RU2076026C1

RU2076026C1 - Method of mains alternating voltage conversion into welding current

Info

Publication number: RU2076026C1
Application number: RU95108145A
Authority: RU
Inventors: А.Ф. Величко
Original assignee: Товарищество с ограниченной ответственностью "Электронмаш-систем"
Priority date: 1995-05-19
Filing date: 1995-05-19
Publication date: 1997-03-27
Also published as: RU95108145A

Abstract

FIELD: power sources, power sources for welding in particular. SUBSTANCE: method of mains alternating voltage conversion into welding current provides for rectification of mains voltage, conversion of rectified voltage into high-frequency voltage of inverter, frequency of which is higher, than frequency of mains voltage, transformation lowering of inverter high-frequency voltage to voltage required for welding current creation. Rectification of mains voltage is exercised simultaneously with its multiplying by N fold, with N - bigger or equal to 1.5. It allows to use cheaper transistors, that have lower operational currents with maximum allowed voltage between collector and emitter (V e/c), higher mains voltage (V m) by above N fold. Power source, that realizes the method has small dimensions, weight and cost. EFFECT: method allows to use power source of small dimensions, weight and cost. 3 cl, 9 dwg

Description

Изобретение относится к источникам питания, а более точно, к источникам питания для сварочных аппаратов. The invention relates to power sources, and more specifically, to power sources for welding machines.

Известны способы преобразования сетевого напряжения в ток сварки, включающие понижение сетевого напряжения до напряжения сварки, выпрямление и сглаживание пониженного напряжения. Такие способы реализуют с помощью традиционных источников питания для сварки на постоянном токе, имеющих трансформатор для понижения сетевого переменного напряжения до 40-85 В и тиристорный выпрямитель для выпрямления пониженного напряжения и изменения величины тока, при этом заданный постоянный ток подается к сварочному электроду через нагрузочный дроссель, обеспечивающий сглаживание пульсаций. Такие способы обуславливают большой вес и габариты источников из-за громоздкости низкочастотных трансформаторов и дросселя. Управление тиристором достаточно сложно, кроме того, тиристоры имеют существенные ограничения по быстродействию, что оказывается важным при применении других схем преобразования. Known methods for converting the mains voltage to the welding current, including lowering the mains voltage to the welding voltage, rectification and smoothing of the reduced voltage. Such methods are implemented using traditional power supplies for DC welding, having a transformer to lower the AC voltage to 40-85 V and a thyristor rectifier to rectify the reduced voltage and change the current value, while the specified direct current is supplied to the welding electrode through a load choke providing smoothing of pulsations. Such methods cause a large weight and dimensions of sources due to the bulkiness of low-frequency transformers and a choke. Thyristor control is quite complicated, in addition, thyristors have significant speed limits, which is important when using other conversion schemes.

Для преодоления указанных недостатков применяются способы преобразования сетевого напряжения в ток сварки, включающие выпрямление сетевого напряжения, преобразование выпрямленного сетевого напряжения в высокочастотное напряжение инвертора, частота которого больше частоты сетевого напряжения, трансформаторное понижение высокочастотного напряжения инверторанапряжения, необходимого для создания тока сварки, выпрямление и сглаживание пониженного напряжения. Такие способы реализуют с помощью инверторных источников питания для сварки, использующих высокочастотные транзисторы (F > 2 кГц) инверторы, которые преобразуют выпрямленное сетевое переменное напряжение в переменное напряжение высокой частоты. Преобразованное напряжение понижается выходным трансформатором и выпрямляется, после чего подается на сварочный электрод через нагрузочный дроссель. Трансформатор и дроссель, работающие на высокой частоте, имеют значительно меньшие габариты и вес. To overcome these drawbacks, methods are used to convert the mains voltage to the welding current, including rectifying the mains voltage, converting the rectified mains voltage to the high-frequency voltage of the inverter, the frequency of which is greater than the frequency of the mains voltage, transformer lowering the high-frequency voltage of the inverter voltage required to create the welding current, rectifying and smoothing the reduced voltage. Such methods are implemented using inverter power sources for welding, using high-frequency transistors (F> 2 kHz) inverters, which convert the rectified mains voltage to alternating voltage of high frequency. The converted voltage is reduced by the output transformer and rectified, after which it is supplied to the welding electrode through a load choke. A transformer and a choke operating at a high frequency have significantly smaller dimensions and weight.

Такие способы преобразования сетевого напряжения в ток сварки описаны (авт. св. СССР N 1348105, кл. В 23 К 9/10, 9/00, 1987 и N 675555, кл. Н 02 М 3/335, 1979, а также в патенте США N 4503316, кл. В 23 К 9/10, 1985 наиболее близкий аналог). Such methods of converting the mains voltage to the welding current are described (ed. St. USSR N 1348105, CL 23 K 9/10, 9/00, 1987 and N 675555, CL N 02 M 3/335, 1979, as well as US patent N 4503316, CL 23 K 9/10, 1985 the closest analogue).

Способ преобразования сетевого напряжения в ток сварки, описанный в указанном патенте США, реализуется с помощью устройства, содержащего множество инверторных источников питания, схему параллельного соединения инверторных источников питания, датчик общего выходного тока и датчики выходного тока каждого из инверторов. Каждый инверторный источник питания содержит выпрямитель сетевого напряжения, транзисторный инвертор с двухтактной схемой, в диагональ которой включена первичная обмотка выходного трансформатора, причем вторичная обмотка выходного трансформатора подключена к выпрямителю нагрузочного тока. Выпрямитель через нагрузочный дроссель подключен к выходу устройства, где включены датчик тока данного инверторного источника питания и датчик общего тока всех инверторов, а также датчик выходного напряжения. Этот инверторный источник питания содержит также устройство для задания сварочного тока и узел управления шириной импульсов (ШИМ), которые подаются на базы транзисторов двухтактной схемы инверторного источника питания. Датчики и устройства для задания сварочного тока подключены к схеме сравнения, которая подсоединена к ШИМ. The method of converting the mains voltage to the welding current described in the aforementioned US patent is implemented using a device containing a plurality of inverter power sources, a parallel connection circuit of the inverter power sources, a common output current sensor and output current sensors of each of the inverters. Each inverter power supply includes a mains voltage rectifier, a transistor inverter with a push-pull circuit, the diagonal of which includes the primary winding of the output transformer, and the secondary winding of the output transformer is connected to the load current rectifier. The rectifier through the load choke is connected to the output of the device, where the current sensor of this inverter power source and the total current sensor of all inverters, as well as the output voltage sensor, are included. This inverter power source also contains a device for setting the welding current and a pulse width control unit (PWM), which are supplied to the base of the transistors of the push-pull circuit of the inverter power source. Sensors and devices for setting the welding current are connected to the comparison circuit, which is connected to the PWM.

Способ преобразования сетевого напряжения в ток сварки, описанный в указанном патенте США, имеет следующие недостатки. При высокочастотном преобразовании в инверторе используются транзисторы, которые должны пропускать значительный ток при сравнительно невысоком (равном сетевому) напряжении. Такие транзисторы являются достаточно мощными и имеют большие габариты и стоимость. Выходной трансформатор в этом случае имеет первичную обмотку из сравнительно толстых проводов, что сказывается на габаритах из-за недостаточного коэффициента заполнения окна трансформатора. The method for converting mains voltage to a welding current described in said US patent has the following disadvantages. During high-frequency conversion, transistors are used in the inverter, which must pass a significant current at a relatively low (equal to the mains) voltage. Such transistors are quite powerful and have large dimensions and cost. The output transformer in this case has a primary winding of relatively thick wires, which affects the dimensions due to insufficient fill factor of the transformer window.

Способ преобразования сетевого напряжения в ток сварки позволяет использовать для высокочастотного преобразования в инверторе транзисторы с меньшими токами и большими напряжениями между коллектором и эмиттером и, соответственно, менее дорогие. The method of converting the mains voltage to the welding current makes it possible to use transistors with lower currents and higher voltages between the collector and the emitter for high-frequency conversion in the inverter and, accordingly, less expensive.

Способ преобразования сетевого напряжения в ток сварки позволяет использовать для понижения высокочастотного напряжения инвертора трансформатор с более тонким проводом первичной обмотки и, соответственно, с более высоким коэффициентом заполнения окна трансформатора. Таким образом, способ преобразования сетевого напряжения в ток сварки позволяет реализовать источник питания, имеющийуменьшенную удельную массу источника на единицу сварочного тока (менее 0,4 кг/А), потребляемую мощность, габариты и стоимость. The method of converting the mains voltage to the welding current makes it possible to use a transformer with a thinner primary winding wire and, accordingly, with a higher fill factor of the transformer window to lower the high-frequency voltage of the inverter. Thus, the method of converting the mains voltage to the welding current makes it possible to realize a power source having a reduced specific gravity of the source per unit of welding current (less than 0.4 kg / A), power consumption, dimensions and cost.

Существенные признаки способа преобразования сетевого напряжения в ток сварки включают:
выпрямление сетевого напряжения,
преобразование выпрямленного напряжения в выскочастотное напряжение инвертора, частота которого больше частоты сетевого напряжения,
трансформаторное понижение высокочастотного напряжения инвертора до напряжения, необходимого для создания тока сварки, (далее указаны отличительные признаки) причем выпрямление сетевого напряжения осуществляют с одновременным умножением сетевого напряжения в N раз, где N больше или равно 1,5.Salient features of a method for converting mains voltage to welding current include:
mains voltage rectification,
converting the rectified voltage to the high-frequency voltage of the inverter, the frequency of which is greater than the frequency of the mains voltage,
a transformer lowering the high-frequency voltage of the inverter to the voltage necessary to create a welding current (the distinguishing features are indicated below), and the rectification of the mains voltage is carried out with the simultaneous multiplication of the mains voltage N times, where N is greater than or equal to 1.5.

Кроме того, в другом варианте осуществления способа пониженное высокочастотное напряжение инвертора выпрямляют и сглаживают до подачи на сварочные электроды. In addition, in another embodiment of the method, the reduced high-frequency voltage of the inverter is rectified and smoothed before being fed to the welding electrodes.

Кроме того, в другом варианте осуществления способа высокочастотный ток инвертора распараллеливают между несколькими транзисторами инвертора, имеющими максимально допустимое напряжение между коллектором и эмиттером (U_{эм/колл}), большее напряжения сети (U_сети) в указанные N раз.In addition, in another embodiment of the method, the high-frequency current of the inverter is parallelized between several transistors of the inverter having the maximum allowable voltage between the collector and emitter (U _{em / call} ) greater than the network voltage (U _network ) by a factor of N.

Указанные технические решения в совокупности обеспечивают достижение указанных выше технических результатов. These technical solutions together ensure the achievement of the above technical results.

Далее приводится описание предпочтительного варианта выполнения изобретения. описания. The following is a description of a preferred embodiment of the invention. descriptions.

На фигуре 1 источник питания, реализующий предложенный способ; на фигуре 2 транзисторная ячейка; на фигуре 3 устройство формирования базовых токов транзисторов; на фигуре 4 вспомогательный источник питания и стабилизатор напряжения; на фигуре 5 выпрямитель нагрузочного тока с нагрузочным дросселем и датчиком нагрузочного тока; на фигуре 6 выпрямитель сетевого напряжения. на фигуре 7 узел выдачи управляющих сигналов с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ); на фигуре 8 временные диаграммы работы источника питания; на фигуре 9 вольт-амперная характеристика источника питания. In figure 1, a power source that implements the proposed method; figure 2 transistor cell; in figure 3, the device for forming the base currents of transistors; figure 4 auxiliary power source and voltage regulator; 5, a load current rectifier with a load choke and a load current sensor; figure 6 rectifier mains voltage. in figure 7, the node issuing control signals with pulse-width modulation (PWM); figure 8 is a timing diagram of the power source; figure 9 volt-ampere characteristic of the power source.

На фигурах приняты следующие обозначения: 1 выпрямитель сетевого напряжения; 2 транзисторный инвертор; 3 выпрямитель нагрузочного тока; 4 - узел выдачи управляющих сигналов с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ); 5 - датчик нагрузочного тока; 6 первый конденсатор транзисторного инвертора; 7 - второй конденсатор транзисторного инвертора; 8 первая транзисторная ячейка транзисторного инвертора; 9 вторая транзисторная ячейка транзисторного инвертора; 10 выходной трансформатор; 11 первичная обмотка выходного трансформатора; 12 вторичные обмотки выходного трансформатора; 13 - управляющий трансформатор; 14 обмотка запуска управляющего трансформатора; 15 первая обмотка базового тока управляющего трансформатора; 16 вторая обмотка базового тока управляющего трансформатора; 17 первая управляющая обмотка управляющего трансформатора; 18 вторая управляющая обмотка управляющего трансформатора; 19 схема формирования базового тока транзистора; 20 вход управления ШИМ; 21 первый выход ШИМ; 22 второй выход ШИМ; 23 вспомогательный источник питания; 24 формирующий дроссель; 25 стабилизатор напряжения; 26 первый рекуперационный диод; 27 второй рекуперационный диод; 28 вспомогательная обмотка выходного трансформатора; 29 вход питания ШИМ; 30 выход источника питания для сварки; 31 первый транзистор транзисторной ячейки; 32 второй транзистор транзисторной ячейки; 33 согласующий трансформатор; 34 первая обмотка согласующего трансформатора; 35 вторая обмотка согласующего трансформатора; 36 токовый вход транзисторной ячейки; 37 первый резистор транзисторной ячейки; 38 - второй резистор транзисторной ячейки; 39 токовый выход транзисторной ячейки; 40 делитель базового тока смещения; 41 резистор схемы формирования базового тока; 42 диод схемы формирования базового тока; 43 конденсатор схемы формирования базового тока; 44 выход схемы формирования базового тока транзистора; 45 вход вспомогательного источника питания; 46 двухтактная схема (диодный мост); 47 конденсатор вспомогательного источника питания; 48 выход вспомогательного источника питания; 49 вход стабилизатора напряжения; 50 резистор стабилизатора напряжения; 51 стабилитрон стабилизатора напряжения; 52 конденсатор стабилизатора напряжения; 53 - выход стабилизатора напряжения, соединенный с ШИМ; 54 схема зашиты; 55 - выход стабилизатора напряжения, соединенный с общей точкой управляющих обмоток 17, 18 управляющего трансформатора 13; 56 первый вход выпрямителя нагрузочного тока; 57 второй вход выпрямителя нагрузочного тока; 58 первый диод выпрямителя нагрузочного тока; 59 второй диод выпрямителя нагрузочного тока; 60 нагрузочный дроссель; 61 вход сетевого напряжения; 62 первый диод выпрямителя сетевого напряжения; 63 второй диод выпрямителя сетевого напряжения; 64 первый конденсатор выпрямителя сетевого напряжения; 65 - второй конденсатор выпрямителя сетевого напряжения; 66 выход выпрямителя сетевого напряжения; 67 схема формирования импульсов ШИМ; 68 первый транзистор усилителя импульсов ШИМ; 69 второй транзистор усилителя импульсов ШИМ; 70 первый делитель базового тока смещения; 71 второй делитель базового тока смещения; 72 первый выход схемы формирования импульсов ШИМ; 73 второй выход схемы формирования импульсов ШИМ; 74 база транзистора 68; 75 база транзистора 69. The following notation is used in the figures: 1 mains voltage rectifier; 2 transistor inverter; 3 load rectifier; 4 - node issuing control signals with pulse-width modulation (PWM); 5 - load current sensor; 6 first transistor inverter capacitor; 7 - the second capacitor of the transistor inverter; 8 first transistor cell of a transistor inverter; 9 second transistor cell of the transistor inverter; 10 output transformer; 11 primary winding of the output transformer; 12 secondary windings of the output transformer; 13 - control transformer; 14 start winding control transformer; 15 first winding of the base current of the control transformer; 16 second winding of the base current of the control transformer; 17 first control winding of the control transformer; 18 second control winding of the control transformer; 19 a circuit for generating a base current of a transistor; 20 input PWM control; 21 first PWM output; 22 second PWM output; 23 auxiliary power source; 24 forming choke; 25 voltage stabilizer; 26 first recovery diode; 27 second recovery diode; 28 auxiliary winding of the output transformer; 29 PWM power input; 30 output power source for welding; 31 first transistor of the transistor cell; 32 second transistor of the transistor cell; 33 matching transformer; 34 first winding of the matching transformer; 35 second winding of the matching transformer; 36 current input of the transistor cell; 37 first resistor of the transistor cell; 38 - the second resistor of the transistor cell; 39 current output of the transistor cell; 40 divider of the basic bias current; 41 resistor of the base current generation circuit; 42 diode of the base current generation circuit; 43 capacitor of the base current generation circuit; 44 output of the base current transistor generating circuit; 45 input auxiliary power; 46 push-pull circuit (diode bridge); 47 capacitor auxiliary power supply; 48 output auxiliary power; 49 voltage regulator input; 50 voltage regulator resistor; 51 zener diode; 52 voltage regulator capacitor; 53 - output voltage regulator connected to the PWM; 54 circuit protection; 55 - output voltage stabilizer connected to a common point of the control windings 17, 18 of the control transformer 13; 56 the first input of the rectifier load current; 57 second input of the rectifier load current; 58 first diode rectifier load current; 59 second diode rectifier load current; 60 load choke; 61 mains voltage input; 62 first diode rectifier mains voltage; 63 second diode rectifier mains voltage; 64 a first capacitor of a mains voltage rectifier; 65 is a second capacitor rectifier mains voltage; 66 output rectifier mains voltage; 67 PWM pulse generating circuit; 68 first PWM pulse amplifier transistor; 69 second PWM pulse amplifier transistor; 70 first divider of the base bias current; 71 second divider of the base bias current; 72 first output of the PWM pulse generating circuit; 73 second output of the PWM pulse shaping circuit; 74 transistor base 68; 75 transistor base 69.

Предложенный способ преобразования сетевого напряжения в ток сварки предусматривает выполнение следующих основных операций. Вначале производится выпрямление переменного сетевого напряжения с умножением в N раз сетевого напряжения, где N больше или равно 1,5. Конкретное значение N определяется максимально допустимым напряжением между коллектором и эмиттером выбранных для инвертора транзисторов. При дальнейшем описании принято, что N равно 2. При этом получается достаточно простая схема реализации умножения и достаточно сильно проявляется полезный эффект предложенного способа. The proposed method for converting the mains voltage to the welding current involves the following basic operations. First, the AC voltage is rectified with N times the mains voltage, where N is greater than or equal to 1.5. The specific value of N is determined by the maximum allowable voltage between the collector and emitter of the transistors selected for the inverter. In the further description, it is assumed that N is 2. In this case, a rather simple scheme for implementing the multiplication is obtained, and the useful effect of the proposed method is manifested quite strongly.

Затем полученное повышенное постоянное напряжение подается в качестве питающего напряжения на инвертор, где осуществляется преобразование постоянного напряжения в высокочастотное напряжение. Транзисторы инвертора работают при повышенном напряжении и при уменьшенных токах. Then, the resulting increased DC voltage is supplied as the supply voltage to the inverter, where the DC voltage is converted to high-frequency voltage. The inverter transistors operate at high voltage and at reduced currents.

В некоторых случаях ток в инверторе может распараллеливаться на нескольких совместно работающих транзисторах, что позволяет применить менее мощные транзисторы. In some cases, the current in the inverter can be parallelized on several co-operating transistors, which allows the use of less powerful transistors.

Высокочастотное напряжение инвертора подается на выходной трансформатор, где осуществляется его понижение до величины напряжения сварки. Затем, в случае необходимости, осуществляется выпрямление высокочастотного напряжения и его сглаживание. The high-frequency voltage of the inverter is supplied to the output transformer, where it is reduced to the value of the welding voltage. Then, if necessary, the rectification of the high-frequency voltage and its smoothing are carried out.

Дальнейшее описание предложенного способа осуществляется на примере работы источника питания для сварки, реализующего предложенный способ. A further description of the proposed method is carried out on the example of the operation of a power source for welding that implements the proposed method.

Источник питания для сварки (фиг.1) содержит выпрямитель сетевого напряжения 1, транзисторный инвертор 2, выпрямитель нагрузочного тока 3, узел выдачи управляющих сигналов с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ) 4, датчик нагрузочного тока 5, вспомогательный источник питания 23, стабилизатор напряжения 25. Выпрямитель сетевого напряжения 1 подключен к входу транзисторного инвертора 2, выход которого подсоединен к выпрямителю нагрузочного тока 3 и к вспомогательному источнику питания 23. К выходу выпрямителя нагрузочного тока 3 подключена нагрузка сварочный электрод и свариваемый материал (на фиг.1 не показаны). В цепи тока на выходе выпрямителя нагрузочного тока 3 установлен датчик нагрузочного тока 5. Датчик нагрузочного тока 5 подключен к входу управления 20 ШИМ 4. The power source for welding (Fig. 1) contains a mains voltage rectifier 1, a transistor inverter 2, a load current rectifier 3, a pulse-width modulated (PWM) control signal output unit 4, a load current sensor 5, an auxiliary power supply 23, a voltage regulator 25. The mains voltage rectifier 1 is connected to the input of the transistor inverter 2, the output of which is connected to the load current rectifier 3 and to the auxiliary power source 23. A load is connected to the output of the load current rectifier 3 welding electrode and the welding material (in Figure 1 not shown). A load current sensor 5 is installed in the current circuit at the output of the load current rectifier 3. The load current sensor 5 is connected to the control input 20 of the PWM 4.

Вспомогательный источник питания 23 подключен к стабилизатору напряжения 25, выход которого подключен для подачи электропитания к входу 29 ШИМ 2. Выходы 21 и 22 ШИМ подключены к транзисторному инвертору 2. Транзисторный инвертор 2 содержит две одинаковые транзисторные ячейки 8 и 9, включенные последовательно, и два включенных последовательно конденсатора 6 и 7. Транзисторные ячейки 8 и 9 и конденсаторы 6 и 7 образуют двухтактную схему (полумост), одна диагональ которой (точка соединения ячейки 8 и конденсатора 6 точка соединения ячейки 9 и конденсатора 7) соединена с выходами выпрямителя 1 сетевого напряжения, а во вторую диагональ (точка соединения ячеек 8 и 9 точка соединения конденсаторов 6 и 7) включены первичная обмотка 11 выходного трансформатора 10 и формирующий дроссель 24. Выходной трансформатор 10 имеет две вторичные обмотки 12, имевшие общую среднюю точку, и вспомогательную обмотку 28, обеспечивающую подачу переменного тока на вспомогательный источник питания 23. The auxiliary power supply 23 is connected to a voltage regulator 25, the output of which is connected to supply power to the input 29 of the PWM 2. The outputs 21 and 22 of the PWM are connected to the transistor inverter 2. The transistor inverter 2 contains two identical transistor cells 8 and 9, connected in series, and two capacitors 6 and 7 connected in series. Transistor cells 8 and 9 and capacitors 6 and 7 form a push-pull circuit (half-bridge), one diagonal of which (connection point of cell 8 and capacitor 6, connection point of cell 9 and capacitor a 7) is connected to the outputs of the rectifier 1 of the mains voltage, and the primary winding 11 of the output transformer 10 and the forming inductor 24 are included in the second diagonal (the connection point of cells 8 and 9) and the output transformer 10 has two secondary windings 12, having a common midpoint, and an auxiliary winding 28, providing an alternating current supply to the auxiliary power source 23.

Транзисторный инвертор 2 имеет также управляющий трансформатор 13, предназначенный для подачи сигналов управления от узла 4 к базам транзисторов ячеек 8 и 9. Управляющий трансформатор 13 имеет обмотку запуска 14, первую 15 и вторую 16 обмотки базового тока транзисторов ячеек 8 и 9 и первую 17 и вторую 18 управляющие обмотки. Первая обмотка базового тока 15 через схему формирования базового тока транзистора 19 подключена к транзисторной ячейке 8, а вторая обмотка базового тока 16 через схему формирования базового тока транзистора 19 подключена к транзисторной ячейке 9. Обмотка запуска 14 включена между средней точкой соединенных последовательно ячеек 8 и 9 и формиpующим дросселем 24, при этом формирующий дроссель 24 и первичная обмотка 11 выходного трансформатора 10, как уже упоминалось, представляют собой диагональ двухтактной схемы инвертора 2. Первая 17 и вторая 18 управляющие обмотки управляющего трансформатора 13 соединены и подключены к выходу стабилизатора напряжения 25. Другие концы обмоток 17 и 18 подключены к выходам 21 и 22 (соответственно) ШИМ 4. Транзисторный инвертор 2 имеет также два последовательно соединенных рекуперационных диода 26 и 27, которые подключены к выходу выпрямителя сетевого напряжения 1, их точка соединенияподключена к точке соединения обмотки запуска 14 и формирующего дросселя 24. The transistor inverter 2 also has a control transformer 13, designed to supply control signals from the node 4 to the bases of the transistors of the cells 8 and 9. The control transformer 13 has a start winding 14, the first 15 and the second 16 of the base current winding of the transistors of the cells 8 and 9 and the first 17 and second 18 control windings. The first winding of the base current 15 through the base current generating circuit of the transistor 19 is connected to the transistor cell 8, and the second winding of the base current 16 through the base current generating circuit of the transistor 19 is connected to the transistor cell 9. The starting winding 14 is connected between the midpoint of cells 8 and 9 connected in series and a forming choke 24, while the forming choke 24 and the primary winding 11 of the output transformer 10, as already mentioned, are the diagonal of the push-pull circuit of inverter 2. The first 17 and second 18 control The winding windings of the control transformer 13 are connected and connected to the output of the voltage regulator 25. The other ends of the windings 17 and 18 are connected to the outputs 21 and 22 (respectively) of the PWM 4. The transistor inverter 2 also has two series-connected recovery diodes 26 and 27, which are connected to the output mains voltage rectifier 1, their connection point is connected to the connection point of the start winding 14 and the forming inductor 24.

На фиг. 2 показана транзисторная ячейка 8 (ячейка 9 полностью ей идентична), которая входит в состав инвертора 2. Ячейка 8 содержит два транзистора 31 и 32, коллекторы которых соединены и подключены к токовому входу ячейки 8. Ячейка 8 содержит также согласующий трансформатор 33, имеющий две соединенные обмотки 34 и 35. Эмиттеры транзисторов 31 и 32 подключены к концам обмоток 34 и 35 (соответственно), средняя точка этих обмоток является токовым выходом 39 транзисторной ячейки 8. Ячейка 8 имеет резисторы 37 и 38, подключенные к базам транзисторов 31 и 32, и резисторный делитель напряжения 40, обеспечивающий необходимые токи и напряжения на базах транзисторов 31 и 32. Транзисторы 31 и 32 имеют максимально допустимое напряжение между коллектором и эмиттером в N раз больше сетевого напряжения (в рассматриваемом простейшем случаев N равно 2), о чем подробнее будет написано при рассмотрении работы устройства. In FIG. 2 shows a transistor cell 8 (cell 9 is completely identical to it), which is part of the inverter 2. Cell 8 contains two transistors 31 and 32, the collectors of which are connected and connected to the current input of cell 8. Cell 8 also contains a matching transformer 33, which has two connected windings 34 and 35. The emitters of transistors 31 and 32 are connected to the ends of the windings 34 and 35 (respectively), the midpoint of these windings is the current output 39 of the transistor cell 8. Cell 8 has resistors 37 and 38 connected to the bases of transistors 31 and 32, and resistor de voltage suppressor 40, which provides the necessary currents and voltages at the bases of transistors 31 and 32. Transistors 31 and 32 have the maximum allowable voltage between the collector and emitter N times the mains voltage (in the simplest case N is equal to 2), which will be described in more detail when reviewing the operation of the device.

На фиг. 3 показана схема формирования базового тока 19, подключенная своим выходом 44 к входу транзисторной ячейки 8 (к резистору 37). Схема 19 содержит параллельно соединенные конденсатор 43 и последовательную цепочку из диода 42 и резистора 41. In FIG. 3 shows a base current generation circuit 19 connected by its output 44 to the input of transistor cell 8 (to resistor 37). The circuit 19 contains a parallel-connected capacitor 43 and a series circuit of a diode 42 and a resistor 41.

На фиг.4 показаны вспомогательный источник питания 23, стабилизатор 25 и схемы защиты 54. Вспомогательный источник питания 23 содержит диодный мост 46 и конденсатор 47. Вход 45 вспомогательного источника питания 23 подключен к вспомогательной обмотке 28 выходного трансформатора 10. Выход 48 источника питания 23 подключен к входу 49 стабилизатора напряжения 25, содержащего резистор 50, стабилитрон 51 и конденсатор 52. Схема защиты 54 в данном конкретном случае представлена в виде диода, с выхода которого 55 напряжение питания подается на общую точку управляющих обмоток 17 и 18 управляющего трансформатора 13. Далее, другие концы обмоток 17 и 18 подключены к выходам 21 и 22 (соответственно) узла ШИМ 4, а более точно через нагрузочные резисторы к коллекторам транзисторов выходных усилителей ШИМ 4. Диод 54 защищает транзисторы выходных усилителей ШИМ от обратных напряжений, которые могут возникнуть в обмотках 17 и 18. Выход 53 стабилизатора напряжения 25е подключен к ШИМ 4 для питания его схем. Figure 4 shows the auxiliary power supply 23, the stabilizer 25 and the protection circuit 54. The auxiliary power supply 23 comprises a diode bridge 46 and a capacitor 47. The input 45 of the auxiliary power supply 23 is connected to the auxiliary winding 28 of the output transformer 10. The output 48 of the power supply 23 is connected to the input 49 of the voltage stabilizer 25, containing the resistor 50, the zener diode 51 and the capacitor 52. The protection circuit 54 in this particular case is presented as a diode, from the output of which 55 the supply voltage is supplied to a common point their windings 17 and 18 of the control transformer 13. Further, the other ends of the windings 17 and 18 are connected to the outputs 21 and 22 (respectively) of the PWM node 4, and more precisely through load resistors to the collectors of transistors of the output amplifiers of the PWM 4. The diode 54 protects the transistors of the output amplifiers PWM from reverse voltages that can occur in windings 17 and 18. The output 53 of the voltage regulator 25e is connected to the PWM 4 to power its circuits.

Следует отметить, что конкретные схемы вспомогательного источника питания 23 и стабилизатора напряжения 25 могут быть различными, но они должны обеспечивать работу ШИМ 4 во всех режимах работы источника питания для сварки, кроме момента его включения. It should be noted that the specific circuitry of the auxiliary power supply 23 and voltage stabilizer 25 may be different, but they must ensure the operation of PWM 4 in all modes of operation of the power source for welding, except when it is turned on.

На фиг.5 показаны выпрямитель нагрузочного тока 3 и датчик нагрузочного тока 5. Выпрямитель нагрузочного тока 3 содержит нагрузочный дроссель 60 и два диода 58 и 59, у которых два полюса одного знака соединены. Входы 56 и 57 выпрямителя нагрузочного тока 3 образованы другими (не соединенными между собой) полюсами диодов 58 и 59 и выводом дросселя 60. Входы 56 и 57 выпрямителя нагрузочного тока 3 подключены к вторичным обмоткам 12 выходного трансформатора 10. 5 shows a load current rectifier 3 and a load current sensor 5. The load current rectifier 3 comprises a load choke 60 and two diodes 58 and 59, in which two poles of the same sign are connected. The inputs 56 and 57 of the load current rectifier 3 are formed by the other (not connected to each other) poles of the diodes 58 and 59 and the output of the inductor 60. The inputs 56 and 57 of the load current rectifier 3 are connected to the secondary windings 12 of the output transformer 10.

Датчик нагрузочного тока 5 показан в виде резистора, включенного последовательно в цепь нагрузочного тока. Напряжение с резистора 5 подается на вход 20 узла ШИМ 4. Датчик 5 может быть выполнен по-разному. Например, резистор может бытьустановлен последовательно с первичной обмоткой 11 трансформатора 10 или в качестве датчика тока может быть использован отдельный трансформатор. The load current sensor 5 is shown as a resistor connected in series to the load current circuit. The voltage from the resistor 5 is fed to the input 20 of the PWM node 4. Sensor 5 can be performed in different ways. For example, a resistor can be installed in series with the primary winding 11 of the transformer 10, or a separate transformer can be used as a current sensor.

В источнике питания для сварки для управления ШИМ может также использоваться напряжение в межэлектродном промежутке, для чего выход источника питания подключается к дополнительному входу управления ШИМ 4 (на рисунках не показан). In the power source for welding, the voltage in the interelectrode gap can also be used for PWM control, for which the output of the power source is connected to the additional PWM control input 4 (not shown in the figures).

Выпрямитель сетевого напряжения 1 (фиг.6) выполнен по схеме умножителя напряжения, в данной конкретной схеме удвоителя напряжения. Он содержит цепочку из двух последовательно соединенных диодов 62 и 63 и цепочку из двух последовательно соединенных конденсаторов 64 и 65. Обе цепочки соединены своими концами (т.е. включены параллельно). Сетевое напряжение подается на вход 61, который подсоединен к точкам соединения диодов 62 и 63 и конденсаторов 64 и 65, а полюса выхода 66 выпрямителя сетевого напряжения соединены с общими точками соединения обеих указанных цепочек диодов и конденсаторов. The rectifier of the mains voltage 1 (Fig.6) is made according to the scheme of the voltage multiplier, in this particular circuit of the voltage doubler. It contains a chain of two series-connected diodes 62 and 63 and a chain of two series-connected capacitors 64 and 65. Both chains are connected at their ends (that is, connected in parallel). The mains voltage is supplied to an input 61, which is connected to the connection points of the diodes 62 and 63 and the capacitors 64 and 65, and the poles of the output 66 of the mains voltage rectifier are connected to the common connection points of both of these chains of diodes and capacitors.

На фиг. 7 показан узел выдачи управляющих сигналов с широтно-импульсной модуляцией 4. Этот узел может быть устроен традиционным способом и содержать схему уставки напряжения, с которым сравнивается напряжение, снимаемое с датчика 5 нагрузочного тока; генератор, задающий частоту работы инвертора 2; формирователь-модулятор ширины выдаваемых импульсов в зависимости от результатов сравнения напряжения датчика 5 с напряжением уставки; усилители, работающие на управляющие обмотки 17 и 18 управляющего трансформатора 13. In FIG. 7 shows a node for issuing control signals with pulse-width modulation 4. This node can be arranged in the traditional way and include a voltage setting circuit with which the voltage taken from the load current sensor 5 is compared; a generator that sets the frequency of operation of the inverter 2; shaper-modulator of the width of the issued pulses, depending on the results of comparing the voltage of the sensor 5 with the voltage setting; amplifiers operating on the control windings 17 and 18 of the control transformer 13.

Необходимые ограничения на работу узла 4 ШИМ, временные диаграммы на фиг.8 и вольт-амперная характеристика на фиг.9будут описаны при рассмотрении работы источника питания для сварки. The necessary restrictions on the operation of the PWM node 4, the timing diagrams in Fig. 8 and the current-voltage characteristics in Fig. 9 will be described when considering the operation of the power source for welding.

В качестве узла 4 ШИМ может быть использована схема 67 формирования импульсов ШИМ с двумя токовыми усилителями на транзисторах 68 и 69. Схемой 67 может быть, например микросхема "XR-494 PULSE-WIDTH MODULATING REGULATOR, описанная в справочнике ("IC MASTER", 1983, том 2, с. 3189). Базы 74 и 75 транзисторов 68 и 69 соединены соответственно с задающими напряжение делителями 70 и 71 и выходами 72 и 73 схемы 67. Коллекторы транзисторов 68 и 69 через выходы 21 и 22 подключены к обмоткам 17 и 18 трансформатора 13. Выход стабилизатора 25 соединен с входом питания 29 узла ШИМ. As a PWM node 4, a PWM pulse generation circuit 67 with two current amplifiers on transistors 68 and 69 can be used. A circuit 67 can be, for example, the XR-494 PULSE-WIDTH MODULATING REGULATOR chip described in the manual ("IC MASTER", 1983 volume 2, p. 3189.) Bases 74 and 75 of transistors 68 and 69 are connected respectively to voltage-setting dividers 70 and 71 and outputs 72 and 73 of circuit 67. The collectors of transistors 68 and 69 are connected to windings 17 and 18 through outputs 21 and 22 transformer 13. The output of the stabilizer 25 is connected to the power input 29 of the PWM node.

Предлагаемый источник питания для сварки работает следующим образом. The proposed power source for welding works as follows.

Сетевое напряжение промышленной частоты (например 220 В) подается на вход 61 (фиг. 6) выпрямителя 1 сетевого напряжения (фиг.1). Выпрямитель 1 представляет собой схемы "удвоения", где каждый из конденсаторов 64 и 65 поочередно заряжается полуволной выпрямленного напряжения, а суммарное выпрямленное напряжение, превышающее 600 В, поступает на выход 66. Это выпрямленное напряжение питает транзисторный инвертор 2 (фиг.1). В момент включения источника питания происходит самовозбуждение инвертора. Рассмотрим первые такты работы инвертора без учета влияния ШИМ. Ток, проходящий от токового входа 36 транзисторной ячейки 8 до токового выхода 39 транзисторной ячейки 9 через резисторы делителей базового тока смещения 40 обеих ячеек, создает небольшое открывающее напряжение смещения, через резисторы 37 и 38 (фиг.2) поступающее на базы транзисторов 31 и 32. При появлении выпрямленного сетевого напряжения первымприоткроется транзистор, у которого коэффициент усиления по току наибольший. Допустим, что открылся транзистор 31 ячейки 8, которая таким образом оказалась открытой (взаимодействие транзисторов 31 и 32 между собой будет рассмотрено ниже). Ток от первого полюса выпрямителя через токовый вход 36 поступает в ячейку 8. С токового выхода 39 транзисторной ячейки 8 через обмотку 14 трансформатора 13, обмотку дросселя 24, первичную обмотку 11 трансформатора 10 и конденсатор 7 ток поступает к другому полюсу выпрямителя 1 сетевого напряжения. Ток, протекающий через обмотку 14 имеет одно направление, когда открыта ячейка 8, и противоположное направление, когда открыта ячейка 9. The mains voltage of industrial frequency (for example 220 V) is supplied to the input 61 (Fig. 6) of the rectifier 1 of the mains voltage (Fig. 1). Rectifier 1 is a double circuit, where each of the capacitors 64 and 65 is alternately charged with a half-wave of the rectified voltage, and the total rectified voltage exceeding 600 V is output 66. This rectified voltage powers the transistor inverter 2 (Fig. 1). When the power source is turned on, the inverter self-excites. Consider the first steps of the inverter without taking into account the influence of PWM. The current passing from the current input 36 of the transistor cell 8 to the current output 39 of the transistor cell 9 through the resistors of the dividers of the base bias current 40 of both cells creates a small opening bias voltage, through the resistors 37 and 38 (Fig. 2), supplied to the bases of the transistors 31 and 32 . When the rectified mains voltage appears, the transistor with the highest current gain is the first to open. Let us assume that the transistor 31 of cell 8 has opened, which thus turned out to be open (the interaction of transistors 31 and 32 with each other will be discussed below). The current from the first pole of the rectifier through the current input 36 enters the cell 8. From the current output 39 of the transistor cell 8 through the winding 14 of the transformer 13, the winding of the inductor 24, the primary winding 11 of the transformer 10 and the capacitor 7, the current flows to the other pole of the rectifier 1 of the mains voltage. The current flowing through the winding 14 has one direction when the cell 8 is open, and the opposite direction when the cell 9 is open.

При протекании этого тока по обмотке 14 на обмотке 15 возникает напряжение, создающее ток через схему 19 формирования базового тока транзистора и сопротивления 37 и 38, который полностью открывает и поддерживает транзисторную ячейку 8 в открытом состоянии, а в обмотке 16 возникает напряжение, закрывающее транзисторную ячейку 9. Ток через ячейку 8 будет протекать до завершения насыщения сердечника трансформатора 13. При этом пропадает напряжение на обмотке 15 и прекратится базовый ток через схему формирования 19. Пропадание тока через ячейку 8 и обмотку 14 вызовет под действием самоиндукции появление в сердечнике магнитного потока обратного направления. Этот магнитный поток вызывает появление на обмотках трансформатора 13 импульса напряжения обратного направления. Напряжение на обмотке 15 закрывает транзисторы ячейки 8, а напряжение на обмотке 16 создает ток, открывающий транзисторную ячейку 9. Когда транзисторная ячейка 9 открывается, создается следующая цепь протекания тока инвертора: от первого полюса выпрямителя черезконденсатор 6, первичную обмотку 11 трансформатора 10, обмотку дросселя 24, через обмотку 14 трансформатора 13, токовый вход 36 ячейки 9, через ячейку 9, с токового выхода 39 ячейки 9 к другому полюсу выпрямителя 1 сетевого напряжения. Этот ток протекает до завершения насыщения сердечника трансформатора 13 в обратном (относительно направления магнитного потока, наводимого током через ячейку 8) направлении. Затем цикл перемагничивания повторяется. When this current flows through winding 14, a voltage appears on winding 15, creating a current through the base transistor current generating circuit 19 and resistance 37 and 38, which completely opens and maintains the transistor cell 8 in the open state, and a voltage appears in the winding 16 that covers the transistor cell 9. The current through the cell 8 will flow until the saturation of the core of the transformer 13 is completed. In this case, the voltage on the winding 15 disappears and the base current stops through the formation circuit 19. The current loss through the cell 8 and the ohm heel 14 will cause the appearance of a self-induction by the action of the magnetic flux in the core reverse direction. This magnetic flux causes a reverse voltage pulse to appear on the windings of the transformer 13. The voltage on the winding 15 closes the transistors of the cell 8, and the voltage on the winding 16 creates a current opening the transistor cell 9. When the transistor cell 9 is opened, the following inverter current flow circuit is created: from the first pole of the rectifier through the capacitor 6, the primary winding 11 of the transformer 10, the inductor winding 24, through the winding 14 of the transformer 13, the current input 36 of the cell 9, through the cell 9, from the current output 39 of the cell 9 to the other pole of the rectifier 1 of the mains voltage. This current flows until the saturation of the core of the transformer 13 is completed in the reverse direction (relative to the direction of the magnetic flux induced by the current through cell 8). Then the magnetization reversal cycle is repeated.

Магнитные потоки в сердечнике трансформатора 13, создаваемые токами ячеек 8 и 9, направлены противоположно. Обмотки 15 и 16 намотаны встречно и таким образом относительно обмотки 14, что при открытой ячейке, например 8, напряжение, находящееся на обмотке 15, поддерживает открывающий ячейку 8 базовый ток, а напряжение на обмотке 16 закрывает ячейку 9. Аналогично, ток открытой ячейки 9, проходя через обмотку 14, наводит в обмотке 16 напряжение, поддерживающее ток, открывающий ячейку 9, и напряжение на обмотке 16, закрывающее ячейку 8. The magnetic fluxes in the core of the transformer 13, created by the currents of the cells 8 and 9, are directed opposite. The windings 15 and 16 are wound counterclockwise and thus relative to the winding 14, so that when the cell is open, for example 8, the voltage located on the winding 15 supports the base current that opens the cell 8, and the voltage on the winding 16 closes the cell 9. Similarly, the current of the open cell 9 passing through the winding 14, induces a voltage supporting the current opening the cell 9 and a voltage across the winding 16 closing the cell 8 in the winding 16.

Описанная работа инвертора изменяется под воздействием ШИМ 4, который самовозбуждается и начинает работать, как только на вторичной вспомогательной обмотке 28 трансформатора 10 возникает напряжение, достаточное для того, чтобы заработал вспомогательный источник питания 23 и через стабилизатора 25 подал питание на ШИМ 4. Схема 67 формирования импульсов ШИМ (фиг.7) создает на своих выходах 72 и 73 попарно-симметричные управляющие импульсы (фиг. 8 а, b), которые с постоянной частотой поступают на базы транзисторов 68 и 69 усилителей. Эти импульсы не перекрываются во времени, т.е. между их появлением существует пауза, например импульс на выходе 72 начинается спустя некоторое время после того, как прекратился импульс навыходе 73. При отсутствии управляющих импульсов транзисторы 68 и 69 усилителя импульсов ШИМ открыты и через них протекают токи I₁ и I_z (фиг.8 с, d), которые перекрываются во времени. Управляющие импульсы, поступая на базы 74 и 75 транзисторов 68 и 69 усилителя импульсов ШИМ, закрывают эти транзисторы, причем во время паузы открытыми бывают оба транзистора 68 и 69. (Во время паузы обмотки 17 и 18 оказываются закороченными одна на другую, при этом они шунтируют все вторичные обмотки). Токи транзисторов 68, 69 протекают от выхода 55 (фиг.4) стабилизированного вспомогательного источника питания через обмотки 17 и 18 на землю. Когда с появлением импульса на выходе 72 схемы 67 (фиг.7) закрывается транзистор 68, первая 17 управляющая обмотка управляющего трансформатора 13, соединенная с выходом 21, размыкается, ток I₁ по ней прекращается (фиг.8 с). По второй 18 управляющей обмотке управляющего трансформатора 13 продолжает течь ток I_z. Ток I_z создает магнитный поток, наводящий на обмотках 15 и 16е "пички" напряжения (фиг.8 е, f) на базах транзисторов транзисторных ячеек 8 и 9. Один из "пичков" напряжения создает ток I_в1, открывающий ячейку, например 8 (фиг. 8 g). Ток через открывшуюся ячейку 8, проходя по обмотке 14, создает магнитный поток, который поддерживает ячейку 8 открытой (до следующей паузы).The described inverter operation changes under the influence of PWM 4, which self-excites and starts to work as soon as a sufficient voltage is generated on the secondary auxiliary winding 28 of the transformer 10 so that the auxiliary power source 23 works and through the stabilizer 25 provides power to the PWM 4. Formation circuit 67 PWM pulses (Fig. 7) creates at their outputs 72 and 73 pairwise symmetric control pulses (Fig. 8 a, b), which with a constant frequency arrive at the base of transistors 68 and 69 amplifiers. These pulses do not overlap in time, i.e. there is a pause between their appearance, for example, the pulse at the output 72 begins some time after the pulse at the output 73 has stopped. In the absence of control pulses, the transistors 68 and 69 of the PWM pulse amplifier are open and currents I ₁ and I _z flow through them (Fig. 8 c, d) that overlap in time. The control pulses entering the bases 74 and 75 of the transistors 68 and 69 of the PWM pulse amplifier close these transistors, and both transistors 68 and 69 are open during a pause. (During a pause, the windings 17 and 18 are shorted to one another, and they shunt all secondary windings). The currents of transistors 68, 69 flow from the output 55 (Fig. 4) of the stabilized auxiliary power supply through the windings 17 and 18 to the ground. When a transistor 68 closes with the appearance of a pulse at the output 72 of the circuit 67 (Fig. 7), the first 17 control winding of the control transformer 13 connected to the output 21 opens, the current I ₁ terminates through it (Fig. 8 c). The second 18 control winding of the control transformer 13 continues to flow current I _z . The current I _z creates a magnetic flux, inducing voltage “spikes” on the windings 15 and 16e (Figs. 8 e, f) on the bases of transistors of transistor cells 8 and 9. One of the voltage “spikes” creates a current I _in1 , which opens a cell, for example, 8 (Fig. 8 g). The current through the open cell 8, passing through the winding 14, creates a magnetic flux that keeps the cell 8 open (until the next pause).

Затем опять начинается импульс тока I₁ (фиг. 8с), оба транзистора 68 и 69 оказываются открытыми и возникает следующая пауза, которая заканчивается с окончанием импульса тока I_z (фиг. 8 d). По окончании этой паузы закрывается транзистор 69, размыкается вторая управляющая обмотка 18 управляющего трансформатора 13, соединенная с выходом 22, ток по ней прекращается, возникает импульс напряжения (фиг. 8 f),порождающий пичок тока в базы транзисторов ячейки 9 (фиг. 8 h), который открывает эту ячейку и т.д.Then again begins the current pulse I ₁ (Fig. 8c), both transistors 68 and 69 are open and the next pause occurs, which ends with the end of the current pulse I _z (Fig. 8 d). At the end of this pause, the transistor 69 closes, the second control winding 18 of the control transformer 13 opens, connected to the output 22, the current through it stops, a voltage pulse appears (Fig. 8 f), generating a current peak in the base of the transistors of cell 9 (Fig. 8 h ) that opens this cell, etc.

Ширина импульсов U_шим1, U_шим2 (фиг.8 а, b) на выходах 72 и 73 одинакова, она зависит от сигнала, поступающего на вход 20 схемы 67 формирования импульсов ШИМ. Этот сигнал приходит с датчика 5 нагрузочного тока. Параметры схемы подбираются таким образом, чтобы собственная частота самовозбуждения инвертора 2 была ниже частоты работы ШИМ 4 в полтора-два раза. Поэтому временные характеристики работы транзисторных ячеек определяются импульсами ШИМ.The width of the pulses U _PWM1 , U _PWM2 (Fig. 8 a, b) at the outputs 72 and 73 is the same, it depends on the signal fed to the input 20 of the PWM pulse generating circuit 67. This signal comes from the load current sensor 5. The circuit parameters are selected so that the natural frequency of self-excitation of the inverter 2 was lower than the frequency of the PWM 4 in one and a half to two times. Therefore, the temporal characteristics of the operation of transistor cells are determined by PWM pulses.

Напряжение, возникающее на вспомогательной обмотке 28 трансформатора 10, подается на вход 45 вспомогательного источника питания 23, выпрямляется двухтактной схемой 46, сглаживается конденсатором 47 и через выход 48 вспомогательного источника питания 23 поступает на вход 49 стабилизатора напряжения 25. Далее, напряжение делится между балластным резистором 50 и стабилитроном 51, сглаживается конденсатором 52 и через выход 53 подается для питания ШИМ. На другой выход 55, соединенный с общей точкой первой 17 и второй 18 управляющих обмоток трансформатора 13, напряжение поступает через схему защиты 54, не пропускающую к стабилизатору 25 импульсы обратного напряжения, возникающие при перемагничивании трансформатора 13. The voltage that occurs on the auxiliary winding 28 of the transformer 10 is supplied to the input 45 of the auxiliary power source 23, rectified by a push-pull circuit 46, smoothed by a capacitor 47, and through the output 48 of the auxiliary power source 23 is supplied to the input 49 of the voltage regulator 25. Further, the voltage is divided between the ballast resistor 50 and the zener diode 51, is smoothed by the capacitor 52 and fed through the output 53 to supply PWM. To another output 55, connected to a common point of the first 17 and second 18 control windings of the transformer 13, the voltage is supplied through the protection circuit 54, which does not pass back to the stabilizer 25 the reverse voltage pulses that occur during magnetization reversal of the transformer 13.

Переменное напряжение, образующееся в диагонали транзисторно-конденсаторного полумоста, прикладывается к первичной обмотке 11 выходного трансформатора 10, трансформируется во вторичную обмотку 12. Переменный ток (фиг.8 k) выпрямляется выпрямителем 3 нагрузочного тока, сглаживается (фиг.8 l) нагрузочным дросселем 60 и через датчик 5нагрузочного тока подается на выход 30 источника питания. Нагрузочный дроссель уменьшает пульсацию тока на выходе до 15%
Разберем работу транзисторной ячейки с двумя транзисторами 31 и 32, изображенную на фиг.2. Обмотки 34 и 35 трансформатора 33 включены в цепи эмиттеров в противофазе. Поэтому ток транзистора 32 втекает в начало обмотки 35, а ток транзистора 31 в конце обмотки 34. При равных токах транзисторов 31 и 32 намагниченность трансформатора 33 равна нулю. Если при включении транзисторов один из них начнет включаться раньше, то ток открытого транзистора начнет наводить на обмотке еще запертого транзистора напряжение, которое усилит базовый ток последнего и ускорит его отпирание. Аналогично, если один из транзисторов запирается раньше другого, ток еще открытого транзистора наводит на обмотке запирающегося транзистора напряжение, усиливающее его базовый ток, и задерживает его запирание. Таким образом, предложенная схема транзисторной ячейки обеспечивает одновременное отпирание и запирание транзисторов 31 и 32, а также симметрию их работы в открытом состоянии.The alternating voltage generated in the diagonal of the transistor-capacitor half bridge is applied to the primary winding 11 of the output transformer 10, transformed into the secondary winding 12. The alternating current (Fig. 8 k) is rectified by the rectifier 3 of the load current, smoothed (Fig. 8 l) by the inductance 60 and through the load current sensor 5 is supplied to the output 30 of the power source. A load choke reduces output ripple by up to 15%
Let us analyze the operation of the transistor cell with two transistors 31 and 32, shown in figure 2. The windings 34 and 35 of the transformer 33 are included in the emitter circuit in antiphase. Therefore, the current of the transistor 32 flows at the beginning of the winding 35, and the current of the transistor 31 at the end of the winding 34. With equal currents of the transistors 31 and 32, the magnetization of the transformer 33 is zero. If when you turn on the transistors, one of them starts turning on earlier, then the current of the open transistor will begin to induce a voltage on the winding of the still locked transistor, which will amplify the base current of the latter and accelerate its unlocking. Similarly, if one of the transistors closes before the other, the current of the transistor still open induces a voltage on the winding of the lock-up transistor, which amplifies its base current, and delays its locking. Thus, the proposed transistor cell circuit provides the simultaneous unlocking and locking of transistors 31 and 32, as well as the symmetry of their operation in the open state.

Мощные транзисторы имеют существенное время рассасывания носителей при переключении. Из-за этого при уменьшении длительности импульса на выходе инвертора в той части рабочего диапазона токов, где токи уменьшаются, возникает нестабильность работы инвертора. Эта нестабильность может быть уменьшена за счет снижения рабочей частоты инвертора, что нежелательно, т.к. влечет за собой увеличение веса и габаритов трансформаторов. Другим способом уменьшения времени рассасывания может быть уменьшение токов транзисторов. Этот может быть достигнуто за счет соответствующего повышения первичного постоянного напряжения и применения "распределенной" нагрузки, например, описанной выше параллельной работы нескольких менее мощных и более высоковольтных транзисторов. Кроме того, менее мощные, хотя и более высоковольтные транзисторы значительно дешевле и в большей степени освоены отечественной промышленностью. Powerful transistors have a significant carrier absorption time when switching. Because of this, with a decrease in the pulse duration at the inverter output in that part of the operating range of currents where the currents decrease, the inverter becomes unstable. This instability can be reduced by reducing the operating frequency of the inverter, which is undesirable, because entails an increase in the weight and dimensions of the transformers. Another way to reduce the resorption time may be to reduce the currents of the transistors. This can be achieved by a corresponding increase in the primary DC voltage and the use of a "distributed" load, for example, the parallel operation of several less powerful and higher voltage transistors described above. In addition, less powerful, although more high-voltage transistors are much cheaper and more mastered by domestic industry.

В момент выключения транзисторов в описанной выше паузе между импульсами дроссель 24 и выходной трансформатор 10 будут иметь запас энергии и будут создавать ЭДС, которая будет поддерживать протекание тока по обмоткам дросселя и трансформатора в прежнем направлении. Этот ток будет замыкаться, например, через конденсатор 7 и рекуперационный диод 27 и по параллельной цепи через конденсатор 6, конденсаторы 64, 65 выпрямителя сетевого напряжения диод 27. Таким образом, энергия, накопленная в дросселе и выходном трансформаторе, уменьшает пульсацию тока нагрузки и уменьшает энергию, потребляемую из сети. At the moment of turning off the transistors in the pause between pulses described above, the inductor 24 and the output transformer 10 will have an energy reserve and will create an EMF that will support the flow of current along the windings of the inductor and transformer in the same direction. This current will be closed, for example, through a capacitor 7 and a recovery diode 27 and in a parallel circuit through a capacitor 6, capacitors 64, 65 of the mains voltage rectifier diode 27. Thus, the energy stored in the inductor and the output transformer reduces the ripple of the load current and reduces energy consumed from the network.

На фиг. 9 показана вольт-амперная характеристика источника питания для сварки. При этом, источник питания для сварки работает в двух режимах. Первый режим характеризуется одновременным линейным увеличением сварочного тока I_св от I_MIND (дуги) и уменьшением напряжения U₁ в межэлектродном промежутке от U_хх (холостого хода) до U_2св (сварки) при постепенном сближении электродов. Импульсы ШИМ при работе источника питания в первом режиме имеют постоянную ширину, а линейность вольт-амперной характеристики обеспечивается действием формирующего дросселя 24. Первый режим завершается и начинается второй режим, когда сварочный ток I_cв достигает некоторого порогового значения I_МАХИ (источника), величина которого задается опорным напряжением уставки в ШИМ 4. Во втором режиме источник питания для сварки работает как генератор тока, т.е. при дальнейшем сближении электродов и уменьшении напряжения в межэлектродном промежутке, сварочный ток I_МАХИ остается практически постоянным. Это достигается с помощью соответствующего уменьшения ширины импульсов ШИМ 4.In FIG. 9 shows the current-voltage characteristic of a power source for welding. At the same time, the power source for welding works in two modes. The first mode is characterized by a simultaneous linear increase in the welding current I _st from I _MIND (arc) and a decrease in voltage U ₁ in the interelectrode gap from U _xx (idle) to U _2sv (welding) with a gradual approximation of the electrodes. The PWM pulses during the operation of the power source in the first mode have a constant width, and the linearity of the current-voltage characteristic is ensured by the action of the forming inductor 24. The first mode ends and the second mode begins when the welding current I _cb reaches a certain threshold value I _MAXI (source), the value of which is set by the reference voltage of the setpoint in PWM 4. In the second mode, the power source for welding works as a current generator, i.e. with further approximation of the electrodes and a decrease in the voltage in the interelectrode gap, the welding current I of the _MAHI remains almost constant. This is achieved by correspondingly reducing the pulse width of the PWM 4.

При известных способах преобразования сетевого напряжения в ток сварки напряжение сети U_c понижается с помощью выходного трансформатора. При этом в инверторе используются транзисторы, имеющие максимально допустимое напряжение между коллектором и эмиттером U_КЭМАХ несколько большее, чем U_c. Такие транзисторы являются достаточно мощными, пропускают значительный ток, но имеют большие габариты и стоимость. Выходной трансформатор в этом случае имеет первичную обмотку из сравнительно толстых проводов, что сказывается на габаритах трансформатора.With known methods for converting the mains voltage to the welding current, the mains voltage U _{c is} reduced by an output transformer. In this case, transistors are used in the inverter, having the maximum allowable voltage between the collector and emitter U _{CEMAX is} somewhat greater than U _c . Such transistors are quite powerful, they pass significant current, but they have large dimensions and cost. The output transformer in this case has a primary winding of relatively thick wires, which affects the dimensions of the transformer.

В предложенном способе преобразования сетевого напряжения в ток сварки сетевое напряжение сначала преобразуется в N раз большее выпрямленное напряжение (например, в два раза большее) путем использования схемы умножения (удвоения) напряжения. Таким образом, на выходе выпрямителя сетевого напряжения создается напряжения N•U_c, а в инверторе используются высоковольтные транзисторы, у которых U_КЭМАХ, больше, чем N•U_c.In the proposed method for converting the mains voltage to the welding current, the mains voltage is first converted to N times the rectified voltage (for example, twice as much) by using the voltage multiplication (doubling) circuit. Thus, N • U _c voltages are generated at the output of the mains voltage rectifier, and high-voltage transistors with U _CEMAX greater than N • U _c are used in the inverter.

Очевидно, что в этом случае ток, проходящий через транзисторы и первичную обмотку выходного трансформатора будет в N раз меньше, чем в прототипе. Это позволяет использовать более дешевые и меньшие по габаритам транзисторы, имеющие меньшие токи и более высокое рабочее напряжение. Кроме того, используется менее толстый провод для первичной обмотки выходного трансформатора (правда, число витков этой обмотки увеличивается). Более тонкий провод плотнее укладывается в трансформаторе, что дает известные преимущества по весу, габаритам и стоимости трансформатора. Obviously, in this case, the current passing through the transistors and the primary winding of the output transformer will be N times less than in the prototype. This allows the use of cheaper and smaller transistors having lower currents and higher operating voltage. In addition, a thinner wire is used for the primary winding of the output transformer (although the number of turns of this winding is increasing). A thinner wire fits denser in the transformer, which gives known advantages in weight, dimensions and cost of the transformer.

Таким образом, предложенный способ обеспечивает уменьшение удельной массы источника на единицу сварочного тока (до величины менее 0,04 кг/А), габаритов, потребляемой мощности и стоимости. Thus, the proposed method provides a decrease in the specific gravity of the source per unit of welding current (to less than 0.04 kg / A), dimensions, power consumption and cost.

Claims

1. The method of converting AC mains voltage to a welding current, including rectifying the mains voltage, converting the rectified voltage by an inverter to a high-frequency voltage, the frequency of which is greater than the mains frequency, transformer lowering the high-frequency voltage of the inverter to the voltage necessary to create a welding current, characterized in that the rectification the mains voltage is carried out with the simultaneous multiplication of the mains voltage N times, where N is greater than or equal to 1.5.

2. The method according to claim 1, characterized in that after lowering the high-frequency voltage it is straightened and smoothed before being fed to the welding electrodes.

3. The method according to claims 1 and 2, characterized in that the high-frequency current is passed through several parallel-mounted transistors having the maximum allowable voltage between the collector and the emitter more than the mains voltage by the specified N times.