Przedmiotem wynalazku jest uklad do kontroli sumy natezen pradów co najmniej w dwóch galeziach jednej sieci elektrycznej, zwlaszcza do kontroli pradów plynacych w galeziach sieci zasilajacej przez wytworze¬ nie sygnalu o duzej amplitudzie w chwili przekroczenia okreslonej, maksymalnej zadanej wartosci pradu, na przyklad przy zabezpieczeniu nadpradowym zasilaczy pradu stalego lub ograniczeniu nadpradowym sieci pradu przemiennego.Znane jest z polskiego opisu patentowego nr 67626 urzadzenie do sumowania pradów stalych z galwanicz¬ nie rozdzielonym wejsciem i wyjsciem, posiadajace hallotron umieszczony w szczelinie rdzenia wykonanego z ma¬ terialu magnetycznie miekkiego z uzwojeniami pierwotnymi, sluzacymi do wlaczania w obwody sumowanych pradów.Urzadzenie posiada wzmacniacz pradu stalego, którego wyjscie jest polaczone w szereg z uzwojeniem wtórnym rdzenia, przy czym elektrody napieciowe hallotronu sa polaczone z wejsciem wzmacniacza, a elektrody pradowe sa polaczone poprzez zaciski ze zródlem pradu stalego.Znany jest z polskiego opisu patentowego nr 73819 uklad hallotronowego sumatora sygnalów pradu stalego, zwlaszcza do pomiaru róznych wielkosci dajacych sie przetworzyc na stalopradowe sygnaly elektryczne w sytuacji gdzie istotnym parametrem jest suma wielkosci Inierzonyeh zawierajacy uzwojenia oddzielone galwa¬ nicznie od siebie i hallotron umieszczony w szczelinie magnetowodu. W sumarycznym zestawie podwójnych, magnetycznych rdzeni, stanowiacym dwie kolumny boczne i jedna podwójna kolumne srodkowa, umieszczone sa na podwójnej kolumnie srodkowej uzwojenia sygnalów wejsciowych oraz uzwojenie ujemnego sprzezenia zwrot¬ nego. W kolumnach bocznych usytuowano symetrycznie uzwojenia rozmagnesowania rdzeni pradem przemien¬ nym, które polaczone sa szeregowo w jeden wspólny obwód tak, ze wytworzone przez te uzwojenia strumienie magnetyczne dodaja sie w kazdej kolumnie bocznej zestawu podwójnych rdzeni, a w podwójnej kolumnie srod¬ kowej odejmuja sie, zas umieszczonych w szczelinach kolumn bocznych tego zestawu sterowanych pradem stalym hallotronów obwody wyjsciowe sa polaczone szeregowo w jeden wspólny obwód tak aby skladowe stale napiecia Halla dodawaly sie i ten obwód doprowadzany jest do wejscia filtru.2 119 648 Znane jest równiez z polskiego opisu patentowego nr 75261 urzadzenie do sumowania pradów stalych z galwanicznie rozdzielonym wejsciem i wyjsciem, zawierajace Iransduktor z wieloma uzwojeniami sterujacymi i dwoma uzwojeniami roboczymi, transformator zasilania pomocniczego oraz wzmacniacz pradu stalego. Uzwoje¬ nia robocze transduktora polaczone sa z jednej strony z koncami wtórnego uzwojenia transformatora zasilania pomocniczego, a z drugiej strony polaczone sa z dwoma szeregowymi rezystorami oraz przez diody z dwoma szeregowo polaczonymi kondensatorami i dwoma szeregowo polaczonymi rezystorami. Srodek wtórnego uzwo¬ jenia transformatora polaczony jest z rezystorami, z kondensatorami i wejsciem wzmacniacza pradu stalego jako jeden biegun a rezystory szeregowe polaczone sa z wejsciem wzmacniacza jako drugi biegun. Wyjscie wzmacnia¬ cza polaczone szeregowo z jednym z uzwojen sterujacych transduktora stanowi wyjscie z urzadzenia a pozostale uzwojenia sterujace transduktora stanowia wejscia urzadzenia.Znane sa uklady do kontroli pradów w obwodach pradu stalego lub przemiennego, które stanowia elektro¬ niczne uklady zabezpieczenia nadpradowego, powszechnie stosowane w nowoczesnych zasilaczach pradu stalego o róznych zastosowaniach. Nawet w monolitycznych, scalonych stabilizatorach napiecia wbudowane sa pomocni¬ cze obwody zabezpieczenia nadpradowego. W tym celu uklady te wykorzystuja proporcjonalne do natezenia pradu obciazenia zmniejszenia wartosci napiecia na rezystorze szeregowo wlaczonym w obwód obciazenia. Na¬ piecie to przylozone zostaje do wejscia obwodu porównujacego, którego sygnal wyjsciowy oddzialywuje, naj¬ czesciej za posrednictwem tranzystora mocy, na kontrolowana siec w ten sposób, aby maksymalna wartosc pradu obciazenia nie byla przekroczona.W przypadku tego znanego ukladu do ograniczania pradu, w którym wykorzystuje sie zjawisko zmniejsze¬ nia wartosci napiecia wyjsciowego w funkcji pradu obciazenia, najwieksza wada jest wielokrotne przy przeciaze¬ niu przekraczanie w warunkach pracy najwiekszej dopuszczalnej mocy strat szeregowego stopnia mocy zasilacza.Znany jest takze inny uklad do kontroli pradów i ograniczania pradu, w którym ma miejsce wykorzystanie opadania charakterystyki pradowo-napieciowej przy przeciazeniu. W ukladzie tym zadana, maksymalna wartosc pradu jest latwo ustalana dzieki zastosowaniu potencjometru zamiast stalego dzielnika napiecia od strony doprowadzania niskiego napiecia, a elementy sa tak dobrane, aby nawet w przypadku pradu zwarcia nie bylo przeciazenia. Wada jest jednak to, ze wartosc spadku napiecia na szeregowym rezystorze musi byc równa co najmniej 3-4 krotnemu napieciu wlaczania tranzystora, a wiec okolo 1,8-2,4 V. Przykladowo, dla zasilacza o napieciu 5 V i pradzie 10 A, a wiec o mocy uzytecznej 50 W, jego sprawnosc przy zastosowaniu omówionego ograniczenia nadpradowego znacznie maleje.Znane sa uklady do kontroli pradów, stosowane w zasilaczach duzej mocy, w których stosuje sie z powyz¬ szych wzgledów rozwiazania kompromisowe. W jednym ze znanych ukladów napiecie sterujace, wykorzystujace spadek napiecia na szeregowym rezystorze, zostaje pozornie zwiekszone o wartosc napiecia baza-emiter tranzy¬ stora mocy. Sprawnosc wzrasta, jednak dokladnosc maleje, poniewaz tylko czesc napiecia w funkcji zmian pradu obciazenia zmniejsza sie. Poza tym napiecie zlacza baza-emiter, a wiec i wartosc maksymalna pradu, zaleza w znacznym stopniu od zmian temperatury.W znanym ukladzie, w którym zastosowano szereg równolegle polaczonych stopni mocy, zabezpieczenie nadpradowe dziala tylko w jednym z tych stopni, bowiem zalozono, ze przeciazenie lub zwarcie wystepuja analogicznie we wszystkich stopniach. Jednak wskutek nierównych wspólczynników wzmocnienia pradowego i temperatury, rozklad obciazenia zmienia sie. W przypadku uszkodzenia stopnia mocy z zabezpieczeniem nad- pradowym i przejecia obciazenia przez pozostale stopnie, pracuja one bez zabezpieczenia nadpradowego.Przykladowo wymieniony zasilacz o mocy 50 W przy napieciu 5 V i pradzie 10 A, pracujacy z ogranicze¬ niem nadpradowym, wykazuje straty mocy pradu 18—24 W, co stanowi 36-48% uzytecznej mocy wyjsciowej.Przy zastosowaniu ulepszenia ograniczenia nadpradowego wystarczajacy okazuje sie spadek napiecia na rezysto¬ rze szeregowym rzedu 0,8-1,2 V, co oznacza moc strat rzedu 8-12 W, a wiec stanowi to juz tylko 16-24% mocy uzytecznej zasilacza.Wada tego rozwiazania jest znaczna tolerancja zadanej wartosci ograniczenia nadpradowego, która w nor¬ malnych warunkach temperaturowych zmienia sie o 15-20%. W tym samym stopniu konieczny jest wiec wzrost mocy doprowadzanej.W innym znanym ukladzie wykorzystuje sie rozpoczynajace sie w chwili przeciazenia przewodzenia tyrystora dla bocznikowania pradu bazy tranzystora mocy. Zaleta jest zmniejszenie do zera napiecia i pradu wyjsciowego pod wplywem pradu przeciazenia. Przy spadku napiecia na szeregowym rezystorze rzedu 0,8 V, co juz zapewnia stabilna prace, uzyskuje sie straty mocy 8 W przy pradzie 10 A. Przy napieciu wyjsciowym 5 V straty mocy wynosza 16% mocy uzytecznej.Wada tego ukladu jest zaleznosc wzmocnienia pradowego tranzystora oraz punktu wlaczenia tyrystora od zastosowanego egzemplarza i od temperatury, wskutek czego zadana wartosc pradu zmienia sie. Wylaczenie119648 , 3 tyrystora, a wiec powrót ukladu ograniczenia nadpradowego do stanu wyjsciowego moze nastapic przy zaniku pradu sieci, w ten sposób zasilacz po ponownym wlaczeniu sieci jest gotowy do pracy. W niektórych jednak przypadkach uklad nie zapewnia wlasciwego odróznienia stanu normalnego od awaryjnego.W celu unikniecia niespodziewanego ponownego wlaczenia zasilacza znane jest stosowanie ukladu, który realizuje zamierzone zwarcie po stronie niestabilizowanej zasilacza, powodujac przepalenie bezpiecznika topiko- wego. Pomijajac fakt nie korzystania z zalet, jakie daja obwody elektroniczne, uklad ten jest drozszy i mniej wygodny w porównaniu z innymi ukladami ograniczenia nadpradowego. Stosowane obecnie uklady elektronicz¬ ne, a zwlaszcza uklady cyfrowe wymagaja coraz wiekszych mocy zasilania, przy czym wymagana jest praca w szerokim zakresie zmian temperatury. Okazuje sie bardziej ekonomiczne wspólne zasilanie wielu wspólpracuja¬ cych podzespolów umieszczonych w tym samym zespole. Pobór mocy w takich przypadkach wynosi czesto kilka kW, a wymagany zakres temperatury. 50° -70°C. W sieciach pradu przemiennego jako uklady do ograniczenia nadpradowego znalazly zastosowanie obwody wykorzystujace przede wszystkim zjawiska cieplne i magnetyczne.Znany jest takze bardzo szybki ogranicznik nadpradowy dla odbiornika zasilanego okresowo zmieniajacym sie pradem Uklad wedlug wynalazku, w którego galeziach sa umieszczone przetworniki pradu w napiecie, ma pierw¬ sze wejscia przetworników pradu w napiecie oddzielnie wzgledem siebie dolaczone do wejsciowych punktów pierwszego sumatora, a drugie wejscia oddzielnie wzgledem siebie dolaczone do wejsciowych punktów drugiego sumatora. Wyjscia pierwszego i drugiego sumatorów sa dolaczone pojedynczo do kazdego wejscia pradowego obwodu róznicowego i wyjscie obwodu róznicowego jest polaczone z ukladem przetwornika, zawierajacym wzmacniacz i wprowadzajacym histereze, którego wyjscie jest polaczone z przelacznikiem.Pierwszy i drugi sumatory, obwód róznicowy i uklad przerzutnika sa wykonane jako wzmacniacz róznico¬ wy o dodatnim sprzezeniu zwrotnym w ukladzie scalonym.Zaleta wynalazku jest opracowanie ukladu do kontroli pradów w obwodach pradu stalego lub przemienne¬ go o malym poborze mocy, które zapewnia wysoka dokladnosc regulacji, wartosci pradu ograniczenia nadprado¬ wego i utrzymania jej w czasie, niezaleznie od warunków pracy oraz które moze byc stosowane w szerokim zakresie napiec i pradów wyjsciowych.Uklad sluzy do równoczesnej kontroli sumy pradów wielu niezaleznych galezi, przy czym zastosowanie go w obwodach pradu przemiennego nie powinno stwarzac trudnosci w przypadku znacznych zmian przesuniec fazowych miedzy pradem a napieciem. Zostaja wytworzone bardzo male napiecia o wartosci proporcjonalnej do pradu obciazenia kontrolowanej galezi, przy czym punkty o nizszych lub wyzszych potencjalach dolaczone sa zgodnie z wlasciwa polaryzacja do oddzielnych, analogowych obwodów sumujacych. Róznicowy sygnal wyjscio¬ wy obu wejsc sumujacych zostaje nastepnie wzmocniony we wzmacniaczu pradu stalego o duzym wspólczynni¬ ku wzmocnienia. Sygnal wyjsciowy ma charakter dwustanowy, z regulowana szerokoscia petli histerezy w zalez¬ nosci od potrzeby, przy czym zmiane stanu mozna plynnie regulowac wzgledem wartosci potencjalu wejsciowe¬ go wzmacniacza a sygnal wyjsciowy wzmacniacza steruje praca obwodu wlaczajacego.Uklad wedlug wynalazku wykazuje nastepujace cechy. W przypadku równoleglego laczenia stopni obwo¬ du pradu stalego, których wyjscia lacza sie w wezle, obwód sumujacy spelnia funkcje dopasowania wartosci potencjalów, gdyz jeden z potencjalów poszczególnych napiec proporcjonalnych do pradów w galeziach jest kazdorazowo identyczny.Uklad mozna zastosowac bezposrednio do kontroli pradów sieci z pulsujacym napieciem stalym, a takze do kontroli pradu w galeziach sieci pradu przemiennego. W przypadku, gdy szeregowym elementem do pomiaru pradu jest rezystor, wówczas teoretyczny zakres faz dla poprawnego dzialania ukladu jest zawarty w granicach ±90°. Przy kontroli pradu biernego sieci o charakterze reaktancyjnym zamiast rezystora stosowana jest reaktancja o charakterze indukcyjnym lub pojemnosciowym, niezaleznie od znaku kata przesuniecia fazowego sieci. Przy jednoczesnej kontroli padów fazowych i przewodowych w sieci trójfazowej, górna granice dla maksymalnego pradu mozna wyznaczyc w obwodzie odniesienia.Zalety ukladu wedlug wynalazku przy zastosowaniu do sieci pradu stalego sa nastepujace. Wymagany jest maly spadek napiecia na elemencie do pomiaru pradu, a wiec uklad pobiera mala moc, która tylko w nieznacz¬ nym stopniu pogarsza ogólna wydajnosc sieci z zasilaczami. W przykladowym, wspomnianym juz zasilaczu 5 V/10 A wymagany spadek napiecia wynosi 0,2 V do 0,25 V, a wiec pobór mocy wynosi od 2 do 2,5 W, co stanowi tylko 4-5% mocy uzytkowej zasilacza.Regulacja ukladu ograniczenia nadpradowego jest tylko w malym stopniu zalezna od temperatury. Dzieki temu wymagana moc dodatkowej jednostki zasilacza moze byc mala. Przy zmianie temperatury od 0° do 60°C dokladnosc tej regulacji wynosi ±2%. Regulacja moze byc plynna, bez poboru mocy w czesci niskopradowej zasilacza przy uzyciu dzielnika napiecia.4 119 648 Zadzialanie ukladu ograniczenia nadpradowego powoduje zmniejszenie do zera zarówno pradu obciazenia, jak i napiecia wyjsciowego, niezaleznie od wartosci przeciazenia. Po usunieciu przeciazenia uklad wraca natych¬ miast do stanu wyjsciowego. Uklad ma mozliwosc równoczesnej kontroli sumy wartosci wielu róznych napiec wejsciowych i róznych wartosci pradów w poszczególnych galeziach. Przy kontroli wielu pradów w galeziach istnieje\ mozliwosc stosowania wspólczynnika wagowego dla przebiegów, co pozwala na przyklad na posrednia kontrole calkowitej mocy ukladu. Dzialanie ukladu jest niezalezne od wartosci napiecia kontrolowanej sieci, a wiec moze równiez byc kontrolowana wartosc pradu w galezi.Konstrukcja ukladu jest prosta i poza regulacja ukladu ograniczenia nadpradowego nie wymaga zadnych regulacji.Zalety ukladu wedlug wynalazku przy zastosowaniu do sieci pradu stalego sa nastepujace. Uklad kontrol¬ ny jest czuly na wartosc amplitudy napiecia a wiec straty mocy w elemencie do pomiaru pradu wynosza 0,707 mocy traconej przy pradzie stalym w tych samych warunkach. W przypadku zastosowania rezystora jako elemen¬ tu do pomiaru pradu, istotny jest tylko jeden warunek, aby kat fazowy pradu sieci byl mniejszy od ±90°, co zwykle jest spelnione. W sieciach o charakterze reaktancyjnym mozna zawsze stosowac indukcyjny element pomiaru pradu. Jest to istotne, bo w praktyce zawsze latwiej jest wykonac cewke o malej impedancji na duzy prad, niz bipolarny kondensator o tych samych parametrach.Uklad mozna uniezaleznic galwanicznie od kontrolowanej sieci. Przy zastosowaniu kondensatora lub trans¬ formatora o tych samych parametrach nastepuje wyrównanie przesuniec faz tych elementów. Uklad mozna takze zastosowac w sieci pradu trójfazowego, na przyklad do kontroli nadpradowej.Przedmiot wynalazku jest przedstawiony w przykladzie wykonania na rysunku, na którym fig. 1 przedsta¬ wia uklad do kontroli pradu wedlug wynalazku, fig. 2 - drugie wykonanie ukladu wedlug wynalazku, fig. 3 - wykres wskazowy napiec dla ukladu z fig. 2 oraz fig. 4 — ogólny schemat blokowy ukladu wedlug wynalazku.Fig. 1 przedstawia uklad do kontroli pradu w sieci pradu stalego, w którym prad z trzech galezi sieci doplywa do jednego wezla, przy czym w galezie sieci mozna wlaczyc rezystory. Prady w galeziach moga miec rózne wartosci. W ukladzie z fig. 1 istnieje koniecznosc nieprzekraczania okreslonej wartosci przez sume pradów wszystkich galezi plynacych do odbiorników.Wejscie Al jest dolaczone do wspólnego punktu polaczenia rezystorów FI, F2, F3, to znaczy do wezla kontrolowanych galezi.Potencjal na wejsciu Al jest doprowadzany poprzez dzielnik napiecia utworzony przez rezystory R5, R6 do punktu SI, czyli do wejscia negujacego wzmacniacza operacyjnego IC1. Drugie konce rezystorów FI, F2, F3 dolaczone sa kolejno do wejsciowych punktów BI, B2, B3. Rezystory Rl, R2, R3, R4 tworza obwody sumujace i w punkcie S2 powstaje sygnal wprost proporcjonalny do sumy potencjalów w punktach BI, B2, B3, który jest doprowadzany do wejscia nienegujacego wzmacniacza IC1. Kondensatory Cl i C2 dolaczone do punktów SI i S2 sluza do eliminacji impulsów zaklócajacych. Potencjal w punkcie SI mozna regulowac poprzez rezystor R8 za pomoca potencjometru PI, którego zakres regulacji ograniczaja rezystory R12, R13. Do punktu SI poprzez rezystor R7 i diode Dl moze byc doprowadzony sygnal ustalajacy punkt pracy. Z wyjscia wzmacniacza IC1, przez dzielnik napiecia utworzony przez rezystory R9, RIO, Rl 1 i przez diode D2, jest doprowadzany do punktu S2 sygnal dodatniego sprzezenia zwrotnego, zas przez rezystor R14 i diode D3 sterowany jest obwód bazy tranzystora Tl. Przy braku sterowania rezystor R15 ustala potencjal bazy tranzystora Tl, którego kolektor jest jednoczesnie punktem wyjsciowym K ukladu.Przy braku obciazenia pradowego sieci potencjaly w punktach Al, BI, B2 i B3 sa równe, gdyz nie ma spadku napiecia na rezystorach FI, F2, F3. Jezeli punkty SI i S2 laczylyby sie tylko z punktami Al, BI, B2 i 03, wówczas ich potencjaly bylyby identyczne. W przedstawionym ukladzie potencjal punktu SI jest jednakze wyzszy, zas punktu S2 nizszy niz w wymienionym przypadku, gdyz wejscie wzmacniacza IC1 ma potencjal ujemny ze wzgledu na dodatnio spolaryzowane za pomoca potencjometru PI wejscie negujace wzmacniacza IC1, a wiec i punkt SI. Tenstabilny, ujemny potencjal na wyjsciu wzmacniacza IC1 powoduje zatkanie tranzystora Tl i uniemozliwienie przeplywu pradu do punktu K.W chwili pojawienia sie i wzrostu pradów II, 12,13, w galeziach kontrolowanej sieci, zwiekszaja sie spadki napiecia na rezystorach FI, F2, F3, a wiec i potencjaly punktów Al, BI, B2 i B3. Po osiagnieciu przez sume pradów wrtosci maksymalnej, róznica potencjalów miedzy punktami SI iS2 maleje do zera i potencjal na wyjsciu wzmacniacza IC1 gwaltownie zmienia znak z ujemnego na dodatni. Powoduje to wprowadzenie tranzy¬ stora Tl w stan przewodzenia i przeplyw pradu do punktu K, który moze byc wykorzystany do odlaczenia sieci dowolnym, znanym sposobem, np. przez zbocznikowanie pradu sterujacego szeregowego stopnia mocy zasilacza.W podanym na fig. 1 przykladzie wykonania urzadzenia uklad ma silne, dodatnie sprzezenie zwrotne, co umozli¬ wia w wyniku przylozenia dodatniego impulsu do punktu R powrót ukladu do stanu wyjsciowego.119648 5 Nastepny przyklad wykonania ukladu jest przedstawiony na fig. 2 jako uklad do kontroli pradu w poje¬ dynczej galezi o charakterze pojemnosciowym w sieci pradu przemiennego. Do pomiaru pradu zastosowano szeregowy element reaktancyjny w postaci cewki F o indukcyjnosci PL i rezystancji strat FR. Zaciski cewki F polaczone sa z wejsciami Xl, Yl obwodu pradu, które lacza sie z punktami Al, BI poprzez diody D4, D5, D6, Dl. Pozostale elementy ukladu sa identyczne wzgledem poprzednio omówionych.Diody D4. D5, D6, D7 przewodza i nastepnie nie przewodza co pól okresu napiec Ux, Uy kontrolowanej sieci. Napiecie sieci pojawia sie w punkcie Yl oraz w punkcie Xl ze zmiana fazy i amplitudy, zalezna od impedancji cewki F. Powyzsza zmiana fazy i amplitudy jest równoznaczna z powstaniem napiecia Uf, które jest proporcjonalne do chwilowej wartosci pradu Ft obciazenia. Zaklada sie, ze znaki napiec w punktach Yl, Xl sa zgodne przynjamniej w momentach, gdy róznica tych napiec osiaga wartosc maksymalna. W tym celu impedancja cewki F musi byc przynajmniej o rzad wielkosci mniejsza od impedancji obciazenia, tzn. róznica katów fazowych miedzy napieciami w punktach Xl i Yl jest mala w stosunku do kata fazowego napiecia obciazenia. Wystarczaja¬ cym warunkiem poprawnego dzialania jest, aby wystepujace w punktach Xl, Yl napiecia byly doprowadzane do punktów Al, BI tak, aby w\momencie wystapienia maksymalnej róznicy tych napiec kazdorazowo do punktu Al bylo doprowadzane ujemne napiecie, zas do punktu BI dodatnie napiecie. Na skutek pojemnosciowego charakteru sieci napiecia w punktach Xl i Yl opóznione sa o kat 90° w stosunku do pradu I obciazenia, podczas gdy róznica napiec miedzy punktami Xl i Yl równa napieciu Uf ze wzgledu na indukcyjnosc cewki F wyprze¬ dza prad It o kat 90°. W stosunku do napiecia sieci reprezentowanego przez napiecia Ux, Uy kontrolowane napiecie Uf ma faze w przyblizeniu przeciwna. Oznacza to, ze w momencie, gdy napiecie Uy (a takze odpowiada¬ jace mu napiecie Ux) ma wartosc maksymalna, w punkcie Yl wystepuje potencjal dodatni i jednoczesnie poten¬ cjal ten jest nizszy w punkcie Xl. Wówczas, gdy punkt Yl ma potencjal ujemny to jest on równoczesnie wyzszy od potencjalu w punkcie Xl. Diody D4, D5, D6, Dl przewodza lub nie przewodza w takiej kolejnosci, zee kontrolowane napiecie Uf ma w punktach Al i BI przeciwna faze w stosunku do napiecia sieci reprezentowane¬ go przez napiecia Ux i Uy. Oznacza to dalsze opóznianie fazowe i spelnienie warunku na dzialanie omawianego ukladu. Zaleznosci fazowe miedzy napieciami sa przedstawione na wykresie wskazanym na fig. 3.Elementy ukladu z fig. 4 dzialaja podobnie do odpowiadajacych im elementów ukladu z fig. 1. Prad wyjsciowy w punkcie X steruje obwodem wlaczajacym, powodujacym przerwe przeplywu pradu It obciazenia, przykladowo przez zbocznikowanie pradu bazy tranzystora mocy, umieszczonego w galezi mostka diodowego.W najogólniejszym wykonaniu wejscia ukladu moga byc polaczone galwanicznie i ich liczba moze byc dowolnie zwiekszona. Zadaniem przelacznika P jest takie dolaczenie par wejsc Xl, Yl ... Xn, Yn do punktów Al, An ...BI, Bn na wejsciach sumatorów Ml, M2, aby w kazdej chwili polaryzacja byla zgodna. Parze punktów Xl, Yl odpowiada para punktów Al, BI, parze punktów X2, Y2 odpowiada para punktów A2, B2 itd. Zgodnosc polaryzacji oznacza, ze z pary punktów Xl, Yl laczy sie kazdorazowo z punktem A punkt o nizszym potencjale, zas punkt o wyzszym potencjale laczy sie z punktem B. Podobna zaleznosc obowiazuje dla dalszych par punk¬ tów.W ten sposób musza byc kazdorazowo laczone kolejno punkty o nizszych potencjalach z par punktów Xl, Yl ... Xn, Yn z punktami Al ... An, zas punkty o wyzszych potencjalach powyzszych par z punktami BI ... Bn.Przelacznik wejsciowy P jest celowo zbudowany z diod, które sterowane sa napieciem kontrolowanej sieci, umozliwiajac lub uniemozliwiajac przeplywpradu. / Przebiegi o podanym wyzej rozkladzie potencjalów zostaja poddane sumowaniu w sumatorach Ml, M2, przy czym sumowanie moze byc liniowe lub z odpowiednim wazeniem. Na wyjsciu SI sumatora Ml pojawia sie wiec sygnal proporcjonalny do sumy sygnalów na wejsciach Al ...An, które odpowiadaja punktom o nizszych potencjalach dla kontrolowanych napiec Ufl ... Ufn. Podobnie na wyjsciu S2 sumatora M2 pojawia sie sygnal proporcjonalny do sumy sygnalów na wejsciach BI ... Bn, które odpowiadaja punktom o wyzszych potencjalach dla napiec Ufl ... Ufn.Przy wzroscie jednego lub wszystkich kontrolowanych napiec Ufl ... Ufn, potencjal na wyjsciu sumatora Ml staje sie bardziej ujemny, podczas gdy potencjal na wyjsciu sumatora M2 staje sie bardziej dodatni w stosun¬ ku do potencjalów istniejacych, gdy kontrolowane napiecia sa równe zero. Oznacza to, ze przy wzroscie napiec Ufl ... Ufn, zwieksza sie róznica potencjalów miedzy wyjsciami sumatorów, wytworzona przez obwód róznico¬ wy Z.Obwód róznicowy Z stanowi czesc ukladu przerzutnika Ho nastawianym progu zadzialania, który wytwa¬ rza na wyjsciu dwustanowy sygnal bledu. Sygnal róznicowy z wyjscia obwodu róznicowego Z steruje bardzo czulym wzmacniaczem E, stanowiacym dalsza czesc ukladu przerzutnika N, którego sygnal wyjsciowy przecho¬ dzi skokowo z jednego stabilnego stanu w drugi stabilny stan, gdy przekroczona zostaje wartosc krytyczna sygnalu róznicowego na wejsciu wzmacniacza E. Próg zadzialania mozna regulowac w sposób ciagly za pomoca potencjometru PI, przy czym szerokosc petli histerezy ukladu przerzutnika H zalezna jest od doboru elemen¬ tów.6 119648 Sygnal wyjsciowy wzmacniacza E uruchamia przelacznik J, który zadziala, gdy suma kontrolowanych napiec Ufl ... Ufn przekroczy nastawiona uprzednio wartosc. Powyzsza wlasciwosc ukladu mozna wykorzystac do zabezpieczenia nadpradowego. Uklad przerzutnika H zrealizowany moze byc za pomoca wzmacniacza opera¬ cyjnego, uzupelnionego kilkoma elementami biernymi, w celu stworzenia obwodu róznicowego, który przybiera dwa stany wyjsciowe z okreslona petla histerezy. Przelacznik J moze zawierac tranzystor.Zastrzezenia patentowe 1. Uklad do kontroli sumy natezen pradów co najmniej w dwóch galeziach jednej sieci elektrycznej, zawierajacy sumatory do sumowania napiec i pradów oraz sumator zbudowany z wmacniacza operacyjnego, przy czym w galeziach sa umieszczone przetworniki pradu w napiecie, znamienny tym, ze pierwsze wyjscia przetworników pradu w napiecie sa wzgledem siebie oddzielnie dolaczone do wejsciowych punktów (Al ... An) pierwszego sumatora (Ml) a drugie wyjscia sa wzgledem siebie oddzielnie dolaczone do wejsciowych punktów (BI ... Bn) drugiego sumatora (M2) i wyjscia pierwszego i drugiego sumatorów (Ml, M2) sa dolaczone pojedyn¬ czo do kazdego wejscia pradowego obwodu róznicowego (Z) i wyjscie obwodu róznicowego (Z) jest polaczone z ukladem przerzutnika (H), zawierajacym wzmacniacz (E) i wprowadzajacym histereze, którego wyjscie jest polaczone z przelacznikiem (J). 2. Uklad wedlug zastrz. 1, znamienny tym, ze pierwszy i drugi sumatory (Ml, M2), obwód róznicowy (Z) i uklad przerzutnika sa polaczone w ukladzie scalonym.119 648 Fig.3 PLThe subject of the invention is a system for controlling the sum of the current intensity in at least two branches of one electric network, in particular for controlling the currents flowing in the branches of the power supply network by generating a signal with a large amplitude when a certain maximum set current value is exceeded, for example in the case of overcurrent protection. DC power supplies or overcurrent limitation of an AC network. A device for summing direct currents with galvanically separated input and output is known from the Polish patent specification No. 67626, having a hall effect sensor placed in the slot of the core made of a magnetic soft material with primary, serving windings The device has a DC amplifier, the output of which is connected in series with the secondary winding of the core, where the voltage hall electrodes are connected to the amplifier input, and the current electrodes are connected via terminals with the A DC source known from the Polish patent description No. 73819 is the hall effect combinator system of DC signals, especially for measuring various quantities that can be converted into DC electrical signals in a situation where the important parameter is the sum of the values of the ICEs containing windings separated by galvanically and electronically from each other placed in the magnetic core slot. In the total set of double magnetic cores, constituting two side columns and one double center column, they are placed on the double center column of the input winding and the negative feedback winding. In the side columns there are symmetrically located windings for degaussing the cores with alternating current, which are connected in series into one common circuit so that the magnetic fluxes produced by these windings are added in each side column of the set of double cores, and in the double center column they are subtracted, while the output circuits placed in the slots of the side columns of this set of DC-controlled Hall effect sensors are connected in series into one common circuit so that the Hall's constant voltage components are added and this circuit is fed to the input of the filter. 2 119 648 The device is also known from the Polish patent description No. 75261 for summation of direct currents with galvanically separated input and output, including an iransector with multiple control windings and two working windings, auxiliary power transformer and a DC amplifier. The working windings of the transducer are connected, on the one hand, to the ends of the secondary winding of the auxiliary power transformer, and on the other hand, they are connected to two series resistors and, via diodes, to two series-connected capacitors and two series-connected resistors. The center of the secondary winding of the transformer is connected to the resistors, to the capacitors and the input of the DC amplifier as one pole, and the series resistors are connected to the input of the amplifier as the other pole. The output of the amplifier connected in series with one of the control windings of the transducer is the output from the device, and the remaining control windings of the transducer are the inputs of the device. There are systems for controlling currents in DC or AC circuits, which are commonly used electronic circuits for overcurrent protection. modern DC power supplies for various applications. Even in the monolithic integrated voltage stabilizers there are built-in auxiliary overcurrent protection circuits. For this purpose, these circuits use a reduction in the value of the voltage on a resistor in series connected to the load circuit, proportional to the load current intensity. This voltage is applied to the input of the comparing circuit, the output signal of which influences, most often via a power transistor, on the controlled network in such a way that the maximum value of the load current is not exceeded. In the case of this known current limiting circuit, which takes advantage of the phenomenon of reducing the value of the output voltage as a function of the load current, the greatest disadvantage is the multiple exceeding of the highest permissible power losses in the operating conditions of the serial power stage of the power supply in the case of multiple overloads. There is also another system for current control and limiting the current, in which the drop of the current-voltage characteristic takes place at overload. In this system, the set maximum current value is easily determined by using a potentiometer instead of a fixed voltage divider on the low voltage supply side, and the elements are so selected that even in the event of a short-circuit current, there is no overload. The disadvantage, however, is that the value of the voltage drop across the series resistor must be at least 3-4 times the switching voltage of the transistor, i.e. about 1.8-2.4 V. For example, for a power supply with a voltage of 5 V and a current of 10 A, Thus, with an effective power of 50 W, its efficiency significantly decreases with the application of the above-mentioned overcurrent limitation. Circuits for current control are known, used in high-power power supplies, in which compromise solutions are used for the above reasons. In one known system, the control voltage, which uses the voltage drop across the series resistor, is apparently increased by the base-emitter voltage of the power transistor. Efficiency increases, but accuracy decreases because only part of the voltage as a function of load current changes decreases. Besides, the voltage of the base-emitter junction, and thus the maximum value of the current, depends largely on the temperature changes. In the known system, which uses a number of parallel connected power stages, the overcurrent protection works only in one of these stages, because it was assumed that an overload or a short circuit occurs analogously in all stages. However, due to unequal current gain and temperature factors, the load distribution changes. In the event of a power stage failure with overcurrent protection and the load being taken over by other stages, they operate without overcurrent protection. For example, the replaced power supply with a power of 50 W at 5 V and 10 A current, operating with overcurrent limitation, shows power losses of the current 18-24 W, which is 36-48% of the effective output power. With the use of the overcurrent limitation improvement, the voltage drop across the series resistor of 0.8-1.2 V is sufficient, which means a loss power of 8-12 W, So it is only 16-24% of the effective power of the power supply. The disadvantage of this solution is the considerable tolerance of the set value of the overcurrent limitation, which under normal temperature conditions changes by 15-20%. To the same extent, it is necessary to increase the input power. In another known system, the thyristor conduction starting at the time of overload is used to bypass the base current of the power transistor. The advantage is that the voltage and the output current are reduced to zero due to the overload current. With a voltage drop on the 0.8 V series resistor, which already ensures stable operation, the power loss is 8 W at 10 A current. At the output voltage of 5 V, the power loss is 16% of the effective power. The disadvantage of this system is the dependence of the current amplification of the transistor and the point of switching on the thyristor from the unit used and from the temperature, as a result of which the set current value changes. Turning off the 119648, 3 thyristor, and thus the return of the overcurrent limitation system to the initial state, can take place in the event of a power failure, thus the power supply is ready for operation after restarting the network. In some cases, however, the circuit does not properly distinguish normal from failure. In order to avoid unexpected reconnection of the power supply, it is known to use a circuit that realizes an intentional short circuit on the unstabilized side of the power supply, causing the fuse to blow. Apart from not taking advantage of the advantages of electronic circuits, this system is more expensive and less convenient compared to other overcurrent limit systems. The electronic systems used today, and in particular digital systems, require ever greater power supplies, and the operation in a wide range of temperature changes is required. It turns out to be more economical to supply multiple cooperating subassemblies together in the same unit. The power consumption in such cases is often a few kW, and the required temperature range. 50 ° -70 ° C. In alternating current networks, circuits using mainly thermal and magnetic phenomena have found application as overcurrent limiting systems. There is also a very fast overcurrent limiter for a receiver supplied with periodically changing current. The system according to the invention, in whose branches there are current transducers in voltage, has the first The inputs of the current converters in voltage are connected separately to the input points of the first adder, and the second inputs are separately connected to the input points of the second adder. The outputs of the first and second adders are individually connected to each current input of the differential circuit, and the output of the differential circuit is connected to a converter circuit containing an amplifier and input hysteresis, the output of which is connected to a switch. The first and second adders, the differential circuit and the toggle circuit are made as Differential amplifier with positive feedback in an integrated circuit. The advantage of the invention is the development of a circuit for controlling currents in DC or AC circuits with low power consumption, which ensures high accuracy of regulation, the value of the overcurrent limitation current and maintaining it over time. , regardless of the operating conditions and which can be used in a wide range of voltages and output currents. The system is used for simultaneous control of the sum of currents of many independent branches, while its use in AC circuits should not cause difficulties in the event of significant changes in phase shifts between electricity and voltage. Very small voltages are produced, with a value proportional to the load current of the controlled branch, with points with lower or higher potentials connected according to the correct polarity to separate analog summing circuits. The differential output of the two summing inputs is then amplified in a DC amplifier with a high gain factor. The output signal has a two-state character, with an adjustable hysteresis loop width depending on the needs, the change of the state can be smoothly adjusted in relation to the value of the input potential of the amplifier and the output signal of the amplifier controls the operation of the switching circuit. According to the invention, the circuit shows the following features. In the case of parallel connection of the DC circuit stages, the outputs of which are connected in a node, the summing circuit performs the function of matching the value of the potentials, because one of the potentials of individual voltages proportional to the currents in branches is each time identical. The system can be used directly to control network currents with pulsating DC voltage, as well as to control the current in the branches of the AC network. In the case when the series element for measuring the current is a resistor, then the theoretical phase range for the correct operation of the system is within ± 90 °. When controlling the reactive current of a network of reactive nature, instead of a resistor, an inductive or capacitive reactance is used, regardless of the sign of the network phase shift angle. With the simultaneous control of the phase and wire paddles in a three-phase network, the upper limit for the maximum current can be determined in the reference circuit. The advantages of the circuit according to the invention when applied to a DC network are as follows. A small voltage drop on the current measuring element is required, so the system consumes little power which only slightly degrades the overall performance of the network with power supplies. In the example of the already mentioned 5V / 10A power supply, the required voltage drop is 0.2 V to 0.25 V, so the power consumption is from 2 to 2.5 W, which is only 4-5% of the usable power of the power supply. of the overcurrent limitation system, it is only slightly dependent on the temperature. The required power of the additional power supply unit can therefore be kept low. When the temperature varies from 0 ° to 60 ° C, the accuracy of this adjustment is ± 2%. Regulation can be smooth, without power consumption in the low-voltage part of the power supply using a voltage divider. 4 119 648 Operation of the overcurrent limiting circuit reduces both the load current and the output voltage to zero, regardless of the overload value. After the overload is removed, the system immediately returns to its initial state. The system has the ability to simultaneously control the sum of the values of many different input voltages and different values of currents in individual branches. When controlling multiple currents in branches, it is possible to use a weighting factor for the waveforms, which allows, for example, an indirect control of the total power of a system. The operation of the system is independent of the value of the controlled network voltage, so the value of the current in the branch can also be controlled. The structure of the system is simple and, apart from the regulation of the overcurrent limitation system, it does not require any adjustments. The advantages of the system according to the invention when applied to the DC network are as follows. The control system is sensitive to the value of the voltage amplitude, so the power loss in the current measuring element amounts to 0.707 of the power lost with direct current under the same conditions. In the event that a resistor is used as a current measuring element, only one condition is required that the phase angle of the mains current is less than ± 90 °, which is usually met. In networks of a reactive nature, an inductive current measuring element can always be used. This is important, because in practice it is always easier to make a coil with a low impedance for high current than a bipolar capacitor with the same parameters. The system can be galvanically independent from the controlled network. When a capacitor or a transformer with the same parameters is used, the phase shift of these elements is equalized. The system can also be used in a three-phase current network, for example for overcurrent control. The subject of the invention is illustrated in an embodiment in the drawing, in which Fig. 1 shows a current control system according to the invention, Fig. 2 - a second embodiment of the system according to the invention, Fig. 3 is a voltage phasor diagram for the system of Fig. 2; and Fig. 4 is a general block diagram of a system according to the invention. 1 shows a system for current control in a DC network, in which the current from three network branches is supplied to one node, while resistors can be switched on in the network branch. Currents in branches can have different values. In the circuit from Fig. 1, it is necessary not to exceed a certain value by the sum of the currents of all branches flowing to the receivers. Input Al is connected to a common connection point of the resistors FI, F2, F3, i.e. to the node of the controlled branches. The potential at input Al is fed through the divider the voltage created by the resistors R5, R6 to the point SI, that is, to the negating input of the operational amplifier IC1. The other ends of the FI, F2, F3 resistors are connected successively to the input points BI, B2, B3. The resistors R1, R2, R3, R4 form summing circuits and at the point S2 a signal is generated directly proportional to the sum of the potentials at points BI, B2, B3, which is fed to the input of the non-inverting amplifier IC1. Capacitors C1 and C2 connected to points SI and S2 serve to eliminate the disturbing pulses. The potential at point SI can be adjusted through the resistor R8 with the use of the PI potentiometer, the adjustment range of which is limited by the resistors R12, R13. The signal determining the operating point can be fed to the point SI through the resistor R7 and the diode Dl. From the output of the amplifier IC1, a positive feedback signal is fed to the point S2 through a voltage divider formed by the resistors R9, R10, R1 and through the diode D2, and the base circuit of the transistor T1 is driven through the resistor R14 and the diode D3. In the absence of control, the resistor R15 determines the base potential of the transistor Tl, the collector of which is also the starting point K of the system. In the absence of the current load on the network, the potentials at points Al, BI, B2 and B3 are equal, because there is no voltage drop across the resistors FI, F2, F3 . If the points SI and S2 were to connect only with points Al, BI, B2 and 03, then their potentials would be identical. In the presented system, however, the potential of the point SI is higher, and that of the point S2 lower than in the above-mentioned case, because the input of the amplifier IC1 has a negative potential due to the negative input of the amplifier IC1, positively polarized by means of the PI potentiometer, and thus also the point SI. This stable, negative potential at the output of the amplifier IC1 causes clogging of the transistor Tl and preventing the flow of current to the point KW at the moment of the appearance and increase of currents II, 12,13, in the branches of the controlled network, voltage drops on the resistors FI, F2, F3 increase, thus and the potentials of points Al, BI, B2 and B3. After the sum reaches its maximum return, the potential difference between the points SI andS2 decreases to zero and the potential at the output of the amplifier IC1 rapidly changes the sign from negative to positive. This causes the transistor T1 to be conducted and the current flow to point K, which can be used to disconnect the network by any known method, e.g. by shunting the control current of the serial power stage of the power supply. has a strong, positive feedback, which allows the system to return to the initial state as a result of applying a positive pulse to point R.119648 5 Another embodiment of the system is shown in Fig. 2 as a circuit for current control in a single branch of a capacitive nature in the AC network. A series reactance element in the form of a F coil with inductance PL and loss resistance FR was used to measure the current. The F coil terminals are connected to the current circuit inputs Xl, Yl, which are connected to the points Al, BI through diodes D4, D5, D6, Dl. The remaining elements of the circuit are identical to those previously discussed. LEDs D4. D5, D6, D7 conducts and then does not conduct every half period of the voltage Ux, Uy of the controlled network. The mains voltage appears at point Yl and at point Xl with the phase and amplitude change depending on the coil impedance F. The above phase and amplitude change is equivalent to voltage Uf, which is proportional to the instantaneous value of the load current Ft. It is assumed that the signs of the voltages at points Yl, Xl are consistent at least at the moments when the difference of these voltages reaches the maximum value. For this purpose, the coil impedance F must be at least one order of magnitude smaller than the load impedance, i.e. the difference in phase angles between the voltages at points Xl and Yl is small in relation to the phase angle of the load voltage. A sufficient condition for correct operation is that the voltages occurring in points Xl, Yl are applied to points Al, BI, so that at the time of the maximum difference of these voltages, a negative voltage is applied each time to point A1, and positive voltage to point BI. Due to the capacitive nature of the network, the voltages at points Xl and Yl are delayed by 90 ° in relation to the current I load, while the voltage difference between points Xl and Yl is equal to the voltage Uf due to the inductance of the coil F overtakes the current It by 90 ° °. In relation to the network voltage represented by the voltage Ux, Uy the controlled voltage Uf has an approximately opposite phase. This means that at the moment when the voltage Uy (and also the corresponding voltage Ux) has a maximum value, there is a positive potential at the point Yl, and at the same time this potential is lower at the point Xl. When the point Y1 has a negative potential, it is simultaneously higher than the potential at X1. The diodes D4, D5, D6, Dl conduct or do not conduct in such an order that the controlled voltage Uf at points Al and BI has a phase opposite to the network voltage represented by the voltages Ux and Uy. This means a further phase delay and the fulfillment of the condition for the operation of the discussed system. The phase relationship between the voltages is shown in the diagram shown in Fig. 3. The circuit elements of Fig. 4 operate similarly to the corresponding circuit elements of Fig. 1. The output current at point X controls a switch-on circuit, interrupting the flow of the load current, for example, by shunting the base current of the power transistor, located in the diode bridge branch. In the most general version, the inputs of the circuit can be galvanically connected and their number can be arbitrarily increased. The task of the P switch is to connect the pairs of inputs Xl, Yl ... Xn, Yn to the points Al, An ... BI, Bn on the inputs of adders M1, M2 in such a way that the polarization is consistent at all times. The pair of points Xl, Yl corresponds to the pair of points Al, BI, to the pair of points X2, Y2 corresponds to the pair of points A2, B2, etc. Consistency of polarization means that from the pair of points Xl, Yl is connected in each case with point A the point with lower potential, and the point o higher potential is combined with point B. A similar dependence is valid for further pairs of points. In this way, points with lower potentials from pairs of points Xl, Yl ... Xn, Yn must be joined successively with points Al ... An, and the points with higher potentials of the above pairs with the points BI ... Bn. The input switch P is deliberately constructed of diodes which are controlled by the voltage of the controlled network, enabling or preventing the flow of current. / Waveforms with the above-mentioned potential distribution are summed up in the adders M1, M2, and the summation may be linear or with an appropriate weighting. Thus, at the output SI of the adder M1, a signal appears proportional to the sum of the signals on the inputs Al ... An, which correspond to the points with lower potentials for the controlled voltages Ufl ... Ufn. Similarly, at the output S2 of the adder M2, a signal appears proportional to the sum of the signals at the inputs BI ... Bn, which correspond to the points with higher potentials for the voltages Ufl ... Ufn. When one or all of the controlled voltages Ufl ... Ufn increases, the potential on the output of the adder M1 becomes more negative, while the potential at the output of the adder M2 becomes more positive relative to the potentials existing when the controlled voltages are equal to zero. This means that when the voltage Ufl ... Ufn increases, the potential difference between the outputs of the adders increases, produced by the differential circuit Z. The differential circuit Z is part of the flip-flop system Ho with an adjustable operating threshold, which produces a two-state error signal at the output . The differential signal from the output of the differential circuit Z controls a very sensitive amplifier E, which is a further part of the trigger circuit N, whose output signal changes abruptly from one stable state to another stable state, when the critical value of the differential signal at the input of the E amplifier is exceeded. can be adjusted continuously with the PI potentiometer, while the width of the hysteresis loop of the trigger system H depends on the selection of elements. 6 119648 The output signal of the amplifier E activates the switch J, which activates when the sum of the controlled voltages Ufl ... Ufn exceeds the set value previously value. The above feature of the circuit can be used for overcurrent protection. The trigger circuit H can be implemented by an operational amplifier supplemented with several passive elements to create a differential circuit that takes two output states with a specific hysteresis loop. The switch J may contain a transistor. Patent claims 1. A system for controlling the sum of currents in at least two branches of one electric network, including adders for summing up voltages and currents and an adder made of an operational amplifier, with current transducers in the voltage placed in the branches, characterized in that the first outputs of the current transducers in voltage are connected separately to the input points (Al ... An) of the first adder (M1) and the second outputs are separately connected to the input points (BI ... Bn) of the second adder (M2) and the outputs of the first and second adders (M1, M2) are connected individually to each current input of the differential circuit (Z) and the output of the differential circuit (Z) is connected to the flip-flop (H) containing the amplifier (E) and introducing hysteresis, the output of which is connected to the switch (J). 2. System according to claim The method of claim 1, characterized in that the first and second adders (M1, M2), the differential circuit (Z) and the flip-flop are connected in an integrated circuit. 119 648 Fig. 3 EN