CS216177B2

CS216177B2 - Connection for the control of current intensities sum

Info

Publication number: CS216177B2
Application number: CS791277A
Authority: CS
Inventors: Gyula Ulbrich; Endre Krasznai; Istvan Hoemoestrei
Original assignee: Budapesti Radiotechnikai Gyar
Priority date: 1976-12-03
Filing date: 1977-11-30
Publication date: 1982-10-29
Also published as: PL202538A1; PL119648B1; HU173704B; DD133012A5; SU738527A3

Description

Vynález se týká zapojení ke kontrole součtu intenzit proudů alespoii ve dvou větvích elektrické sítě obsahující sčítací obvody a operační zesilovač a v jednotlivých větvích je uspořádán měnič proudu na napětí.The invention relates to a circuit for controlling the sum of current intensities, at least in two branches of a power network, comprising adding circuits and an operational amplifier, and in each branch a current-to-voltage converter is provided.

Důležitá oblast použití tohoto zapojení je při realizaci nadproudové ochrany stejnosměrných napájecích jednotek. Další možností použití je funkce proudového omezení vztažená na maximální proud střídavé sítě.An important area of application of this circuit is in the implementation of overcurrent protection of DC power supply units. Another application is the current limiting function related to the maximum AC current.

Elektronická nadproudová ochrana je u moderních stejnosměrných napájecích jednotek obecně rozšířena. Nalézáme ji u napájecích jednotek pro rozdílné požadavky a také u monolitických integrovaných stabilizátorů jsou zabudovány pomocné obvody nadproudové ochrany. Go do principu jsou různá řešení stejná; na odporu zapojeném v sérii se zátěží vzniká úbytek napětí úměrný zatěžovacímu proudu, foto napětí se dostává na vstup kontrolního obvodu a výstup obvodu provede v kontrolované síti zákrok, většinou prostřednictvím výkonového tranzistoru, v důsledku čehož zatěžovací proud nemůže překročit maximální hodnotu.Electronic overcurrent protection is widely used in modern DC power supply units. We find it in power supply units for different requirements and also in monolithic integrated stabilizers there are built-in auxiliary circuits of overcurrent protection. Go in principle, the different solutions are the same; on a resistor connected in series with a load there is a voltage drop proportional to the load current, the photo voltage gets to the input of the control circuit and the output of the circuit takes action in the controlled network, mostly through a power transistor.

U dosavadního omezování proudu přeměňuje se výstup napájecí části v generátor proudu; v důsledku vzrůstu zatížení poklesne výstupní napětí. Největší nevýhoda tohoto řešení spočívá v tom, že při přetížení může rozptyl propouštějícího stupně činit několikanásobek nepříznivého provozního stavu. Takové předimenzování bylo by však i při středních výkonech zásadně nehospodárné.In the current limiting current, the output of the power supply part is transformed into a current generator; the output voltage drops as a result of the load increase. The biggest disadvantage of this solution is that in the event of an overload, the leakage stage dispersion can be several times the unfavorable operating state. However, such an oversizing would be inefficient even at medium rates.

Místo uvedeného řešení je schůdnější omezování proudu s využitím charakteristiky typu foldback, to jest voltampérové charakteristiky zpět ohnuté. Toto uspořádání má ve srovnání s prvním řešením dvě výhody: nahradí-li se členy nízkoproudového děliče částečně potenciometry, dá se hodnota maximálního proudu nastavit jednoduchým způsobem; na druhé straně lze vhodnou volbou členů dosáhnout toho, že rozptyl výkonového stupně nepřekročí maximální provozní hodnotu ani při zkratu. Nevýhodou tohoto řešení je, že napětí vytvářené na sériovém odporu se rovná nejméně troj- až čtyřnásobku napětí otevření tranzistoru, tedy rovná se 1,8 až 2,4 V. U napájecí jednotky 5 V, 10 A, uvedené jako příklad, dochází na kontrolním odporu ke ztrátovému výkonu 18 až 24 W; to znamená při užitečném výkonu 50 W, že v důsledku elektronického omezování proudu se účinnost podstatně zhoršuje.Instead of this solution, more current limiting is possible using a foldback characteristic, i.e., the volt-amp characteristic is bent back. This arrangement has two advantages over the first solution: if the low-current divider members are partially replaced by potentiometers, the maximum current value can be adjusted in a simple manner; on the other hand, by suitable selection of members it is possible to achieve that the power stage dissipation does not exceed the maximum operating value even in the case of a short circuit. The disadvantage of this solution is that the voltage generated on the series resistor equals at least three to four times the opening voltage of the transistor, ie equal to 1.8 to 2.4 V. For the 5 V, 10 A power supply unit shown as an example, resistance to a power dissipation of 18 to 24 W; that is, at a useful power of 50 W, the efficiency is significantly deteriorated due to electronic current limiting.

Z tohoto důvodu se u napájecích jednotek s vyšším výkonem činí kompromis. Podle jedné možnosti se za kontrolované napětí nepokládá jen napětí objevující se na sériovém odporu, ale toto se zvyšuje napětím mezi bází a emitorem výkonového tranzistoru. Tímto zásahem do obvodu může být u účinnosti skutečně dosaženo zlepšení, ale jen na úkor přesnosti. Neboť tím, že nyní je úměrným k zatěžovacímu proudu již jen díl kontrolovaného napětí, klesá strmost změny napětí a tím také její zjistitelnost. Stav se zhoršuje i tím, že hranice uvedení v činnost je závislá na teplotní citlivosti přechodu báze — emitor, to jest hodnota maximálního proudu je značně závislá na teplotě.For this reason, power supply units with higher power make a compromise. According to one possibility, not only the voltage occurring on the series resistor is considered to be a controlled voltage, but this is increased by the voltage between the base and the emitter of the power transistor. By interfering with the circuit, efficiency can actually be improved, but only at the expense of accuracy. Because now only a part of the controlled voltage is proportional to the load current, the steepness of the voltage change and thus its detectability decreases. The condition is exacerbated by the fact that the threshold of operation is dependent on the temperature sensitivity of the base-emitter transition, i.e. the value of the maximum current is greatly dependent on the temperature.

U modifikovaného řešení, u něhož celý zatěžovací proud je dodáván více paralelně zapojenými výkonovými stupni, funguje kontrola proudu jen u jednoho stupně, což se opírá o to, že přetížení nebo zkrat se vyskytují na všech stupních. V daném případě vzniká nejistota odchylkami proudového zesílení výstupních výkonových tranzistorů a proudovou a teplotní závislostí proudových zesilovacích činitelů. Mimoto existuje nebezpečí, že příkladný zvolený stupen se poškodí, a že druhé stupně převezmou zatížení i tohoto stupně, ale již bez proudové kontroly.In a modified solution in which the entire load current is supplied by a plurality of parallel connected power stages, the current monitoring function only works on one stage, which is based on the fact that the overload or short circuit occurs at all stages. In this case, uncertainty arises from variations in the current gain of the output power transistors and the current and temperature dependence of the current amplification factors. Furthermore, there is a danger that the exemplary stage selected will be damaged and that the second stages will assume the load of that stage, but without the current control.

Jako základ pro srovnání se položí spotřebič 5 V, 10 A. Při čistém omezování proudu s využitím zpět ohnuté voltampérové charakteristiky činí přitom ztrátový výkon při provozu 18 až 24 W. Tato hodnota se rovná 36 až 48 % výstupního užitečného výkonu. Zvolíme-li modifikované řešení s využitím zpět ohnuté voltampérové charakteristiky, pak činí napěťový úbytek na sériovém odporu asi 0,8 až 1,2 V. V provozu to znamená ztrátu na výkonu 8 až 12 W, to je 16 až 24 % plného výkonu. Nevýhodou přitom je, že hodnota odděleného proudu může být udána jen s tolerančním polem 15 až 20 % v obvyklém rozsahu provozních teplot, a to znamená, že uvažovaný výkon musí být zvýšen v tomto měřítku.A 5 V, 10 A appliance is laid as a basis for comparison. With pure current limiting using the bent volt-amp characteristic, the power dissipation in operation is 18-24 W. This value is equal to 36 to 48% of the output useful power. If we choose a modified solution using the back bent volt-amp characteristic, then the voltage drop across the series resistor is about 0.8 to 1.2 V. In operation, this means a loss of 8 to 12 W, ie 16 to 24% of full power. A disadvantage here is that the value of the separated current can only be given with a tolerance range of 15 to 20% in the normal operating temperature range, and this means that the considered power must be increased on this scale.

Podle dalšího známého řešení se stane vlivem přetížení vodivým tyristor a anodový proud přemosťuje proud báze výkonového tranzistoru. Toto řešení má vůči dřívějším uspořádáním tu výhodu, že napětí a proud výstupu se vlivem přetížení snižuje až na nulu. Za předpokladu, že je zajištěna určitá nastavitelnost, nutno na sériovém odporu volit úbytek napětí 0,8 V; příkon přitom činí 8 W při proudu 10 A. To znamená při výstupním napětí 5 V 16 % užitečného výkonu. Další nevýhoda vyplývá z toho, že proudový zesilovací činitel tranzistoru, popřípadě zapalovací proud tyristoru, je závislý na aktuálním řízení parametrů tyristoru a tranzistoru a na teplotě přechodů PN uvedených polovodičů, čímž očekávaná hodnota odděleného proudu vykazuje tak veliký rozptyl, jak při omezování proudu s využitím zpět ohnuté voltampérové charakteristiky. Uzavření tyristoru, tedy zpětné nastavení obvodu do základního stavu, může být vyvoláno také vypadnutím sítě; tímto způsobem uvede se napájecí jednotka při opětném oživení sítě opět do provozu. U části případů tedy zjištění a potvrzení užitečného a vadného stavu tento systém neumožňuje. Pro zamezení neočekávaného opětného zapojení je známo zapojení, u něhož tyristor uskuteční úmyslný zkrat na nestabilizované straně, který působí k tomu, že se tam umístěná tavná pojistka přepálí. Mimo to, že toto řešení odmítá výhody elektronického zásahu, je také podstatně dražší a nepohodlnější než jiné způsoby omezení proudu. Současné elektronické, na prvním místě výpočetně-technické jednotky, vyžadují pro udržování v provozu stále vyšší výkony a musí být schopny pracovat v širokých teplotních rozsazích. Při provozu ukazuje se stále více hospodárnějším společné napájení více spolupůsobících dílčích jednotek umístěných v téže montážní skupině. Příkon takových systémů činí nezřídka řádově několik kW a potřebný teplotní rozsah 50 až 70 °C. Za takových podmínek může mít význam i úspora 10 % u pomocných zařízení napájecí jednotky. U střídavých sítí rozšířily se v první řadě řešení nadproudové ochrany spočívající na magnetickém působení. U některých aplikací by byla ospravedlněna i zcela krátkodobá nadproudová ochrana spotřebiče napájeného proudem měnícím se periodicky v čase. Tato úloha by vůbec nemohla být vyřešena známými elektronickými přístroji nadproudové ochrany nebo jen s nepatrným úspěchem.According to another known solution, the conductive thyristor becomes overloaded due to overload and the anode current bridges the base current of the power transistor. This solution has the advantage over previous arrangements that the output voltage and current are reduced to zero due to overload. Assuming that some adjustability is ensured, a voltage drop of 0.8 V must be selected on the series resistor; the power consumption is 8 W at a current of 10 A. This means 16% of the useful power at an output voltage of 5 V. A further disadvantage is that the transistor current amplifier or thyristor ignition current is dependent on the current control of the thyristor and transistor parameters and the PN junction temperature of said semiconductors, whereby the expected value of the decoupled current exhibits as much variance as in current limiting using back bent volt-ampere characteristics. The closing of the thyristor, ie resetting the circuit to the ground state, can also be triggered by the mains failure; in this way, the power supply unit is put back into operation when the network is re-established. Thus, in some cases, the system does not allow the identification and confirmation of a useful and defective condition. In order to avoid unexpected reconnection, a circuit is known in which the thyristor makes a deliberate short circuit on the unstabilized side, causing the fuse placed there to blow. In addition to rejecting the benefits of electronic intervention, this solution is also considerably more expensive and inconvenient than other ways of limiting current. Current electronic, first and foremost computer technology, requires ever-increasing performance to maintain in operation and must be able to operate over a wide temperature range. In operation, it is becoming more and more economical to supply a plurality of co-operating sub-units located in the same assembly. The power consumption of such systems is often of the order of several kW and the required temperature range of 50 to 70 ° C. Under such conditions, a 10% saving on power supply auxiliary devices may also be relevant. In the case of AC systems, overcurrent protection solutions based on magnetic action have primarily expanded. For some applications, even a short-term overcurrent protection of an appliance powered by a periodically changing time would be justified. This task could not be solved at all by known electronic overcurrent protection devices, or with little success.

Cílem vynálezu je vytvořit zapojení pro kontrolu proudu, vyžadující nepatrný příkon a zajišťující přitom přesnou nastavitelnost maximální hodnoty proudu a časovou stabilitu proudu ve velké míře, nezávisle na provozních poměrech, a které by mohlo být použito v širokém rozsahu hodnot výstupního napětí a výstupního proudu.It is an object of the present invention to provide a current control wiring requiring low power input while ensuring accurate maximum current setting and current stability over time to a large extent, independent of operating conditions, and which could be used over a wide range of output voltage and output current values.

Podle dalšího cíle vynálezu má se zapojení hodit k současné kontrole součtu proudů více nezávislých větví a jeho použití ve střídavém obvodu nemá narážet na potíže ani tehdy, když by se u nich fázový úhel napětí a proudu podstatně lišil.According to a further object of the invention, the connection is suitable for simultaneous checking of the sum of the currents of several independent branches and its use in an AC circuit is not to encounter difficulties even if the phase angle of the voltage and current is significantly different.

Uvedených cílů je dosaženo a uvedené nevýhody jsou odstraněny u zapojení ke kontrole součtu intenzit proudů podle vynálezu, jehož podstata spočívá v tom, že první vstupy měničů proudu na napětí jsou vzájemně odděleně připojeny ke vstupům prvního sčítacího obvodu a druhé vstupy měničů proudu na napětí jsou vzájemně odděleně připojeny ke vstupům druhého sčítacího obvodu, výstupy prvního sčítacího obvodu a druhého sčítacího obvodu jsou připojeny jednotlivě vždy k jednomu vstupu rozdílového obvodu a výstup rozdílového obvodu je spojen se vstupem klopného obvodu, tvořeného zesilovačem obsahujícím hysterezní prvek, přičemž výstup klopného obvodu je připojen na vstup spínacího obvodu.Said objects are achieved and said disadvantages are eliminated in the circuitry for controlling the sum of the current intensities according to the invention, which consists in that the first inputs of the voltage converters are connected separately to the inputs of the first addition circuit and the second inputs of the voltage converters are mutually connected. separately connected to the inputs of the second census circuit, the outputs of the first census circuit and the second census circuit are each connected to one differential circuit input each, and the differential circuit output is coupled to a flip-flop input of an amplifier containing a hysteresis element; switching circuit.

Navrženým řešením se značně sníží ztráto216177 vý výkon potřebný pro kontrolu proudu, což má za následek zlepšení účinnosti. Dále teplotní závislost maximálního proudu je nízká, přičemž hodnota maximálního proudu je plynule měnitelná. V případě přetížení sníží se na nulu jak výstupní napětí, tak také výstupní proud nezávisle na velikosti přetížení. Nadto stává možnost současné kontroly proudových hodnot více proudových zdrojů s výstupními napětími na sobě nezávislými.The proposed solution greatly reduces the loss of power required to control the current, resulting in improved efficiency. Furthermore, the temperature dependence of the maximum current is low, while the value of the maximum current is continuously variable. In the event of an overload, both the output voltage and the output current are reduced to zero regardless of the amount of overload. In addition, multiple current sources with output voltages independent of one another can be monitored simultaneously.

Příklady provedení zapojení podle vynálezu jsou zobrazeny na výkresech, na nichž na obr. 1 je znázorněna první varianta zapojení, na obr. 2 je znázorněna druhá varianta zapojení podle vynálezu, na obr. 3 jsou znázorněny fázové vektory u zapojení podle obr. 2 a na obr. 4 je obecné blokové schéma zapojení podle vynálezu.1 shows the first variant of the circuit, FIG. 2 shows the second variant of the circuit according to the invention, FIG. 3 shows the phase vectors of the circuit according to FIG. 2, and FIG. Fig. 4 is a general circuit diagram of the invention.

Provedení znázorněné na obr. 1 slouží ke kontrole proudu stejnosměrné sítě, u níž teče proud tří větví do uzlu, a přičemž byla možnost umístit sériové odpory v těchto třech větvích. Bylo by možné, aby proudy tří větví byly nestejné. Je nutno se snažit, aby součet proudů, to jest proud tekoucí ke spotřebiči, nepřekročil danou mez.The embodiment shown in FIG. 1 serves to control the current of the DC network in which the flow of three branches flows to the node, and it was possible to place series resistors in the three branches. It would be possible for the currents of the three branches to be unequal. It must be ensured that the sum of currents, that is to say the current flowing to the appliance, does not exceed a given limit.

Podle obr. 1 je vstup Ai prvního sčítaeího obvodu Mi spojen s uzlem prvního, druhého a třetího měniče Fi, Fz, F3 proudu na napětí, tvořených odpory, které jsou uspořádány každý v jedné větvi stejnosměrné elektrické sítě, a dále přes pátý odpor Rs s invertujícím vstupem Si operačního zesilovače IC1. Neinvertující vstup S2 operačního zesilovače IC1 je spojen s prvním, druhým a třetím odporem Ri, Rz, R3, jejichž druhé konce tvoří vstupy Βι, Bz, B3 druhého sčítaeího obvodu M2, které jsou jednotlivě připojeny k nespojeným koncům prvního, druhého a třetího měniče Fi, F2, F3 proudu na napětí. Neinvertující vstup Sz operačního zesilovače IC1 je ukostřen přes druhý kondenzátor C2, který je přemostěn čtvrtým odporem R4. Invertující vstup Si operačního zesilovače IC1 je ukostřen přes první kondenzátor Ci, který přemosťuje šestý odpor Re. Invertující vstup Si operačního zesilovače IC1 je přes sériový obvod sedmého odporu Rz a první diody Di spojen se vstupem R signálu přestavujícího do základní polohy. Invertující vstup Si operačního zesilovače IC1 je spojen přes osmý odpor Re s jezdcem potenciometru Pi, který je přes dvanáctý odpor R12 spojen se vstupem kladného stejnosměrného napětí U_T. Se zdrojem stejnosměrného napětí U_T je spojen operační zesilovač IC1 i přímo. Výstup operačního zesilovače IC1 je spojen s neinvertujícím vstupem Sz zesilovače IC1 zpětnovazební smyčkou tvořenou desátým odporem R10 a devátým odporem R9 zapojeným v sérii, přičemž společný bod devátého a desátého odporu R9, R10 je spojen s kostrou přes sériový obvod tvořený jedenáctým odporem Rit a druhou diodou Dz, Výstup operačního zesilovače IC1 je přes sériový obvod tvořený čtrnáctým odporemAccording to Fig. 1, the input Ai of the first addition circuit Mi is connected to a node of the first, second and third current converters F1, Fz, F3 of voltage to voltage formed by resistors arranged in one branch of the DC power supply and further via a fifth resistor Rs s. the inverting input Si of the operational amplifier IC1. The non-inverting input S2 of the operational amplifier IC1 is coupled to the first, second and third resistors R1, Rz, R3, the other ends of which are inputs Βι, Bz, B3 of the second counting circuit M2, which are individually connected to the unconnected ends of the first, second and third converters , F2, F3 current to voltage. The non-inverting input S1 of the operational amplifier IC1 is grounded through a second capacitor C2 which is bridged by a fourth resistor R4. The inverting input Si of the operational amplifier IC1 is grounded through a first capacitor Ci which bridges the sixth resistor Re. The inverting input Si of the operational amplifier IC1 is connected to the input R of the signal to the home position via the series circuit of the seventh resistor Rz and the first diode D1. The inverting input Si of the operational amplifier IC1 is coupled via the eighth resistor Re to the slider of the potentiometer Pi, which is connected via the twelfth resistor R12 to the positive DC voltage input U _T. The operational amplifier IC1 is also directly connected to the DC voltage source U _T. The output of the operational amplifier IC1 is coupled to the non-inverting input Sz of the amplifier IC1 with a feedback loop formed by the 10th resistor R10 and the 9th resistor R9 connected in series, the common point of the 9th and 10th resistors R9, R10 being connected to ground. Dz, The output of the operational amplifier IC1 is through a serial circuit consisting of a fourteenth resistor

R14 a třetí diodou D3 spojen s bází tranzistoru Ti, která je pomocí patnáctého odporu R13 spojena s kostrou. Kolektor tranzistoru Ti tvoří výstup K spínacího obvodu J. Emitor tranzistoru Ti je ukostřen.R14 and the third diode D3 connected to the base of transistor T1, which is connected to the frame by means of the fifteenth resistor R13. The collector of transistor Ti forms the output K of the switching circuit J. The emitter of transistor Ti is grounded.

Zapojení podle obr. 2 je totožné se zapojením podle obr. 1 s tím rozdílem, že je napojeno jen na jednu větev střídavé elektrické sítě, v níž je umístěn měnič F proudu na napětí reaktivního charakteru, mající indukčnost FL a ztrátový odpor FR. Proto se v tomto zapojení druhý a třetí odpor Rz, R3 nevyskytují.The wiring of FIG. 2 is identical to that of FIG. 1, except that it is connected to only one branch of an AC power supply in which a current converter F is placed on a reactive voltage having an inductance FL and a loss resistor FR. Therefore, in this circuit, the second and third resistances R2, R3 do not occur.

Mezi prvním výstupem Xi měniče F proudu na napětí a vstupem Ai prvního sčítaeího obvodu Mi je zapojena sedmá dioda Dz polarizovaná v nepropustném směru a mezi prvním výstupem Xi měniče F proudu na napětí a vstupem Bi druhého sčítaeího obvodu Mz je zapojena pátá dioda Ds polarizovaná v propustném směru. Mezi druhým výstupem Yi měniče F proudu na napětí a vstupem Ai prvního sčítaeího obvodu Mi je zapojena šestá dioda De polarizovaná v propustném směru a mezi druhým výstupem Yi měniče F proudu na napětí a vstupem Bi druhého sčítaeího obvodu Mz je zapojena čtvrtá dioda D4.A seventh diode Dz polarized in the leakage direction is connected between the first output Xi of the inverter F and the input Ai of the first addition circuit Mi, and a fifth diode Ds polarized in the forward is connected between the first output Xi of the inverter F and the input Bi of the second addition circuit Mz. direction. Between the second output Yi of the voltage converter F and the input Ai of the first addition circuit Mi there is connected a sixth forward diode De, and between the second output Yi of the current converter F and the input Bi of the second addition circuit Mz is connected a fourth diode D4.

Blokové schéma na obr. 4 ukazuje přepínač P polarity vložený mezi první a druhé výstupy Xi až X_n a Yi až Y_n měničů Fi až F_n proudu na napětí a vstupy Bi až B_n druhého sčítaeího obvodu Mi a vstupy Bi až B_n druhého sčítaeího obvodu Mz. Na výstup prvního sčítaeího obvodu Mi a druhého sčítacího obvodu M2 je zapojen klopný obvod H, jehož součástí je rozdílový obvod Z jako vstupní část klopného obvodu H a zesilovač E s hysterezi, napojený na potenciometr Pi, jehož výstup je výstupem klopného obvodu H a jenž je připojen na vstup spínacího obvodu I, majícího výstup K,The block diagram in Fig. 4 shows a polarity switch P interposed between the first and second outputs Xi to X _n and Yi to Y _{n of} the voltage converters Fi to F _n and the inputs Bi to B _{n of the} second addition circuit Mi and inputs Bi to B _{n of the} second. additive circuit Mz. The output of the first adder circuit M1 and the second adder circuit M2 is connected with a flip-flop H, which includes a differential circuit Z as the input part of flip-flop H and a hysteresis amplifier E connected to the potentiometer Pi connected to input of switching circuit I having output K,

Zapojení podle vynálezu pracuje následovně.The circuit according to the invention operates as follows.

Potenciál od vstupu Ai prvního sčítaeího obvodu Mi se dostává, rozdělen pátým a šestým odporem Rs a Rs, na invertující vstup Si operačního zesilovače IC1, První, druhý, třetí a čtvrtý odpor Ri, Rz, R3 a R4 tvoří sčítací obvod. Signál úměrný součtu potenciálů vstupů Βι, B2 a B3 druhého sčítaeího obvodu Mz se dostává přímo na neinvertující vstup Sz operačního zesilovače IC1. První a druhý kondenzátor Ci, Cz slouží pro ochranu proti rušivým impulsům. Stejnosměrná úroveň invertujícího vstupu Si se dá regulovat přes osmý odpor Rs potenciometrem Pi. Potřebné regulační pásmo potenciometru Pi je vymezeno dvanáctým a třináctým odporem R12 a R13. Na invertující vstup Si operačního zesilovače IC1 může přes sedmý odpor R7 a první diodu Di dojít signál přestavující do základní polohy. Neinvertující vstup S2 operačního zesilovače IC1 dostává od výstupu operačního zesilovače IC1 kladnou zpětnou vazbu, a sice přes devátý odpor R9 v míře určované desátým a jedenáctým odporem Rio a Rn, jakož i druhou diodou D2. Výstup operačního zesilovače IC1 může přes čtrnáctý odpor R14 a třetí diodu Ds dodávat proud báze pro tranzistor Ti, přičemž při chybějícím otevíracím proudu dbá patnáctý odpor Rig o bezpečné uzavření tranzistoru Ti.The potential from the input Ai of the first addition circuit Mi is divided, by the fifth and sixth resistors Rs and Rs, into the inverting input Si of the operational amplifier IC1. The first, second, third and fourth resistors R1, R2, R3 and R4 form the addition circuit. The signal proportional to the sum of the potentials of the inputs Βι, B2 and B3 of the second addition circuit Mz goes directly to the non-inverting input Sz of the operational amplifier IC1. The first and second capacitors Ci, Cz serve for protection against disturbing pulses. The DC level of the inverting input Si can be controlled via the eighth resistor Rs by the potentiometer Pi. The required control range of the potentiometer Pi is defined by the twelfth and thirteenth resistors R12 and R13. The inverting input Si of the operational amplifier IC1 can receive a signal adjusting to the home position via the seventh resistor R7 and the first diode Di. The non-inverting input S2 of the operational amplifier IC1 receives positive feedback from the output of the operational amplifier IC1, despite the ninth resistor R9 to the extent determined by the tenth and eleventh resistors Rio and Rn as well as the second diode D2. The output of the operational amplifier IC1 can supply the base current for transistor Ti through the 14th resistor R14 and the third diode Ds, while in the absence of the opening current, the 15th resistor Rig ensures that the transistor Ti is securely closed.

V případě nulového zatěžovacího proudu jsou potenciály vstupu Ai prvního sčítačího obvodu Mi a vstupů Αι, Βι, B2, B3 stejné, ježto mezi koncovými body měničů Fi, Fz, F3 proudu na napětí není žádný napěťový rozdíl. Kdyby invertující vstup Si operačního zesilovače IC1 byl spojen jen se vstupem At prvního sčítačího obvodu Mi a neinvertující vstup S2 operačního zesilovače IC1 byl spojen jen se vstupy Βι, B2, B3 druhého sčítačího obvodu M2, pak by potenciály invertujícího vstupu Si a neinvertujícího vstupu S2 operačního zesilovače IC1 byly stejné. U znázorněného uspořádání leží však invertující vstup Si operačního zesilovače IC1 na kladnější a jeho neinvertující vstup S2 na zápornější úrovni než v právě vylíčeném stavu. Důvodem pro to je, že v základním stavu poskytuje výstup operačního zesilovače IC1 záporné napětí, popřípadě prostřednictvím potenciometru Pi je invertujícímu vstupu Si operačního zesilovače IC1 přiváděna kladná úroveň. Proto je záporná úroveň výstupu operačního zesilovače IC1 stabilní. V důsledku toho tranzistor Ti nevede a na výstupu K spínacího obvodu J nemůže téci žádný proud. Při výskytu a zvyšování proudů kontrolovaných větví vyskytují se na měničích Fi, Fz, F3 proudu na napětí vždy větší úbytky napětí. Přivádění těchto proudů na vstup Ai prvního sčítačího obvodu Mi a na vstupech Βι, B2, B3 druhého sčítačího obvodu má takový význam, že zvýšením zatěžovacích proudů se potenciálový rozdíl mezi invertujícím vstupem Si a neinvertujícím vstupem S2 operačního zesilovače IC1 zmenší. Když součet zatěžovacích proudů dosáhne maximální hodnoty, musí potenciálový rozdíl na těchto vstupech klesnout až na nulu. Nyní se výstup operačního zesilovače IC1 náhle překlopí, dosáhne kladné úrovně a učiní tranzistor Ti vodivým. Přitom se dá pomocí kolektorového proudu tranzistoru Ti síť nějakým známým způsobem odpojit, například pomocí přemostění budicího proudu sériových propustných stupňů. V tomto provedení má operační zesilovač IC1 silnou kladnou zpětnou vazbu, proto se dá obvod kladnými impulsy přivedenými 11a vstup R signálu přestavujícího do základní polohy opět uvést v základní stav. Tento děj je potvrzením závady.In the case of zero load current, the potentials of the input Ai of the first addition circuit Mi and of the inputs ιι, Βι, B2, B3 are the same, since there is no voltage difference between the current-to-voltage converter end points Fi, Fz, F3. If the inverting input S1 of the operational amplifier IC1 was connected only to the input At of the first addition circuit M1 and the non-inverting input S2 of the operational amplifier IC1 was connected only to the inputs Βι, B2, B3 of the second addition circuit M2. the IC1 amplifiers were the same. However, in the illustrated arrangement, the inverting input S1 of the operational amplifier IC1 lies at a more positive level and its non-inverting input S2 is at a more negative level than in the state just described. The reason for this is that in the basic state, the output of the operational amplifier IC1 provides a negative voltage, or a positive level is supplied to the inverting input S1 of the operational amplifier IC1 via a potentiometer Pi. Therefore, the negative output level of the operational amplifier IC1 is stable. As a result, the transistor Ti does not run and no current can flow at the output K of the switching circuit J. As the currents of the branches to be monitored increase and increase, there are always larger voltage drops on the voltage converters F1, Fz, F3. The application of these currents to the input Ai of the first addition circuit Mi and to the inputs Βι, B2, B3 of the second addition circuit is of such importance that by increasing the load currents the potential difference between the inverting input S1 and the non-inverting input S2 of the operational amplifier IC1 decreases. When the sum of the load currents reaches the maximum value, the potential difference at these inputs must drop to zero. Now the output of the operational amplifier IC1 suddenly flips, reaching a positive level and making the transistor Ti conductive. In this case, the network can be disconnected in some known manner by means of the collector current of the transistor Ti, for example by bridging the drive current of the series pass stages. In this embodiment, the operational amplifier IC1 has a strong positive feedback, so the circuit can be brought back to the basic state by positive pulses applied 11a of the R input signal. This action is a confirmation of the fault.

Druhý příklad provedení, jehož uspořádání je znázorněno na obr. 2, slouží pro kontrolu jediné větve střídavé sítě. V uvedeném příkladu má mít kontrolovaná síť kapacitní charakter. Tak je měnič F proudu na napětí rovněž reaktivní, a sice realizován s výhodou jako cívka. Cívka má indukčnost FL a ztrátový odpor FR,A second embodiment, the arrangement of which is shown in FIG. 2, serves to control a single branch of an AC network. In the example shown, the network under control is intended to be capacitive in nature. Thus, the voltage to current converter F is also reactive, and is preferably implemented as a coil. The coil has FL inductance and FR power dissipation,

Otevírání a zavírání čtvrté až sedmé diody D4, Dg, De, D7 uskutečňující se každou půlperiodu, je obstaráváno napětími U_x a U_Ykontrolovaného obvodu. Síťové napětí se ve srovnání se společným nulovým hodem objevuje na druhém výstupu Yi měniče Fi proudu na napětí a s fázovou a amplitudovou odchylkou, závislou na impedanci měniče F proudu na napětí, také na prvním výstupu Xi měniče F proudu na napětí. Tato fázová a amplitudová odchylka představuje napětí, které je úměrné okamžité hodnotě zatěžovacího proudu I_t. Nutným předpokladem provozu je, že znaménka napětí na prvním a druhém výstupu Xi a Yi měniče F proudu na napětí mají souhlasit, nejméně v okamžicích, kdy rozdíl těchto napětí dosáhne právě nejvyšší hodnoty. K dosažení tohoto předpokladu se přispívá také tím, že impedance měniče F proudu na napětí je nejméně o jeden řád nižší než impedance zátěže, to jest fázový úhel napětí mezi prvním a druhým výstupem Xi a Yi měniče F proudu 11a napětí je ve srovnání s fázovým úhlem zátěže malý. Pro bezvadnou funkci stačí podmínka, že napětí jevící se v prvním a druhém výstupu Xi, Yi měniče F proudu na napětí se mají přivést na vstup Ai prvního sčítačího obvodu Mi a na vstup Bi druhého sčítačího obvodu Mz tak, že z obou napětí má v okamžiku špičkové hodnoty rozdílu obou napětí dospět na vstup Ai prvního sčítačího obvodu Mi vždy záporné napětí a na vstup Bi druhého sčítačího obvodu Mz vždy kladné napětí. V důsledku kapacitního charakteru sítě zpozdí se napětí prvního a druhého výstupu Xi, Yi měniče F proudu na napětí (tedy napětí U_x a U_Y) asi o 90° ve srovnání se zatěžovacím proudem I_t, zatímco v důsledku induktivního charakteru měniče F proudu na napětí napěťový rozdíl mezi prvním a druhým výstupem Xi, Yi měniče F proudu na napětí (tedy napětí U_f) ve srovnání se zatěžovacím proudem I_tpředbíhá asi o 90°. Ve srovnání se síťovými napětími U_x a U_Y je tedy kontrolované napětí U_f přibližně v protifázi. To znamená, že v okamžiku nejvyšší hodnoty napětí U_Y — a napětí U_x k němu časově blízko ležícího — když je na prvním výstupu Yi měniče F proudu na napětí kladný potenciál, je druhý výstup Yi měniče F proudu na napětí současně zápornější než první výstup Xi měniče F proudu na napětí, popřípadě když je na druhém výstupu Yi měniče F proudu na napětí záporný potenciál, stane se druhý výstup Yi měniče F proudu na napětí současně kladnějším než první výstup Xi měniče F proudu na napětí. Čtvrtá až sedmá dioda Di, Dg, De, D7 se otevírají, popřípadě zavírají v pořadí, v němž kontrolované napětí U_f je na vstupu Ai prvního sčítačího obvodu Mi a vstupu Bi druhého sčítačího obvodu M2 přikládáno v opačné fázi k síťovému napětí U_xa U_Y. Poněvadž to znamená další pootočení fáze, je nutná a postačující provozní pod216177 minka splněna. Průběh fázových poměrů je znázorněn na obr. 3.The opening and closing of the fourth to seventh diodes D4, Dg, De, D7 taking place every half-period is provided by the voltages U _x and U _{Y of} the circuit under test. The mains voltage, compared to the common zero throw, appears at the second output Yi of the inverter F to voltage and with phase and amplitude deviation, depending on the impedance of the inverter F to voltage, also at the first output Xi of the F to voltage converter. This phase and amplitude deviation is a voltage that is proportional to the instantaneous load current I _t . A prerequisite for operation is that the voltage signs on the first and second outputs Xi and Yi of the F / V converter should match, at least when the voltage difference reaches the highest value. It also contributes to achieving this assumption that the impedance of the current converter F to voltage is at least one order of magnitude lower than the load impedance, i.e. the phase angle of voltage between the first and second outputs X1 and Y1 of the current converter 11a is compared to the phase angle load small. For faultless operation, it is sufficient that the voltages appearing in the first and second outputs Xi, Yi of the current-to-voltage converter F are to be applied to the input Ai of the first addition circuit Mi and to the input Bi of the second addition circuit Mz. the peak values of the difference of the two voltages will always reach a negative voltage at the input Ai of the first addition circuit Mi and a positive voltage at the input Bi of the second addition circuit Mz. Due to the capacitance of the network, the voltage of the first and second outputs of the inverter F to the voltage (i.e., U _x and U _Y ) is delayed by about 90 ° compared to the load current I _t , voltage The voltage difference between the first and second outputs Xi, Yi of the current-to-voltage converter F (i.e. the voltage U _f ) is about 90 ° in comparison with the load current I _t . Compared to the mains voltages U _x and U _Y , the controlled voltage U _f is therefore approximately in phase. This means that at the moment of the highest value of the voltage U _Y - and the voltage U _x close thereto - when there is a positive potential on the first output Yi of the current converter F, the second output Yi of the current converter F is simultaneously more negative than the first output Or, if there is a negative potential at the second output Yi of the current inverter F, the second output Yi of the current inverter F becomes simultaneously more positive than the first output Xi of the current inverter F. The fourth to seventh diodes D1, Dg, De, D7 open or close in the order in which the controlled voltage U _f at the input Ai of the first addition circuit M1 and the input Bi of the second addition circuit M2 is applied in opposite phase to the line voltage U _x a U _Y. Since this means a further phase rotation, a sufficient and sufficient operating speed is fulfilled. The course of the phase ratios is shown in Fig. 3.

Ostatní části obvodu podle obr. 2 fungující podobně jako části obvodu podle obr. 1. Výstup K spínacího obvodu J stačí řídit člen přerušující zatěžovací proud I_t například tak, že přemosťuje proud báze výkonového tranzistoru umístěného ve větvi můstku čtveřice diod.The other parts of the circuit of FIG. 2 operate similarly to the parts of the circuit of FIG. 1. The output K of the switching circuit J suffices to control the load current interrupter I _t, for example, bypassing the base current of the power transistor located in the quadruple diode bridge.

U nejobecnějšího provedení mohou být vstupy navzájem galvanicky nezávislé a také jejich počet se dá volit libovolně. Přepínač P polarity dbá o to, aby potenciály mezi jedním z prvních výstupů Xi až X„ a jedním z druhých výstupů Yi až Y_n měničů Fi až F„ proudu na napětí byly v každém časovém úseku přiváděny na vstupy Ai až A_nprvního sčítacího obvodu a na vstupy Bi až B„ druhého sčítacího obvodu Mz se správnou polaritou.In the most general embodiment, the inputs can be galvanically independent of each other and their number can be freely selected. The polarity switch P ensures that the potentials between one of the first outputs Xi to X "and one of the second outputs Yi to Y _{n of the} current to voltage converters Fi to F" are applied to the inputs Ai to A _{n of the} first addition circuit and to inputs Bi to B ' of the second addition circuit Mz with correct polarity.

Přiřazení je vyřešeno tak, že dvojici první výstup Xi, druhý výstup Yi měniče Fi proudu na napětí odpovídá dvojice vstup Ai prvního sčítacího obvodu Mi, vstup Bi druhého sčítacího obvodu Mž, dvojici první vstup Xz, druhý výstup Yz měniče Fz proudu na napětí odpovídá dvojice vstup Az prvního sčítacího obvodu Mi, vstup Bz druhého sčítacího obvodu Mz a tak dále. Správnou polaritou je míněno, že z dvojice první výstup Xi, druhý výstup Yi měniče Fi proudu na napětí má být ve spojení se vstupem Ai prvního sčítacího obvodu Mi vždy člen se zápornějším potenciálem, zatímco člen s kladnějším potenciálem má být ve spojení se vstupem Bi druhého sčítacího obvodu Mz. Totéž platí podle smyslu také pro další dvojice. Na tento způsob musí být postupně zápornější členy dvojic první výstup Xi, druhý výstup Yi měniče Fi proudu na napětí až první výstup X_n měniče F„ proudu na napětí spojeny se vstupem Ai až A_n prvního sčítacího obvodu Mi, kladnější členy uvedených dvojic se vstupy Bi až B_n druhého sčítacího obvodu Mz. Přepínač P polarity je s výhodou tvořen diodovou sítí, zatímco otevírání a zavírání diod je obstaráváno samotnou kontrolovanou sítí.The assignment is solved such that the pair of the first output Xi, the second output Yi of the FI current converter corresponds to the pair of input Ai of the first addition circuit Mi, the input Bi of the second addition circuit Mz, the pair the first input Xz input Az of the first addition circuit Mi, input Bz of the second addition circuit Mz and so on. By the correct polarity, it is meant that of the pair of the first output Xi, the second output Yi of the current-to-voltage converter Fi should always be in conjunction with the input Ai of the first addition circuit Mi always with the more negative potential, addition circuit Mz. The same also applies to other couples. In this way, the more negative pairs of the pairs of the first output Xi, the second output Yi of the current-to-voltage converter Fi up to the first output X _{n of the} current-to-voltage converter F "must be connected to inputs Ai to A _{n of the} first addition circuit Mi. Bi to B _{n of the} second addition circuit Mz. The polarity switch P is preferably formed by a diode network, while the opening and closing of the diodes is provided by the network under control itself.

S potenciálovými hodnotami takto oddělenými provádějí první sčítací obvod Mi a druhý sčítací obvod Mz sčítání. Sčítání se může stran jednotlivých členů dít buď lineárně, nebo na základě důležitosti v daném okamžiku. Na výstupu prvního sčítacího obvodu Mi spojeném s invertujícím vstupem operačního zesilovače IC1 se tedy objevuje signál úměrný součtu napětí vstupů Ai až A_n prvního sčítacího obvodu Mi, který podle předcházejícího představuje součet napětí členů s vždy zápornějším potenciálem z kontrolovaných napětí U_H až U_fn. Podobně se na výstupu druhého sčítacího obvodu Mz spojeném s neinvertujícím vstupem operačního zesilovače ÍCÍ objevuje signál úměrný součtu napětí členů se vždy kladnějším potenciálem z kontrolovaných napětí Un až U_fn.With the potential values thus separated, the first addition circuit Mi and the second addition circuit Mz perform the addition. The census can be either linear or based on importance at a given moment. At the output of the first adder Mi coupled to an inverting input of the operational amplifier IC1 thus appears a signal proportional to the sum voltage inputs Al through A _n first adder Mi which, under the previous is the sum of voltages members always more negative potential from the controlled voltage U _H to U _fn. Similarly, at the output of the second adder Mz connected with the noninverting input of the operational amplifier ICI appears a voltage signal proportional to the sum of members are always more positive potential of the voltage Un is controlled to U _fn.

Při vzrůstu jednoho nebo veškerých kontrolovaných napětí U_fl až U_fn stane se invertující vstup Si operačního zesilovače IC1 zápornějším, zatímco neinvertující vstup Sz operačního zesilovače IC1 se stane kladnějším v porovnání s hodnotou při nulové hodnotě napětí Un až U_£n, To znamená, žs v případě vzrůstu napětí U_fl až U_fn se potenciálový rozdíl mezi invertujícím vstupem Si a neinvertujícím vstupem §2 operačního zesilovače IC1 zvýší. Tento potenciálový rozdíl se vytváří rozdílovým obvodem Z.When one or all of the controlled voltages _Uf1 to _Ufn increase, the inverting input S1 of the operational amplifier IC1 becomes more negative, while the non-inverting input S1 of the operational amplifier IC1 becomes more positive compared to the zero voltage value Un to U _{£ n} . in the case of a voltage increase U _f to U _fn , the potential difference between the inverting input Si and the non-inverting input §2 of the operational amplifier IC1 increases. This potential difference is generated by the differential circuit Z.

Rozdílový obvod Z je součástí klopného obvodu H, to jest obvodu pro vytváření chybového signálu, s nastavitelným bodem překlopení, který je opatřen výstupem se dvěma stavy. V klopném obvodu H řídí rozdílový signál zesilovač E s hysterezí o vysoké citlivosti. Pokud vstupní úroveň zesilovače E s hysterezí leží pod danou hodnotou, je výstup klopného obvodu H v jednom ze stabilních stavů. Když vstupní potenciál zesilovače E s hysterezí přesáhne kritickou hodnotu, překlopí se výstup klopného obvodu H do jiného stabilního stavu. Tento bod překlopení se dá plynule měnit potenciometrem Pl, přičemž hystereze zesilovače E s hysterezí závisí na zvolených členech,The differential circuit Z is part of a flip-flop circuit H, i.e., an error signal generating circuit, with an adjustable flip point that is provided with a two-state output. In the flip-flop H, the differential signal is controlled by a high-sensitivity hysteresis E. If the input level of the hysteresis amplifier E is below a given value, the output of the flip-flop H is in one of the stable states. When the input potential of the hysteresis amplifier E exceeds the critical value, the output of the flip-flop H flips to another stable state. This tilting point can be varied continuously by the potentiometer P1, the hysteresis of the amplifier E with hysteresis being dependent on the selected members,

Výstup klopného obvodu H uvádí v činnost spínací obvod f. Spínací obvod J přepne tedy stav, kdyby součet kontrolovaných napětí U_fi až U_fn měl překročit předem nastavenou hodnotu. Tato vlastnost obvodu se dá využít pro nadproudovou ochranu. Klopný obvod H může být s výhodou realizován pomocí operačního zesilovače, který je schopen s několika pasivními členy plnit úlohu vytváření rozdílu a zesilování, přičemž zaujímá dva diskrétní výstupní stavy při volitelné hysterezi. Spínací obvod J může být realizován tranzistorem.The output of the flip-flop H operates the switching circuit f. The switching circuit J therefore switches over if the sum of the controlled voltages U _f i to U _fn should exceed a preset value. This feature of the circuit can be used for overcurrent protection. Advantageously, the flip-flop H can be realized by means of an operational amplifier, which is capable of fulfilling the task of creating a difference and amplifying with several passive members, taking up two discrete output states at selectable hysteresis. The switching circuit J can be realized by a transistor.

Základní myšlenkou je, že se vytvářejí napětí velmi nízkých hodnot, která jsou úměrná zatěžovacímu proudu současně kontrolovaných větví, přičemž body se spodním a horním potenciálem napětí jsou ve správné polaritě připojeny vždy na jeden analogový sčítací obvod a rozdíl obou výstupů sčítacího obvodu se zesiluje vysoce citlivým stejnosměrným zesilovačem. Patří ještě k podstatě vynálezu, že výstup zesilovače má dva diskrétní stavy, takže šířka hysterezní smyčky tvořené přechody stavů, může být zvolena tak, aby odpovídala potřebě, zatímco místo změny stavu, vztažené na vstupní úroveň zesilovače, se dá plynula měnit, dále, že výstup zesilovače obstarává řízení spínacího prvku. Nejobecnější řešení se řídí podle nejrůznějších aktuálních požadavků. Některé častěji se vyskytující případy jsou: — V případě paralelně zapojených stejnosměrných propustných stupňů, u nichž jsou výstupy spojeny v uzel, zjednodušuje se jeden ze sčítacích obvodů na obvod pro přizpůsobení úrovně, ježto jeden z potenciálů je totožný s napětími úměrnými proudům větví, — Ježto v důsledku vytváření rozdílu soufázové signály obou sčítacích obvodů odpadají, hodí se toto zapojení přímo pro kontrolu maximálních proudů sítě s pulsujícím stejnosměrným napětím.The basic idea is that very low voltages are generated which are proportional to the load current of the simultaneously controlled branches, the points with the lower and upper potentials being connected in the correct polarity to one analog summation circuit and the difference of both outputs of the summation circuit amplified by highly sensitive. DC amplifier. Still another aspect of the invention is that the amplifier output has two discrete states, so that the hysteresis loop width formed by the transitions of the states can be selected to suit the needs, while the state of change relative to the input level of the amplifier can be varied continuously, the amplifier output provides control of the switching element. The most general solutions are based on various current requirements. Some of the more common cases are: - In the case of parallel connected DC-pass stages where the outputs are connected to a node, one of the summation circuits per level adaptation circuit is simplified, as one of the potentials is identical to the voltages proportional to the branch currents. As a result of the difference being created, the phase-to-phase signals of the two addition circuits are eliminated, this connection is suitable for monitoring the maximum currents of the pulsating direct current network.

— Zapojení podle vynálezu může též obstarávat kontrolu maximálního proudu větve sítí s čistě střídavým napětím. Použije-li se jako sériového kontrolního členu ohmického odporu, pak činí teoretická mezní hodnota bezvadné funkce, vztažená na síťový fázový úhel ± 90°.The circuitry according to the invention can also provide control of the maximum current of a pure AC line branch. If the ohmic resistance is used as a series control element, the theoretical limit of the perfect function is ± 90 ° relative to the line phase angle.

— Při kontrole jalového proudu reaktivních sítí nepoužije se ohmický odpor jako kontrolu/ člen, ale reaktance. Reaktance může být buď kapacitního nebo induktivního charakteru, nezávisle na znaménku fázového úhlu sítě.- In reactive current control of reactive networks, the ohmic resistance is not used as a control / element, but reactance. The reactance can be either capacitive or inductive in nature, independent of the phase angle sign of the network.

— Když se pomocí zapojení podle vynálezu současně kontrolují fázové a linkové proudy trojfázové sítě, lze pro maximální hodnotu prcudu nulového řádu trojfázové sítě určit horní mez.When the phase and line currents of a three-phase network are simultaneously monitored by the circuit according to the invention, an upper limit can be determined for the maximum zero-order current of the three-phase network.

U odpovídajícího provedení zapojení podle vynálezu jsou jednotlivé funkce realizované následovně. O připojení na sčítací obvody se správnou polaritou pečuje spínací jednotka sestávající z diod, když se může očekávat, že v kontrolované větvi mění proud znaménko; sčítací obvody jsou realizovány prostřednictvím řetězce odporů; vytváření rozdílu, zesilování a srovnávání byly vyřešeny pomocí operačního zesilovače; přestavení bodu překlopení se děje přiložením předpětí na invertující vstup operačního zesilovače; jako spínacího členu je použito tranzistoru.In the corresponding embodiment of the circuit according to the invention, the individual functions are implemented as follows. The connection to the counting circuits with the correct polarity is taken care of by the switching unit consisting of diodes when it can be expected that the current in the controlled branch changes the sign; the addition circuits are realized through a chain of resistors; difference generation, amplification and comparison were resolved by opamp; the overturning point is adjusted by applying a bias to the inverting input of the opamp; a transistor is used as a switching member.

Použije-li se zapojení podle vynálezu ve stejnosměrné síti, vykazuje toto zapojení následující výhodné vlastnosti:If the circuit according to the invention is used in a DC network, this circuit has the following advantageous properties:

— Hodnota napěťového úbytku potřebného pro sériový kontrolní člen je nízká. V důsledku toho je také příkon proudové kontroly nepatrný a tento snižuje účinnost napájecí sítě jen nepatrně.- The value of the voltage drop required for the series control is low. As a result, the power consumption of the current control is also negligible, and this reduces the efficiency of the power supply network only slightly.

— Při použití již uvedené napájecí jednotky 5 V, 10 A je nutno vytvořit na kontrolním členu napěťový úbytek 0,2 V až 0,25 V. Proto činí příkon při kontrole proudu 2 až- When using the 5 V, 10 A power supply unit mentioned above, a voltage drop of 0.2 V to 0.25 V must be created on the control element.

2,5 W, což činí jen 4 až 5 % užitečného výkonu napájecí jednotky.2.5 W, which is only 4 to 5% of the useful power of the power supply unit.

— Změna nastavené hodnoty nejvyššího proudu je v závislosti na teplotě nepatrná. V důsledku toho může být zabudovaný, mimo užitečný výkon potřebný výkon napájecí jednotky relativně nízký.- The change of the setpoint value of the highest current is slight depending on the temperature. As a result, the power unit power requirement, besides the useful power, may be relatively low.

Za předpokladu změny provozní teploty od 0 do 00 °C zůstane maximální proud pro nadproudovou ochranu konstantním v rozmezí ± 2 %.Assuming a change in operating temperature from 0 to 00 ° C, the maximum current for the overcurrent protection remains constant within ± 2%.

— Hodnota maximálního proudu může být měněna plynule; nastavování se provádí nikoliv ve výkonové větvi, ale v děliči napětí s nízkým proudem.- The maximum current value can be changed continuously; the setting is done not in the power branch but in the low-current voltage divider.

— Při funkci omezování proudu redukují se jak napětí, tak proud výstupu na nulu, zcela nezávisle na výši vzniklého přetížení. Po odstranění přetížení se dá systém okamžitě opět uvést v chod.- In the current limiting function, both the voltage and the output current are reduced to zero, completely independent of the amount of overload. Once the overload has been removed, the system can be started again immediately.

— Existuje možnost kontrolovat současně součet více na sobě nezávislých napěťových úrovní a rozdílných proudů zatěžujících větve.- It is possible to control simultaneously the sum of several independent voltage levels and different currents loading the branches.

— V případě proudové kontroly více větví existuje možnost dbát proudů na základě jejich dočasné důležitosti. To umožňuje například nepřímou kontrolu celkového výkonu systému.- In the case of multi-branch current monitoring, there is the possibility to observe currents based on their temporary importance. This allows, for example, indirect control of overall system performance.

— Při vypadnutí sítě je možnost volby samočinného sepnutí napájecí jednotky po opětném získání sítového napětí nebo provedení zásahu obsluhou.- If the mains fails, the power supply unit can be switched on automatically after the mains voltage has been regained or the operator takes action.

— Provoz není ovlivněn napěťovou úrovní kontrolované sítě. V důsledku toho může být kontrolován i proud větve s nulovou úrovní.- Operation is not affected by the voltage level of the network under test. As a result, a zero-level branch current can also be controlled.

— Konstrukce zapojení je jednoduchá, mimo nastavení maximálního proudu není třeba žádného seřízení.- The design of the wiring is simple, no adjustment is required outside the maximum current setting.

Použije-li se zapojení podle vynálezu ve střídavé síti, pak zapojení má tyto výhodné vlastnosti:If the circuit according to the invention is used in an AC network, the circuit has the following advantageous properties:

— Ježto se kontroluje maximální hodnota proudu, činí ztráta vznikající na kontrolním členu za stejných podmínek 1—2násobek ztráty vznikající u stejnosměrného proudu.- Since the maximum current value is checked, the loss occurring on the control element under the same conditions is 1-2 times the loss generated by the direct current.

— Použije-li se ohmického kontrolního členu, pak existuje jen podmínka, že fázový úhel sítě se neblíží ±90°.- If an ohmic control element is used, then there is only a condition that the phase angle of the network does not approach ± 90 °.

U obvyklých spotřebitelských sítí je tato podmínka dalece splněna.For conventional consumer networks, this condition is far from being met.

— U reaktivních sítí se dá v každém případě použít kontrolního členu s induktivním charakterem. To je proto důležité, poněvadž v praxi je obecně mnohem snadnějším vyrobit cívky o nízké impedanci a pro vysoký proud než kondenzátor nezávislý na polaritě o těchže jmenovitých hodnotách.- In the case of reactive networks, an inductive control element may in any case be used. This is therefore important since in practice it is generally much easier to produce low impedance and high current coils than a polarity independent capacitor of the same rated values.

— Zapojení lze učinit galvanicky nezávislé na kontrolované síti. Při oddělení kondenzátorem nebo transformátorem vyrovnají se v případě členů se stejnými hodnotami fázová natočení oddělovacích členů.- The wiring can be made galvanically independent of the monitored network. In the case of capacitor or transformer separation, the phase rotations of the separating members are equalized in the case of members with the same values.

-- Zapojení je použitelné i u trojfázových sítí, například pro kontrolu maximálních proudů nulového řádu.- The wiring is also applicable to three-phase networks, for example to check the maximum zero-order currents.

Claims

1. Circuit arrangement for checking the sum of the current intensity in at least two branches of an electrical network comprising summing circuits and operational amplifiers and of the individual branches are arranged transducer current to voltage, characterized in that the first output (X j to X _n transducers (F, Fi to F _n ) of the current to voltage are separately connected to the inputs (Ai to A _n j of the first addition circuit (Mi) and the second outputs (Yi to Y _n ) of the inverter to the voltage (F, Fi to FJ) are separately connected to the inputs (Bi to B ") of the second addition circuit (M2J, the outputs of the first addition circuit (Mi) and the second addition circuit (Mjj) are respectively connected to one differential circuit input (Z) and the differential circuit output (Z) is connected to the flip-flop input a circuit (H) formed by an amplifier (E) comprising a hysteresis element, wherein the output of the flip-flop (Hj) is connected to the input of the switching circuit (J).

Wiring according to claim 1, characterized in that a polarity switch (P) is inserted between the voltage converters (F, Fi to FJ) and the first addition circuit (M1) and the second addition circuit (M2).