RU2016493C1

RU2016493C1 - Matched filter

Info

Publication number: RU2016493C1
Authority: RU
Inventors: О.Ф. Меньших
Original assignee: Меньших Олег Федорович
Priority date: 1991-06-24
Filing date: 1991-06-24
Publication date: 1994-07-15

Abstract

FIELD: radio and instrumentation engineering. SUBSTANCE: simplification of design of filter is achieved by coherent storage of signal in monoperiodic structure of output electrode of delay line with subsequent narrow-band filtering of signal expanded to duration of N-fold radio pulse signal and by amplification of mixture of signal and noise ahead of mixer up to such level that inherent broadband noise of mixer can be disregarded when estimating resulting signal-to-noise ratio across output of delay line. EFFECT: simplified design. 1 dwg

Description

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в обнаружителях сигналов лазерных когерентных локаторов с непрерывным режимом излучения и обзором по угловым координатам. The invention relates to radio engineering and can be used in signal detectors of laser coherent locators with a continuous radiation mode and a survey in angular coordinates.

В радио- и оптической локации широкое применение нашли широкополосные сигналы для повышения обнаружительной способности и разрешающей способности локаторов. Сжатие таких сигналов осуществляют в согласованных фильтрах, максимизирующих отношение сигнал/шум на их выходе. В качестве важного компонента такого согласованного фильтра используют дисперсионные линии задержки (ДЛЗ) на поверхностных акустических волнах (ПАВ). In radio and optical locations, broadband signals have been widely used to increase the detectability and resolution of locators. Such signals are compressed in matched filters that maximize the signal-to-noise ratio at their output. As an important component of such a matched filter, dispersion delay lines (DLS) on surface acoustic waves (SAWs) are used.

Наиболее близким техническим решением является анализатор с ДЛЗ на ПАВ, осуществляющий спектровременное сжатие широкополосного сигнала локатора, который содержит последовательно включенные полосовой фильтр, смеситель и ДЛЗ, а также линейно-частотно-модулированный (ЛЧМ) гетеродин, включенный к второму входу смесителя. В таком анализаторе полосовой фильтр является существенно широкополосным в силу широкополосности самого обрабатываемого сигнала, что снижает возможности увеличения отношения сигнал/шум на выходе ДЛЗ в случае приема квазимонохроматических радиоимпульсных сигналов лазерных когерентных локаторов с непрерывным излучением и обзором по угловым координатам. Недостатком этого устройства также является его сложность. The closest technical solution is an analyzer with a DLW to a SAW, performing spectral-time compression of the broadband signal of the locator, which contains a series-pass bandpass filter, mixer and DLZ, as well as a linear frequency-modulated (LFM) local oscillator connected to the second input of the mixer. In such an analyzer, a band-pass filter is substantially broadband due to the broadband of the signal being processed, which reduces the possibility of increasing the signal-to-noise ratio at the output of the DLP in the case of receiving quasi-monochromatic radio-pulse signals from laser coherent radars with a continuous view and viewing along angular coordinates. The disadvantage of this device is its complexity.

Целью изобретения является упрощение фильтра. The aim of the invention is to simplify the filter.

Согласованный фильтр содержит последовательно соединенные полосовой фильтр, смеситель и ДЛЗ, а также ЛЧМ-гетеродин, поключенный к второму входу смесителя, и отличается введением в него компенсирующего усилителя и линии задержки на ПАВ, выходной электрод которой выполнен в виде согласованной с несущей частотой входного радиоимпульса монопериодической и непрерывной структуры с продольной длиной вдоль вектора распространения ПАВ, равно l_вых= Nv τ_n, где N - число, много большее единицы; v - скорость распространения ПАВ; τ_n - длительность входного радиоимпульса, причем выходной электрод соединен с входом полосового фильтра через компенсирующий усилитель, а полоса пропускания Δ f полосового фильтра соответствует условию τ f≈1/N τ_n.The matched filter contains a series-connected bandpass filter, mixer and DLZ, as well as an LFM oscillator connected to the second input of the mixer, and is distinguished by the introduction of a compensating amplifier and a delay line to the SAW, the output electrode of which is made in the form of a monoperiodic input pulse matching the carrier frequency and a continuous structure with a longitudinal length along the SAW propagation vector is equal to l _o = Nv τ _n , where N is a number much larger than unity; v is the propagation velocity of the surfactant; τ _n is the duration of the input radio pulse, and the output electrode is connected to the input of the bandpass filter through a compensating amplifier, and the passband Δ f of the bandpass filter corresponds to the condition τ f≈1 / N τ _n .

Упрощение фильтра достигнуто путем когерентного накопления сигнала в монопериодической структуре выходного электрода линии задержки (ЛЗ) с последующей узкополосной фильтрацией расширенного до длительности в N раз радиоимпульсного сигнала и усиления смеси сигнала и шума перед смесителем до такого уровня, при котором собственный широкополосный шум смесителя можно не учитывать при оценке результирующего отношения сигнал/шум на выходе ДЛЗ. Filter simplification was achieved by coherent signal accumulation in the monoperiodic structure of the output electrode of the delay line (LH), followed by narrow-band filtering of the radio pulse signal expanded to a duration of N times and amplification of the signal-noise mixture in front of the mixer to such a level that the own wide-band noise of the mixer can be ignored when evaluating the resulting signal-to-noise ratio at the output of the DLZ.

На чертеже представлена схема согласованного фильтра. The drawing shows a diagram of a matched filter.

Фильтр содержит последовательно соединенные ЛЗ 1 с входным 2 и выходным 3 электродами, компенсирующий усилитель 4, полосовой фильтр 5, смеситель 6, снабженный ЛЧМ-гетеродином 7, и ДЛЗ 8. The filter contains series-connected LZ 1 with input 2 and output 3 electrodes, a compensating amplifier 4, a band-pass filter 5, a mixer 6 equipped with a LFM local oscillator 7, and DLZ 8.

Входной радиоимпульс длительностью τ_n воздействует на входной электрод 2 ЛЗ 1, возбуждая в звукопроводе последней, выполненном из пьезоэлектрика, ПАВ в форме волнового цуга с продольным размером v τ_nвдоль вектора распространения ПАВ в звукопроводе ЛЗ. По мере движения этого цуга волн в пространстве выходного электрода 3 в его элементах возбуждаются ЭДС на частоте несущих колебаний входного радиоимпульса. В силу непрерывности и монопериодичности структуры выходного электрода 3 ЛЗ парциальные колебания, возбуждаемые локально в различных участках этого электрода, когерентно складываются во времени между собой, если выполняется условие согласования монопериодической структуры с частотой несущих колебаний входного радиоимпульса, в частности, когда расстояние между смежными штырями монопериодической структуры выходного электрода 3 равно половине длины волны несущего колебания входного радиоимпульса либо целочисленно-кратно ей для соответствующего ПАВ в звукопроводе ЛЗ 1. В результате такого накопления растет не амплитуда выходного радиоимпульса, а его длительность, т.е. имеет место спектровременное преобразование входного сигнала. В результате такого преобразования длительность выходного радиоимпульса, поступающего через компенсирующий усилитель 4 на вход полосового фильтра 5, когерентно расширяется в N раз, где N= τ*/τ_n, τ* - время длительного взаимодействия волнового цуга с выходным электродом 3 ЛЗ 1, определяемое длиной последнего l_вых=v τ*.An input radio pulse of duration τ _n acts on the input electrode 2 LZ 1, exciting in the sound pipe of the last made of a piezoelectric surfactant in the form of a wave train with a longitudinal size v τ _n along the propagation vector of the surfactant in the sound pipe LZ. As this train of waves moves in the space of the output electrode 3, EMFs are excited in its elements at the frequency of the carrier oscillations of the input radio pulse. Due to the continuity and monoperiodicity of the structure of the 3 LZ output electrode, partial vibrations excited locally in different parts of this electrode are coherently added in time with each other if the condition for matching the monoperiodic structure with the frequency of the carrier oscillations of the input radio pulse is satisfied, in particular, when the distance between adjacent pins of the monoperiodic structure of the output electrode 3 is equal to half the wavelength of the carrier wave of the input radio pulse or integer-multiple to it for the corresponding etstvuyuschego surfactant in an acoustic line LZ 1. As a result of such accumulation does not increase the amplitude of the output of the radio pulse and its duration, i.e., there is a spectral-time conversion of the input signal. As a result of this conversion, the duration of the output radio pulse arriving through the compensating amplifier 4 to the input of the bandpass filter 5 coherently expands N times, where N = τ * / τ _n , τ * is the time of long interaction of the wave train with the output electrode 3 LZ 1, determined the length of the latter l _o = v τ *.

N-кратное расширение длительности радиоимпульса позволяет сузить в N раз полосу пропускания во входной цепи смесителя 6 путем выбора полосы пропускания Δ f в полосовом фильтре 5, равной (соизмеримой) обратной величине длительности радиоимпульса, образующегося на выходе ЛЗ 1, т.е. Δ f≈1/N τ_n. При этом отсутствует потеря энергии полезного сигнала, участвующего в процессе его сжатия во времени на основе ДЛЗ 8. С другой стороны, N-кратное сужение полосы пропускания в полосовом фильтре 5 обеспечивает инвариантность дисперсии шума на выходе полосового фильтра 5 по отношению к изменению времени взаимодействия волнового цуга в пространстве выходного электрода 3 ЛЗ, дисперсия шума на выходе которого при этом N-кратно возрастает в процессе N-кратного расширения радиоимпульса по длительности на выходе ЛЗ 1. В силу свойства инвариантности для дисперсии шума на выходе полосового фильтра 5, согласованного с длительностью расширенного когерентно радиоимпульса по вышеуказанному условию, стало возможным существенно увеличивать число N (кратность накопления энергии полезного сигнала) за счет увеличения длины выходного электрода 3 в ЛЗ 1, ограничение на величину которой определяется практически технологическими возможностями изготовления ЛЗ. Другим существенным ограничением числа N является фактор монохроматичности входного радиоимпульса, определяемый стабильностью частоты излучения лазерного передатчика локатора (дисперсией Аллана).N-fold extension of the duration of the radio pulse allows you to narrow the N bandwidth in the input circuit of the mixer 6 by choosing the bandwidth Δ f in the bandpass filter 5, equal to (commensurate) the reciprocal of the duration of the radio pulse generated at the output of LZ 1, i.e. Δ f≈1 / N τ _n . There is no loss of energy of the useful signal involved in its compression in time based on DLZ 8. On the other hand, the N-fold narrowing of the passband in the bandpass filter 5 ensures the invariance of the noise dispersion at the output of the bandpass filter 5 with respect to the change in the interaction time of the wave train in the space of the output electrode 3 LZ, the dispersion of noise at the output of which at the same time N-fold increases during the N-fold expansion of the radio pulse in duration at the output of LZ 1. Due to the invariance property for the noise dispersion at the output of the band-pass filter 5, consistent with the duration of the extended coherent radio pulse according to the above condition, it became possible to significantly increase the number N (multiplicity of energy storage of the useful signal) by increasing the length of the output electrode 3 in LZ 1, the limitation on the value of which is determined by practically technological the possibilities of manufacturing LZ. Another significant limitation of the number N is the monochromaticity factor of the input radio pulse, determined by the stability of the radiation frequency of the laser transmitter of the locator (Allan dispersion).

В компенсирующем усилителе 4 смесь сигнала и шума линейно усиливается до уровня, при котором дисперсия узкополосного шума на выходе полосового фильтра 5 оказывается существенно большей дисперсии собственного шума широкополосного тракта смесителя 6. Широкополосность тракта по цепи "смеситель-ДЛЗ" определяется рабочей полосой ДЛЗ Δ F_ЛЗ, которая на несколько порядков может быть больше полосы пропускания в полосовом фильтре 5, поэтому коэффициент усиления в компенсирующем усилителе 4 должен выбираться по условию
k >

, где G_см - спектральная полость мощности шума смесителя 6 (обычно

=3 ... 5). При выполнении этого условия собственным широкополосным шумом смесителя в полосе ДЛЗ 8 Δ F_ЛЗ можно пренебречь, и дисперсия шума на выходе ДЛЗ III останется почти такой же, как и на выходе полосового фильтра 5 (при условии, что коэффициент передачи в тракте "смеситель - ДЛЗ" равен единице, что требует, естественно, применения усилителя после ДЛЗ 8. В то же самое время полезный радиоимпульс длительностью τ*= N τ_nпосле его ЛЧМ-преобразования в смесителе 6 с ЛЧМ-колебанием гетеродина 7 будет сжат во времени с помощью ДЛЗ 8 в базу раз B= Δ F_ЛЗ τ_ЛЗ, где τ_ЛЗ- длительность импульсной характеристики ДЛЗ 8, которая выбирается из условия соизмеримости с длительностью когерентно расширенного во времени входного радиоимпульса (τ_ЛЗ≈τ*). В силу закона сохранения энергии такое временное сжатие выходного радиоимпульса на выходе ДЛЗ 8 приведет к

-кратному увеличению амплитуды напряжения сжатого радиоимпульса (корреляционного пика) по сравнению с напряжением сигнала на выходе полосового фильтра 5 (также в предположении единичного коэффициента передачи в тракте "смеситель - ДЛЗ", как это имело место при рассмотрении величины дисперсии шума на выходе ДЛЗ 8).In the compensating amplifier 4, the signal-to-noise mixture is linearly amplified to a level where the dispersion of narrow-band noise at the output of the band-pass filter 5 is much larger than the dispersion of the intrinsic noise of the broadband path of the mixer 6. The broadband path along the mixer-DLZ circuit is determined by the working band of the DLZ Δ F _LZ , which is several orders of magnitude greater than the passband in the bandpass filter 5, therefore, the gain in the compensating amplifier 4 should be selected by the condition
k>

where G _cm is the spectral cavity of the noise power of the mixer 6 (usually

= 3 ... 5). When this condition is met, the intrinsic broadband noise of the mixer in the DLZ band 8 Δ F _LZ can be neglected, and the noise dispersion at the output of DLZ III will remain almost the same as at the output of the bandpass filter 5 (provided that the transmission coefficient in the mixer - DLZ path "is equal to unity, which naturally requires the use of an amplifier after DLZ 8. At the same time, a useful radio pulse of duration τ * = N τ _n after its LFM conversion in mixer 6 with LFM oscillation of local oscillator 7 will be compressed in time using DLZ 8 times the base B = Δ F _LZ τ _LZ , where τ _LZ - the duration of the impulse response of DLZ 8, which is selected from the condition of commensurability with the duration of the input radio pulse coherently expanded in time (τ _LZ ≈τ *). By the law of energy conservation, such a temporary compression of the output radio pulse at the output of DLZ 8 will lead to

-fold increase in the amplitude of the voltage of the compressed radio pulse (correlation peak) compared to the signal voltage at the output of the bandpass filter 5 (also assuming a unit transmission coefficient in the mixer-DLZ path, as was the case when considering the magnitude of the noise dispersion at the output of DLZ 8) .

В связи с тем, что отношение сигнал/шум на выходе полосового фильтра 5 не изменилось по отношению к исходному значению μ_o благодаря свойству инвариантности дисперсии шума на выходе полосового фильтра 5 по отношению к изменению числа N, т.е. по отношению к изменению длины выходного электрода 3 ЛЗ 1 при соблюдении условия выбора ширины полосы в полосовом фильтре Δ f ≈ 1/N τ_n, а работа широкополосного тракта (в полосе Δ F_ЛЗ) "смеситель - ДЛЗ" осуществляется практически без учета собственного шума смесителя за счет рационального выбора коэффициента усиления в компенсирующем усилителе 4, то нетрудно понять, что отношение сигнал/шум на выходе ДЛЗ 8 будет существенно увеличено (в B раз) по сравнению с максимально возможным значением μ_o, которое достигается на выходе известных оптимальных (согласованных) фильтров с учетом равномерного по спектру гауссовского шума на входе таких фильтров, т.е. на выходе ДЛЗ 8 отношение сигнал/шум μ* станет равным μ*=В μ_o. Это определяет конкретную пользу от применения предлагаемого фильтра.Due to the fact that the signal-to-noise ratio at the output of the bandpass filter 5 has not changed with respect to the initial value μ _o due to the invariance property of the noise variance at the output of the bandpass filter 5 with respect to the change in the number N, i.e. with respect to the change in the length of the output electrode 3 LZ 1 subject to the conditions for choosing the bandwidth in the bandpass filter Δ f ≈ 1 / N τ _n , and the work of the broadband path (in the band Δ F _LZ ) "mixer - DLZ" is carried out almost without taking into account intrinsic noise mixer through judicious selection of the gain in the compensating amplifier 4, it is easy to understand that the signal / noise ratio at the output DLA 8 will be substantially increased (in B times) than the maximum possible value of μ _o, which is obtained at the output of known optimal x (coordinated) with the uniform filter on the spectrum of the Gaussian noise at the input of the filter, i.e. at the output of the DLZ 8, the signal-to-noise ratio μ * becomes equal to μ * = V μ _o . This determines the specific benefits of using the proposed filter.

П р и м е р. ЛЗ 1 работает на центральной частоте 60 МГц с переходным затуханием 80 дБ в полосе частот 10 МГц с длительностью взаимодействия волнового цуга ПАВ с выходным ее электродом τ*=85 мкс. На входной электрод 2 ЛЗ 1 воздействует радиоимпульс длительностью τ_n=100 нс и с несущей частотой 60 МГц, согласованной с монопериодической структурой выходного электрода ЛЗ1 с учетом скорости распространения ПАВ в звукопроводе ЛЗ (в пьезокварца V=3,16 мм/мкс). При этом кратность уширения N длительности радиоимпульса на выходе ЛЗ будет равна N=850. В качестве ДЛЗ 8 используем стандартную ДЛЗ типа ЖГЗ. 836.022 в режиме третьей гармоники с параметрами: Δ FЛЗ=120 МГц; τ_ЛЗ=40 мкс и центральной частотой полосы прозрачности в 180 МГц. Переходное затухание в такой ДЛЗ в режиме третьей гармоники будет порядка -80 дБ. При использовании ЛЧМ-гетеродина 7 с центральной частотой ЛЧМ-импульсов гетеродинирования в 240 МГц, длительностью импульсов 80 мкс и полосой перестройки по линейному закону в пределах от 360 до 120 Мгц получаем достаточную избыточность во времени ЛЧМ-сканинге в ЛЧМ-гетеродине 7, обусловленную неопределенностью момента приема локатором входного радиоимпульса, отраженного от объекта локации, и при этом получаем ЛЧМ-эквивалент когерентно расширенного по длительности радиоимпульса на выходе смесителя 6 с частотой перестройкой его в зависимости от момента приема входного радиоимпульса в частотных границах от 300 до 60 МГц во времени 80 мкс. Однако, поскольку длительность импульсной характеристики ДЛЗ 8 выбрана равной 40 мкс, т.е. меньше приблизительно вдвое длительности когерентно расширенного по длительности радиоимпульса на выходе полосового фильтра 5 (85 мкс), то не вся его энергия будет обрабатываться в процессе спектровременного сжатия в ДЛЗ 8 (а только длительность в 40 мкс). Тем не менее расширение длительности радиоимпульса на выходе полосового фильтра 5 до 85 мкс (избыточное по сравнению с длительностью импульсной характеристики ДЛЗ 8 в 40 мкс) оказывается полезным, поскольку расширяет диапазон неопределенности приема входного радиоимпульса по времени относительно синхроимпульса запуска ЛЧМ-гетеродина 7 до величины ± 22,5 мкс, т.е. расширяет глубину диапазона дальностей до объектов локации (в данном примере до 6,75 км, например, от 2,25 до 8 км). Коэффициент временного сжатия в ДЛЗ 8 без аподизации составляет B=120 МГц х 40 мкс= 4800. Если спектральная плотность мощности на входе приемника локатора равна G= 2˙10^-19 Вт/Гц в полосе шума 10 МГц, дисперсия шума на входе составляет 10^-12 Вт, и эта величина задает порог чувствительности обнаружителя (при отношении сигнал/шум на входе решающего устройства, равном единице). Это означает, что если для обеспечения в локаторе требуемой вероятности обнаружения сигнала необходимо, например, иметь отношение сигнал/шум на выходе ДЛЗ 8 равным

=12, то с учетом сжатия в ДЛЗ 8 (4700) минимальная мощность обнаруживаемого сигнала, воздействующего на фотоприемное устройство локатора, равна 3˙10^-14 Вт. При спектральной плотности мощности шума в смесителе 6 около 3˙10^-18 ВТ/Гц в рабочей полосе ДЛЗ 8 в 120 МГц дисперсия шума на входе смесителя имеет порядок 3,6˙10^-10 Вт. Для пренебрежения этой дисперсией собственного широкополосного шума смесителя при оценке шума на выходе ДЛЗ 8 величина коэффициента усиления в компенсирующем усилителе 4 должна быть существенно больше, чем 380, например, около 60 дБ. С учетом потерь сигнала в в ЛЗ 1 (80 дБ) и в полосовом фильтре 5 (до 10 дБ) полное усиление в усилительном тракте от входа до смесителя должно быть не менее 150 дБ в узкой полосе частот порядка 12 кГц на средней частоте 60 МГц. Полоса пропускания тракта формируется в полосовом фильтре 5 и равна 12 кГц применительно к выражению Δ f≈1/N τ_n при заданной конструкции ЛЗ 1. Такой полосовой фильтр легко выполняется в виде интегральной пьезокерамической конструкции на ниобатe лития. Перестройка частоты в ЛЧМ-гетеродина 7 по линейному закону в диапазоне 360 ... 120 МГц за 80 мкс осуществляется по схеме частотно-фазовой автоподстройки на основе делителя с переменным коэффициентом деления частоты СВЧ-генератора в диапазоне 1860 ... 1620 МГц с последующим переносом СВЧ-колебания к заданному диапазону гетеродинированием.PRI me R. LZ 1 operates at a central frequency of 60 MHz with a transitional attenuation of 80 dB in the frequency band of 10 MHz with a duration of interaction of the SAW wave train with its output electrode τ * = 85 μs. An input electrode 2 LZ 1 is affected by a radio pulse of duration τ _n = 100 ns and with a carrier frequency of 60 MHz, consistent with the monoperiodic structure of the output electrode LZ1, taking into account the propagation velocity of the surfactant in the LZ sound duct (in a piezoelectric quartz V = 3.16 mm / μs). In this case, the broadening multiplicity N of the duration of the radio pulse at the output of the LZ will be N = 850. As DLZ 8 we use the standard DLZ of the ZhGZ type. 836.022 in the third harmonic mode with parameters: Δ FLZ = 120 MHz; τ _LZ = 40 μs and the center frequency of the transparency band at 180 MHz. Transient attenuation in such a DLZ in the third harmonic mode will be of the order of -80 dB. When using LFM local oscillator 7 with a central frequency of LFM heterodyning pulses of 240 MHz, a pulse duration of 80 μs and a tuning band according to the linear law ranging from 360 to 120 MHz, we obtain sufficient time redundancy for LFM scanning in LFM local oscillator 7, due to the uncertainty the moment the radar receives the input radio pulse reflected from the location object, and in this case we get the chirp equivalent of the radio pulse coherently extended in duration at the output of the mixer 6 with a frequency that changes its dependence receiving an input from the time the rf pulse in the frequency range from 300 MHz to 60 Time 80 microseconds. However, since the duration of the impulse response of DLZ 8 is chosen to be 40 μs, i.e. less than about half the duration of the coherently extended radio pulse at the output of the bandpass filter 5 (85 μs), then not all of its energy will be processed during spectral-time compression in DLZ 8 (but only 40 μs long). Nevertheless, expanding the duration of the radio pulse at the output of the bandpass filter 5 to 85 μs (redundant in comparison with the duration of the pulse response characteristic of DLZ 8 by 40 μs) is useful because it expands the range of uncertainty in the reception of the input radio pulse in time relative to the start-up pulse of the LFM local oscillator 7 to ± 22.5 μs, i.e. expands the depth of the range of ranges to location objects (in this example, up to 6.75 km, for example, from 2.25 to 8 km). The time compression coefficient in DLZ 8 without apodization is B = 120 MHz x 40 μs = 4800. If the power spectral density at the input of the locator receiver is G = 2˙10 ^-19 W / Hz in a 10 MHz noise band, the input noise dispersion is 10 ^-12 W, and this value sets the sensitivity threshold of the detector (when the signal-to-noise ratio at the input of the resolver is equal to unity). This means that if, in order to provide the required probability of signal detection in the locator, it is necessary, for example, to have a signal-to-noise ratio at the output of DLZ 8 equal to

= 12, then, taking into account the compression in DLZ 8 (4700), the minimum power of the detected signal acting on the photodetector of the locator is 3˙10 ^-14 W. When the spectral density of the noise power in mixer 6 is about 3˙10 ^-18 W / Hz in the working band of DLZ 8 in 120 MHz, the noise dispersion at the input of the mixer is of the order of 3.6˙10 ^-10 W. To neglect this dispersion of the own broadband noise of the mixer when evaluating the noise at the output of the DLZ 8, the gain in the compensating amplifier 4 should be significantly larger than 380, for example, about 60 dB. Taking into account the signal loss in LZ 1 (80 dB) and in the bandpass filter 5 (up to 10 dB), the total gain in the amplifier path from the input to the mixer should be at least 150 dB in a narrow frequency band of about 12 kHz at an average frequency of 60 MHz. The bandwidth of the path is formed in the bandpass filter 5 and is equal to 12 kHz with respect to the expression Δ f≈1 / N τ _n for a given design LZ 1. Such a bandpass filter is easily performed in the form of an integral piezoceramic design on lithium niobate. Frequency tuning in the LFM oscillator 7 according to the linear law in the range 360 ... 120 MHz for 80 μs is carried out according to the frequency-phase auto-tuning scheme based on a divider with a variable frequency division coefficient of the microwave generator in the range of 1860 ... 1620 MHz with subsequent transfer Microwave oscillations to a given range by heterodyning.

Предлагаемое изобретение может найти применение также в анализаторах спектра высокой чувствительности, в измерительной технике, системах передачи информации, в сверхдальней космической связи и управлении лазерным излучением. The present invention can also be used in analyzers of a high sensitivity spectrum, in measuring equipment, information transmission systems, in ultra-long-distance space communications and laser radiation control.

Claims

AGREED FILTER containing a series-connected bandpass filter, mixer and dispersion delay line, as well as a linear-frequency-modulated local oscillator connected to the second input of the mixer, characterized in that, in order to simplify the device, series-connected compensating amplifier and an ultrasonic line are introduced into it delays on surface waves, the output electrode of which is made in the form of a monoperiodic and continuous structure with a longitudinal length along the propagation vector of ultrasound Vågå wave train is equal to
l _o = N τ _n V,
where τ _n - the duration of the input radio pulse;
N is an integer >>1;
V is the propagation velocity of the surface ultrasonic wave,
moreover, the output electrode is connected to the input of the bandpass filter through a compensating amplifier, and the passband Δ f of the bandpass filter corresponds to the condition Δ f = 1 / N τ _n