known, developed, and provide a digital result with high accuracy. However, the very choice of the measured interval between the edges of the primary pulses of the signal, the nominal time interval between which corresponds to an integer number of periods of the linear frequency, is new, since in the known methods for measuring phase jitter, the primary signal is first converted using VHF. Next, calculations are performed that can be performed by modern microprocessors. Let us consider these operations in more detail.
Вначале по формуле (1) вычисляют первую вспомогательную величину а1, которая по своему физическому смыслу показывает число периодов номинальной линейной частоты fн в первом интервале времени τ1. Поскольку реальная линейная частота отличается от номинальной, число а1 не будет целым. Однако отклонения от целого не превысят единиц процента, поскольку эти отклонения обусловлены нестабильностью линейной частоты, которая для систем связи с ИКМ не превышает 0,01% и фазовым дрожанием, которое на коротких интервалах времени не превышает нескольких процентов от периода линейной частоты. Следовательно, при округлении числа а1 до целого, погрешность округления будет много меньше 0,5, т.е.50% После округления числа получается вторая вспомогательная величина а2, которая по своему физическому смыслу показывает число периодов измеренной линейной частоты в первом интервале времени τ1.First, according to the formula (1), the first auxiliary value a 1 is calculated, which in its physical meaning shows the number of periods of the nominal linear frequency f n in the first time interval τ 1 . Since the actual linear frequency differs from the nominal, the number a 1 will not be an integer. However, deviations from the integer will not exceed units of percent, since these deviations are due to the instability of the linear frequency, which for PCM communication systems does not exceed 0.01% and phase jitter, which does not exceed several percent of the linear frequency period for short time intervals. Therefore, when rounding the number a 1 to the whole, the rounding error will be much less than 0.5, i.e. 50%. After rounding the number, a second auxiliary quantity a 2 is obtained, which in its physical meaning shows the number of periods of the measured linear frequency in the first time interval τ 1 .
По формуле (2) вычисляют третью вспомогательную величину а3, которая по своему физическому смыслу показывает отношение измеренной линейной частоты к номинальной. Далее по формуле (3) вычисляют разность этих частот, которая может быть положительной или отрицательной, при дальнейших вычислениях знак разности должен учитываться.By the formula (2), the third auxiliary value a 3 is calculated, which in its physical meaning shows the ratio of the measured linear frequency to the nominal one. Then, according to formula (3), the difference of these frequencies is calculated, which can be positive or negative, in further calculations the sign of the difference should be taken into account.
Измерение третьего интервала времени производят периодически с периодом, равным второму интервалу времени в течение первого интервала времени. Определение первого и второго интервалов времени производят по формулам (8),(9) до начала непосредственных измерений. Эти формулы основаны на теореме Котельникова, условие (10) должно быть обеспечено с учетом особенностей кода. Количество измерений в одной серии определяется по формуле (4). Практически можно вначале проводить периодически m измерений третьего интервала времени, накапливая их в регистре, затем проводить вычисления по результатам этих измерений, а после завершения вычислений накапливать m результатов. При достаточном быстродействии микропроцессора можно проводить измерения и вычисления параллельно. The third time interval is measured periodically with a period equal to the second time interval during the first time interval. The determination of the first and second time intervals is carried out according to formulas (8), (9) before the start of direct measurements. These formulas are based on the Kotelnikov theorem, condition (10) must be provided taking into account the features of the code. The number of measurements in one series is determined by the formula (4). In practice, it is possible to initially conduct periodically m measurements of the third time interval, accumulating them in the register, then carry out calculations based on the results of these measurements, and after completing the calculations, accumulate m results. With sufficient microprocessor speed, it is possible to carry out measurements and calculations in parallel.
При обработке серии из m измерений вначале вычисляют отклонения фазы в дискретные моменты времени по формуле (5). Вследствие дискретного характера измерений в этой формуле интегрирование производится путем суммирования, что вполне допустимо. Полученные отклонения фазы содержат линейную составляющую, обусловленную отклонением среднего значения измеренной линейной частоты от номинальной, а также фазовые дрожания. When processing a series of m measurements, the phase deviations are initially calculated at discrete time instants using formula (5). Due to the discrete nature of the measurements in this formula, integration is performed by summation, which is quite acceptable. The obtained phase deviations contain a linear component due to the deviation of the average value of the measured linear frequency from the nominal, as well as phase jitter.
Чтобы исключить линейную составляющую, надо вначале вычислить вспомогательный коэффициент, характеризующий наклон линейной составляющей, по формуле (6). При выводе формулы учтены следующие обстоятельства. Если построить зависимость отклонения фазы от номера отсчета, представляя отклонение постоянным на каждом интервале, то получим некоторую площадь, ограниченную рядом прямоугольников. Поскольку отклонение фазы может иметь разные знаки, то при отсутствии линейной составляющей общая площадь с учетом знака элементарных площадей должна быть равна нулю. Если площадь не равна нулю, то ее можно приравнять к площади треугольника, образованного линейной составляющей фазы и осью абсцисс. Из равенства этих площадей следует формула (6). Следует отметить, что вспомогательный коэффициент может быть как положительным, так и отрицательным, либо равняться нулю при отсутствии линейной составляющей фазы. To exclude the linear component, we must first calculate the auxiliary coefficient characterizing the slope of the linear component, according to the formula (6). When deriving the formula, the following circumstances were taken into account. If we construct the dependence of the phase deviation on the reference number, representing the deviation constant over each interval, then we get some area bounded by a number of rectangles. Since the phase deviation can have different signs, in the absence of a linear component, the total area, taking into account the sign of elementary areas, should be zero. If the area is not equal to zero, then it can be equated to the area of the triangle formed by the linear component of the phase and the abscissa axis. From the equality of these areas follows formula (6). It should be noted that the auxiliary coefficient can be either positive or negative, or equal to zero in the absence of a linear phase component.
Метод линеаризации, на котором основана формула (6), широко применяется при обработке экспериментальных данных. Экспериментальные точки всегда имеют некоторый разброс, поэтому соединяющая линия будет ломаной. При замене этой ломаной линейной зависимостью прямую линию проводят так, чтобы площади отклонений по обе стороны этой прямой были равны. The linearization method on which formula (6) is based is widely used in the processing of experimental data. The experimental points always have some scatter, so the connecting line will be broken. When replacing this broken linear dependence, a straight line is drawn so that the areas of deviations on both sides of this straight line are equal.
Величину фазового дрожания обычно выражают в долях периода линейной частоты, для этого отклонение фазы в радианах надо разделить на 2π. С учетом этого величину фазового дрожания для каждого дискретного момента времени вычисляют по формуле (7). Получив значения фазового дрожания в цифровой форме в дискретные моменты времени, можно рассчитать различные параметры, например среднеквадратичное значение фазового дрожания по обычным формулам для определения среднеквадратичной величины. Используя быстрое преобразование Фурье, можно найти частотный спектр фазовых дрожаний. The magnitude of the phase jitter is usually expressed in fractions of the period of the linear frequency, for this the phase deviation in radians must be divided by 2π. With this in mind, the value of phase jitter for each discrete time instant is calculated by the formula (7). Having obtained the values of phase jitter in digital form at discrete time instants, it is possible to calculate various parameters, for example, the rms value of phase jitter according to the usual formulas for determining the rms value. Using the fast Fourier transform, we can find the frequency spectrum of phase jitter.
Таким образом, предлагаемый способ измерения фазовых дрожаний решает поставленную задачу. При этом повышение точности измерений достигается за счет выбора в качестве первичной измерительной операции измерения интервала времени с получением цифрового результата. Кроме того, предлагаемый способ позволяет расширить функциональные возможности за счет определения величины дрожания фазы в дискретные моменты времени,т.е. за счет получения первичных значений фазового дрожания, зная которые,можно вычислять любые характеристики: интегральные, частотные и т. д. Изобретение соответствует современному уровню техники, поскольку в его основе лежат цифровые методы измерения и микропроцессоры. Thus, the proposed method for measuring phase jitter solves the problem. At the same time, increasing the accuracy of measurements is achieved by choosing the measurement of the time interval as the primary measuring operation to obtain a digital result. In addition, the proposed method allows to expand the functionality by determining the magnitude of phase jitter at discrete time instants, i.e. by obtaining the primary values of phase jitter, knowing which, you can calculate any characteristics: integral, frequency, etc. The invention corresponds to the modern level of technology, since it is based on digital measurement methods and microprocessors.
Устройство, осуществляющее предлагаемый способ,представлено на чертеже. Приняты следующие обозначения: формирователь фронтов 1,формирователь задержки 2, первая схема И 3,вторая схема И 4, генератор квантующих импульсов 5, третья схема И 6, микропроцессор 7,счетчик 8,первый триггер 9, схема ИЛИ 10, второй триггер 11. A device implementing the proposed method is presented in the drawing. The following designations are adopted: edge shaper 1, delay shaper 2, first AND 3 circuit, second And 4 circuit, quantizing pulse generator 5, third And 6 circuit, microprocessor 7, counter 8, first trigger 9, OR 10, second trigger 11.
Вход устройства соединен с входом формирователя фронтов 1. Вход формирования фронтов 1 соединен с первым входом формирования задержки 2, с первым входом первой системы И 3 и с вторым входом второй схемы И 4. Второй вход формирователя задержки 2 соединен с выходом генератора квантующих импульсов 5, а также с вторым входом третей схемы И 6. Вход сброса формирователя задержки 2 соединен с выходом микропроцессора 7, а также с входом сброса счетчика 8, с вторым входом схемы ИЛИ 9. Выход формирователя задержки 2 соединен с первым входом второй схемы И 4. Второй вход первой схемы И 3 соединен с инверсным выходом первого триггера 10. Выход первой схемы И 3 соединен с входом первого триггера 10, а также с входом установки второго триггера 11. Выход второй схемы И 4 соединен с первым входом схемы ИЛИ 9. Первый вход третьей схемы И 6 соединен с выходом второго триггера 11, а также с первым входом микропроцессора 7. Выход третьей схемы И 6 соединен с входом счетчика 8. Второй вход процессора 7 соединен с выходом счетчика 8. Выход схемы ИЛИ соединен с входом сброса второго триггера 11. The input of the device is connected to the input of the edge shaper 1. The input of the edge formation 1 is connected to the first input of the delay formation 2, with the first input of the first system And 3 and the second input of the second circuit And 4. The second input of the delay shaper 2 is connected to the output of the quantizing pulse generator 5, and also with the second input of the third AND 6 circuit. The reset input of the delay driver 2 is connected to the output of the microprocessor 7, and also with the reset input of the counter 8, with the second input of the OR circuit 9. The output of the delay driver 2 is connected to the first input of the second And 4 circuit. The second input of the first And 3 circuit is connected to the inverse output of the first trigger 10. The output of the first And 3 circuit is connected to the input of the first trigger 10, and also to the installation input of the second trigger 11. The output of the second And 4 circuit is connected to the first input of the OR circuit 9. The first input the third circuit And 6 is connected to the output of the second trigger 11, and also to the first input of the microprocessor 7. The output of the third circuit And 6 is connected to the input of the counter 8. The second input of the processor 7 is connected to the output of the counter 8. The output of the OR circuit is connected to the reset input of the second trigger 11 .
Устройство, осуществляющее предлагаемый способ, работает следующим образом. Сигнал в линии связи поступает на формирователь фронтов 1, в котором сигнал нормализуется по амплитуде и в зависимости от вида кода формируются импульсы, соответствующие фронтам сигнала, расстояние между которыми по оси времени соответствует целому числу периодов линейной частоты. Выделение таких фронтов предусмотрено в любой системе и ИКМ, поскольку они необходимы для работы выделителя тактовой частоты (ВТЧ), следовательно, схема такого формирователя известна. A device implementing the proposed method works as follows. The signal in the communication line arrives at the edge shaper 1, in which the signal is normalized in amplitude and, depending on the type of code, pulses are generated corresponding to the signal fronts, the distance between which along the time axis corresponds to an integer number of periods of linear frequency. The selection of such fronts is provided for in any system and PCM, since they are necessary for the operation of a clock selector (VCH), therefore, the circuit of such a shaper is known.
Работа устройства происходит циклически. Цикл начинается после поступления импульса сброса от микропроцессора 7. Этот импульс устанавливает в исходное состояние формирователь задержки 2, оба триггера 10, 11 и счетчик 8. Первый пришедший после этого импульс с формирователя фронтов 1 запускает формирователь задержки 2 и, пройдя через первую схему И 3, опрокидывает первый и второй триггеры 10, 11. Через третью схему И 6 на счетчик 8 начинают приходить счетные импульсы частотой f0 с генератора квантующих импульсов 5, а вход первой схемы И 3 блокируется первым триггером 9. По окончании времени задержки tзад с выхода формирователя задержки 2 поступает разрешение на вторую схему И 4, и первый, поступающий после этого импульс с выхода формирователя фронтов 1, проходит через вторую схему И 4, схему ИЛИ 9 и поступает на вход сброса второго триггера 11.The operation of the device occurs cyclically. The cycle starts after the reset pulse arrives from the microprocessor 7. This pulse sets the delay former 2, both flip-flops 10, 11 and counter 8, to the initial state. The first pulse that came after this from the front edge former 1 starts the delay former 2 and, after passing through the first circuit And 3 , overturns the first and second triggers 10, 11. Through the third And 6 circuit, counting pulses of frequency f 0 from the quantizing pulse generator 5 begin to arrive at counter 8, and the input of the first And 3 circuit is blocked by the first trigger 9. At the end of time, hold t back from the output of the delay driver 2 receives permission to the second circuit And 4, and the first pulse coming from the output of the former front 1 passes through the second circuit And 4, the circuit OR 9 and goes to the reset input of the second trigger 11.
Формирователь задержки 2 может быть выполнен на базе вычитающего счетчика. При приходе импульса "Сброс" в этот счетчик записывается некоторое число, после прихода импульса с формирователя фронтов 1 формируется разрешение на счет и происходит вычитание импульсов с частотой f0, поступающей от генератора квантующих импульсов 5. При обнулении вычитающего счетчика формируется выходной сигнал разрешения.Shaper delay 2 can be performed on the basis of a subtracting counter. When the “Reset” pulse arrives, a certain number is written into this counter, after the pulse arrives from the edge shaper 1, the account resolution is generated and the pulses are subtracted with a frequency f 0 coming from the quantizing pulse generator 5. When the subtracting counter is reset, the output permission signal is generated.
После сброса второго триггера 11 с его выхода на третью схему И 6 поступает запрет, прохождение счетных импульсов на счетчик 8 прекращается. Повторный запуск второго триггера 11 в течение одного цикла блокируется первым триггером 10 через первую схему И 3. С выхода второго триггера 11 на вход микропроцессора 7 поступает сигнал, разрешающий считывание информации со счетчика 8. After resetting the second trigger 11 from its output to the third circuit And 6, a ban is received, the passage of the counting pulses to the counter 8 is stopped. The restart of the second trigger 11 for one cycle is blocked by the first trigger 10 through the first circuit And 3. From the output of the second trigger 11, a signal is received at the input of the microprocessor 7, which allows reading information from the counter 8.
Длительность цикла задается микропроцессором 7 и выбирается равной длительности второго интервала времени. Длительность третьего интервала времени определяется временем, в течение которого импульсы частотой f0 поступают на счетчик 8. Это время может изменяться от цикла к циклу. Эта неравномерность определяется неравномерностью следования импульсов с выхода формирования фронтов 1 и зависит от вида кода, принятого в системе связи. Время задержки определяет нижнюю границу третьего интервала времени, а длительность цикла верхнюю.The duration of the cycle is set by the microprocessor 7 and is chosen equal to the duration of the second time interval. The duration of the third time interval is determined by the time during which pulses of frequency f 0 arrive at counter 8. This time can vary from cycle to cycle. This unevenness is determined by the unevenness of the pulses from the output of the formation of the fronts 1 and depends on the type of code adopted in the communication system. The delay time determines the lower limit of the third time interval, and the cycle duration is upper.
Диапазон частот фазового дрожания, который может быть учтен в результатах измерения, зависит от длительности цикла, чем короче цикл, тем выше диапазон измеряемых частот, но на высоких частотах ограничением является недостаточное быстродействие процессора. В принципе возможна комбинированная система, когда низкочастотная часть фазовых дрожаний измеряется с помощью микропроцессора, а высокочастотная каким-либо аналоговым методом. The frequency range of phase jitter, which can be taken into account in the measurement results, depends on the duration of the cycle, the shorter the cycle, the higher the range of measured frequencies, but at high frequencies the limitation is insufficient processor speed. In principle, a combined system is possible when the low-frequency part of the phase jitter is measured using a microprocessor, and the high-frequency part by some analog method.
Источники информации:
1. Авторское свидетельство N 902272, МКИ H 04 B 3/46, 1982.Sources of information:
1. Copyright certificate N 902272, MKI H 04 B 3/46, 1982.
2. Авторское свидетельство N 696617, МКИ H 04 B 3/46, 1979 (прототип). 2. Copyright certificate N 696617, MKI H 04 B 3/46, 1979 (prototype).
Claims (1)
a1 = τ3fн,
где а1 первая вспомогательная величина;
τ3 - третий интервал времени, с;
fн номинальная линейная частота, Гц,
округляют первую вспомогательную величину до целого числа, получая таким образом вторую вспомогательную величину, вычисляют третью вспомогательную величину по формуле
где а2 вторая вспомогательная величина;
а3 третья вспомогательная величина, вычисляют отклонение частоты от номинальной по формуле
Δf = fн(a3-1),
где Δf - отклонение частоты от номинальной, Гц,
измерение третьего интервала времени и вычисление первой, второй, третьей вспомогательных величин и отклонения частоты от номинальной проводят периодически, получая ряд значений отклонений частоты для дискретных моментов времени с дискретом, равным второму интервалу времени, общее количество этих значений определяют по формуле, округляя результат до целого числа
где m общее количество точек отсчета (целое число);
τ1 - первый интервал времени;
τ2 - второй интервал времени,
затем производят интегрирование отклонений частоты по формуле
где Δφn - отклонение фазы, рад, на дискретный момент времени n;
n номер дискретного момента времени от 1 до m;
i индекс, меняющийся от 1 до n;
Δfi - отклонение частоты, Гц, в дискретный момент времени, соответствующий индексу i,
вычисляют m значений отклонения фазы, после чего вычисляют вспомогательный коэффициент по формуле
где К вспомогательный коэффициент, рад;
i индекс, меняющийся от 1 до m;
Δφi - отклонение фазы в дискретный момент времени, соответствующий индексу i;
вычисляют величину фазового дрожания в долях периода номинальной частоты для каждого дискретного момента времени по формуле
где gn величина фазового дрожания в дискретный момент времени n,
при этом первый, второй и третий интервалы времени выбирают, исходя из частотного диапазона фазовых дрожаний по формулам
где fm i n нижняя частота фазового дрожания,
где fm a x верхняя частота фазового дрожания,
τ3 ≤ τ2.сA method for measuring phase jitter, including determining phase deviations by integrating frequency deviations during the measurement time, characterized in that prior to integrating the frequency deviations, a measurement time equal to the first time interval is selected, the first time interval is divided into an integer number of identical time intervals equal to the second time interval , and with a period equal to the second time interval, during the first time interval measure the third time interval between the edges of the pulses, nominal the time interval between which corresponds to an integer number of periods of linear frequency, calculate the first auxiliary value by the formula
a 1 = τ 3 f n ,
where a 1 is the first auxiliary quantity;
τ 3 - the third time interval, s;
f n rated linear frequency, Hz,
round the first auxiliary value to an integer, thus obtaining the second auxiliary value, calculate the third auxiliary value by the formula
where a 2 is the second auxiliary quantity;
and 3 third auxiliary value, calculate the deviation of the frequency from the nominal by the formula
Δf = f n (a 3 -1),
where Δf is the deviation of the frequency from the nominal, Hz,
the measurement of the third time interval and the calculation of the first, second, third auxiliary values and frequency deviations from the nominal are carried out periodically, obtaining a series of frequency deviations for discrete time instants with a discrete equal to the second time interval, the total number of these values is determined by the formula, rounding the result to the nearest whole the numbers
where m is the total number of reference points (integer);
τ 1 is the first time interval;
τ 2 - the second time interval,
then integrate the frequency deviations according to the formula
where Δφ n is the phase deviation, rad, at a discrete time instant n;
n is the number of discrete time instants from 1 to m;
i is an index varying from 1 to n;
Δf i - frequency deviation, Hz, at a discrete time instant corresponding to index i,
m phase deviation values are calculated, after which an auxiliary coefficient is calculated by the formula
where K is an auxiliary coefficient, glad;
i is an index varying from 1 to m;
Δφ i is the phase deviation at a discrete time instant corresponding to index i;
calculate the amount of phase jitter in fractions of the period of the nominal frequency for each discrete point in time according to the formula
where g n the amount of phase jitter at a discrete time n,
the first, second and third time intervals are selected based on the frequency range of phase jitter according to the formulas
where f m i n the lower frequency of phase jitter,
where f m a x the upper frequency of phase jitter,
τ 3 ≤ τ 2 .s
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU94030032A RU2101864C1 (en) | 1994-08-09 | 1994-08-09 | Process of measurement of phase jitter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU94030032A RU2101864C1 (en) | 1994-08-09 | 1994-08-09 | Process of measurement of phase jitter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU94030032A RU94030032A (en) | 1996-06-10 |
| RU2101864C1 true RU2101864C1 (en) | 1998-01-10 |
Family
ID=20159622
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU94030032A RU2101864C1 (en) | 1994-08-09 | 1994-08-09 | Process of measurement of phase jitter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2101864C1 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2451391C2 (en) * | 2007-08-09 | 2012-05-20 | Квэлкомм Инкорпорейтед | Circuit device and method to measure clock signal shaking |
-
1994
- 1994-08-09 RU RU94030032A patent/RU2101864C1/en active
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2451391C2 (en) * | 2007-08-09 | 2012-05-20 | Квэлкомм Инкорпорейтед | Circuit device and method to measure clock signal shaking |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| RU94030032A (en) | 1996-06-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5367200A (en) | Method and apparatus for measuring the duty cycle of a digital signal | |
| CA1085459A (en) | Digital phase and frequency meter | |
| US4135243A (en) | Single sampler heterodyne method for wideband frequency measurement | |
| RU2101864C1 (en) | Process of measurement of phase jitter | |
| US3886451A (en) | Random phase modulating time base and method to improve measurement averaging counter resolution | |
| US3938042A (en) | Measurement averaging counting apparatus employing a randomly phase modulated time base to improve counting resolution | |
| US3924183A (en) | Frequency measurement by coincidence detection with standard frequency | |
| US8023534B2 (en) | Signal processor latency measurement | |
| US4763261A (en) | Wheel-speed detecting arrangement | |
| EP0254388A2 (en) | Frequency-measuring electrical apparatus | |
| RU2225012C2 (en) | Phase-meter | |
| RU2169927C1 (en) | Device measuring frequency of sinusoidal signal | |
| JPH04225171A (en) | Frequency measuring device | |
| RU2117954C1 (en) | Signal-to-noise ratio meter | |
| SU1016768A1 (en) | Group delay time non-uniformity meter | |
| RU2013005C1 (en) | Autocorrelation meter of parameters of pseudorandom phase-shifted signal | |
| RU1840896C (en) | Apparatus for analysing pulsed signal modulation parameters | |
| RU2024883C1 (en) | Signal phase meter | |
| SU402829A1 (en) | PHASE FREQUENCY CHARACTERISTICS FOUR-POLES CHARACTERISTICS | |
| RU69645U1 (en) | SIGNAL / NOISE SMALL RELATIONS MEASUREMENT DEVICE | |
| SU1598185A2 (en) | Autocorrelation device for measuring parameters of pseudorandom phase-manipulated signal | |
| RU2025738C1 (en) | Device for measuring frequency and frequency difference of signals | |
| RU2138828C1 (en) | Device for measuring frequency deviation | |
| RU2011299C1 (en) | Pseudorandom phase-manipulated signal autocorrelation meter | |
| SU573776A1 (en) | Attenuation decrement meter |