RU2091972C1

RU2091972C1 - Method of control of pulsed source of secondary power supply

Info

Publication number: RU2091972C1
Application number: RU95104195/07A
Authority: RU
Inventors: Николай Васильевич Антоневич; Михаил Викторович Кондратьев
Original assignee: Николай Васильевич Антоневич; Михаил Викторович Кондратьев
Priority date: 1995-03-27
Filing date: 1995-03-27
Publication date: 1997-09-27
Also published as: RU95104195A

Abstract

FIELD: electrical engineering, control of secondary power supply sources at conversion of direct current at one voltage level to direct current at another voltage level with an intermediate high-frequency conversion. SUBSTANCE: two pairs of pulse trains shifted relative to each other by a half of the period are formed, the magnitude of output current of the pulsed source of secondary power supply is measured, the measured magnitude of output current of the pulsed source of secondary power supply is measured, the measured magnitude of output current is compared with the preset level, the error signal is discriminated and controlled by the obtained pairs of pulse trains, which control the power transistors of two single-shot bridge converters connected in parallel at the output; the specific feature is in the fact that control is effected by varying the pulse length of all trains, at which the relation between the durations of the process of accumulation and conversation of energy in the magnetic field of reactor-transformers varies at a constant summary duration, of these processes equal to a half of the period, and the duration of energy transmission to the load circuit or return to the primary power supply source in the no-load conditions of the load circuit is maintained constant and equal to a half of the period. EFFECT: enhanced efficiency of control at pulsed variations of load resistance of pulsed sources of secondary power supply in the conditions of stabilization of output current, including variation of load from no-load to short circuit. 2 dwg

Description

Изобретение относится к преобразовательной технике и может быть использовано для управления источником вторичного электропитания (ИВЭП) при преобразовании постоянного тока с одним уровнем напряжения в постоянный ток с другим уровнем напряжения с промежуточным высокочастотным преобразованием, например, в источниках питания радиотехнической аппаратуры, которая предъявляет требования гальванической развязки нагрузки и первичной сети, а также в преобразователях для плазменных технологий. The invention relates to a conversion technique and can be used to control a secondary power source (IWEP) when converting direct current with one voltage level to direct current with a different voltage level with intermediate high-frequency conversion, for example, in power supplies of electronic equipment, which requires galvanic isolation load and primary network, as well as in converters for plasma technology.

Известен способ управления импульсными источниками вторичного электропитания, выполненными на основе двухтактных преобразователей, основанный на широтно-импульсном регулировании относительной длительности включенного состояния силовых транзисторов ключевых преобразователей [1]
Сущность данного способа управления состоит в том, что формируют две последовательности импульсов, сдвинутых относительно друг друга на половину периода, измеряют значение напряжения на выходе импульсного источника вторичного электропитания, сравнивают полученное значение с заданным уровнем, выделяют сигнал рассогласования, регулируют длительность импульсов обеих последовательностей импульсов в пределах от нуля до половины периода в зависимости от сигнала рассогласования и управляют полученными импульсами силовыми транзисторами двухтактного преобразователя. В результате этого среднее значение напряжения на выходе импульсного источника остается неизменным с определенной точностью при изменении входного напряжения питания источника или тока нагрузки.A known method of controlling pulsed secondary power sources based on push-pull converters, based on pulse-width control of the relative duration of the on state of power transistors of key converters [1]
The essence of this control method is that they form two sequences of pulses, shifted relative to each other by half a period, measure the voltage value at the output of the pulsed secondary power source, compare the obtained value with a given level, isolate the error signal, adjust the pulse duration of both pulse sequences in the range from zero to half the period, depending on the mismatch signal and control the received pulses by power transistors push-pull converter. As a result of this, the average value of the voltage at the output of a pulsed source remains unchanged with a certain accuracy when the input voltage of the power supply or the load current changes.

Однако данный способ управления предполагает, что при изменении нагрузки от 0 до ∞, т.е. при необходимости обеспечить режим стабилизации тока в режиме к.з. на выходе либо при необходимости обеспечить регулировку выходного напряжения от U_макс. до 0, импульсы, управляющие силовыми транзисторами, могут становиться исчезающе короткими, что оказывается недопустимым с точки зрения обеспечения безопасной работы силовых транзисторов. Поэтому для обеспечения большого диапазона изменения относительной длительности открытого состояния силовых транзисторов требуется значительное усложнение схемы управления силовыми транзисторами, а также использование быстродействующих транзисторов.However, this control method assumes that when the load changes from 0 to ∞, i.e. if necessary, provide current stabilization mode in short-circuit mode at the output or, if necessary, provide adjustment of the output voltage from U _max. to 0, the pulses controlling the power transistors can become vanishingly short, which is unacceptable from the point of view of ensuring the safe operation of power transistors. Therefore, to ensure a large range of changes in the relative duration of the open state of power transistors, significant complication of the control circuit of power transistors is required, as well as the use of high-speed transistors.

Обеспечение широкого диапазона изменения длительности импульсов (вплоть до исчезающе короткой длительности) наиболее просто реализуется при использовании способа фазоимпульсной модуляции, при которой длительность открытого состояния транзистора стабильна во всех режимах изменения нагрузки преобразователя от х.х. до к.з. [2]
Способ управления, использующий фазоимпульсный принцип регулирования, выбран за прототип.Providing a wide range of changes in the pulse duration (up to a vanishingly short duration) is most easily realized using the phase-pulse modulation method, in which the duration of the open state of the transistor is stable in all modes of changing the load of the converter from x.x. to short [2]
A control method using a phase-pulse control principle is selected for the prototype.

Известный способ управления заключается в том, что формируют две пары последовательностей импульсов, сдвинутые относительно друг друга на половину периода, измеряют значение выходного напряжения (тока) импульсного источника вторичного электропитания, сравнивают измеренное значение выходного напряжения (тока) с заданным (необходимым) уровнем, выделяют сигнал рассогласования (ошибки) уровня выходного напряжения (тока), задерживают в каждой из пар последовательностей одну из последовательностей (задержанная) относительно другой (опорной) на время, изменяющееся в пределах от 0 до половины периода следования импульсов в зависимости от сигнала рассогласования (ошибки), управляют полученными парами последовательностей силовыми транзисторами мостового преобразователя, при этом на этапе открытого состояния двух транзисторов, находящихся в диагонали моста преобразователя, передают энергию из первичного источника питания в цепь нагрузки и запасают ее в магнитном поле выходного дросселя, а на этапе закрытого состояния одного или обоих транзисторов преобразователей диагоналей моста преобразователя передают энергию из магнитного поля дросселя в цепь нагрузки. The known control method is that they form two pairs of pulse sequences shifted relative to each other by half a period, measure the value of the output voltage (current) of the pulsed secondary power source, compare the measured value of the output voltage (current) with a given (necessary) level, select the error signal (error) of the output voltage (current) level, one of the sequences is delayed in each of the pairs of sequences (delayed) relative to the other (reference ) for a time varying from 0 to half the pulse repetition period, depending on the error signal (error), the pairs of sequences obtained are controlled by power transistors of the bridge converter, while at the open state stage two transistors located in the diagonal of the converter bridge transmit energy from primary power source into the load circuit and store it in the magnetic field of the output inductor, and at the closed stage of one or both transistors of the transformers, the diagonal the converter bridge transfers energy from the magnetic field of the inductor to the load circuit.

Применение известного способа управления позволяет обеспечить широкий диапазон изменения относительной длительности выходных импульсов преобразователя при относительной простоте схем управления силовыми транзисторами. В то же время данный способ управления недостаточно эффективен при стабилизации уровня выходного тока в устройствах для плазменных технологий из-за замедленной реакции выходного тока на изменение длительности выходных импульсов преобразователя, что объясняется необходимостью при реализации данного способа управления наличия в выходной цепи преобразователя дросселя. Установка дросселя снижает скорость нарастания выходного тока в моменты подключения нагрузки (например, в момент поджига дуги), т.е. в моменты импульсного перехода состояния нагрузки от режима х.х. в режим потребления мощности или режим к. з. или при периодическом исчезновении проводящего канала плазмы в процессе сварки штучными электродами, т.е. в моменты импульсного перехода состояния нагрузки от режима потребления мощности в режим х.х. и обратно. The application of the known control method allows to provide a wide range of changes in the relative duration of the output pulses of the Converter with the relative simplicity of the control circuits of power transistors. At the same time, this control method is not effective enough to stabilize the level of the output current in devices for plasma technologies due to the delayed response of the output current to a change in the duration of the converter output pulses, which is explained by the need for the implementation of this method of controlling the presence of a choke converter in the output circuit. Installing a choke reduces the rate of rise of the output current at the moments of load connection (for example, at the time of ignition of the arc), i.e. at moments of a pulsed transition of the load state from the x.h. to power consumption mode or short circuit mode or with the periodic disappearance of the conducting plasma channel in the process of welding with piece electrodes, i.e. at moments of a pulsed transition of the load state from the power consumption mode to the h.kh. and back.

Задачей изобретения является повышение эффективности управления при импульсных изменениях сопротивления нагрузки импульсных источников вторичного электропитания в режиме стабилизации выходного тока, включая изменение нагрузки от холостого хода до короткого замыкания. The objective of the invention is to increase control efficiency during pulsed changes in the load resistance of pulsed secondary power sources in the mode of stabilization of the output current, including the change in load from idle to short circuit.

Решение поставленной задачи обеспечивается в предлагаемом способе управления, состоящем в том, что формируют две пары последовательностей импульсов, сдвинутые относительно друг друга на половину периода, измеряют значение выходного тока импульсного источника вторичного электропитания путем его измерения в цепи силовых транзисторов преобразователя, сравнивают измеренное значение выходного тока с заданным (необходимым) уровнем, выделяют сигнал рассогласования (ошибки) уровня выходного тока и управляют им полученными парами последовательностей импульсов, которыми управляют силовыми транзисторами преобразователя, отличающемся тем, что управление полученными последовательностями осуществляют путем изменения длительности импульсов всех последовательностей, при этом изменение (регулировку) длительности импульсов первой последовательности обеих пар последовательностей осуществляют в пределах от половины периода их следования (Т/2) до τ, а длительность импульсов второй последовательности обеих пар последовательностей осуществляют от половины периода до T/2 t (0 <t ≅ Т/2), при этом при положительном сигнале рассогласования (ошибки), что соответствует превышению выходным током заданного (необходимого) уровня, длительность импульсов увеличивают, длительность импульсов первой последовательности импульсов обеих пар последовательностей регулируют по фронту спада импульса, а длительность импульсов второй последовательности импульсов обеих пар последовательностей регулируют по фронту нарастания, при этом момент начала импульса первой последовательности импульса первой пары последовательностей соответствует моменту окончания импульса второй последовательности импульсов второй пары последовательностей, а момент начала импульса первой последовательности импульсов второй пары последовательностей соответствует моменту окончания импульса второй последовательности импульсов первой пары последовательностей, управляют полученными парами последовательностей транзисторами двух однотактных мостовых преобразователей, причем первую и вторую последовательности импульсов первой пары импульсов подают на транзисторы первого однотактного преобразователя, а первую и вторую последовательности второй пары последовательностей подают на транзисторы второго однотактного преобразователя, причем на этапе открытого состояния обоих транзисторов каждого из преобразователей накапливают энергию в магнитном поле дроссель-трансформатора соответствующего преобразователя, на этапе открытого состояния одного из транзисторов каждого из преобразователей поддерживают (сохраняют) энергию в магнитном поле дроссель-трансформатора соответствующего преобразователя, на этапе закрытого состояния обоих транзисторов каждого из преобразователей передают энергию в цепь нагрузки из магнитного поля дроссель-трасформатора соответствующего преобразователя, а в случае режима холостого хода нагрузки возвращают энергию из магнитного поля дроссель-трансформатора обратно в первичный источник питания. The solution to this problem is provided in the proposed control method, which consists in the formation of two pairs of pulse sequences shifted relative to each other by half a period, measure the value of the output current of the pulsed secondary power source by measuring it in the power transistor circuit of the converter, compare the measured value of the output current with a given (necessary) level, a mismatch signal (error) of the output current level is isolated and it controls the received pairs of sequences pulse durations, which are controlled by the power transistors of the converter, characterized in that the control of the obtained sequences is carried out by changing the pulse duration of all sequences, while changing (adjusting) the duration of the pulses of the first sequence of both pairs of sequences is carried out in the range from half of their repetition period (T / 2) to τ, and the pulse duration of the second sequence of both pairs of sequences is carried out from half the period to T / 2 t (0 <t ≅ / 2), while with a positive mismatch (error) signal, which corresponds to the output current exceeding the specified (necessary) level, the pulse duration is increased, the pulse duration of the first sequence of pulses of both pairs of sequences is regulated by the edge of the pulse decline, and the pulse duration of the second sequence of pulses of both pairs of sequences are regulated along the front of rise, while the moment of the beginning of the pulse of the first sequence of the pulse of the first pair of sequences corresponds to the moment of the end of the pulse of the second pulse sequence of the second pair of sequences, and the moment of the start of the pulse of the first pulse sequence of the second pair of sequences corresponds to the moment of the end of the pulse of the second pulse sequence of the first pair of sequences, control the pairs of sequences obtained by transistors of two single-cycle bridge converters, and the first and second pulse sequences of the first pair pulses are fed to the transistors of the first single-cycle of the first converter, and the first and second sequences of the second pair of sequences are fed to the transistors of the second single-phase converter, and during the open state stage of both transistors of each of the converters accumulate energy in the magnetic field of the choke transformer of the corresponding converter, at the open state stage of one of the transistors of each of the converters (store) energy in the magnetic field of the choke transformer of the corresponding converter, at the stage it is closed The state of both transistors of each of the converters transfer energy to the load circuit from the magnetic field of the choke transformer of the corresponding converter, and in the case of idle load, the energy is returned from the magnetic field of the choke transformer back to the primary power source.

В предлагаемом способе управления ИВЭП величина тока, накопленного в дроссель-трансформаторах преобразователей, не зависит от состояния нагрузки в каждый момент времени и поддерживается постоянной и равной заданному (необходимому) значению в режимах потребления мощности нагрузкой и к.з. Поэтому в моменты коммутации нагрузки (моменты любого изменения состояния нагрузки от х.х. до к.з.) скорость изменения тока в нагрузке зависит только от скорости изменения параметров нагрузки и не зависит от параметров реактивных элементов схемы, в которой реализуется предложенный способ управления. Поддержание заданного (необходимого) значения тока в дроссель-трансформаторах осуществляется благодаря изменению соотношения длительностей процессов накопления и сохранения энергии в магнитном поле дроссель-трансформаторов при постоянной суммарной длительности этих процессов, равной половине периода, при этом длительность процесса передачи энергии в цепь нагрузки (или возврата в первичный источник питания в режиме холостого хода цепи нагрузки) также постоянна и равна половине периода. In the proposed method for controlling the IWEP, the amount of current accumulated in the choke transformers of the converters does not depend on the state of the load at each moment of time and is maintained constant and equal to the specified (necessary) value in the modes of power consumption by the load and short circuit Therefore, at the moments of load switching (the moments of any change in the state of the load from chemical to short-circuit), the rate of change of current in the load depends only on the rate of change of the load parameters and does not depend on the parameters of the reactive elements of the circuit in which the proposed control method is implemented. The preset (necessary) current value in the inductor-transformers is maintained by changing the ratio of the duration of the processes of energy storage and conservation in the magnetic field of the inductor-transformers with a constant total duration of these processes equal to half the period, while the duration of the process of energy transfer to the load circuit (or return in the primary power source in the open circuit load circuit) is also constant and equal to half the period.

Рассмотрим пример реализации данного способа управления в устройстве, изображенном на фиг. 1. При этом будем полагать, что t Т/4, что является предпочтительным с точки зрения схемной реализации блока управления и снижения влияния инерционности транзистора, так как предполагает наименьшее (2-х кратное) относительное изменение длительности импульсов. При рассмотрении принципа действия предполагается, что все элементы являются идеальными. Временные диаграммы, поясняющие реализованный способ управления, приведены на фиг. 2. Consider an example of the implementation of this control method in the device shown in FIG. 1. In this case, we will assume that t T / 4, which is preferable from the point of view of the circuit implementation of the control unit and to reduce the influence of the inertia of the transistor, since it implies the smallest (2-fold) relative change in the pulse duration. When considering the principle of action, it is assumed that all elements are ideal. Timing diagrams explaining the implemented control method are shown in FIG. 2.

Согласно фиг. 1 устройство содержит блок управления 1, первый 2 и второй 3 однотактные мостовые транзисторные преобразователи, вторичные обмотки силовых дроссель-трансформаторов 4 и 5 каждого из которых подключены к входу силового выпрямителя 6 и 7 соответственно, выходы которых подключены к цепи нагрузки, выходы первых последовательностей первой и второй пар последовательностей импульсов блока управления 1 подключены соответственно к базам первых транзисторов 8 и 9 первого 2 и второго 3 однотактных мостовых транзисторных преобразователей соответственно, базы вторых транзисторов 10 и 11 которых соединены с выходами вторых последовательностей первой и второй пар последовательностей импульсов блока управления 1 соответственно, коллекторы вторых транзисторов 10 и 11 первого 2 и второго 3 однотактных мостовых транзисторных преобразователей соединены с положительной шиной питания, а эмиттеры первых транзисторов 8 и 9 первого 2 и второго 3 однотактных мостовых транзисторных преобразователей соединены с отрицательной шиной питания, кроме того между коллекторами первых транзисторов 9 и 8 обоих преобразователей и положительной шиной питания включены рекуперационные диоды 12 и 13, а между эмиттерами вторых транзисторов 10 и 11 и отрицательной шиной питания включены рекуперационные диоды 14 и 15, при этом начала первичных обмоток дроссель-трансформаторов 4 и 5 подключены к эмиттерам вторых транзисторов 10 и 11 соответственно, а концы вторичных обмоток дроссель-трансформаторов 4 и 5 к аноду силовых выпрямителей 6 и 7. Блок управления состоит из четырехканального широтно-импульсного модулятора (ШИМ) 1а, компаратора 1б и источника опорного сигнала 1в, а в коллекторах первых транзисторов 8 и 9 первого 2 и второго 3 однотактных мостовых преобразователей включены трансформаторы тока 16 и 17. According to FIG. 1 device contains a control unit 1, first 2 and second 3 single-ended bridge transistor converters, secondary windings of power chokes-transformers 4 and 5 of each of which are connected to the input of power rectifier 6 and 7, respectively, the outputs of which are connected to the load circuit, the outputs of the first sequences of the first and the second pair of pulse sequences of the control unit 1 are connected respectively to the bases of the first transistors 8 and 9 of the first 2 and second 3 single-cycle bridge transistor converters, respectively oh, the bases of the second transistors 10 and 11 of which are connected to the outputs of the second sequences of the first and second pairs of pulse sequences of the control unit 1, respectively, the collectors of the second transistors 10 and 11 of the first 2 and second 3 single-phase bridge transistor converters are connected to the positive power bus, and the emitters of the first transistors 8 and 9 of the first 2 and second 3 single-cycle bridge transistor converters are connected to the negative power bus, in addition between the collectors of the first transistors 9 and 8 of both educators and a positive power bus included recovery diodes 12 and 13, and between the emitters of the second transistors 10 and 11 and a negative power bus included recovery diodes 14 and 15, while the start of the primary windings of the choke transformers 4 and 5 are connected to the emitters of the second transistors 10 and 11 respectively, and the ends of the secondary windings of the choke transformers 4 and 5 to the anode of the power rectifiers 6 and 7. The control unit consists of a four-channel pulse-width modulator (PWM) 1a, a comparator 1b and a reference signal source 1c, and the collectors of the first transistors 8 and 9 of the first 2 and second 3 converters included single-ended bridge current transformers 16 and 17.

Принцип предлагаемого способа управления поясним с помощью временных диаграмм (фиг. 2) и рассмотрим для трех режимов: режима холостого хода цепи нагрузки, режима короткого замыкания цепи нагрузки и режима передачи мощности. The principle of the proposed control method will be explained using time charts (Fig. 2) and consider for three modes: idle load circuit, short circuit load circuit and power transfer mode.

При работе импульсного источника вторичного электропитания в режиме холостого хода цепи нагрузки блок управления 1 вырабатывает две пары последовательностей импульсов, сдвинутые относительно друг друга на половину периода (фиг. 2, а), с длительностью всех импульсов, равной половине периода. В результате этого во время открытого состояния обоих транзисторов 8, 10 (9, 11) каждого из преобразователей 2 (3) в первичной обмотке дроссель-трансформатора 4 (5) прикладывается положительное напряжение (+ к началу обмотки) U4 (U5), при этом ток, протекающий через открытые транзисторы 18, I10 (19, I11) и первичную обмотку 14/15/ начинает медленно нарастать относительно значения тока, существовавшего в ней в момент включения транзисторов 6 и 10 (9 и 11), т. е. происходит накапливание энергии в магнитном поле дроссель-трансформатора 4/5/. Для наглядности на временных диаграммах изменение тока в первичных обмотках дроссель-трансформаторов 4, 5 показано в увеличенном масштабе. После окончания импульсов каждой из пары импульсов, т.е. после выключения обоих транзисторов каждого из преобразователей ток в первичной обмотке дроссель-трансформатора 4/5/ продолжает протекать через рекуперационные диоды 12,14 /13,15/, I12, I14 (I13, I15). При этом к первичной обмотке дроссель-трансформатора 4/5/ приложено отрицательное напряжение, т.е. происходит возвращение энергии из магнитного поля дроссель-трансформатора 4/5/ обратно в источник питания, а ток в первичной обмотке дроссель-трансформатора уменьшается. Вследствие равенства величин напряжений, прикладываемых к первичной обмотке дроссель-трансформатора на этапе включенного и выключенного состояния транзисторов 8,10 /9,11/, а также равенства времени их приложения, среднее значение тока в первичной обмотке дроссель-трансформатора 4/5/ за период остается постоянным и неизменным от периода к периоду. В случае, если преобразователь подключается к первичной сети в режиме холостого хода цепи нагрузки, ток в дроссель-трансформаторах определяется только током намагничивания (близок к нулю), а в случае, если он достиг заданного (необходимого) значения, что имеет место при первом возникновении режима короткого замыкания или режима потребления мощности, то его значение поддерживается постоянным на заданном уровне. При этом напряжение, прикладываемое к разомкнутой цепи нагрузки, равно напряжению питания преобразователей, пересчитанному к вторичной обмотке дроссель-трансформаторов 4, 5. When the pulsed secondary power source is idling in the load circuit, the control unit 1 generates two pairs of sequences of pulses shifted relative to each other by half a period (Fig. 2a), with a duration of all pulses equal to half the period. As a result of this, during the open state of both transistors 8, 10 (9, 11) of each of the converters 2 (3), a positive voltage (+ to the beginning of the winding) U4 (U5) is applied in the primary winding of the inductor-transformer 4 (5), while the current flowing through the open transistors 18, I10 (19, I11) and the primary winding 14/15 / begins to slowly increase relative to the value of the current existing in it at the moment of switching on transistors 6 and 10 (9 and 11), i.e., accumulation occurs energy in the magnetic field of the throttle transformer 4/5 /. For clarity in the time diagrams, the change in current in the primary windings of the choke transformers 4, 5 is shown on an enlarged scale. After the end of the pulses of each of the pair of pulses, i.e. after turning off both transistors of each of the converters, the current in the primary winding of the inductor-transformer 4/5 / continues to flow through the recovery diodes 12,14 / 13,15 /, I12, I14 (I13, I15). At the same time, a negative voltage is applied to the primary winding of the inductor-transformer 4/5 /, i.e. there is a return of energy from the magnetic field of the choke transformer 4/5 / back to the power source, and the current in the primary winding of the choke transformer decreases. Due to the equality of the voltage values applied to the primary winding of the inductor-transformer at the on and off state of transistors 8,10 / 9,11 /, as well as the equality of the time of their application, the average current value in the primary winding of the inductor-transformer 4/5 / per period remains constant and unchanged from period to period. If the converter is connected to the primary network in the open circuit of the load circuit, the current in the choke transformers is determined only by the magnetization current (close to zero), and if it reaches a predetermined (necessary) value, which occurs when the first occurrence short circuit mode or power consumption mode, then its value is maintained constant at a given level. In this case, the voltage applied to the open load circuit is equal to the supply voltage of the converters, recounted to the secondary winding of the choke transformers 4, 5.

При переходе в режим короткого замыкания (к.з.) потребление энергии (возвращение ее обратно в источник питания) из магнитного поля дроссель-трансформатора 4 (5) на этапе выключенного состояния обоих транзисторов 8, 10 (9, 11) каждого из преобразователей 2 и 3 отсутствует, вследствие закорачивания их вторичных обмоток через отпирающиеся силовые выпрямители 6 и 7 и короткозамкнутую цепь нагрузки. Поэтому энергия в магнитном поле дроссель-трансформаторов 4, 5, а следовательно, и ток в их первичных обмотках на этапе включенного состояния транзисторов преобразователей от периода к периоду будет нарастать. Значение тока в первичных обмотках дроссель-трансформаторов 4 и 5, измеренное трансформаторами тока 16 и 17, поступает на один из входов компаратора 16 и вследствие отклонения значения тока от заданного значения на выходе компаратора 1б появляется сигнал рассогласования (ошибки). При включении преобразователя сигнал ошибки (рассогласования) появляется при достижении током заданного значения. В соответствии с уровнем этого сигнала рассогласования ШИМ 1а уменьшает длительность импульсов обеих пар последовательностей импульсов до предельно малого значения, т.е. до 1/4 периода их следования (T/4). В этом режиме транзистор 8 (9) преобразователя 2 (3) открыт в интервале времен 0-T/4 (T/2 3T/4), а транзистор 10 (11) в интервале Т/4 T/2 (3T/4-T). В результате этого ток, существующий в дроссель трансформаторе 4 /5/, как на этапе закрытого состояния транзисторов преобразователя 2/3/ T/2-T (0-T/2), так и на этапе открытого состояния транзисторов 0-Т (Т/2-T) замыкается через короткозамкнутые цепи. На этапе выключенного состояния обоих транзисторов преобразователя через силовые выпрямители 6/7/ и короткозамкнутую цепь нагрузки. На этапе включенного состояния транзисторов через транзисторы и рекуперационные диоды. На интервале времени 0-T/4 (T/2-3T/4) ток протекает через транзистор 8/9/ и рекуперирующий диод 12/13/ /фиг. 2, б/. Учитывая, что длительность процесса передачи энергии /тока/ в цепь нагрузки из магнитного поля каждого из дросселей-трансформаторов 4, 5 составляет половину периода, а ток в цепи нагрузки суммируется от обоих преобразователей 2 и 3, ток в цепи нагрузки остается практически постоянным. Таким образом, на этапе включенного состояния одного из транзисторов 8/9/ или 10/11/ преобразователя 2/3/ реализуется сохранение энергии в магнитном поле дроссель-трансформатора 4/5/. При этом отсутствует процесс накопления энергии в магнитном поле дроссель-трансформатора 4/5/, так как отсутствует интервал времени, в течение которого одновременно включены оба транзистора 8/9/ и 10/11/ каждого преобразователя, а значение тока в дроссель-трансформаторе 4/5/ поддерживается на постоянном /заданном/ уровне. When switching to short circuit mode (short circuit), the energy consumption (returning it back to the power source) from the magnetic field of the choke transformer 4 (5) at the off state of both transistors 8, 10 (9, 11) of each of the converters 2 and 3 is absent due to shorting of their secondary windings through unlocking power rectifiers 6 and 7 and a short-circuited load circuit. Therefore, the energy in the magnetic field of the choke transformers 4, 5, and therefore the current in their primary windings at the on-state stage of the transistors of the converters will increase from period to period. The current value in the primary windings of the choke transformers 4 and 5, measured by current transformers 16 and 17, is fed to one of the inputs of the comparator 16 and, due to a deviation of the current value from the set value, an error signal (error) appears at the output of the comparator 1b. When the converter is turned on, an error (mismatch) signal appears when the current reaches the set value. In accordance with the level of this error signal, the PWM 1a reduces the pulse duration of both pairs of pulse sequences to an extremely small value, i.e. up to 1/4 of the period they follow (T / 4). In this mode, transistor 8 (9) of converter 2 (3) is open in the time interval 0-T / 4 (T / 2 3T / 4), and transistor 10 (11) in the interval T / 4 T / 2 (3T / 4- T). As a result of this, the current existing in the choke transformer 4/5 /, both at the stage of the closed state of the transistors of the converter 2/3 / T / 2-T (0-T / 2), and at the stage of the open state of the transistors 0-T (T / 2-T) closes through short-circuits. At the off stage of both transistors of the converter, through power rectifiers 6/7 / and a short-circuited load circuit. At the stage of the on state of the transistors through transistors and recovery diodes. In the time interval 0-T / 4 (T / 2-3T / 4), the current flows through the transistor 8/9 / and the recovery diode 12/13 / / Fig. 2, b /. Given that the duration of the process of transferring energy / current / to the load circuit from the magnetic field of each of the chokes-transformers 4, 5 is half the period, and the current in the load circuit is summed from both converters 2 and 3, the current in the load circuit remains almost constant. Thus, at the on-state stage of one of the transistors 8/9 / or 10/11 / of the converter 2/3 /, energy is saved in the magnetic field of the inductor-transformer 4/5 /. In this case, there is no process of energy storage in the magnetic field of the choke transformer 4/5 /, since there is no time interval during which both transistors 8/9 / and 10/11 / of each converter are simultaneously turned on, and the current value in the choke transformer 4 / 5 / is maintained at a constant / set / level.

При переходе в режим потребления мощности нагрузкой, например, из режима к.з. нагрузки ток в дроссель-трансформаторе 4/5/ за время выключенного состояния обоих транзисторов 8, 10 /9, 11/ уменьшается, вследствие передачи части энергии из магнитного поля дроссель-трансформатора в цепь нагрузки. При этом уменьшается сигнал с трансформатора тока 16/17/, появляется сигнал рассогласования (ошибки) на выходе компаратора 1б, который увеличивает длительность импульсов пар импульсов на выходе модулятора 1а. При этом появляется интервал времени, в течение которого оба транзистора 8 и 10 /9 и 11/ открыты одновременно фиг. 2,в. При одновременном отпирании обоих транзисторов преобразователя ток в первичной обмотке дроссель-трансформатора нарастает, компенсируя его снижение на интервале времени закрытого состояния обоих транзисторов. В результате этого энергия, запасаемая в магнитном поле дроссель-трансформатора, остается практически постоянной вне зависимости от режима цепи нагрузки, а ток в цепи нагрузки остается постоянным и равным по величине току в режиме короткого замыкания цепи нагрузки, при этом напряжение на нагрузке определяется ее сопротивлением. При его увеличении напряжение на нагрузке увеличивается до значения, равного напряжению в режиме холостого хода цепи нагрузки, при этом ток в нагрузке остается постоянным по величине. При дальнейшем увеличении сопротивления нагрузки напряжение на ней остается постоянным, а ток уменьшается. При этом среднее значение тока в первичных обмотках дроссель-трансформаторов 4 и 5 остается постоянным и на этапе закрытого состояния обоих транзисторов 8 и 10 /9 и 11/ он распределяется между цепью нагрузки и рекуперирующими диодами 12 и 14 (13 и 15). When switching to power consumption by a load, for example, from short circuit mode load current in the choke transformer 4/5 / during the off state of both transistors 8, 10/9, 11 / decreases, due to the transfer of part of the energy from the magnetic field of the choke transformer to the load circuit. In this case, the signal from the current transformer 16/17 / decreases, a mismatch (error) signal appears at the output of the comparator 1b, which increases the pulse duration of the pairs of pulses at the output of the modulator 1a. In this case, a time interval appears during which both transistors 8 and 10/9 and 11 / are open at the same time as FIG. 2, c. With the simultaneous unlocking of both transistors of the converter, the current in the primary winding of the inductor-transformer increases, compensating for its decrease in the time interval of the closed state of both transistors. As a result, the energy stored in the magnetic field of the inductor-transformer remains almost constant regardless of the load circuit mode, and the current in the load circuit remains constant and equal in magnitude to the current in the short circuit mode of the load circuit, while the voltage on the load is determined by its resistance . When it increases, the voltage at the load increases to a value equal to the voltage in the idle mode of the load circuit, while the current in the load remains constant in magnitude. With a further increase in load resistance, the voltage on it remains constant, and the current decreases. In this case, the average current value in the primary windings of the choke transformers 4 and 5 remains constant and at the closed stage of both transistors 8 and 10/9 and 11 / it is distributed between the load circuit and the recovery diodes 12 and 14 (13 and 15).

Измерение тока в первичной цепи дроссель-трансформаторов 4 и 5 позволяет получать информацию о величине накопленного в них тока как в режимах короткого замыкания цепи нагрузки или потребления мощности, так и в режиме холостого хода, когда ток во вторичных обмотках дроссель-трансформаторов отсутствует. При этом включение трансформаторов тока 16 и 17 в коллекторные транзисторов 8 и 9, в которых ток всегда имеет импульсный характер, позволяет получать информацию о величине тока в первичных обмотках дроссель-трансформаторов в режиме холостого хода цепи нагрузки, т.е. режиме, при котором в первичных обмотках протекает постоянный ток. Current measurement in the primary circuit of choke transformers 4 and 5 allows you to obtain information about the amount of current accumulated in them both in the short circuit conditions of the load circuit or power consumption, and in idle mode, when there is no current in the secondary windings of the choke transformers. In this case, the inclusion of current transformers 16 and 17 in the collector transistors 8 and 9, in which the current is always pulsed, allows you to obtain information about the current in the primary windings of the choke transformers in the open circuit load circuit, i.e. a mode in which direct current flows in the primary windings.

Таким образом, в дроссель-трансформаторах 4 и 5 поддерживается постоянное (заданное) значение тока вне зависимости от режима работы цепи нагрузки, при этом скорость нарастания тока в цепи нагрузки определяется только скоростью изменения ее сопротивления. Thus, a constant (predetermined) current value is maintained in choke transformers 4 and 5, regardless of the operating mode of the load circuit, while the rate of rise of the current in the load circuit is determined only by the rate of change of its resistance.

В качестве принципиальной схемы однотактных мостовых транзисторных преобразователей 2 и 3 может быть использована схема, показанная на рис. 10, 3б, с. 406. Справочник. Источники электропитания РЭА. /Под ред. Г.С. Нейвельта, М. Радио и связь, 1985. В качестве компаратора может быть использована МС 521СА3 источника опорного напряжения стабилитрон типа КС133-КС191. Широтноимпульсный генератор может быть выполнен по одной из схем, описанных в разделе 9.7 Устройства управления стабилизирующими преобразователями, с. 380-386. Справочник. Источники электропитания РЭА. /Под ред. Г.С. Нейвельта, М. Радио и связь, 1985 или разделе 4.3 Устройства управления, с. 106-112. Стабилизаторы попеременного напряжения с высокочастотным широтно-импульсным регулированием. А.В. Кобзев и др. М. Энергоатомиздат, 1986. Выпрямители 6 и 7 могут быть выполнены на диодах КД2997А. As a circuit diagram of single-cycle bridge transistor converters 2 and 3, the circuit shown in Fig. 10, 3b, s. 406. Reference. REA power supplies. / Ed. G.S. Nevelta, M. Radio and Communications, 1985. A MS 521CA3 reference voltage source of a Zener diode type KS133-KS191 can be used as a comparator. A pulse-width generator can be made according to one of the schemes described in section 9.7 Control devices for stabilizing converters, p. 380-386. Directory. REA power supplies. / Ed. G.S. Nevelta, M. Radio and Communications, 1985 or Section 4.3 Control Devices, p. 106-112. Alternating current stabilizers with high-frequency pulse-width regulation. A.V. Kobzev and others M. Energoatomizdat, 1986. Rectifiers 6 and 7 can be made on diodes KD2997A.

Claims

A method of controlling a pulsed secondary power source in the output current stabilization mode, which consists in the formation of two pairs of sequences of pulses shifted relative to each other by half a period, measure the value of the output current of the pulsed secondary power supply by measuring it in the power transistor circuit of the converter, compare the measured the value of the output current with a given (necessary) level, a mismatch signal (error) of the output current level is extracted and controlled by irradiated pairs of pulse sequences controlled by the power transistors of the converter, characterized in that the control of the obtained sequences is carried out by changing the pulse duration of all sequences, while changing (adjusting) the duration of the pulses of the first sequence of both pairs of sequences is carried out within half their period (T / 2) to τ, and the pulse duration of the second sequence of both pairs of sequences is carried out from the floor ovines of the period to T / 2-T, (o <τ≅T / 2), while with a positive mismatch (error) signal, which corresponds to the measured value of the current exceeding the specified (necessary) value, the pulse duration of both sequences of both pairs of sequences is reduced, and with a negative mismatch (error) signal, which corresponds to a decrease in the measured current value below a predetermined (necessary) level, the pulse duration is increased, the pulse duration of the first pulse sequence of both pairs is a follower of the pulses is controlled by the falling edge of the pulse, and the duration of the pulses of the second pulse sequence of both pairs of sequences is controlled by the rising edge, while the moment of the beginning of the pulse of the first pulse sequence of the first pair of sequences corresponds to the moment of the end of the pulse of the second pulse sequence of the second pair of sequences, and the moment of the beginning of the pulse of the first pulse sequence the second pair of sequences corresponds to the moment the pulse ends; the second pulse widths of the first pair of sequences, control the pairs of sequences obtained by the transistors of two single-cycle bridge converters, the first and second pulse sequences of the first pair of pulses being fed to the transistors of the first single-phase converter, and the first and second sequences of the second pair of sequences fed to the transistors of the second single-cycle converter, stage open state of both transistors of each of the converters accumulate energy in m the magnetic field of the choke-transformer of the corresponding converter, at the stage of the open state of one of the transistors of each of the converters maintain (store) energy in the magnetic field of the chokes-transformers of the corresponding converter, at the closed stage of both transistors of each of the converters transfer energy to the load circuit from the magnetic field of the choke -transformer of the corresponding converter, and in the case of idle load, energy is returned from the magnetic field ator-back transformer in the primary power supply.