RU2069445C1 - Single-ended stabilizing dc voltage changer - Google Patents
Single-ended stabilizing dc voltage changer Download PDFInfo
- Publication number
- RU2069445C1 RU2069445C1 SU5062223A RU2069445C1 RU 2069445 C1 RU2069445 C1 RU 2069445C1 SU 5062223 A SU5062223 A SU 5062223A RU 2069445 C1 RU2069445 C1 RU 2069445C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- winding
- voltage
- collector
- transformer
- transistor
- Prior art date
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к электротехнике, а именно к устройствам преобразовательной техники к импульсным транзисторным однотактным преобразователям постоянного напряжения, осуществляющим получение электрически изолированных постоянных напряжений для электропитания различных систем и устройств автоматики и радиоэлектроники. The invention relates to electrical engineering, and in particular, to devices of converting technology to pulse transistor single-cycle DC-DC converters, which produce electrically isolated constant voltage for powering various systems and devices of automation and radio electronics.
Известны однотактные преобразователи, у которых для демпфирования коммутационного импульса коллекторного напряжения при разряде индуктивности рассеяния обмоток силового трансформатора применяется DRC-цепь, которая при помощи заряда демпфирующего конденсатора защищает силовой транзистор от чрезмерного увеличения напряжения на его коллекторе, а разряд этого конденсатора осуществляется на активный резистор [1]
Недостатком подобного устройства является невысокая энергетическая эффективность из-за значительной мощности потерь, рассеиваемой активным резистором.Single-phase converters are known in which a DRC circuit is used to damp a switching pulse of a collector voltage when discharging the inductance of the windings of a power transformer, which protects the power transistor from an excessive increase in voltage on its collector, and discharges this capacitor to an active resistor [ 1]
The disadvantage of this device is its low energy efficiency due to the significant loss power dissipated by the active resistor.
Лучшими энергетическими показателями обладает преобразователь, у которого энергия, запасаемая в конденсатор, отдается в последующем такте работы в первичный источник [2]
Недостатком такого устройства является наличие дополнительной индуктивности дросселя и недостаточная надежность работы в широком диапазоне изменения длительности импульса коллекторного тока силового транзистора.The converter has the best energy performance, in which the energy stored in the capacitor is transferred to the primary source in a subsequent cycle of operation [2]
The disadvantage of this device is the presence of additional inductance of the inductor and insufficient reliability in a wide range of changes in the pulse width of the collector current of the power transistor.
Более широкодиапазонным является преобразователь, у которого для демпфирования коммутационного импульса коллекторного напряжения используется инерционный диод с накоплением заряда [3] Недостатком таких преобразователей является то, что в производстве отсутствует достаточно широкая номенклатура диодов с накоплением заряда и для создания прямого тока через диод необходима специальная схема с соответствующим потреблением энергии. A wider range is a converter in which an inertial diode with charge accumulation is used to damp a switching pulse of a collector voltage [3] The disadvantage of such converters is that there is no sufficiently wide range of diodes with charge accumulation in production and a special circuit is needed to create direct current through the diode with appropriate energy consumption.
Наиболее близким к предлагаемому является однотактный преобразователь постоянного напряжения, у которого для демпфирования импульса коллекторного напряжения используется демпфирующий конденсатор, подключенный одним из выводов к коллектору силового транзистора, а другим выводом к одному из выводов защитной обмотки силового трансформатора [4]
Недостатком этого преобразователя является невозможность его использования в преобразователях с обратным включением выпрямительного диода и невысокая эффективность демпфирования.Closest to the proposed one is a single-ended DC-DC converter, which uses a damping capacitor connected to one of the terminals to the collector of the power transistor and the other to one of the terminals of the protective winding of the power transformer to damp the collector voltage pulse [4]
The disadvantage of this converter is the inability to use it in converters with the reverse inclusion of a rectifying diode and low damping efficiency.
Целью изобретения является устранение этих недостатков, а именно расширение функциональных возможностей применения устройства за счет возможности его использования в однотактных преобразователях постоянного напряжения с обратным включением выпрямительного диода и повышение эффективности демпфирования. The aim of the invention is to eliminate these disadvantages, namely the expansion of the functionality of the device due to the possibility of its use in single-cycle DC-DC converters with the reverse inclusion of a rectifier diode and increase the efficiency of damping.
Указанная цель достигается тем, что по отношению к прототипу анод выпрямительного диода подключен к концу нагрузочной обмотки силового трансформатора и выбрано определенное соотношение витков между нагрузочной и защитной обмотками силового трансформатора. Кроме того, для дальнейшего повышения эффективности демпфирования на силовом трансформаторе введена компенсирующая обмотка с определенным соотношением витков с коллекторной обмоткой. This goal is achieved by the fact that, in relation to the prototype, the anode of the rectifier diode is connected to the end of the load winding of the power transformer and a certain ratio of turns between the load and protective windings of the power transformer is selected. In addition, to further improve the damping efficiency on the power transformer, a compensating winding with a certain ratio of turns with a collector winding was introduced.
Схема однотактного преобразователя постоянного напряжения приведена на чертеже. The circuit of a single-cycle DC-DC converter is shown in the drawing.
Преобразователь содержит транзистор 1, коллектор которого соединен с концом коллекторной обмотки 2 трансформатора 3, началом подключенной к потенциальному входному выводу 4, общий вывод которого присоединен к эмиттеру транзистора 1. Конец нагрузочной обмотки 6 трансформатора 3 подключен к аноду выпрямителя 7, катодом присоединенного к первому выводу фильтра 8 и первому выходному выводу, а второй выходной вывод подключен ко второму выводу фильтра 8 и к началу нагрузочной обмотки 6 трансформатора 3. Эмиттер транзистора 1 соединен с началом защитной обмотки 11 трансформатора 3, конец которой подключен к аноду диода 12, катодом соединенного с началом коллекторной обмотки 2 трансформатора 3. Коллектор транзистора 1 подключен к началу компенсирующей обмотки 13 трансформатора 3, конец которой через конденсатор 14 соединен с анодом диода 12. Управление импульсной работой транзистора 1 осуществляется блоком управления 15. The converter contains a transistor 1, the collector of which is connected to the end of the collector winding 2 of the transformer 3, beginning connected to the potential input terminal 4, the common output of which is connected to the emitter of the transistor 1. The end of the load winding 6 of the transformer 3 is connected to the anode of the rectifier 7, the cathode connected to the first output filter 8 and the first output terminal, and the second output terminal is connected to the second terminal of the filter 8 and to the beginning of the load winding 6 of the transformer 3. The emitter of the transistor 1 is connected to the beginning of the protection a proper winding 11 of the transformer 3, the end of which is connected to the anode of the diode 12, a cathode connected to the beginning of the collector winding 2 of the transformer 3. The collector of the transistor 1 is connected to the beginning of the compensating winding 13 of the transformer 3, the end of which is connected through the capacitor 14 to the anode of the diode 12. Control pulse operation transistor 1 is carried out by the control unit 15.
Рассмотрим вначале этап установившегося напряжения на коллекторе транзистора 1 без учета коммутационного импульса напряжения, обусловленного зарядом тока индуктивностей рассеяния трансформатора 3. На этом этапе времени напряжение на коллекторной обмотке 2 трансформатора 3 определяется
Uк Uн Wк/Wн, (1)
где Uн напряжение на выходных шинах 9 и 10; Wк и Wн число витков коллекторной 2 и нагрузочной 6 обмоток трансформатора 3. При этом напряжение на коллекторе транзистора 1 находится
Uкм Eп + Uк, (2)
где Eп напряжение на входных выводах 4 и 5.First, we consider the stage of the steady-state voltage at the collector of transistor 1 without taking into account the switching pulse of the voltage due to the charge of the current of the leakage inductances of the transformer 3. At this time stage, the voltage across the collector winding 2 of the transformer 3 is determined
U to U n W to / W n , (1)
where U n the voltage on the output buses 9 and 10; W to and W n the number of turns of the collector 2 and load 6 windings of the transformer 3. The voltage on the collector of transistor 1 is
U km E p + U k , (2)
where E p the voltage at the input terminals 4 and 5.
Для нормального функционирования устройства необходимо, чтобы напряжение на защитной 11 обмотке трансформатора 3 с числом витков Wз определялось соотношением
Uз Uк Wз/Wк Uн Wз/Wн ≅ Eп. (3)
Если это неравенство не выполняется, то обмотка 11 будет шунтировать нагрузку за счет отвода тока индуктивности намагничивания трансформатора 3 в первичный источник Eп через диод 12. При нормальном режиме работы на рассматриваемом этапе времени ток через диод 12 отсутствует и он не влияет на работу схемы.For the normal functioning of the device, it is necessary that the voltage on the protective 11 winding of the transformer 3 with the number of turns W s is determined by the ratio
U s U to W s / W to U n W s / W n ≅ E p . (3)
If this inequality is not satisfied, then the winding 11 will bypass the load by diverting the magnetizing inductance current of the transformer 3 to the primary source E p through diode 12. During normal operation at this stage of time, there is no current through diode 12 and it does not affect the operation of the circuit.
В момент формирования фронта коллекторного напряжения транзистора 1 возникает импульс напряжения, обусловленный накоплением тока в индуктивности рассеяния обмотки 2. При отсутствии демпфирующих цепей амплитуда этого импульса и его временные характеристики определяются паразитными параметрами элементов силовой части преобразователя. Наличие защитной обмотки 11 ограничивает амплитуду коммутационного импульса напряжения до определенного уровня, который определяется следующими факторами. At the moment of formation of the collector voltage front of transistor 1, a voltage pulse occurs due to the accumulation of current in the scattering inductance of winding 2. In the absence of damping circuits, the amplitude of this pulse and its temporal characteristics are determined by the parasitic parameters of the elements of the power part of the converter. The presence of a protective winding 11 limits the amplitude of the switching voltage pulse to a certain level, which is determined by the following factors.
При достаточно сильной магнитной связи коллекторной 2 и защитной 11 обмоток трансформатора 3 увеличение фронта коммутационного импульса напряжения приводит к его пропорциональной передаче из обмотки 2 в обмотку 11. При этом, так как увеличение напряжения на обмотке 11 не может превысить величину Eп (при большем напряжении открывается диод 12), то амплитуда коммутационного импульса напряжения на коллекторе транзистора 1 ограничивается до уровня
Uкми Eп(1 + Wк/Wз) (4)
На этапе наличия этого импульса, длительность которого определяется
t LsIкм/(Uкми Eп), (5)
диод 12 открыт и индуктивность рассеяния Ls обмотки 2, в которой на этапе открытого состояния транзистора 1 был накоплен ток Iкм, разряжается в источник Eп на шины 4 и 5.With a sufficiently strong magnetic coupling of the collector 2 and the protective 11 windings of the transformer 3, an increase in the front of the switching voltage pulse leads to its proportional transmission from winding 2 to winding 11. Moreover, since the increase in voltage on winding 11 cannot exceed the value of E p (at higher voltage opens diode 12), then the amplitude of the switching voltage pulse on the collector of transistor 1 is limited to
U kmi E p (1 + W to / W s ) (4)
At the stage of the presence of this impulse, the duration of which is determined
t L s I km / (U kmi E p ), (5)
the diode 12 is open and the leakage inductance L s of the winding 2, in which the current I km was accumulated at the open state stage of the transistor 1, is discharged to the source E p on buses 4 and 5.
С точки зрения надежности работы транзистора 1 необходимо, чтобы амплитуда коммутационного импульса напряжения Uкми была минимальной, максимально приближенной к напряжению Uкми, которое находится из выражений (1) и (2). Минимальная разница между напряжениями Uкми и Uкм определяется изменениями напряжения Eп на шинах 4 и 5 в процессе эксплуатации преобразователя. Критичным является минимальное значение Eп (Eп мин) напряжения первичного источника, которое может иметь место в процессе эксплуатации. Для этого случая из (3) можно получить следующее минимальное число витков защитной обмотки 11
Wз ≅ Eп мин Wн/Uн (6)
Подстановка этого выражения в (4) дает следующее уравнение для расчета амплитуды коммутационного импульса напряжения на коллекторе транзистора 1
Uкми Eп(1 + UнWк/Eп мин Wн), (7)
где Eп выражает текущее, изменяющееся, но большее чем Eп мин, напряжение на входных выводах 4 и 5. В частности, при подстановке в (7) вместо Eп максимально возможного в процессе эксплуатации значения напряжения Eп макс, получим максимальное значение амплитуды импульса Uкми макс.From the point of view of the reliability of the operation of the transistor 1, it is necessary that the amplitude of the switching pulse of the voltage U kmi be minimal, as close as possible to the voltage U kmi , which is found from expressions (1) and (2). The minimum difference between the voltages U kmi and U km is determined by changes in voltage E p on buses 4 and 5 during operation of the converter. Critical is the minimum value of E p (E p min) voltage of the primary source, which may occur during operation. For this case, from (3) we can obtain the following minimum number of turns of the protective winding 11
W s ≅ E p min W n / U n (6)
Substitution of this expression in (4) gives the following equation for calculating the amplitude of the switching voltage pulse on the collector of transistor 1
U kmi E p (1 + U n W c / E p min W n ), (7)
where E p expresses the current, changing, but greater than E p min, voltage at the input terminals 4 and 5. In particular, when substituting in E (7) instead of E p the maximum voltage value E p max during operation, we obtain the maximum amplitude value pulse U kmi max.
Таким образом, при изменении напряжения первичного источника на шинах 4 и 5 от величины Eп мин до Eп макс и выполнении условия (6) амплитуда коммутационного импульса напряжения на коллекторе транзистора 1 будет изменяться от величины Uкми мин Uкм до уровня Uкм макс.Thus, when the voltage of the primary source on buses 4 and 5 changes from E p min to E p max and condition (6) is fulfilled, the amplitude of the voltage switching pulse at the collector of transistor 1 will change from U km min U km to the level U km max .
В отличие от применяющейся размагничивающей обмотки в однотактных преобразователях с прямым включением выпрямительного диода, в рассматриваемом преобразователе обмотка 11 включается и отводит ток, накопленный в индуктивности рассеяния обмотки 2, только на этапе времени демпфирования коммутационного импульса коллекторного напряжения. При этом работоспособность схемы демпфирования обеспечивается только при условии выполнения неравенства (6). In contrast to the applied demagnetizing winding in single-phase converters with direct connection of the rectifier diode, in the converter under consideration, the winding 11 is turned on and removes the current accumulated in the dissipation inductance of winding 2 only at the stage of the damping time of the switching pulse of the collector voltage. In this case, the operation of the damping circuit is ensured only if inequality (6) is satisfied.
Если магнитная связь между коллекторной 2 и защитной 11 обмотками оказывается недостаточной, то эффективность демпфирования будет невелика. If the magnetic connection between the collector 2 and the protective 11 windings is insufficient, then the damping efficiency will be low.
Для улучшения демпфирования применяются компенсирующая обмотка 13 и компенсирующий конденсатор 14. Сущность происходящих при этом процессов заключается в следующем. To improve damping, a compensating winding 13 and a compensating capacitor 14 are used. The essence of the processes occurring in this case is as follows.
Напряжение на конденсаторе 14, заряженном полярностью, показанной на схеме, в сумме с напряжением на компенсирующей обмотке 13 таково, что при открытом диоде 12 напряжение на коллекторе транзистора 1 ограничивается до уровня Uкми, определяемого выражением (4). Емкость конденсатора 14 велика, так что напряжение на нем за время демпфирования практически не изменяется. Поэтому избыток энергии, не погашенный демпфирующей цепью, состоящей из обмотки 11 и диода 12, не изменяет напряжения демпфирования Uкми.The voltage on the capacitor 14, charged by the polarity shown in the diagram, in total with the voltage on the compensating winding 13, is such that when the diode 12 is open, the voltage on the collector of the transistor 1 is limited to the level of Umi , defined by expression (4). The capacitance of the capacitor 14 is large, so that the voltage on it during the damping practically does not change. Therefore, an excess of energy not extinguished by a damping circuit consisting of a winding 11 and a diode 12 does not change the damping voltage U kmi .
Рассмотрим соотношения напряжений и чисел витков обмоток трансформатора 3, при которых выполняется эффективное демпфирование обмоткой 13 и конденсатором 14. При этом следует учитывать, что для повышения энергетической эффективности и исключения протекания паразитных токов через элементы необходимо, чтобы напряжение на конденсаторе 14 не изменялось при переходе транзистора 1 из закрытого состояния в открытое и наоборот. Consider the ratio of the voltages and the number of turns of the windings of the transformer 3, at which the damping by the winding 13 and the capacitor 14 is performed. It should be borne in mind that in order to increase energy efficiency and prevent the passage of stray currents through the elements, it is necessary that the voltage across the capacitor 14 does not change during the transition of the transistor 1 from closed to open and vice versa.
Рассматривая падения напряжений на элементах схемы, можно записать следующее выражение для определения напряжения на конденсаторе 14 во время открытого состояния транзистора 1
Uc (Eп Wз/Wк) (Eп Wкомп/Wк) (8)
где Wкомп число витков компенсирующей обмотки 13.Considering the voltage drop across the circuit elements, we can write the following expression for determining the voltage across the capacitor 14 during the open state of the transistor 1
U c (E p W w / W k ) (E p W comp / W k ) (8)
where W comp the number of turns of the compensating winding 13.
Для этапа запертого состояния транзистора 1 при установившемся режиме напряжения на его коллекторе имеем
Uc Eп + (Uн Wк/Wн) + ((Uн Wкомп/Wн) (Uн Wз/Wн). (9)
Приравнивая (8) и (9) для выполнения требований равенства напряжений на конденсаторе 14 при всех режимах работы, получим
Uн(Wк + Wкомп Wз)/Wн Eп(Wз Wкомп Wк)/Wк. (10)
Так как Uн/Wн или Eп/Wк не равны нулю, то одним из практически реализуемых решений уравнения (10) является следующее
(Wк + Wкомп Wз) (Wз Wкомп - Wк). (11)
Откуда требуемое число витков компенсирующей обмотки 13 определяется выражением
Wкомп Wз Wк. (12)
При выполнении условия (12) напряжение на конденсаторе 14 не изменяется в процессе импульсной работы транзистора 1. Величина напряжения на конденсаторе 14 находится путем подстановки (12) в (8) или (9), в результате чего можно получить, что Uc Еп.For the stage of the locked state of the transistor 1 at a steady state voltage on its collector we have
U c E n + (U n W to / W n ) + ((U n W comp / W n ) (U n W w / W n ). (9)
Equating (8) and (9) to fulfill the requirements of equal voltage across the capacitor 14 under all operating conditions, we obtain
U n (W c + W comp W c ) / W n E p (W c W comp W c ) / W c . (ten)
Since U n / W n or E p / W k are not equal to zero, one of the practically implemented solutions of equation (10) is the following
(W c + W comp W c ) (W c W comp - W c ). (eleven)
Where does the required number of turns of the compensating winding 13 is determined by the expression
W comp W s W to . (12)
When condition (12) is fulfilled, the voltage across the capacitor 14 does not change during the pulse operation of the transistor 1. The voltage across the capacitor 14 is found by substituting (12) into (8) or (9), as a result of which it can be obtained that U c Е p .
Таким образом демпфирование коммутационного импульса коллекторного напряжения транзистора 1 обеспечивается при неизменном напряжении на конденсаторе 14. Так как число витков компенсационной обмотки 13 меньше, чем у обмоток 2 и 11, то демпфирование осуществляется с большей эффективностью, чем демпфирование при помощи обмотки 11 и диода 12. Однако демпфирование при помощи конденсатора 14 носит вспомогательную роль, так как наиболее энергоемкий перенос энергии, накопленной в индуктивности рассеяния, выполняется через диод 12 в источник Eп. Избыток энергии, остающийся на конденсаторе 14 от демпфирования, отводится во время установившегося значения коллекторного напряжения на запертом транзисторе 1.Thus, the damping of the switching pulse of the collector voltage of the transistor 1 is provided at a constant voltage across the capacitor 14. Since the number of turns of the compensation winding 13 is less than that of windings 2 and 11, damping is carried out with greater efficiency than damping with winding 11 and diode 12. However, damping with a capacitor 14 has an auxiliary role, since the most energy-intensive transfer of energy stored in the scattering inductance is performed through a diode 12 to the source E p . The excess energy remaining on the capacitor 14 from the damping is discharged during the steady-state value of the collector voltage at the locked transistor 1.
Claims (2)
Wз≅EпминWн/Uн,
где Eпмин минимальное эксплуатационное напряжение первичного источника, подсоединенного к входным выводам;
Wн число витков нагрузочной обмотки трансформатора;
Uн напряжение на выходных выводах.1. A single-ended DC-DC to DC converter containing a transistor, the collector of which is connected to the end of the transformer collector winding connected to the diode cathode and to the potential input terminal, the common input terminal is connected to the transistor emitter and the beginning of the transformer protective winding connected to the diode anode and the first output of the capacitor, the second output circuit of which is connected to the collector of the transistor, while the load winding of the transformer through a rectifier diode connected to a filtering capacitor connected to the output terminals, characterized in that the rectifying diode is connected by an anode to the end of the load winding of the transformer, and the number of turns of the protective winding is selected from the condition
W s ≅E cmin W n / U n ,
where E pmin is the minimum operational voltage of the primary source connected to the input terminals;
W n the number of turns of the load winding of the transformer;
U n voltage at the output terminals.
Wк о м п Wз Wк,
где Wз и Wк число витков защитной и компенсирующей обмоток соответственно.2. The converter according to claim 1, characterized in that a compensating transformer winding is introduced into the circuit of the second output terminal of the capacitor, first connected to the transistor collector, the number of turns of which is selected from the condition
W to about m p W s W to ,
where W s and W to the number of turns of the protective and compensating windings, respectively.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SU5062223 RU2069445C1 (en) | 1992-09-14 | 1992-09-14 | Single-ended stabilizing dc voltage changer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SU5062223 RU2069445C1 (en) | 1992-09-14 | 1992-09-14 | Single-ended stabilizing dc voltage changer |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2069445C1 true RU2069445C1 (en) | 1996-11-20 |
Family
ID=21613306
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| SU5062223 RU2069445C1 (en) | 1992-09-14 | 1992-09-14 | Single-ended stabilizing dc voltage changer |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2069445C1 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2019112617A1 (en) * | 2017-12-08 | 2019-06-13 | Hewlett-Packard Development Company, L.P. | Snubber circuits controlled by outputs of transformers |
-
1992
- 1992-09-14 RU SU5062223 patent/RU2069445C1/en active
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 1. Моин В.С. и Лаптев Н.Н. Стабилизированные транзисторные преобразователи. - М.: Энергия, 1972, с.430, рис.11.4 д. 2. Источники электропитания РЭА. Справочник/Под ред. Г.С. Найвельта. - М.: Радио и связь, 1986, с.349, рис. 9.2. 3. Источники вторичного электропитания /Под ред. Ю.И.Конева, М.: Радио и связь, 1990 с.107, рис. 3.38. 4. Заявка Японии N 63-61869, кл H 02 M 3/28, 1988. * |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2019112617A1 (en) * | 2017-12-08 | 2019-06-13 | Hewlett-Packard Development Company, L.P. | Snubber circuits controlled by outputs of transformers |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4268898A (en) | Semiconductor switching circuit with clamping and energy recovery features | |
| CA2249755C (en) | Full bridge dc-dc converters | |
| US6198260B1 (en) | Zero voltage switching active reset power converters | |
| US6434029B1 (en) | Boost topology having an auxiliary winding on the snubber inductor | |
| US5434768A (en) | Fixed frequency converter switching at zero voltage | |
| US5856916A (en) | Assembly set including a static converter with controlled switch and control circuit | |
| US7061777B2 (en) | Input stage circuit of three-level DC/DC converter | |
| US5841268A (en) | Multi-resonant soft switching snubber network for DC-to-DC converter | |
| JP3512540B2 (en) | Switching power supply and control method thereof | |
| US5654626A (en) | Boost-converter with low losses | |
| JP3475892B2 (en) | Switching power supply | |
| EP0649214A2 (en) | High efficiency switch mode regulator | |
| KR100535297B1 (en) | Switched-mode power supply | |
| US6377481B1 (en) | Power supply including diode recovery current suppression circuit | |
| US4803610A (en) | Switching power supply | |
| US5117347A (en) | Full duty cycle forward converter | |
| RU2069445C1 (en) | Single-ended stabilizing dc voltage changer | |
| Dong et al. | A boost converter with lossless snubber under minimum voltage stress | |
| KR970003237B1 (en) | Soft switching circuit for separately-excited switching power source in current discontinuity mode | |
| JPH06165510A (en) | Inverter | |
| RU1823101C (en) | Single-ended d c/d c converter | |
| RU2094936C1 (en) | Direct-to-direct voltage converter | |
| SU1676034A1 (en) | Single-cycle d c-to-d c voltage converter | |
| RU2073303C1 (en) | Controllable two-stroke dc-to-dc converter | |
| RU2110134C1 (en) | Regulated dc voltage changer |