PL226484B1

PL226484B1 - Układ pośredniego przemiennika częstotliwości z quasi-rezonansowym obwodem pośredniczącym

Info

Publication number: PL226484B1
Application number: PL407185A
Authority: PL
Inventors: Marek Turzyński
Original assignee: Politechnika Gdańska
Priority date: 2014-02-17
Filing date: 2014-02-17
Publication date: 2017-07-31
Also published as: PL407185A1

Description

Przedmiotem wynalazku jest układ pośredniego przemiennika częstotliwości z quasi-rezonansowym obwodem pośredniczącym mający zastosowanie w układach napędowych lub sterowania, takich urządzeń, jak między innymi wentylatory, pompy, czy w automatyce dźwignic, ekstruderów i innych maszyn, w których technologia wymaga precyzyjnej regulacji prędkości obrotowej silników prądu przemiennego.

Znane są pośrednie przemienniki częstotliwości zawierające prostownik oraz falownik w układzie mostkowym złożonym z sześciu łączników bilateralnych. Przydatność tej klasy przekształtników, szczególnie w napędach elektrycznych jest potwierdzona przez liczne zalety jak na przykład: relatywnie prosta struktura, skuteczność wykrywania uszkodzeń, czy wysoka zdolność przełączania. Jednakże w czasie przełączeń kluczy pojawiają się niepożądane, bardzo duże stromości napięcia na tranzystorach mocy, które mogą wywoływać szkodliwe zjawiska w otoczeniu, a szczególnie emisję zaburzeń elektromagnetycznych, zarówno przewodzonych, jak i emitowanych, wzrost prądów łożyskowych, przepięcia na zaciskach silnika.

Przegląd oraz analiza porównawcza topologii przemienników częstotliwości z obwodami rezonansowymi została przedstawiona w Bellar, M.D.; Wu, T.S.; Tchamdjou, A.; Mahdavi, J.; Ehsani, M.;

„A review of soft-switched DC-AC converters”, IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 34, no. 4, Jul/Aug 1998 pp. 847-860. Wśród zaprezentowanych topologii istotną rolę odgrywają quasi-rezonansowe falowniki napięcia z obwodem pośredniczącym napięcia typu PQRDCLI (Parallel Quasi-Resonant DC-Link Inverter), w których oscylacje w równoległym obwodzie rezonansowym są inicjowane jedynie w czasie komutacji falownika. Pozwala to na zastosowanie metod modulacji impulsowo-czasowych napięcia, w tym modulacji szerokości impulsów czy gęstości impulsów jak w układach falowników konwencjonalnych. Gdy w pół-cyklu rezonansowym napięcie wejściowe falownika zmniejsza się do zera, następuje przełączenie tranzystorów falownika w warunkach ZVS. Po włączeniu nowego stanu falownika, w następującym pół-cyklu rezonansowym napięcie obwodu pośredniczącego zostaje odbudowane.

Istotną grupę układów PQRDCLI stanowią przekształtniki, w których na wejściu obwodu pośredniczącego zastosowano dzielnik pojemnościowy złożony z szeregowo połączonych kondensatorów filtrujących o dużej pojemności. W wyniku zachodzącego w układzie procesu quasi-rezonansowego dochodzi do nierównomiernego obciążenia pojemności wejściowych, przy czym asymetria ta pogłębia się wraz ze wzrostem prądu obciążenia falownika. W efekcie wartość napięcia mierzonego w punkcie wspólnym kondensatorów nie odpowiada wartości teoretycznej wynikającej z wartości pojemności poszczególnych kondensatorów składających się na strukturę dzielnika co zostało m. in. wykazane w publikacji Mandrek, S.; Chrzan, P.J.; „Control strategies of the quasi-resonant DC-link inverter”, Power Electronics and Motion Control Conference, 2008. EPE-PEMC 2008. 13th, 1-3 Sept. 2008, pp. 144-147. Kontrolę balansu napięć na wejściowym dzielniku pojemnościowym można uzyskać poprzez zastosowanie złożonych algorytmów sterowania kluczami obwodu quasi-rezonansowego uwzględniającymi dodatkowe ich przełączania, przy czym oszacowanie czasów trwania stanów włączenia oraz wyłączenia tranzystorów wymaga dokładnej estymacji wartości średniej prądu w indukcyjności rezonansowej, co jest zadaniem o dużym stopniu skomplikowania ze względu na konieczność odtworzenia wartości wielu, nierzadko trudno mierzalnych i szybkozmiennych parametrów. Kontrolę wartości napięcia w punkcie wspólnym kondensatorów wejściowych można uzyskać również stosując dodatkowe, niezależne źródła napięcia stałego podłączone równolegle do każdego z kondensatorów, co jednakże przekłada się na niepożądany wzrost stopnia skomplikowania układu.

Z polskiego opisu patentowego PL 210 072 B1 znany jest pośredni przemiennik częstotliwości składający się z prostownika i połączonego z nim falownika poprzez quasi-rezonansowy obwód pośredniczący, w którym quasi-rezonansowy układ pośredniczący składa się szeregowo połączonych kondensatorów filtrujących, które są włączone do biegunów wyjściowych prostownika oraz z pierwszego tranzystora, który włączony jest do bieguna dodatniego prostownika i bieguna dodatniego falownika. Kolektor pierwszego tranzystora jest włączony do prostownika, a jego emiter do falownika. Przeciwrównolegle do pierwszego tranzystora jest włączona pierwsza dioda prostownicza. Pomiędzy bieguny wejściowe falownika jest włączony kondensator rezonansowy, do którego równolegle podłączona jest gałąź, w której znajduje się drugi tranzystor, druga dioda i trzecia dioda. Do drugiego tranzystora podłączona jest przeciwrównolegle druga dioda. Anoda trzeciej diody jest podłączona do ujemnego bieguna falownika, a katoda trzeciej diody jest podłączona do anody drugiej diody.

PL 226 484 B1

Do punktu wspólnego drugiej diody i trzeciej diody włączony jest pierwszy biegun cewki rezonansowej, której drugi biegun włączony jest do punktu wspólnego kondensatorów filtrujących.

W przypadku układów typu PQRDCLI pożądana staje się możliwość wykorzystania przerwy beznapięciowej w obwodzie pośredniczącym, jako stanu zerowego falownika, przyczyniając się tym samym do redukcji całkowitej liczby przełączeń kluczy przekształtnika bez pogorszenia jakości napięć i prądów wyjściowych falownika. Wymaga to podtrzymania czasu trwania stanu beznapięciowego zgodnie z parametrami czasowymi określonymi przez modulator, co z kolei wymusza konieczność wstrzymania, na dowolnie długi czas, procesu rezonansowego po pół-cyklu związanym ze sprowadzeniem napięcia w obwodzie pośredniczącym do zera, a następnie inicjację (w dowolnej chwili) kolejnego pół-cyklu związanego z odbudową napięcia do poziomu napięcia zasilania.

Układ pośredniego przemiennika częstotliwości z quasi-rezonansowym układem pośredniczącym charakteryzuje się według wynalazku tym, że quasi-rezonansowy obwód pośredniczący składa się z włączonych pomiędzy zaciski wyjściowe prostownika szeregowo połączonych dwóch kondensatorów o takiej samej pojemności, pełniących jednocześnie rolę filtru i dzielnika napięcia wyprostowanego, do których punktu wspólnego przyłączony jest biegun cewki rezonansowej, której drugi biegun jest włączony do punktu wspólnego szeregowo połączonego drugiego tranzystora typu MOSFET z trzecim tranzystorem typu MOSFET, tworzących gałąź włączoną pomiędzy zaciski wejściowe falownika. Dren drugiego tranzystora jest przyłączony do dodatniego bieguna wejściowego falownika, natomiast źródło trzeciego tranzystora przyłączone jest do ujemnego bieguna wejściowego falownika. Przeciwrównolegle do drugiego tranzystora jest przyłączona druga dioda, zaś do trzeciego tranzystora trzecia dioda. Pomiędzy dodatnim biegunem wyjściowym prostownika a dodatnim biegunem wejściowym falownika włączony jest pierwszy tranzystor typu MOSFET. Dren pierwszego tranzystora podłączony jest do bieguna prostownika, natomiast jego źródło, do bieguna falownika. Przeciwrównolegle do pierwszego tranzystora włączona jest pierwsza dioda, natomiast pomiędzy ujemne bieguny wyjściowe prostownika i wejściowe falownika włączony jest czwarty tranzystor typu MOSFET. Dren czwartego tranzystora podłączony jest do bieguna falownika, a źródło czwartego tranzystora podłączone jest do bieguna prostownika. Przeciwrównolegle do czwartego tranzystora włączona jest czwarta dioda, zaś pomiędzy bieguny wejściowe falownika włączony jest kondensator rezonansowy.

Zastosowane rozwiązania konstrukcyjne umożliwiają kontrolę rozkładu napięć na dzielniku pojemnościowym, dzięki czemu możliwe staje się zastosowanie kondensatorów o mniejszej pojemności, a tym samym redukcja wymiarów dzielnika. Jednocześnie utrzymanie stałego stosunku napięć na wejściowym dzielniku pojemnościowym umożliwia uzależnienie czasów trwania podokresów cyklu odpowiadających stanom włączenia poszczególnych tranzystorów obwodu quasi-rezonansowego jedynie od wartości prądu obciążenia (przy zastosowaniu algorytmów umożliwiających kontrolę zboczy napięcia uF) oraz poprawia stabilność warunków pracy układu. Ponadto konstrukcja układu umożliwia wykorzystanie stanu przerwy beznapięciowej w obwodzie pośredniczącym, jako stanu zerowego falownika, bez pogorszenia jakości prądów i napięć wyjściowych falownika. Dodatkowo struktura układu umożliwia zastosowanie algorytmów sterowania umożliwiających kontrolę stromości zboczy narastających i opadających napięcia uF oraz utrzymania ich wartości na stałym poziomie, niezależnie od wartości prądu obciążenia falownika.

Wynalazek jest bliżej objaśniony w przykładzie wykonania i na rysunku, na którym:

fig. 1 przedstawia schemat ideowy układu według wynalazku z przykładowym zastosowaniem do sieci trójfazowej, fig. 2 przedstawia schemat zastępczy układu przemiennika według wynalazku, fig. 3 przedstawia wykres podokresów pracy układu przy obciążeniu silnikowym, fig. 4 przedstawia wykres podokresów pracy układu przy obciążeniu silnikowym z wykorzystaniem kluczowania tranzystora T1 w kształtowaniu czasu trwania przerwy beznapięciowej o dowolnej długości, fig. 5 przedstawia przebiegi układu kluczowanego przy obciążeniu silnikowym (tranzystor T4 w stanie włączenia), fig. 6 przedstawia przebiegi układu kluczowanego przy obciążeniu silnikowym z zadeklarowanym czasem trwania przerwy beznapięciowej wynoszącym 22 ąs uzyskanym dzięki dodatkowemu przełączeniu tranzystora T4, fig. 7 przedstawia przebiegi układu przy obciążeniu silnikowym (tranzystor T1 w stanie włączenia),

PL 226 484 B1 fig. 8 przedstawia przebiegi układu kluczowanego przy obciążeniu silnikowym z zadeklarowanym czasem trwania przerwy beznapięciowej wynoszącym 22 ps uzyskanym dzięki dodatkowemu przełączeniu tranzystora T1, fig. 9 przedstawia przebiegi układu kluczowanego przy obciążeniu generatorowym (tranzystor T4 w stanie włączenia), fig. 10 przedstawia przebiegi układu kluczowanego przy obciążeniu generatorowym z zadeklarowanym czasem trwania przerwy beznapięciowej wynoszącym 22 ps uzyskanym dzięki dodatkowemu przełączeniu tranzystora T4, fig. 11 przedstawia przebiegi układu kluczowanego przy obciążeniu generatorowym (tranzystor T1 w stanie włączenia), fig. 12 przedstawia przebiegi układu kluczowanego przy obciążeniu generatorowym z zadeklarowanym czasem trwania przerwy beznapięciowej wynoszącym 22 ps uzyskanym dzięki dodatkowemu przełączeniu tranzystora T1.

Pośredni przemiennik częstotliwości składa się z prostownika P, quasi-rezonansowego obwodu pośredniczącego PQR oraz falownika F. Falownik F składa się z sześciu tranzystorów T_F1-T_F6 typu MOSFET wraz z podłączonymi do nich przeciwrównolegle sześcioma diodami D_F1-D_F6. Pomiędzy trójfazową siecią zasilającą, a quasi-rezonansowym układem pośredniczącym włączony jest prostownik P złożony z sześciu diod prostowniczych D_P1-D_P6 w konfiguracji mostka sześciopulsowego oraz rezystor hamujący RH połączony szeregowo z tranzystorem hamującym TH.

Analizę pracy układu dokonano w oparciu o schemat zastępczy przedstawiony na fig. 2, w którym prostownik jest reprezentowany przez źródło napięcia stałego U_Dc. Tranzystory T_F1-T_F6 oraz diody D_Fi-D_F6 falownika zostały zastąpione tranzystorem T_F oraz diodą D_F, a prąd obciążenia jest reprezentowany przez źródło prądowe o wydajności IO.

Cykl quasi-rezonansowy inicjowany jest włączeniem tranzystora T3 w warunkach bezprądowych (fig. 3). Napięcie UC2 kondensatora C2 pobudza przepływ prądu indukcyjności rezonansowej LR. Prąd iLR narasta wówczas liniowo zgodnie z zależnością:

ⁱLR ^(t ) ^t1⁾ = ^UC^ ^(t - t), przy czym prąd i_LR zamyka się w obwodzie C₂ - L_R - T₃ - T₄ (fig. 3 - podokres B). Prąd i_LR pod koniec rozpatrywanego podokresu w chwili t2 powinien osiągnąć wartość ILR(max) zapewniającą rozładowanie pojemności CR w przybliżeniu stałym prądem iCR = -( ILR(max) + IO).

W chwili t2 tranzystor T3 zostaje wyłączony w warunkach ZVS, tranzystor T1 pozostaje w stanie włączenia. Następuje rozładowanie pojemności CR prądem iLR zamykającym się w obwodzie C1 - LR - T3 - CR - D1. Przyjmując stały prąd rozładowania iCR napięcie wejściowe falownika uF maleje w procesie quasi-rezonansowym do zera ze stromością:

^duf LR (max) + ³O ⁾ dt C„

W chwili t3, gdy napięcie uF opada do zera następuje wyłączenie w warunkach beznapięciowych tranzystora T3 oraz włączenie tranzystorów falownika do stanu zwarcia falownika. Prąd indukcyjności rezonansowej opada w obwodzie C1 - LR - D2 - D1 zgodnie z zależnością:

U ⁱLR ^(t ) ^t3⁾ = ⁱLR ^(t3) _T ^{(t t}3 )·

Wartość prądu iLR w chwili t3 wynosi:

ⁱLR ^(t3) = ^[iLR ^(t2) + ³O ^]c0S^^(t3 ^- t/ + ^C^L^{1 s}h ^φ (β ^- t/) ^- I_Q ·

Lr

C

W podokresie tym prąd obciążenia zamyka się przez diodę DF.

PL 226 484 B1

W chwili t4 następuje zmiana kierunku prądu iLR, który pod wpływem napięcia UC1 opada liniowo ze stromością:

^diLR _ _ ^UC1 dt L

W podokresie E prąd obciążenia I_O zamyka się przez diodę D_F oraz obwód obejmujący C₁ - T₁ - I_O - D₃ - L_r, przy czym prąd diody D_F opada ze stromością:

^diDF _ ^diLR dt dt

W chwili t5 prąd iLR osiąga wartość -IO. Przewodzenie przejmują włączone tranzystory falownika. Prąd indukcyjności rezonansowej stanowi wówczas sumę prądu IO oraz składowej opadającej pod wpływem napięcia UC1:

iLR (t > t₅) _ _ Uo + ^UC^L(t _ t₅)]· ^LR

Prąd iLR pod koniec rozpatrywanego podokresu w chwili t6 powinien osiągnąć wartość ILR(min) zapewniającą ładowanie pojemności CR w przybliżeniu stałym prądem iCR = - (lLR(min) + IO). W chwili t6 tranzystory falownika zostają przełączone do nowego stanu w warunkach ZVS. Następuje szybkie ładowanie pojemności rezonansowej prądem iCR = -(ILR(min) + IO) wobec czego napięcie uF narasta w przybliżeniu liniowo ze stromością:

du ^(IlR (min) + ^IO ) dt C_R

W chwili t7 napięcie uF osiąga wartość napięcia UDC. Pozostała część energii zgromadzonej w indukcyjności rezonansowej zostaje przekazana do pojemności C2 za pośrednictwem prądu iLR zamykającego się w obwodzie C2 - D4 - D3 - LR, przy czym narastający prąd iLR opisany jest wyrażeniem:

ⁱLR ^(t ) ^t7⁾ _ ⁱLR ^(t7) ⁺ ''

Lr ^(t _ gdzie:

ⁱLR ^(t7 ^{) _ [i}LR ^(t ₆ ⁾ _ I_O]cosa(t₇ _ t₆) +

Lr c

sin a(t₇ _ t₆) + I_O.

W chwili t8 następuje włączenie w warunkach ZVS tranzystora T4. Od chwili t9, w której iLR osiąga wartość -IO, tranzystor T4 zaczyna przewodzić różnicę prądów IO oraz iLR. Prąd iLR narasta liniowo zgodnie z zależnością (t ) t₇) _ (t₇) + ^UC² (t _ t₇) i osiąga wartość zero w chwili t₁₀. Po^LR cząwszy od chwili t10, ponowne włączenie tranzystora T2 zainicjuje realizację kolejnego cyklu quasi-rezonansowego. Uzyskanie cyklu quasi-rezonansowego jest również możliwe poprzez kluczowanie tranzystorów T1, T2, przy czym uwzględniając przeciwną polaryzację prądu iLR poszczególne podokresy pracy są analogiczne, jak przedstawione powyżej.

W celu wykorzystania przerwy beznapięciowej, jako stanu zerowego falownika z obciążeniem o charakterze silnikowym należy w chwili t2 jednocześnie wyłączyć tranzystory T1 oraz T4 (fig. 4). Obydwa tranzystory są wyłączane w warunkach ZVS. Do chwili t4 podokresy pracy układu oraz podstawowe zależności są analogiczne, jak w przypadku pierwszego pół-cyklu quasi-rezonansowego. Począwszy od chwili t4, w której prąd iLR osiąga wartość zero, następuje wstrzymanie realizacji drugiego pół-cyklu quasi-rezonansowego na dowolnie długi okres czasu. W tym czasie tranzystory falownika

PL 226 484 B1 znajdują się w stanie włączenia natomiast sam falownik jest separowany od prostownika przez wyłączone tranzystory T1 oraz T4. Stan taki jest tożsamy ze stanem zerowym trójfazowego falownika mostkowego. Ponowne załączenie tranzystora T1 oraz T4 w chwili dowolnej t5 odbywa się w warunkach bezprądowych i inicjuje pół-cykl rezonansowy związany z odbudową napięcia uF do wartości napięcia zasilania UDC.

Kluczowanie tranzystorami T1 oraz T2 przy obciążeniu silnikowym prowadzi do rozładowywania kondensatora C2 przy jednoczesnym ładowaniu kondensatora C1. W efekcie wartość napięcia na C2 obniża się w stosunku do napięcia kondensatora C1 mimo założonej identycznej pojemności obydwu kondensatorów. Kluczowanie tranzystorami T3 oraz T4 przy obciążeniu silnikowym skutkuje ładowaniem kondensatora C2 oraz obniżeniem napięcia mierzonego na kondensatorze C1. W przypadku obciążenia o charakterze generatorowym kluczowanie tranzystorami T1 oraz T2 prowadzi do ładowania kondensatora C2 oraz rozładowywania kondensatora C1 natomiast kluczowanie tranzystorami T3 oraz T4 prowadzi do ładowania kondensatora C1 i rozładowywania C2. W celu utrzymania stałego podziału napięcia na wejściowym dzielniku pojemnościowym C1/C2 należy dokonywać wyboru kluczowanej pary tranzystorów T1/T2 oraz T3/T4 w zależności od bieżącej wartości napięcia mierzonego na dowolnym z kondensatorów C1, C2 oraz charakteru obciążenia.

Claims

1. Układ pośredniego przemiennika częstotliwości z quasi-rezonansowym układem pośredniczącym, znamienny tym, że quasi-rezonansowy obwód pośredniczący (PQR) składa się z włączonych pomiędzy zaciski wyjściowe prostownika (P) szeregowo połączonych dwóch kondensatorów (C1, C2) o takiej samej pojemności, pełniących jednocześnie rolę filtru i dzielnika napięcia wyprostowanego (UDC), do których punktu wspólnego przyłączony jest biegun cewki rezonansowej (LR), której drugi biegun jest włączony do punktu wspólnego szeregowo połączonego drugiego tranzystora (T2) typu MOSFET z trzecim tranzystorem (T3) typu MOSFET, tworzących gałąź włączoną pomiędzy zaciski wejściowe falownika (F), w ten sposób, że dren drugiego tranzystora (T2) jest przyłączony do dodatniego bieguna wejściowego falownika (F), natomiast źródło trzeciego tranzystora (T3) przyłączone jest do ujemnego bieguna wejściowego falownika (F), a przeciwrównolegle do drugiego tranzystora (T2) przyłączona jest druga dioda (D2), zaś do trzeciego tranzystora (T3) trzecia dioda (D3), przy czym pomiędzy dodatnim biegunem wyjściowym prostownika (P) a dodatnim biegunem wejściowym falownika (F) włączony jest pierwszy tranzystor (T1) typu MOSFET, w ten sposób, że dren pierwszego tranzystora (T1) podłączony jest do bieguna prostownika (P), natomiast jego źródło, do bieguna falownika (F), przy czym do pierwszego tranzystora (T1) przeciwrównolegle włączona jest pierwsza dioda (D1), natomiast pomiędzy ujemne bieguny wyjściowe prostownika (P) i wejściowe falownika (F) włączony jest czwarty tranzystor (T4) typu MOSFET w ten sposób, że dren czwartego tranzystora (T4) podłączony jest do bieguna falownika (F), a źródło czwartego tranzystora (T4) podłączone jest do bieguna prostownika (P) i przeciwrównolegle do czwartego tranzystora (T4) włączona jest czwarta dioda (D4), zaś pomiędzy bieguny wejściowe falownika (F) włączony jest kondensator rezonansowy (CR).