RU2006153C1 - Dc voltage converter - Google Patents
Dc voltage converter Download PDFInfo
- Publication number
- RU2006153C1 RU2006153C1 SU5028243A RU2006153C1 RU 2006153 C1 RU2006153 C1 RU 2006153C1 SU 5028243 A SU5028243 A SU 5028243A RU 2006153 C1 RU2006153 C1 RU 2006153C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- transistor
- current
- converter
- output
- base
- Prior art date
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к преобразовательной технике и может быть использовано во вторичных источниках электропитания радиоэлектронной аппаратуры. The invention relates to a conversion technique and can be used in secondary power sources of electronic equipment.
Известен преобразователь постоянного напряжения, содержащий управляемый ключ, DLC-фильтр и модулятор [1] . Known DC voltage Converter containing a controlled key, a DLC filter and a modulator [1].
Основными недостатками преобразователя являются низкие КПД и функциональная надежность, обусловленные большими коммутационными потерями и перегрузками силового транзистора ключа и блокирующего диода фильтра. К недостаткам аналога также следует отнести большие потери в цепи управления ключом. Потери на управление можно уменьшить, используя в качестве силового составной транзистор. Однако, при этом увеличивается падение напряжения на открытом ключе и, следовательно, потери в нем. The main disadvantages of the converter are low efficiency and functional reliability due to large switching losses and overloads of the power transistor of the switch and the blocking filter diode. The disadvantages of the analogue should also include large losses in the key control circuit. Control losses can be reduced by using a transistor as a power composite. However, this increases the voltage drop on the open key and, consequently, the loss in it.
В качестве прототипа выбран преобразователь постоянного напряжения, содержащий включенные последовательно между входной и выходной клеммами преобразователя управляемый ключ, выполненный на транзисторах одинаковой структуры, и DLC-фильтр, а также модулятор, обеспечивающий обратную связь с выхода фильтра на вход ключа, причем эмиттер силового транзистора ключа подключен к входной клемме преобразователя, база управляющего транзистора ключа шунтирована резистором и подключена к выходу модулятора через токоограничивающий резистор, база силового транзистора также шунтирована резистором и через управляющий транзистор подключена к выходу фильтра [2] . As a prototype, a DC-DC converter is selected that contains a controlled key connected in series between the input and output terminals of the converter, made on transistors of the same structure, and a DLC filter, as well as a modulator that provides feedback from the filter output to the key input, and the emitter of the power transistor of the key connected to the input terminal of the converter, the base of the control transistor of the key is shunted by a resistor and connected to the output of the modulator through a current-limiting resistor, the base the power transistor is also shunted by a resistor and connected to the filter output [2] through a control transistor.
Такое подключение позволяет уменьшить потери на управление без увеличения падения напряжения на открытом ключе и, следовательно, потерь в нем. This connection allows you to reduce control losses without increasing the voltage drop on the open key and, consequently, losses in it.
Для обоснования недостатков прототипа коротко рассмотрим происходящие в нем процессы коммутации. Пусть в исходном состоянии все транзисторы: силовой (Т1) и управляющий (Т2) ключа и выходной (Т3) модулятора закрыты, а через диод фильтра протекает ток дросселя фильтра. При открывании транзистора Т3, которое происходит очень быстро, ток базы транзистора Т2 (с точностью до UКЭ нас и UБЭ нас) скачком нарастает до значения
IR2 = Uп/R2 где IR2 - ток токоограничивающего резистора R2;
Uп - напряжение питания преобразователя.To justify the disadvantages of the prototype, we briefly consider the switching processes occurring in it. Suppose that in the initial state all the transistors: the power (T1) and control (T2) keys and the output (T3) modulator are closed, and the filter choke current flows through the filter diode. When the transistor T3 opens, which happens very quickly, the base current of the transistor T2 (up to U KE us and U BE us ) jumps up to the value
I R2 = U p / R2 where I R2 is the current of the current-limiting resistor R2;
U p - voltage supply of the Converter.
Как известно, при скачкообразном изменении тока базы IБ транзистора его коллекторный ток Iк изменяется по закону IК(t)= IК(0)+IБ˙h21Э˙<N>{ 1-exp[-t/(τh+
+h21Э˙CК˙RК)] , (1) где IК(0) - значение IК в момент приложения скачка IБ тока базы;
τh - постоянная времени передачи тока базы;
СК - емкость коллектора транзистора;
RК - сопротивление в цепи коллектора.As is known, when the base current I B of the transistor changes abruptly, its collector current I k changes according to the law I K (t) = I K (0) + I B ˙h 21E ˙ <N> {1-exp [-t / (τ h +
+ h 21E ˙C K ˙R K )], (1) where I K (0) is the value of I K at the time of application of the jump I B of the base current;
τ h is the time constant of the base current transmission;
With K is the collector capacity of the transistor;
R K - resistance in the collector circuit.
Поскольку коллектор транзистора Т2 подключен к выходу преобразователя, т. е. к емкости фильтра и нагрузке, можно считать RКТ2 = 0, и так как IКТ2(0) = 0, то согласно (1) имеем
IКТ2(t) = IR2 ˙h21ЭТ2 ˙[1 - exp(-t/ τhТ2)] .Since the collector of transistor T2 is connected to the output of the converter, i.e., to the filter capacitance and the load, we can assume that R CT2 = 0, and since I CT2 (0) = 0, then according to (1) we have
I KT2 (t) = I R2 ˙h 21ET2 ˙ [1 - exp (-t / τ hТ2 )].
Здесь следует отметить, что емкость фильтра обладает внутренними активным и индуктивным сопротивлениями. Поэтому ток IКТ2 вызывает скачкообразные пульсации выходного напряжения преобразователя. Такие пульсации наиболее опасны для питаемых от преобразователя электронных схем.It should be noted here that the filter capacity has internal active and inductive resistances. Therefore, the current I KT2 causes spasmodic ripple of the output voltage of the Converter. Such ripples are most dangerous for electronic circuits supplied by the converter.
Также следует отметить, что напряжение на транзисторе Т2 равно разности напряжения питания Vп и выходного напряжения Vн преобразователя, причем ток коллектора IКТ2 из-за технологических разбросов h21ЭТ2 может достигать больших значений. Все это обуславливает большие перегрузки транзистора Т2 по току и рассеиваемой мощности и, следовательно, понижает функциональную надежность преобразователя в целом.It should also be noted that the voltage at transistor T2 is equal to the difference between the supply voltage V p and the output voltage V n of the converter, and the collector current I CT2 due to technological variations h 21ET2 can reach large values. All this leads to large overloads of the transistor T2 in current and power dissipation and, therefore, reduces the functional reliability of the converter as a whole.
Обычно τhТ1> и τhТ2, поэтому можно считать, что при открывании транзистора Т2 в базу транзистора Т1 поступает скачок тока
IБТ1 = IR2˙ (h21ЭТ2 + 1).Typically, τ hT1 > and τ hT2 , so we can assume that when the transistor T2 is opened, a current surge enters the base of the transistor T1
I BT1 = I R2 ˙ (h 21ET2 + 1).
Поскольку коллектор транзистора Т1 подключен к диоду фильтра, открытому током дросселя, можно считать RКТ1 = 0, и так как IКТ1(0) = 0, то согласно (1)
IКТ1(t) = IR2˙ (h21ЭТ2 + 1) ˙h231Т1˙ [1 -
- exp(-t/ τhТ1)] .Since the collector of transistor T1 is connected to the filter diode opened by the inductor current, we can assume that R CT1 = 0, and since I CT1 (0) = 0, then according to (1)
I CT1 (t) = I R2 ˙ (h 21ET2 + 1) ˙h 231T1 ˙ [1 -
- exp (-t / τ hТ1 )].
Таким образом, скорость нарастания тока коллектора транзистора Т1 при открывании определяется только его постоянной времени τhТ1 и , следовательно, время нарастания тока мало. При этом, если постоянная времени τhТ1 сравнима или меньше постоянной времени диода τhD, то на этапе нарастания коллекторный ток стремится к неконтролируемой и очень большой величине
IКТ1max = UR2 ˙ (h21ЭТ2 + 1)˙ h21ЭТ1.Thus, the rise rate of the collector current of the transistor T1 when opening is determined only by its time constant τ hТ1 and, therefore, the rise time of the current is small. Moreover, if the time constant τ hТ1 is comparable to or less than the diode time constant τ hD , then at the rise stage the collector current tends to an uncontrolled and very large value
I CT1max = U R2 ˙ (h 21ET2 + 1) ˙ h 21ET1 .
Следует отметить, что через диод при этом протекает еще и ток дросселя. It should be noted that the inductor current also flows through the diode.
Таким образом, прототипу присущи очень большие коммутационные перегрузки, которые обуславливают его низкую функциональную надежность. Thus, the prototype is characterized by very large switching overloads, which determine its low functional reliability.
Процесс закрывания силового транзистора Т1, проходящий при активно-индуктивной нагрузке, зашунтированной диодом, имеет два ярко выраженных этапа: нарастания напряжения на коллекторе до величины большей напряжения питания при практически неизменном токе, заканчивающийся при открывании диода, и спада коллекторного тока. The process of closing the power transistor T1, which takes place with an active inductive load shunted by the diode, has two distinct stages: the voltage on the collector rises to a value of a higher supply voltage at a practically constant current, which ends when the diode opens, and the collector current drops.
Максимальный вклад в коммутационные потери вносит этап нарастания напряжения на коллекторе, поскольку он происходит при максимальном токе дросселя и имеет относительно большую длительность TVК, равную
TVК = (Vп/Iн) ˙[CКТ1 ˙(h21ЭТ1 +
+1)] /(1 + h21ЭТ1 ˙IБЭТ1/Iн), (2) где Iн - ток нагрузки;
IБЭТ1 - запирающий ток базы силового транзистора.The maximum contribution to switching losses is made by the stage of increase in the collector voltage, since it occurs at the maximum inductor current and has a relatively long duration T VК equal to
T VK = (V p / I n ) ˙ [C CT1 ˙ (h 21ET1 +
+1)] / (1 + h 21ET1 ˙I BET1 / I n ), (2) where I n is the load current;
I BET1 - blocking current base of the power transistor.
Как видно из (2), время нарастания напряжения на коллекторе уменьшается в ростом запирающего тока базы. Однако, в данной схеме имеет место пассивное запирание транзисторов ключа за счет запирающего тока базы через шунтирующий резистор, при этом время нарастания напряжения максимально. As can be seen from (2), the rise time of the voltage across the collector decreases with increasing blocking current of the base. However, in this circuit there is a passive locking of the key transistors due to the locking current of the base through the shunt resistor, while the voltage rise time is maximum.
Этим обуслoвливаются большие коммутационные потери и, следовательно, пониженный КПД. This results in large switching losses and, consequently, reduced efficiency.
Цель изобретения - повышение функциональной надежности и КПД за счет уменьшения коммутационных перегрузок и потерь, а также уменьшение пульсаций выходного напряжения. The purpose of the invention is to increase functional reliability and efficiency by reducing switching overloads and losses, as well as reducing the ripple of the output voltage.
Это достигается тем, что в непосредственном преобразователе постоянного напряжения, содержащем включенные последовательно между входной и выходной клеммами преобразователя управляемый ключ, выполненный на транзисторах одинаковой структуры, и DLC-фильтр, а также модулятор, обеспечивающий обратную связь с выхода фильтра на вход ключа, причем эмиттер силового транзистора ключа подключен к входной клемме преобразователя, база управляющего транзистора ключа шунтирована резистором и подключена к выходу модулятора через токоограничивающий резистор, база силового транзистора шунтирована управляющим транзистором и через вновь введенный токозадающий резистор подключена к выходу фильтра. This is achieved by the fact that in a direct DC-voltage converter containing a controlled key connected in series between the input and output terminals of the converter, transistors of the same structure, and a DLC filter, as well as a modulator that provides feedback from the filter output to the key input, the emitter the power transistor of the key is connected to the input terminal of the converter, the base of the control transistor of the key is shunted by a resistor and connected to the output of the modulator through current-limiting resistor, power transistor base control transistor and shunted through a newly inputted voltage driving resistor connected to the output filter.
На чертеже представлена принципиальная схема предлагаемого преобразователя. The drawing shows a schematic diagram of the proposed Converter.
Преобразователь содержит включенные последовательно между входной и выходной клеммами преобразователя управляемый ключ, выполненный на транзисторах Т1 и Т2 одинаковой структуры, и DLC-фильтр, а также модулятор 1, обеспечивающий обратную связь с выхода фильтра на вход ключа. Эмиттер силового транзистора Т1 ключа подключен к входной клемме преобразователя, база управляющего транзистора Т2 ключа шунтирована резистором R1 и подключена к выходному транзистору Т3 модулятора через токоограничивающий резистор R2. База силового транзистора Т1 шунтирована управляющим транзистором Т2 и через токозадающий резистор R3 подключена к выходу фильтра. The converter contains a controlled key connected in series between the input and output terminals of the converter, made on transistors T1 and T2 of the same structure, and a DLC filter, as well as a modulator 1, which provides feedback from the filter output to the key input. The emitter of the power transistor T1 of the switch is connected to the input terminal of the converter, the base of the control transistor T2 of the switch is shunted by the resistor R1 and connected to the output transistor T3 of the modulator through the current-limiting resistor R2. The base of the power transistor T1 is shunted by the control transistor T2 and is connected to the output of the filter through a lead-in resistor R3.
Работа преобразователя в установившемся режиме непрерывного тока дросселя. Converter operation in steady-state continuous current mode of the inductor.
Пусть в исходном состоянии выходной транзистор Т3 модулятора 1 открыт, и в базу управляющего транзистора Т2 течет ток IR2, достаточный для насыщения транзистора. Поэтому силовой транзистор Т1 закрыт. Ток дросселя фильтра течет через диод и линейно спадает от максимального значения до минимального.Suppose that in the initial state the output transistor T3 of modulator 1 is open, and a current I R2 flowing into the base of the control transistor T2 is sufficient to saturate the transistor. Therefore, the power transistor T1 is closed. The filter choke current flows through the diode and decreases linearly from maximum to minimum.
Через коллектор транзистора Т2 течет ток IR3 резистора R3, равный
IR3 = (Vп-Vн)/R3.Through the collector of transistor T2, current I R3 of resistor R3 flows equal to
I R3 = (V p -V n ) / R3.
Чуть раньше, чем ток дросселя достигает минимального значения, очень быстро закрывается выходной транзистор Т3 модулятора. При этом ток базы транзистора Т2 скачком изменяется от значения, равного IR2, до значения -IR1, равного
IR1 = UБЭ насТ1/R1. В результате этого начинается процесс рассасывания заряда в базе, по окончании которого наступает процесс спада коллекторного тока транзистора Т2. При этом ток резистора R3 перераспределяется между коллектором транзистора Т2 и базой транзистора Т1, который начинает открываться. На начальном этапе открывания транзистора Т1 ток коллектора IКТ1 мал, при этом малы значения h21ЭТ1, а дифференциальное входное сопротивление транзистора велико (по сравнению с R3). Поэтому RКТ2 = R3 и, согласно (1),
IБТ1 = IR3 ˙{ 1 - exp [-t/( τhТ2 +
+ h21ЭТ2 ˙СКТ2 ˙R3)] } .Slightly before the inductor current reaches its minimum value, the output transistor T3 of the modulator closes very quickly. In this case, the base current of the transistor T2 abruptly changes from a value equal to I R2 to a value -I R1 equal to
I R1 = U BE us T1 / R1. As a result of this, the process of absorption of the charge in the base begins, at the end of which the process of decay of the collector current of the transistor T2 begins. In this case, the current of resistor R3 is redistributed between the collector of transistor T2 and the base of transistor T1, which begins to open. At the initial stage of opening the transistor T1, the collector current I KT1 is small, while the values of h 21ET1 are small, and the differential input resistance of the transistor is large (compared to R3). Therefore, R KT2 = R3 and, according to (1),
I BT1 = I R3 ˙ {1 - exp [-t / (τ hТ2 +
+ h 21ET2 ˙С КТ2 ˙R3)]}.
Таким образом, в отличие от прототипа, где при открывании силового транзистора его ток базы практически скачком нарастает до значения IБТ1 = IR2 ˙(h21ЭТ2 + 1), в предлагаемом преобразователе ток базы плавно с постоянной времени τТ2, равной
τТ2= τhТ2+h21ЭТ2˙СКТ2˙R3, нарастает до значения IБТ1 = IR3. Постоянная времени τT2> > τhТ2 и может быть еще увеличена шунтированием коллекторного перехода управляющего транзистора Т2 дополнительным конденсатором. Поскольку постоянная времени τТ2>>τhТ1, ток коллектора силового транзистора при открывании отслеживает ток базы:
IКТ1 = IR3˙h21ЭТ1˙[1-exp(-t/τТ2)] .Thus, in contrast to the prototype, when the power transistor is opened, its base current rises almost abruptly to the value I BT1 = I R2 ˙ (h 21ET2 + 1), in the proposed converter, the base current smoothly with a time constant τ T2 equal to
τ Т2 = τ hТ2 + h 21ET2 ˙С КТ2 ˙R3, increases to the value I BT1 = I R3 . The time constant τ T2 >> τ hT2 and can be further increased by shunting the collector junction of the control transistor T2 by an additional capacitor. Since the time constant τ Т2 >> τ hТ1 , the collector current of the power transistor, when opened, monitors the base current:
I KT1 = I R3 ˙h 21ET1 ˙ [1-exp (-t / τ Т2 )].
Таким образом, в отличие от прототипа, где при открывании силового транзистора его ток коллектора с постоянной времени τhТ1, т. е. практически скачком, нарастает до очень большой и неконтролируемой величины: IКТ1max = IR2 ˙ (h21ЭТ2 + 1) ˙h21ЭТ1, в предлагаемом преобразователе ток коллектора нарастает плавно, с постоянной времени τТ2 и не может превысить установленное значение IКТ1 = IR3 ˙h21ЭТ1. Заметим, что величину резистора R3 выбирают исходя из условия насыщения силового транзистора при минимальных h21ЭТ1 и Vп. Поэтому IКТ1 < (2. . . 3) ˙Iн. Но, самое главное, благодаря тому, что τТ2>>τhD, в предлагаемом преобразователе на этапе нарастания тока коллектора силового транзистора в диоде фильтра успевают пройти процессы рассасывания заряда и восстановления обратного сопротивления даже до того, как ток коллектора достигает значения, равного току нагрузки. Поэтому коммутационные перегрузки практически отсутствуют, чем и обеспечивается высокая функциональная надежность заявляемого инвертора.Thus, in contrast to the prototype, when the power transistor is opened, its collector current with a time constant τ hТ1 , i.e., almost in a jump, increases to a very large and uncontrolled value: I КТ1max = I R2 ˙ (h 21ET2 + 1) ˙ h 21ET1 , in the proposed converter, the collector current rises smoothly, with a time constant τ T2 and cannot exceed the set value I CT1 = I R3 ˙h 21ET1 . Note that the value of the resistor R3 is selected based on the saturation condition of the power transistor with minimum h 21ET1 and V p . Therefore, I CP1 <(2.. 3) ˙I n . But, most importantly, due to the fact that τ T2 >> τ hD , in the proposed converter, at the stage of increasing the collector current of the power transistor in the filter diode, they manage to undergo charge absorption and restoration of the inverse resistance even before the collector current reaches a value equal to the current load. Therefore, switching overloads are practically absent, which ensures the high functional reliability of the claimed inverter.
Чуть раньше, чем ток дросселя достигает максимального значения, очень быстро открывается выходной транзистор модулятора Т3. При этом ток базы транзистора Т2 скачком изменяется от нуля до значения, равного IR2. Поскольку на этапе нарастания тока коллектора транзистор Т2 нагружен на низкое дифференциальное входное сопротивление насыщенного транзистора Т1 и на токозадающий резистор R3, транзистор Т2 открывается с постоянной времени, близкой к τhТ2, т. е. очень быстро.A little earlier than the inductor current reaches its maximum value, the output transistor of the T3 modulator opens very quickly. In this case, the base current of the transistor T2 abruptly changes from zero to a value equal to I R2 . Since at the stage of increasing the collector current, the transistor T2 is loaded on the low differential input resistance of the saturated transistor T1 and on the current-setting resistor R3, the transistor T2 opens with a time constant close to τ hT2 , i.e. very quickly.
Одновременно с нарастанием тока коллектора транзистора Т2 начинается процесс закрывания силового транзистора Т1. Как было показано выше, максимальный вклад в коммутационные потери вносит этап нарастания напряжения на коллекторе. Как видно из (2), время нарастания напряжения на коллекторе уменьшается с ростом запирающего тока базы. В отличие от прототипа, где имеет место пассивное запирание силового транзистора ключа за счет запирающего тока базы через шунтирующий резистор, в предлагаемом преобразователе запирающий ток базы значительно больше, поскольку он течет через низкое выходное сопротивление насыщенного управляющего транзистора, при этом время нарастания напряжения минимально. Благодаря этому уменьшаются коммутационные потери и повышается КПД. Simultaneously with the increase in the collector current of the transistor T2, the process of closing the power transistor T1 begins. As was shown above, the maximum contribution to switching losses is made by the stage of increase in the collector voltage. As can be seen from (2), the rise time of the voltage across the collector decreases with an increase in the blocking current of the base. In contrast to the prototype, where there is passive locking of the power transistor of the key due to the locking current of the base through the shunt resistor, in the proposed converter, the locking current of the base is much larger, since it flows through the low output resistance of the saturated control transistor, while the voltage rise time is minimal. Due to this, switching losses are reduced and efficiency is increased.
В предлагаемом преобразователе отсутствуют свойственные прототипу скачкообразные пульсации выходного напряжения и перегрузки управляющего транзистора по току и рассеиваемой мощности. Кроме того, подключение токозадающего резистора к выходу преобразователя, а не как обычно к общей шине, одновременно уменьшает пульсации выходного напряжения и повышает КПД. (56) Ромаш Э. М. , Драбович Ю. И. , Юрченко Н. Н. и Шевченко П. Н. Высокочастотные транзисторные преобразователи. М. : Радио и связь, 1988, с. 11, рис. 1.4. In the proposed converter there are no jump-like ripples of the output voltage and overload of the control transistor in current and power dissipation characteristic of the prototype. In addition, connecting a current-sensing resistor to the output of the converter, and not as usual to a common bus, simultaneously reduces the ripple of the output voltage and increases the efficiency. (56) Romash E.M., Drabovich Yu.I., Yurchenko N.N. and Shevchenko P.N. High-frequency transistor converters. M.: Radio and Communications, 1988, p. 11, fig. 1.4.
Заявка Японии N 62-12178, кл. H 02 M 3/155, 1989. Japanese Application N 62-12178, CL H 02 M 3/155, 1989.
Claims (1)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SU5028243 RU2006153C1 (en) | 1991-07-05 | 1991-07-05 | Dc voltage converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SU5028243 RU2006153C1 (en) | 1991-07-05 | 1991-07-05 | Dc voltage converter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2006153C1 true RU2006153C1 (en) | 1994-01-15 |
Family
ID=21597346
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| SU5028243 RU2006153C1 (en) | 1991-07-05 | 1991-07-05 | Dc voltage converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2006153C1 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2018132028A1 (en) * | 2017-01-10 | 2018-07-19 | Закрытое Акционерно Общество "Драйв" | Method of converting direct voltage into pulse voltage |
-
1991
- 1991-07-05 RU SU5028243 patent/RU2006153C1/en active
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2018132028A1 (en) * | 2017-01-10 | 2018-07-19 | Закрытое Акционерно Общество "Драйв" | Method of converting direct voltage into pulse voltage |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6856525B2 (en) | Apparatus and method for controlling voltage regulator and power supply apparatus | |
| RU2006153C1 (en) | Dc voltage converter | |
| RU2739398C1 (en) | Stabilized key voltage converter | |
| CN113394974A (en) | COT switching converter with fixed frequency | |
| SU884054A1 (en) | Dc voltage-to-dc voltage converter | |
| KR102642713B1 (en) | 3 level converter with flying capacitor voltage balancing circuit | |
| JPS57135679A (en) | Dc/dc converter with quasi-load | |
| SU1610556A1 (en) | Single-ended d.c. voltage converter | |
| SU773861A1 (en) | Stabilized converter | |
| SU1244759A1 (en) | Device for reducing ripples at rectifier output | |
| SU1683145A2 (en) | D c/d c voltage converter | |
| SU1467719A1 (en) | Push-pull d.c. voltage converter converter | |
| SU989711A1 (en) | Transistorized inverter | |
| SU1111139A1 (en) | Ac voltage pulse stabilizer | |
| SU928563A2 (en) | Controllable converter | |
| SU828186A1 (en) | Stabilized voltage source | |
| SU811465A1 (en) | Pulsed dc voltage converter | |
| SU1001393A1 (en) | Dc vl-to-ac voltage converter | |
| RU2007831C1 (en) | D c/d c converter | |
| SU1201983A1 (en) | D.c.voltage converter | |
| SU1742804A1 (en) | Combined pulse voltage converter | |
| SU1127053A1 (en) | Device for adjusting power transistor switch | |
| SU1667207A1 (en) | Single-cycle d c/ d c voltage converter | |
| SU1713058A1 (en) | Two-ended transistor voltage converter | |
| SU930303A1 (en) | Voltage stabilizer |