PL184618B1

PL184618B1 - Sposób kompensacji cyfrowej oraz urządzenie kompensowane cyfrowo

Info

Publication number: PL184618B1
Application number: PL95321059A
Authority: PL
Inventors: Lindquist@Björn; Isberg@Martin; Wendelrup@Heino; Sallenhag@Martin; Gustafsson@Kjell
Original assignee: Ericsson Telefon Ab L M
Priority date: 1994-12-28
Filing date: 1995-12-19
Publication date: 2002-11-29
Also published as: WO1996020539A1; RU2146416C1; AU4359696A; AU698865B2; BR9510108A; CN1086066C; FI972786A; EP1391997A3; EP0835557B1; DE69533175D1; FI114670B; CN1392672A; FI972786A0; CN1175328A; MX9704753A; DE69535256D1; NO972985D0; EP0835557A1; DE69533175T2; EP1391997A2

Abstract

1. Sposób kompensacji cyfrowej, dla sygnalu interferencyjnego, przy czym sygnal informacyjny odzyskuje sie z sygnalu nosnego modulowanego przez sygnal informacyjny, a modulowany sygnal nosny rozdziela sie na synfazowy sygnal pasma podstawowego i kwadraturowy sygnal pasma podstawowego, znamienny tym, ze wytwarza sie próbki cyfrowe synfazo- wego sygnalu pasma podstawowego i kwadraturowego sygnalu pasma podstawowego, za pomoca przetwornika analogowo-cyfrowego (120, 122), wykrywa sie wystepowanie sygnalu produktu mieszania drugiego rzedu majacego zmienna w czasie zawartosc widmowa, wytworzonego przez sygnal interferencyjny, za pomoca procesora sygnalu cyfrowego (130), a nastepnie próbki cyfrowe kompensuje sie cyfrowo za pomoca procesora sygnalu cyfrowego (130),................................................................................... 5. Urzadzenie kompensowane cyfrowo, zwlaszcza odbiornik z bezpo- srednia konwersja do odzyskiwania sygnalu informacyjnego z sygnalu nosnego modulowanego przez sygnal informacyjny, w którym antena odbiorcza, poprzez filtr pasmowy i wzmacniacz jest polaczona z torem synfazowego sygnalu pasma podstawowego i torem kwadraturowego sygnalu pasma podstawowego, przy czym kazdy z tych torów jest zaopa- trzony w stopien mieszajacy polaczony poprzez filtr dolnoprzepustowy ze wzmacniaczem, a kazdy stopien mieszajacy, poprzez przesuwnik f a zy, jest polaczony z lokalnym oscylatorem, znamienne tym, ze wzmacniacz (100, 110) toru synfazowego sygnalu pasma podstawowego, jak i toru kwadratu- rowego sygnalu pasma podstawowego jest polaczony z przyporzadko- wanym mu przetwornikiem analogowo-cyfrowym (120, 122) przy czym wyjscie próbek cyfrowych synfazowego sygnalu i kwadraturowego sygnalu poszczególnych przetworników analogowo-cyfrowych (120, 122) jest dolaczone do przyporzadkowanego mu wejscia procesora sygnalu cyfrowe- go (130), który jest zaopatrzony w srodki wyktywania wystepowania sygnalu produktu mieszania drugiego rzedu, o zmiennej w czasie zawartosci widmowej,............................................................................................................. F ig . 1 PL PL PL PL

Description

Przedmiotem wynalazku jest sposób kompensacji cyfrowej oraz urządzenie kompensowane cyfrowo, zwłaszcza odbiornik z bezpośrednią konwersją, dla systemów łączności, takich jak przenośne telefony komórkowe, telefony bezprzewodowe, pagery itp.

Pierwsza generacja systemów komórkowych opierała się na analogowej modulacji częstotliwości dla transmisji mowy i powstało kilka standardów, na przykład NMT 450, NMT 900, AMPS i ETACS.

Druga generacja systemów komórkowych, na przykład Global System for Mobile communications (GSM, Globalny system łączności ruchomej) w Europie oraz American Digital Cellular System (ADC, Amerykański cyfrowy system komórkowy) w Ameryce Północnej, wykorzystują cyfrową transmisję głosu i niektóre usługi cyfrowe, takie jak faks i usługi krótkich komunikatów.

Korzystnym jest, jeśli odbiorniki w systemach komórkowych i innych dziedzinach wymienionych wyżej są małe, lekkie i niedrogie. Aby uczynić przenośny odbiornik mniejszym i tańszym, podobnie jak ręczny telefon, przeprowadzono wiele badań, aby zwiększyć poziom integracji różnych części telefonu. Dotychczasowe odbiorniki są zwykle typu heterodynowego. Dla zastosowań w małych systemach komunikacji ruchomej o małym koszcie, wadą takich, odbiorników są wysokie koszty produkcji spowodowane przez drogie i nie dające się integrować elementy, takie jak filtry pasmowe.

Aby przezwyciężyć te wady, powstała alternatywna architektura odbiornika, która opiera się na zasadzie bezpośredniej konwersji, w której częstotliwość lokalnego oscylatora jest taka sama jak częstotliwość odebranego radiowego sygnału nośnego. W konsekwencji, odbierany sygnał radiowy jest konwertowany w dół bezpośrednio do pasma podstawowego w jednym kroku. Ponieważ odbiornik z bezpośrednią konwersją nie posiada żadnych stopni częstotliwości pośredniej IF, można pominąć albo uprościć wiele filtrów.

Konwersja bezpośrednia została wprowadzona dla odbiorników z jedną wstęgą boczną w latach pięćdziesiątych, ale ta technika nie jest ograniczona do takich systemów. Bezpośrednią konwersję można stosować w wielu schematach modulacji i nadaje się ona szczególnie dla aktualnych schematów modulacji kwadraturowej, takiej jak kluczowanie z przesuwem minimalnym MSK (minimum shift keying) i kwadraturowa modulacja amplitudy QAM (guadrature amplitudę modulation). Różne aspekty odbiorników z konwersją bezpośrednią lub odbiorników homodynowych opisane są w zgłoszeniu patentowym USA 08/303 183 pt.: Odbiornik radiowy.

Działanie znanego odbiornika z konwersją bezpośrednią zostanie opisane w nawiązaniu do pos. I rysunku. Sygnał częstotliwości radiowej RF o częstotliwości środkowej fc i szerokości pasma BW-, jest odebrany przez antenę 10 i następnie poddany filtracji przez filtr pasmowy 20. Sygnał wyjściowy filtru pasmowego jest następnie wzmacniany za pomocą niskoszumowego wzmacniacza 30, aby obniżyć całkowity poziom szumu w odbiorniku.

Wzmocniony i poddany filtrowaniu sygnał utworzony przez wzmacniacz 30 jest następnie konwertowany w dół, do pasma podstawowego w kanale synfazowym (I) i kanale fazy

184 618 kwadraturowej (Q) przez balansowane stopnie mieszające 40, 50. Stopnie mieszające 40, 50 są sterowane przez odpowiednie składowe sinus I i cosinus Q, utworzone z sygnału sinusoidalnego generowanego przez lokalny oscylator 60, poprzez odpowiedni dzielnik i przesuwnik fazy 70. Zgodnie z zasadą konwersji bezpośredniej sygnał lokalnego oscylatora 60 ma również częstotliwość f>

Stopnie mieszające 40, 50 efektywnie mnożą sygnał wyjściowy wzmacniacza 30 i składowe sinus I oraz cosinus Q lokalnego oscylatora. Każdy stopień mieszający 40, 50 wytwarza sygnał o częstotliwościach, które są sumą i różnicą częstotliwości wzmocnionego odfiltrowanego odebranego sygnału i sygnału lokalnego oscylatora. Sygnały różnicowe (konwertowane w dół) mają widmo, które jest rozłożone wokół częstotliwości zerowej (d.c.) i obejmują zakres od częstotliwości zerowej do 1/2 BWrf.

Sygnały kanałowe I oraz Q utworzone przez stopnie mieszające 40, 50 są następnie filtrowane za pomocą filtrów dolnoprzepustowych 80, 90, które usuwają sygnały sumacyjne (konwertowane w górę), jak również sygnały, które mogą wynikać z pobliskich sygnałów o częstotliwości radiowej. Filtry dolnoprzepustowe 80, 90 ustalają szerokość pasma szumu i przez to łączną moc szumu w odbiorniku. Sygnały kanałowe I oraz Q pasma podstawowego zwykle są następnie wzmacniane przez wzmacniacze 100, 110 i doprowadzone do dalszych bloków przetwarzających, które wytwarzają demodulowany sygnał wyjściowy. Takie dalsze przetwarzanie może obejmować demodulację fazy, demodulację amplitudy, demodulację częstotliwości albo układy demodulacji hybrydowej.

Głównym problemem związanym z odbiornikiem z bezpośrednią konwersją jest to, że produkty mieszania drugiego rzędu sygnałów interferencyjnych (czyli sygnałów na tym samym lub bliskim kanale częstotliwości radiowej) są wytwarzane przez stopnie mieszające. Jedna składowa tych produktów mieszania drugiego rzędu znajduje się przy paśmie podstawowym i przez to interferuje z pożądanym sygnałem pasma podstawowego, obniżając sprawność. Jest to niekorzystne przy stosowaniu wysoko wydajnych odbiorników z konwersją bezpośrednią w cyfrowych systemach komórkowych o dostępie wielokrotnym z podziałem czasu TDMA.

Dla sygnału wejściowego V_m, urządzenie nieliniowe, takie jak mieszacz, wytwarza sygnał wyjściowy V_ou określony teoretycznie następującym wyrażeniem:

V = aV +bVi+...

out ro id

Równanie 1

Jeżeli sygnał wejściowy Vi_n jest sygnałem interferencyjnym danym przez:

V = Vcos(<u_ct)

Równanie 2 gdzie V_m jest maksymalną amplitudą sygnału interferencyjnego i ωο odpowiada częstotliwości sygnału nośnego fc, produkt mieszania drugiego rzędu bVi_n jest dany przez:

bV² bVi =-vm[l + CGS(2(0_ct)]

Równanie 3

Z równania 3 wynika, że pierwszy składnik po prawej stronie jest zniekształceniem pożądanego sygnału w paśmie podstawowym, czyli za stopniami mieszającymi 40, 50. Drugi składnik po prawej stronie równania można zaniedbać, ponieważ reprezentuje on konwertowany w górę (sumacyjny) sygnał wypośrodkowany wokół dwukrotności częstotliwości nośnej, który jest usuwany przez filtry dolnoprzepustowe 80, 90.

Zniekształcenie jest składową o częstotliwości zerowej (d.c.) jeżeli sygnał interferencyjny jest albo pojedynczym sygnałem nośnym fc, albo sygnałem modulowanym częstotliwościowo,

184 618 albo fazowo, o stałej obwiedni. Takie przesunięcie składowej o częstotliwości zerowej (d.c.) można usunąć na przykład w sposób przedstawiony w opisie patentowym USA nr 5 241 702.

Jeżeli sygnał interferencyjny jest w jakiś sposób sygnałem modulowanym amplitudowo (AM), czyli jeżeli V nie jest stałą, produkt mieszania drugiego rzędu nie wprowadza już po prostu przesunięcia składowej o częstotliwości zerowej (d.c.), ale zniekształcenie w określonym paśmie częstotliwości (od częstotliwości zerowej do 1/2 BWrf). Zdarza się to we wszystkich cyfrowych systemach łączności ze względu na stosowanie w nich rzeczywistych sygnałów AM i/lub stosowanie w nich włączającego i wyłączającego pojedynczego sygnału nośnego albo sygnałów modulowanych częstotliwościowo, albo fazowo. W znanych odbiornikach z bezpośrednią konwersją występują problemy z dużymi produktami mieszania drugiego rzędu opisanych sygnałów interferencyjnych.

W opisie patentowym EP 0542520 A2 przedstawiono regulowany filtr do identyfikowania rodzaju występującego sygnału interferencyjnego. Filtr jest zaopatrzony w urządzenie analizujące odebrany sygnał dla określenia rodzaju występującego sygnału interferencyjnego spośród określonego zbioru rodzajów sygnału interferencyjnego. Filtr jest również zaopatrzony w generator sygnałowy wytwarzający sygnał sterujący, wskazujący jeden z określonych rodzajów sygnału interferencyjnego oraz urządzenie doprowadzające odebrany sygnał i sygnał sterujący do filtru adaptacyjnego.

Ponadto, w opisie patentowym US 4,736,455 przedstawiono system do likwidacji interferencji. W systemie tym wykorzystuje się pierwszą antenę do odbioru pożądanego sygnału cyfrowego i niepożądanego sygnału zakłóceń oraz drugą antenę do odbioru sygnału niepożądanego. Układ sterujący zabezpiecza sygnał kompensacji mający taką samą amplitudę jak składowa zakłóceń w głównym sygnale i w przeciwnej fazie względem niej. Główny sygnał i sygnał wyjściowy układu sterującego zespala się dla skasowania składowej zakłóceń.

Obecnie konwersji bezpośredniej nie stosuje się dla ruchomych odbiorników komórkowych o dużej wydajności. Gdyby były stosowane, wymagany byłby duży stosunek pomiędzy pożądanym sygnałem i sygnałami interferencyjnymi i/lub wysokim punktem przecięcia drugiego rzędu (> 60 dBm). Obecnie uważa się, że rozwiązanie z bezpośrednią konwersją nie jest praktyczne dla systemów takich jak ADC, GsM i DSC 1800, w których stosują się te wymagania, ale bezpośrednią konwersję należy stosować w systemach takich jak pagery i DECT, w którym wymaganie co do punktu przecięcia drugiego rzędu jest znacznie niższe.

Sposób kompensacji cyfrowej, dla sygnału interferencyjnego, przy czym sygnał informacyjny odzyskuje się z sygnału nośnego modulowanego przez sygnał informacyjny, a modulowany sygnał nośny rozdziela się na synfazowy sygnał pasma podstawowego i kwadraturowy sygnał pasma podstawowego, według wynalazku charakteryzuje się tym, że wytwarza się próbki cyfrowe synfazowego sygnału pasma podstawowego i kwadraturowego sygnału pasma podstawowego, za pomocą przetwornika analogowo-cyfrowego, wykrywa się występowanie sygnału produktu mieszania drugiego rzędu mającego zmienną w czasie zawartość widmową, wytworzonego przez sygnał interferencyjny, za pomocą procesora sygnału cyfrowego, a następnie próbki cyfrowe kompensuje się cyfrowo za pomocą procesora sygnału cyfrowego, przy czym usuwa się sygnał produktu mieszania drugiego rzędu z zastosowaniem nieliniowej, zmiennej w czasie kompensacji, w zależności od zawartości widmowej sygnału produktu mieszania drugiego rzędu, przy czym tworzy się skompensowane próbki cyfrowe.

Korzystnym jest, że sygnał produktu mieszania drugiego rzędu wytwarza się z sygnału interferencyjnego mającego zbocze i st^łą obwiednię, a w etapie kompensacji wykrywa się położenie czasowe sygnału produktu mieszania drugiego rzędu, tworzy się pierwszą średnią próbek cyfrowych przynajmniej jednego z sygnałów pasma podstawowego, synfazowego i kwadraturowego, podczas pierwszego okresu przed wykrytym położeniem czasowym, tworzy się drugą średnią próbek cyfrowych przynajmniej jednego sygnału podczas drugiego okresu za wykrytym położeniem czasowym, wytwarza się oszacowane próbki sygnału produktu mieszania drugiego rzędu na podstawie położenia czasowego oraz pierwszej i drugiej średniej, a następnie usuwa się sygnał produktu mieszania drugiego rzędu przez odjęcie oszacowanych próbek od próbek cyfrowych.

Korzystnym jest, że za pomocą procesora sygnału cyfrowego wygładza się próbki cyfrowe przynajmniej jednego sygnału, różniczkuje się wygładzone próbki cyfrowe przynajm6

184 618 niej jednego sygnału i wyznacza się położenie czasowe maksymalnej wartości zróżniczkowanych wygładzonych próbek cyfrowych przynajmniej jednego sygnału.

Korzystnym jest, że za pomocą procesora sygnału cyfrowego wygładza się próbki cyfrowe synfazowego sygnału pasma podstawowego i sygnału kwadraturowego pasma podstawowego, różniczkuje się wygładzone próbki cyfrowe synfazowego sygnału i kwadraturowego sygnału, tworzy się produkty mieszania zróżniczkowanych, wygładzonych próbek cyfrowych synfazowego sygnału i kwadraturowego sygnału, wyznacza się położenie czasowe maksymalnej wartości produktów mieszania i wyznacza się pierwszą średnią próbek cyfrowych synfazowego sygnału pasma podstawowego i pierwszą średnią próbek cyfrowych kwadraturowego sygnału pasma podstawowego podczas pierwszego okresu przed wykrytym położeniem czasowym, oraz wyznacza się drugą średnią próbek cyfrowych synfazowego sygnału pasma podstawowego i drugą średnią próbek cyfrowych kwadraturowego sygnału pasma podstawowego podczas drugiego okresu za wykrytym położeniem czasowym, następnie wytwarza się szacowane próbki sygnału produktu mieszania drugiego rzędu na podstawie wykrytego położenia czasowego, pierwszych średnich i drugich średnich i usuwa się sygnał produktu mieszania drugiego rzędu przez odjęcie oszacowanych próbek od próbek cyfrowych.

Urządzenie kompensowane cyfrowo, zwłaszcza odbiornik z bezpośrednią konwersją do odzyskiwania sygnału informacyjnego z sygnału nośnego modulowanego przez sygnał informacyjny, w którym antena odbiorcza, poprzez filtr pasmowy i wzmacniacz jest połączona z torem synfazowego sygnału pasma podstawowego i torem kwadraturowego sygnału pasma podstawowego, przy czym każdy z tych torów jest zaopatrzony w stopień mieszający połączony poprzez filtr dolnoprzepustowy ze wzmacniaczem, a każdy stopień mieszający, poprzez przesuwnik fazy, jest połączony z lokalnym oscylatorem, według wynalazku charakteryzuje się tym, że wzmacniacz toru synfazowego sygnału pasma podstawowego, jak i toru kwadraturowego sygnału pasma podstawowego jest połączony z przyporządkowanym mu przetwornikiem analogowo-cyfrowym, przy czym wyjście próbek cyfrowych synfazowego sygnału i kwadraturowego sygnału poszczególnych przetworników analogowo-cyfrowych jest dołączone do przyporządkowanego mu wejścia procesora sygnału cyfrowego, który jest zaopatrzony w środki wykrywania występowania sygnału produktu mieszania drugiego rzędu, o zmiennej w czasie zawartości widmowej, wytworzonego przez sygnał interferencyjny oraz w środki cyfrowej kompensacji próbek cyfrowych przez usunięcie sygnału produktu mieszania drugiego rzędu, o nieliniowej, zmiennej w czasie kompensacji uzależnionej od zawartości sygnału produktu mieszania drugiego rzędu, i który to procesor sygnału cyfrowego ma wyjście skompensowanych próbek cyfrowych.

Sposób według wynalazku zapewnia zredukowanie efektu produktów mieszania drugiego rzędu sygnałów AM, które powodują interferencję w paśmie spektralnym pożądanego sygnału w odbiorniku z konwersją bezpośrednią. Zgodnie z wynalazkiem opracowano odbiornik z konwersją bezpośrednią dla nowoczesnych komórkowych systemów łączności, w których nie występuje pogorszenie wydajności ze względu na silne sygnały interferencyne AM.

Przedmiot wynalazku jest objaśniony w przykładzie wykonania na rysunku, na którym fig. 1 przedstawia schemat blokowy odbiornika z bezpośrednią konwersją, fig. 2a, 2b - wykresy czasowe dla sygnałów kanałów I oraz Q odbiornika z bezpośrednią konwersją, fig. 3a-3c wykresy pokazujące zróżniczkowane zmieniające się średnie i ich produkty mieszania, fig. 4 wykres pokazujący rzeczywisty produkt mieszania drugiego rzędu i oszacowany produkt mieszania drugiego rzędu, fig. 5a, 5b - sieci działań sposobów według wynalazku, a fig. 6 przedstawia sieć działań innego przykładu sposobu według wynalazku.

Zgodnie z wynalazkiem, jak przedstawiono na fig. 1, odbiornik z bezpośrednią konwersją, ma antenę odbiorczą 10, poprzez filtr pasmowy 20 i wzmacniacz 30 połączoną z torem synfazowego sygnału kanałowego I pasma podstawowego i torem kwadraturowym sygnału kanałowego Q, pasma podstawowego. Jak w znanym rozwiązaniu, każdy z tych torów jest zaopatrzony w stopień mieszający 40, 50 połączony poprzez filtr dolnoprzepustowy 80, 90 ze wzmacniaczem 100, 110. Oprócz wymienionych elementów składowych, urządzenie według wynalazku jest zaopatrzone w przetworniki analogowo-cyfrowe 120, 122 dołączone do wzmacniaczy 100, 110 i procesor sygnału cyfrowego 130. Za pomocą układu z fig. 1 można

184 618 wykryć prawie każdy typ modulacji przez zaprogramowanie procesora sygnału cyfrowego 130, aby poprawnie posługiwać się próbkami cyfrowymi kwadraturowych sygnałów kanałowych I, Q. Procesor sygnału cyfrowego 130 korzystnie realizuje się jako logiczny zespół obwodów z wbudowanym układem sterowania, ewentualnie jako zintegrowany cyfrowy procesor sygnału, zwłaszcza układ scalony specjalizowany ASIC. Oczywiście układ ASIC może zawierać logiczny zespół obwodów z wbudowanym układem sterowania, który jest optymalny do wykonywania wymaganej funkcji, co jest układem często wybieranym, jeżeli szybkość albo inny współczynnik wydajności jest bardziej ważny, niż uniwersalność dającego się programować procesora sygnału cyfrowego.

Szacowanie i usuwanie produktów mieszania drugiego rzędu można korzystnie wykonać w zakresie cyfrowym na kilka sposobów. Dwa przykłady zostaną opisane szczegółowo. Pierwszy przykład nadaje się szczególnie dla odbiornika z bezpośrednią konwersją GSM. Drugi przykład pokazuje bardziej ogólną metodę kompensacji dla dowolnego sygnału interferencyjnego AM.

Przedstawiona zostanie obecnie cyfrowa kompensacja produktów mieszania drugiego rzędu w systemie GSM.

W sieci GSM odbierany sygnał jest modulowany fazowo przy użyciu GMSK i w idealnej sytuacji modulacji amplitudy AM nie występuje w odbieranym paśmie 935-960 MHz. Tym niemniej silny sygnał interferencyjny modulowany fazowo (sygnał blokujący w obrębie pasma odbioru) może wprowadzić przesunięcie składowej o częstotliwości zerowej (d.c.) w paśmie podstawowym, która, int er feruje z pożądanym sygnałem. Włączanie i wyłączanie takiego silnego sygnału interferencyjnego wprowadza modulację amplitudy AM, czyli przechodzenie pomiędzy dwoma różnymi przesunięciami składowej o częstotliwości zerowej. W sieci GSM czas włączania i wyłączania jest określony, dlatego też zniekształcenie AM jest znane w dziedzinie czasowej. Ma to wpływ w przybliżeniu na trzy okresy bitowe. W przypadku ruchomego odbiornika GSM znanym jest również, że taki sygnał interferencyjny może być włączony i wyłączony raz w czasie odbieranej sekwencji sygnałów, tak więc może być tylko jeden krok przesunięcia składowej o częstotliwości zerowej (d.c.) podczas każdej odbieranej sekwencji sygnałów.

Całą tę wiedzę można wykorzystać w szacowaniu produktu mieszania drugiego rzędu w całej sekwencji sygnałów. Jak przedstawiono na fig. 2a i 2b, sygnał interferencyjny wytwarzający produkt mieszania drugiego rzędu w sygnałach kanałowych I, Q. pasma podstawowego uwidacznia się w dziedzinie czasowej jako dwa różne poziomy składowej o częstotliwości zerowej (d.c.) połączone przez zbocze, powstające wskutek włączania albo wyłączania, mające znaną charakterystykę. Na figurach rysunku sygnałem idealnym jest sygnał bez produktu mieszania drugiego rzędu, a łącznym odebranym sygnałem jest suma sygnału idealnego i produktu mieszania drugiego rzędu. Skale czasowe na odciętych i skale amplitudy na rzędnych są arbitralne.

Można zauważyć, że sygnał interferencyjny wytwarzający produkt mieszania drugiego rzędu w pewnym sensie nie jest modulowany amplitudowo, ale w rzeczywistości, zgodnie z systemem gSm jest sygnałem o stałej obwiedni modulowanym fazowo. Tym niemniej, w innym sensie sygnał interferencyjny można uważać za modulowany amplitudowo wyłącznie podczas zbocza pomiędzy dwoma różnymi poziomami składowej o częstotliwości zerowej (d.c.). Tak więc produkt mieszania drugiego rzędu generowany przez ten sygnał interferencyjny zmienia się tylko podczas zbocza, a przez resztę czasu jest stały.

W szacowaniu produktu mieszania drugiego rzędu, wystarczająco dokładne oszacowanie położenia czasowego zbocza wyznacza się używając po prostu możliwie wygładzonej, pochodnej sygnału kanałowego I albo Q. Na fig. 3a i 3b przedstawiono sygnały utworzone w przykładzie takiego przetwarzania sygnałów kanałowych J, oraz Q, pokazanych na fig. 2a i 2b. Przedstawione na fig. 3a i 3b krzywe są wynikiem różniczkowania ślizgowej średniej czterech okresów symboli dla całej sekwencji sygnałów GSM o około 160 okresach symboli. Rozmiar maksymalnej wartości bezwzględnej zróżniczkowanego wygładzonego sygnału wykorzystuje się do wskazania obecności zbocza (najczęstszy przypadek), a położenie czasowe maksymalnej wartości bezwzględnej pokazuje w przybliżeniu położenie czasowe, gdzie wy8

184 618 stąpiło zbocze. Jak przedstawiono na fig. 3a i 3b, maksymalne wartości zróżniczkowanych wygładzonych sygnałów pasma podstawowego występują w położeniu czasowym pomiędzy okresami symboli, dwudziestego piątego i trzydziestego. Jest to właśnie położenie czasowe kroków pokazanych na fig. 2a i 2b.

Można zauważyć, że różniczkowanie i filtrowanie (wygładzanie) są operacjami liniowymi, tak więc kolejność wykonywania tych funkcji nie wpływa na wynik. W rzeczywistej realizacji korzystnie projektuje się filtr, który jednocześnie wykonuje różniczkowanie i filtrowanie. Ponadto pobieranie średniej ślizgowej sygnału jest tylko jednym sposobem wygładzania, tak więc można użyć innych sposobów wygładzania sygnału, zamiast tworzenia średniej ślizgowej.

Generalnie, nieznana modulacja pożądanego sygnału ogranicza dokładność oszacowania położenia czasowego zbocza w każdym kanale. Jest to widoczne na fig. 3a i 3b jako zmiana amplitudy zróżniczkowanych wygładzonych sygnałów. Taki błąd można znacznie zmniejszyć wykorzystując fakt, że zbocze jest w zasadzie identyczne w obu kanałach I oraz Q, ponieważ produkt mieszania drugiego rzędu jest niezależny od fazy (i częstotliwości) lokalnego oscylatora. Jak widać na fig. 3c, sygnał reprezentujący produkt mieszania zróżniczkowanych wygładzonych sygnałów ma mniejszą zmianę amplitudy, tak więc można wyznaczyć bardziej dokładne oszacowanie położenia czasowego zbocza.

Całkowity produkt mieszania drugiego rzędu w całej sekwencji sygnałów jest szacowany przez oszacowanie dwóch poziomów przesunięcia składowej o częstotliwości zerowej (d.c.) i zbocza pomiędzy nimi. Po wyznaczeniu oszacowania położenia czasowego zbocza w opisany już sposób, dwa poziomy składowej o częstotliwości zerowej (d.c.) łatwo oszacowuje się biorąc różnicę pomiędzy odpowiednimi średnimi próbek sygnałów kanałowych I oraz Q dla danych okresów czasu przed zboczem i odpowiednimi średnimi dla danych okresów czasu za zboczem. Ponieważ oszacowane zbocze najkorzystniej jest liniowe, oszacowane położenie czasowe wykorzystuje się jako położenie punktu czasowego (w zakresie czasowym i amplitudzie) zbocza, a nachylenie zbocza wyznacza się z poziomów składowej o częstotliwości zerowej (d.c.) i znanej charakterystyki zbocza.

Procesor sygnału cyfrowego 130 odejmuje następnie oszacowanie produktu mieszania drugiego rzędu od próbkowanych sygnałów kanałowych I oraz Q utworzonych przez przetworniki analogowo-cyfrowe 120, 122 na bazie próbka po próbce, przez co tworzą się kompensowane cyfrowo, „poprawne” sygnały kanałowe I oraz Q, które można przetwarzać dalej w procesorze sygnału cyfrowego 130, aby uzyskać pożądany sygnał informacyjny.

Liczba próbek sygnałów kanałowych I oraz Q pobranych podczas każdego okresu symboli (czyli częstotliwość próbkowania) i łączna liczba próbek użytych przy tworzeniu średnich wpływa na dokładność oszacowania produktu mieszania drugiego rzędu. Jak można oczekiwać, im więcej próbek jest dostępnych, tym większa jest dokładność. Częstotliwość próbkowania jest często ustawiana przez inne wymagania systemowe i wymagania te mogą zostać zmienione za cenę zwiększenia częstotliwości próbkowania, jeżeli produkt mieszania drugiego rzędu jest kompensowany zbyt słabo z powodu zbyt małej liczby próbek. Ponadto liczba próbek dostępnych dla uśredniania podczas „stałych” części sygnału zależą od miejsca występowania zbocza, co jest poza kontrolą odbiornika. Uważa się obecnie, że jedynie około dziesięciu próbek powinno wystarczyć do utworzenia takiej średniej, chociaż oczekuje się, że można zastosować inną liczbę próbek.

Odejmowanie oszacowanego sygnału ze zboczem i o stałej obwiedni pozostawia, albo nawet tworzy, pewne zniekształcenie produktu mieszania drugiego rzędu i sygnałów kanałowych I oraz Q, zależnie od tego, jak blisko sygnał oszacowany przybliża rzeczywisty sygnał interferencyjny. Jest to przedstawione na fig. 4, która pokazuje sygnał oszacowany mający zbocze liniowe i sygnał rzeczywisty o zboczu nieco zakrzywionym. W najgorszym przypadku może zostać utraconych kilka symboli informacyjnych wskutek różnic pomiędzy oszacowanymi i rzeczywistymi sygnałami interferencyjnymi. Można to często zaniedbać w systemach łączności posiadających niezawodne kodowanie kanałowe i przeplatanie, takich jak systemy GSMiDCS 1800.

184 618

Dokładna krzywizna zbocza zależy od tego, jak nadajnik interferencyjny zwiększa i zmniejsza swoją moc wyjściową. W systemie łączności takim jak GSM, charakterystyki zmian mocy wyjściowej sygnału interferencyjnego są określone, tak więc znana z góry jest ogólna charakterystyka zbocza, taka jak czasowa szerokość, ale nie dokładna krzywizna. Ponadto, odbierany sygnał jest „filtrowany” według impulsowej odpowiedzi odbiornika i krzywiznę zbocza zmienia się następnie odpowiednio do tego. Jeżeli dostępna jest wiedza o jednym lub obu tych zjawiskach, można ją wykorzystać w szacowaniu produktu mieszania drugiego rzędu. Zwykle jednak niedokładna wiedza o sygnale interferencyjnym ogranicza przydatność nawet dokładnej znajomości impulsowej skuteczności odbiornika. Odpowiednio do tego, zastosowanie zbocza liniowego w tworzeniu oszacowania produktu mieszania drugiego rzędu zwykle będzie wystarczać.

Gdy czasowa szerokość zbocza nie jest jeszcze znana, na przykład na podstawie znajomości systemu łączności, nachylenie zbocza, które jest po prostu różnicą pomiędzy poziomami przesunięcia składowej o częstotliwości zerowej (d.c.) przed i za zboczem (na przykład fig. 2a) podzieloną przez czasową szerokość zbocza, może być i tak wyznaczone przez procesor sygnału cyfrowego 130 na kilka sposobów. Na przykład procesor sygnału cyfrowego 130 oszacowuje czasową szerokość zbocza przez wyznaczenie czasowej szerokości części wartości bezwzględnej albo produktu mieszania zróżniczkowanych wygładzonych próbek sygnału (fig. 3c) albo samych zróżniczkowanych wygładzonych próbek sygnału (fig. 3a albo 3b), która przekracza ustalony uprzednio próg.

Jak wspomniano, rozmiar maksymalnej wartości bezwzględnej zróżniczkowanego wygładzonego sygnału wykorzystuje się do wskazania występowania zbocza, co inicjalizuje dalsze przetwarzanie sygnału. Gdy za pomocą procesora sygnału cyfrowego 130 ustali się, że maksymalna wartość bezwzględna przekroczyła kolejny ustalony z góry próg, można powiedzieć, że procesor sygnału cyfrowego 130 wykrył występowanie sygnału interferencyjnego albo sygnału produktu mieszania drugiego rzędu. Procesor sygnału cyfrowego 130 wykrywa występowanie sygnału interferencyjnego albo sygnału produktu mieszania drugiego rzędu w różny sposób, na przykład ustalając po prostu, że jeden z następujących sygnałów przekroczył albo spadł poniżej ustalonego z góry progu: iloczyn zróżniczkowanych wygładzonych sygnałów (fig. 3c), jeden albo oba zróżniczkowane wygładzone sygnały (fig. 3a i 3b) i jeden albo oba sygnały pasma podstawowego (fig. 2a i 2b).

Kroki wykonane przez procesor sygnału cyfrowego 130 w trakcie przeprowadzania tych sposobów kompensacji są przedstawione za pomocą sieci działań z fig. 5a i 5b. Sposób zaczyna się na fig. 5a od próbkowania sygnałów kanałowych I oraz Q w kroku 502 i wykrywania występowania sygnału interferencyjnego w kroku 504. Gdy zostanie wykryty sygnał interferencyjny, wyznacza się czas występowania odnośnego zbocza sygnału i poziomy sygnałów kanałowych przed i za zboczem (kroki 506, 508), tak że można utworzyć oszacowane próbki sygnału interferencyjnego (krok 510). Oszacowane próbki są usuwane z próbek sygnałów kanałowych (krok 512) i otrzymane kompensowane próbki sygnału kanałowego przetwarza się dalej, na przykład dla wykrycia i pobrania nadawanego sygnału informacyjnego.

Na fig. 5b przedstawiono sieć działań jednego z opisanych wyżej sposobów do wyznaczania czasu występowania zbocza sygnału wskutek sygnału interferencyjnego (krok 506 na fig. 5a). Próbki sygnału zarówno z kanału I, jak i Q są wygładzane, na przykład przez utworzenie średnich ślizgowych, w kroku 507, a wygładzone sygnały kanałowe różniczkuje się w kroku 509. Produkty mieszania zróżniczkowanych sygnałów są tworzone próbka po próbce, w kroku 511, jak to już opisano, a czas występowania zbocza wyznacza się w kroku 513 z położenia czasowego maksymalnej wartości produktów mieszania (fig. 3c).

Obecnie objaśniona zostanie cyfrowa kompensacja dowolnych sygnałów interferencyjnych AM.

Dla ciągłych sygnałów interferencyjnych w całości modulowanych amplitudowo, prosty sposób szacowania sygnału interferencyjnego (produktu mieszania drugiego rzędu) opisany powyżej dla systemu GSM jest nieadekwatny. Dodanie sygnału AM do pożądanego sygnału czyni usunięcie pojedynczego kanału niemożliwym. Jak już wspomniano, odbiornik z konwersją bezpośrednią dla systemu GSM (i wszystkich kwadraturowych schematów modulacji)

184 618 ma dwa kanały pasma podstawowego, kanały I oraz Q. Ponadto, produkt mieszania drugiego rzędu sygnału interferencyjnego AM w. takim odbiorniku powinien być dokładnie taki sam w obu kanałach, ponieważ produkty mieszania zależą tylko od zniekształceń drugiego rzędu przyrządów nieliniowych (które byłyby równe dla dopasowanych stopni mieszających) i są niezależne od fazy (i częstotliwości) lokalnego oscylatora. Można to wyrazić jak następuje:

yi(t) = I(t) + pi(t) yę(t) = Q(t) + pi(t)

Równanie 4 gdzie yI(t) jest wartością, próbki pobranej w czasie t sygnału pasma podstawowego w kanale I, I(t) jest idealną wartością próbki sygnału kanału I, a p₂(t) jest wartością interferencyjnego produktu mieszania drugiego rzędu. Parametry w wyrażeniu dla kanału Q określa się podobnie.

Nie jest konieczne, aby kanały I oraz Q były ortogonalne, tak jak w odbiorniku dla sygnałów modulowanych kwadraturowo. Chociaż rozwiązanie według wynalazku musi być zrealizowane w odbiorniku o dwóch kanałach, wystarcza, aby kanały wyznaczały płaszczyznę IQ. Tak więc określenia „sygnał synfazowy” i „sygnał kwadraturowy” nie powinny być interpretowane jako wymagające ortogonalności, poza przypadkiem ich stosowania z innymi, takimi jak modulacja kwadraturowa, które są konwencjonalnie rozumiane za wymagające takiej zależności.

Zakłada się, że szum nie interferuje. Szum obniża wydajność, ale w niewielkim stopniu, ponieważ jest zwykle znacznie mniejszy niż pożądany sygnał. Na przykład wejściowy stosunek sygnału do szumu w sieci GSM wynosi zwykle przynajmniej 10 dB.

Produkt mieszania drugiego rzędu można uważać za zniekształcenie zwykłego rodzaju na obu kanałach. Z równania 4 wynika, że jest ono układem dwóch równań mającym trzy niewiadome, tak więc do rozwiązania układu potrzebne jest jeszcze jedno równanie. Znajomość charakterystyki sygnału interferencyjnego mogłaby dostarczyć takie trzecie równanie, ale w tym przykładzie założono, że charakterystyki te są dowolne. Tym niemniej, amplituda wejściowa pożądanego sygnału może zostać wykorzystana do uzyskania jeszcze jednego związku, który można wyrazić przez następujące dobrze znane równanie:

rl (t) = Ii (t) C Qi (t)

Równanie 5 gdzie r (t) jest amplitudą sygnału wejściowego, a I(t) oraz Q(t) są takie, jak zdefiniowane w równaniu 4. Miejsce geometryczne sygnału opisane przez równanie 5 jest okręgiem mającym promień r na płaszczyźnie zespolonej. Kwadrat amplitudy sygnału wejściowego r (t) można wyznaczyć przez podniesienie do kwadratu różnicy pomiędzy sygnałami wejściowymi w kanałach I oraz Q, a jest to dane następującym wyrażeniem:

[yi(t) - yQ(t)]i = r²(t) - 2I(t)Q(t)

Równanie 6

Jeżeli pożądany sygnał jest modulowany tylko częstotliwościowe albo fazowo, czyli amplituda sygnału r(t) jest w zasadzie stała, amplitudę sygnału wyznacza się uśredniając kwadrat różnicy podczas pewnego okresu czasu. Jest to dane następującym wyrażeniem:

^{r2 =} -E\=i(^iTi)-yQ(^iTs)]² = cons ^tant _n -Ł—.,.1

Równanie 7 gdzie n jest łączną liczbą próbek uzyskanych w czasie próbkowania T„ który jest stosowany w tworzeniu średniej.

184 618

Można teraz całkowicie rozwiązać układ równań 4. Próbki sygnału interferencyjnego drugiego rzędu wyznacza się po zastosowaniu wzoru kwadratowego następującym równaniem:

y,(0 + y_Q(() Ir² y,(t)-y_Q(t)

V 2 4

Równanie 8 w którym parametry są takie, jak zdefiniowano w poprzednich równaniach.

Z równania 8 wynika, że iloczyny drugiego rzędu dowolnego sygnału interferencyjnego AM można usunąć w zakresie cyfrowym, jeżeli amplituda pożądanego sygnału jest w zasadzie stała.

Prostą sprawą jest zaprogramowanie procesora sygnału cyfrowego 130, aby wyznaczał próbki p₂(t) z próbek yi(t) i yę(t) sygnałów pasma podstawowego kanału I oraz Q, a następnie odejmował próbki p₂(t) od próbek yi(t) oraz yo(t) na bazie próbka po próbce, generując kompensowane próbki I(t) oraz Q(t) sygnałów kanałowych I oraz Q. Nie jest nawet konieczne wykrywanie występowania sygnału interferencyjnego albo sygnału produktu mieszania drugiego rzędu, ponieważ kompensacja według równania 8 nie zależy od tych samych charakterystyk sygnału interferencyjnego, co kompensacja specyficzna dla systemu GSM i podobnych systemów łączności. Dlatego odbiornik z bezpośrednią konwersją kompensowaną cyfrowo jest znacznie bardziej odporny na interferencję Am niż zwykły odbiornik analogowy.

Kroki wykonywane przez procesor sygnału cyfrowego 130 w wykonywaniu tego sposobu kompensacji są pokazane na fig. 6. Proces zaczyna się od próbkowania sygnałów kanałowych I i Q w kroku 602 i wyznaczania amplitudy pożądanego sygnału przez uśrednienie różnic pomiędzy odpowiednimi próbkami w kroku 604. Oszacowane próbki sygnału produktu mieszania drugiego rzędu są następnie generowane w kroku 606 z amplitudy pożądanego sygnału i próbek sygnału kanałowego. Kompensowane próbki są wytwarzane w kroku 608 przez usunięcie tych oszacowanych próbek z próbek sygnałów kanałowych.

Zarówno zanik sygnału, jak i rozproszenie czasowe wpływają na dokładność kompensacji cyfrowej. Jest zwykle bardzo trudne, jeżeli nie niemożliwe, oddzielenie takich zmian sygnału od zmian sygnału produktu mieszania drugiego rzędu, które mają być kompensowane zgodnie z rozwiązaniem według wynalazku. Mimo to istnieje wiele systemów, w których zanik sygnału i/lub rozproszenie nie spowodują istotnych problemów. Na przykład, gdy sekwencje sygnałów danych są wystarczająco krótkie (lub gdy szybkość odbiornika jest mała), zanik sygnału nie powinien znacząco wpływać na kompensację. Również gdy odbiornik jest blisko nadajnika (co zwykle występuje w sytuacji, gdy produkt mieszania drugiego rzędu jest duży), rozproszenie czasowe jest niewielkie.

184 618

go HO

Fig. 2a

184 618

Fig. 3b

Fig. 3 a

'0 5 to 15 20 25 50 35 40 45

CZAS (OKRESY SYMBOLICZNE)

Fig. 3c o

O

O 5 !0 /5 20 25 30 35 40 45

CZAS (OKRESY SYMBOLICZNE)

ILOCZYN

O 5 tO 15 20 25 30 35 40 45

CZAS (OKRESY SYMBOLICZNE)

O 5 W 15 20 25 30 35 40 45

184 618

Fig. 5 α

184 618

Fig. 5b

184 618

Departament Wydawnictw UP RP. Nakład 60 egz. Cena 4,00 zl.

Claims

Zastrzeżenia patentowe

1. Sposób kompensacji cyfrowej, dla sygnału interferencyjnego, przy czym sygnał informacyjny odzyskuje się z sygnału nośnego modulowanego przez sygnał informacyjny, a modulowany sygnał nośny rozdziela się na synfazowy sygnał pasma podstawowego i kwadraturowy sygnał pasma podstawowego, znamienny tym, że wytwarza się próbki cyfrowe synfazowego sygnału pasma podstawowego i kwadraturowego sygnału pasma podstawowego, za pomocą przetwornika analogowo-cyfrowego (120, 122), wykrywa się występowanie sygnału produktu mieszania drugiego rzędu mającego zmienną w czasie zawartość widmową, wytworzonego przez sygnał interferencyjny, za pomocą procesora sygnału cyfrowego (130), a następnie próbki cyfrowe kompensuje się cyfrowo za pomocą procesora sygnału cyfrowego (130), przy czym usuwa się sygnał produktu mieszania drugiego rzędu z zastosowaniem nieliniowej, zmiennej w czasie kompensacji, w zależności od zawartości widmowej sygnału produktu mieszania drugiego rzędu, przy czym tworzy się skompensowane próbki cyfrowe.
2. Sposób według zastrz. 1, znamienny tym, że sygnał produktu mieszania drugiego rzędu wytwarza się z sygnału interferencyjnego mającego zbocze i stałą obwiednię, a w etapie kompensacji wykrywa się, położenie czasowe sygnału produktu mieszania drugiego rzędu, tworzy się pierwszą średnią próbek cyfrowych przynajmniej jednego z sygnałów pasma podstawowego, synfazowego i kwadraturowego, podczas pierwszego okresu przed wykrytym położeniem czasowym, tworzy się drugą średnią próbek cyfrowych przynajmniej jednego sygnału podczas drugiego okresu za wykrytym położeniem czasowym, wytwarza się oszacowane próbki sygnału produktu mieszania drugiego rzędu na podstawie położenia czasowego oraz pierwszej i drugiej średniej, a następnie usuwa się sygnał produktu mieszania drugiego rzędu przez odjęcie oszacowanych próbek od próbek cyfrowych.
3. Sposób według zastrz. 2, znamienny tym, że za pomocą procesora sygnału cyfrowego (130) wygładza się próbki cyfrowe przynajmniej jednego sygnału, różniczkuje się wygładzone próbki cyfrowe przynajmniej jednego sygnału i wyznacza się położenie czasowe maksymalnej wartości zróżniczkowanych wygładzonych próbek cyfrowych przynajmniej jednego sygnału.
4. Sposób według zastrz. 2, znamienny tym, że za pomocą procesora sygnału cyfrowego (130) wygładza się próbki cyfrowe synfazowego sygnału pasma podstawowego i sygnału kwadraturowego pasma podstawowego, różniczkuje się wygładzone próbki cyfrowe synfazowego sygnału i kwadraturowego sygnału, tworzy się produkty mieszania zróżniczkowanych, wygładzonych próbek cyfrowych synfazowego sygnału i kwadraturowego sygnału, wyznacza się położenie czasowe maksymalnej wartości produktów mieszania i wyznacza się pierwszą średnią próbek cyfrowych synfazowego sygnału pasma podstawowego i pierwszą średnią próbek cyfrowych kwadraturowego sygnału pasma podstawowego podczas pierwszego okresu przed wykrytym położeniem czasowym, oraz wyznacza się drugą średnią, próbek cyfrowych synfazowego sygnału pasma podstawowego i drugą średnią próbek cyfrowych kwadraturowego sygnału pasma podstawowego podczas drugiego okresu za wykrytym położeniem czasowym, następnie wytwarza się szacowane próbki sygnału produktu mieszania drugiego rzędu na podstawie wykrytego położenia czasowego, pierwszych średnich i drugich średnich i usuwa się sygnał produktu mieszania drugiego rzędu przez odjęcie oszacowanych próbek od próbek cyfrowych.
5. Urządzenie kompensowane cyfrowo, zwłaszcza odbiornik z bezpośrednią, konwersją do odzyskiwania sygnału informacyjnego z sygnału nośnego modulowanego przez sygnał informacyjny, w którym antena odbiorcza, poprzez filtr pasmowy i wzmacniacz jest połączona z torem synfazowego sygnału pasma podstawowego i torem kwadraturowego sygnału pasma podstawowego, przy czym każdy z tych torów jest zaopatrzony w stopień mieszający połączony poprzez filtr dolnoprzepustowy ze wzmacniaczem, a każdy stopień mieszający, poprzez przesuwnik fazy, jest połączony z lokalnym oscylatorem, znamienne tym, że wzmac184 618 niacz (100, 110) toru synfazowego sygnału pasma podstawowego, jak i toru kwadraturowego sygnału pasma podstawowego jest połączony z przyporządkowanym mu przetwornikiem analogowo-cyfrowym (120, 122), przy czym wyjście próbek cyfrowych synfazowego sygnału i kwadraturowego sygnału poszczególnych przetworników analogowo-cyfrowych (120, 122) jest dołączone do przyporządkowanego mu wejścia procesora sygnału cyfrowego (130), który jest zaopatrzony w środki wykrywania występowania sygnału produktu mieszania drugiego rzędu, o zmiennej w czasie zawartości widmowej, wytworzonego przez sygnał interferencyjny oraz w środki cyfrowej kompensacji próbek cyfrowych przez usunięcie sygnału produktu mieszania drugiego rzędu, o nieliniowej, zmiennej w czasie kompensacji uzależnionej od zawartości sygnału produktu mieszania drugiego rzędu i który ma wyjście skompensowanych próbek cyfrowych.