NO972776L - Vektor i gitterkodet modulasjon ved bruk av vektorsammenrullende koder for pålitelig dataoverföring - Google Patents

Description

Bakgrunn for oppfinnelsen

O ppfinnelsesfeltet

Denne oppfinnelse angår feilbeskyttelse og signalmodulasjon for digitale kommunikasjonssystemer og mer bestemt vektorgitterkodet modulasjon (VTCM) ved bruk av vektorsammenrullende koder (VCC).

Beskrivelse av tidligere teknikk

Pålitelig dataoverføring over kanaler med støy utgjør et viktig problem i digitale kommunikasjonssystemer. En løsning er å øke sendereffekten, noe som på sin side øker signal/støyforholdet (SNR) i det mottatte signal. Denne løsning er imidlertid kostbar på grunn av verdien av kraftigere maskinvare og er ikke gjennomførbar der omgivelsene begrenser effekten som for eksempel ombord på en satelitt. Den foretrukne løsning er å benytte feilkorrigerende koder som øker påliteligheten ved tilføyelse av redundans til det overførte signal. Vanlige feilkorreksjonskoder benytter en K/N skalar sammenrullingskoder som tilføyer N-K redundansbiter til hver K-biter med informasjon og et uavhengig modulasjonsopplegg som avbilder bitstrømmen i bølgeformer som blir overført over kanalene som har støy. Ulempene ved de eksisterende feilkorreksjonskoder er . 1) høyhastighetskoder som tilføyer en mengde redundans vil enten redusere de overførte datatakter eller øke den båndbredde som er krevet for å opprettholde en gitt datatakt og 2) lave taktkoder krever komplisert og beregningsintens dekodende maskinvare. Gitterkodet modulasjon (TCM) kombinerer sammenrullingskoding og modulasjonsopplegg i en unik operasjon som forbedrer påliteligheten for kommunikasjonskanaler uten å øke den overførte effekt eller øke den nødvendige båndbredde. Imidlertid er det fremdeles et behov for bedre virkningsgrad når det gjelder effekt og båndbredde.

En K/N sammenrullingskoder er et lineært system med K innganger og N utganger, der K < N, og signaler og systemkoeffisienter tar verdier i endelige felt. Uten å se bort fra det generelle kan det antas at det endelige felt er binært slik at hver K biter i inngangssekvensen blir avbildet i N biter i utgangssekvensen. Som et resultat føyer koderen til N-K redundansbiter til hver K biter som benyttes til beskyttelse mot feil. Sammenrullende koder skiller seg fra blokk-koder ved at koderen inneholder et minne og at N-utgangen av biter ved et hvilket som helst gitt tidspunkt ikke bare avhenger av de K-inngangsbiter på dette tidspunkt, men også av M tidligere inngangsbiter. Shu Lin og D.J. Costello, "Error Control Coding: Fundamentals and Applications", kapittel 10, side 287-314, 1983, gir en detaljert analyse av sammenrullende koder.

En K/N sammenrullende koder med minne av størrelse M kan representeres av et tilstandsovergangsdiagram 10 som vist på FIG. 1. For en 2/3 sammenrullende kode med minne m=2 har tilstandsdiagrammet et samlet antall på 2<m>=4 tilstander 12 og 2^=4 grener 14 som forlater/kommer til ved hver tilstand 12. Hver tilstand har en egen m bit etikett tm tjtQ- I dette tilfelle er de fire tilstander merket 00, 01, 10, 11. Grenene 14 representerer overganger mellom tilstandene og etikettene rjc....riro/sn....siso på hver gren indikerer den inngang som er nødvendig for å få til denne overgang og frembringe den tilknyttede utgang. Hvis for eksempel sammenrullingskoderen er i tilstand 00 og den tobits inngang (ri rø) er 01, vil den neste tilstand være 01 og utgangen føsi sø) vil være 011.

Et gitterdiagram er et tilstandsovergangsdiagram 10 som utvides i tid, der hver tidsenhet er et separat tilstandsdiagram. Det å spesifisere en bane gjennom gitteret svarer til å spesifisere en sekvens med tilstander eller tilstandsoverganger. Alle mulige baner gjennom gitteret definerer alle mulige forskjellige sammenrullingskoder.

Feilkorreksjonsevne ved sammenrullingskoder avhenger av deres frie avstand som er definert som den minimum Hamming-avstand mellom hvilke som helst to koder i gitteret. Hamming-avstanden er det samlede antall bitposisjoner der de to sekvenser er forskjellige. Fordi sammenrullingskoder er lineære er den frie avstand for en sammenrullingskode lik minimum vekten (antallet 1'ere) for alle sammenrullingskoder som ikke er null.

Det enkleste modulasjonsopplegg tar utgangen fra sammenrullingskoderen og overfører ett av to symboler ved hvert tidsintervall der hvert symbol representerer en enkelt bit med informasjon. Systemets virkningsgrad når det gjelder båndbredde, dvs. det antall biter som overføres/Hz, kan forbedres ved å øke antall symboler. For eksempel kan hver blokk med log2M biter avbildes som ett av M symboler. Dette øker informasjonssendingen med log2M.

I et effektbegrenset system er prisen for økning i alfabetstørrelse en reduksjon i avstanden mellom symbolene. Dette øker antallet symbolfeil under demodulering. De overførte data blir demodulert ved valg av det symbol som ligger nærmest det mottatte symbol. Ved vanlige modulasjonsopplegg blir hvert symbol demodulert uavhengig. Et mål på ytelse for et modulasjonsopplegg er den minimale euklide avstand d^j, mellom hvilke som helst to symboler i symbolsammenstillingen.

I gitterkodemodulasjon (TCM) blir sammenrullende koding kombinert med flersymbolmodulasjon for å gi en høyere ytelse og lavere demodulasjons/dekodingsfeil som beskrevet av E. Biglieri m. fl., "Introduction to Trellis Coded Modulation with Applications", kapittel 3, side 67-98, 1991. Utgangssekvensen for K/N sammenrullingskoderen blir avbildet i et M alfabet modulasjonsopplegg. Svarende til den sammenrullende koder kan TCM beskrives med et gitterdiagram, hvori utgangen blir avbildet ved et av M-symbolene ved hver tilstandsovergang. Derfor blir de mulige koder definert ved kombinasjonen av alle mulige baner gjennom gitteret med de mulige symboler ved hver tilstand.

Når et TCM-system er implementert i maskinvare, blir den sammenrullende koding og flersymbolmodulasjonsoppleggene kombinert til en endelig tilstandsmaskin. Strukturen for den endelige tilstandsmaskin blir bestemt ut fra den sammenrullende koders tilstandsovergangsdiagram og modulasjonsopplegget. Utformingen av en særlig endelig tilstandsmaskin er velkjent på området straks diagrammet for tilstandsovergang er spesifisert.

Den sammenrullende kodedel av TCM fører til at de overførte symboler vil være en funksjon av tidligere overførte symboler. For å undersøke denne avhengighet, blir demodulasjon utført på en hel mottatt symbolsekvens i stedet for på en symbol for symbol basis. Viterbi-algoritmen benyttes til å finne den mest sannsynlige bane gjennom TCM-gitteret for samtidig å demodulere og dekode sekvensen. Siden demodulasjonen utføres på hele sekvensen er avstandsmetrikken for TCM avstanden mellom de forskjellige baner gjennom gitteret.

Et ytelsesmål for TCM er den frie minimumavstand d^fø, som er summen av avstandene mellom de nærmeste to baner i gitteret. Et mål på forbedringen mellom et ikke-TCM-system og et TCM-system er kjent som kodeforsterkningen og er definert som:

der E' og E er gjennomsnittlige energier som er forbrukt for overføring av henholdsvis ukodede og kodede symboler. Kodingsforsterkningen sammenligner forbedringen i avstanden mellom TCM og ikke-TCM systemet (symbolsekvensavstand i forhold til individuell symbolavstand) normalisert med den effekt som benyttes til å overføre hvert

symbol. Forbedringen i avstand (målt med kodeforsterkning) resulterer i mindre feil ved demodulasjon og dekoding.

O ppsummering av oppfinnelsen

Ut fra de ovenstående problemer går foreliggende oppfinnelse ut på en fremgangsmåte til koding og modulering av signaler for å øke påliteligheten i overføring over en kanal med støy.

Dette blir oppnådd ved blokking av inngangsutvalg til en sekvens med inngangsvektorer av lengde L, vektorsammenrullende koding av inngangsvektorene for å avbilde K inngangsvektorer i N utgangsvektorer og modulasjon av utgangsvektorene til symboler fra et utvidet alfabet. I et første tilfelle blir hver utgangsvektor modulert til et forskjellig symbol for derved å forbedre kodingsforsterkningen mens virkningsgraden for båndbredde opprettholdes. I et andre tilfelle blir blokker med N utgangsvektorer modulert til ett symbol for derved å forbedre virkningsgraden for båndbredde med en faktor på N mens bitfeiltakten (BER) opprettholdes.

En flerfase/flertakt representasjon av vektorsammenrullende koder er foretrukket

benyttet for å frembringe de vektorsammenrullende koder. I alminnelighet kan et datasøk benyttes for å finne polyfasekoeffisientene som definerer settet av vektorsammenrullende koder. Når inngangs- og utgangsvektorene har samme lengde, blir sammenrullingskoder med kjente skalarverdier blokkert for å frembringe de vektorsammenrullende koder. Dette gir gode modulasjonskoder uten at det er nødvendig å utføre et datasøk.

Disse og andre trekk og fordeler ved oppfinnelsen vil gi seg selv for fagfolk på området ut fra den følgende detaljerte beskrivelse av foretrukne utførelser sett sammen med tegningene, der:

Kort beskrivelse av tegningene

FIG. 1, som er beskrevet ovenfor, er et diagram for tilstandsovergang for en skalar sammenrullende koder,

FIG. 2 er en polyfase representasjon av en K/N skalar sammenrullingskoder,

FIG. 3 er en flertakt filtersatsrepresentasjon av en K/N skalar sammenrullingskoder, FIG. 4 er et diagram for tilstandsovergang for en K/N vektorsammenrullende koder (VCC) ifølge foreliggende oppfinnelse,

FIG. 5 er en polyfase representasjon av den K/N VCC som er vist på FIG. 4,

FIG. 6 er en flertakt filtersatsrepresentasjon av K/N VCC som er vist på FIG. 4,

FIG. 7 er et flytskjema som viser beregningen av reaksjonsfunksjonene for det blokkerte MxM pseudo-sirkulerende filter og den blokkerte polyfase matrise for eksemplet L=M, FIG. 8 er en flertakts filtersatsrepresentasjon for et første system med vektorgitterkodet modulasjon (VTCM1) som avbilder hver sammenrullende kodevektor som et eget symbol for å øke kodeforsterkning med bibehold av båndbreddens virkningsgrad, FIG. 9 er en flertakts filtersatsrepresentasjon av et andre system med vektorgitterkodet modulasjon (VTCM2) som avbilder N sammenrullende kodevektorer som ett symbol for å øke båndbreddens virkningsgrad med en faktor N med bibehold av ytelse, FIG. 10 er et diagram for tilstandsovergang for en 1/3 skalar sammenrullingskode, FIG. 11 er et diagram for tilstandsovergang for en 1/3 vektorsammenrullende kode, FIG. 12 er en flertakts filtersats VTCM1 representasjon av den 1/3 VCC som er vist på

FIG. 11,

FIG. 13 er et diagram for tilstandsovergang for en 1/2 skalar sammenrullingskode,

FIG. 14 er en flertakts filtersats VTCM2 representasjon av den 1/2 VCC som er vist på

FIG. 13, og

FIG. 15 er en grafisk inngivelse av bitfeiltakten for skalar TCM og VTCM2.

Detaljert beskrivelse av oppfinnelsen

Foreliggende oppfinnelse benytter en polyfase/flertakts filtersatsrepresentasjon av sammenrullende koder for å utvikle K/N vektorsammenrullende koder (VCC) og to forskjellige vektorgitterkodede modulasjonsopplegg VTCM1 og VTCM2. Den ikke-maksimale desimerte polyfase/flertakts filtersatsrepresentasjon er en representasjon som er ekvivalent med en sammenrullende koder. P.P. Vaidyanathan, "Multirate Digital Filters, Filter Banks, Polyphase Networks, and Applications: A Tutorial", Proceedings of the IEEE, bind 78, nr. 1, side 56-93, januar 1990, beskriver grunnlaget for polyfase/flertakts filtrering, som her er utvidet og anvendt på sammenrullende koder. VCC-kodene oppnås ved blokking av signalene i vektorer, sammenrullende koding av vektorene og deretter oppløsning av blokkene i individuelle symboler. I teorien kan bedre ytelse alltid oppnås ved koding av vektorer i stedet for skalarer. Videre gir VCC større frihet til å benytte andre og bedre kode- og modulasjonsstrukturer enn skalare sammenrullende koder. I VTCM1 blir hver sammenrullende kode modulert til et eget symbol. Dette øker kodeforsterkningen med bibehold av virkningsgraden for båndbredden. I VTCM2 blir hver blokk med N sammenrullende koder modulert til et symbol. Dette øker båndbreddens virkningsgrad med en faktor på N med bibehold av påliteligheten i overføringskanalen.

En K/N skalar sammenrullingskode med generell takt er definert med en N x K overgangsfunksjonsmatrise:

og h][n] er pulsreaksjonen for det l<te>filter H\(z).

Overgangsfunksjonsmatrisen G(z) for en K/N sammenrullende kode er også polyfasematrise for en flertakts analysefiltersats. Den ekvivalente polyfaserepresentasjon 16 av en K/N skalar sammenrullende koder er vist på FIG. 2. En utvelger 17 utvalgsbehandler et inngangssignal for å frembringe en sekvens av inngangsutvalg u[n]. Bitstrømmen tilføres en streng på K-l forsinkelseselementer 18. K forsinkede sekvenser 20 med utvalg u[n] blir tappet av strengen slik at hver påfølgende sekvens blir forsinket med et ytterligere tidsintervall. Desimatorer 22 delutvelger hver sekvens 20 med en faktor K for å frembringe delutvalgte sekvenser 24. Polyfasematrisen G(z) 26 avbilder de K delutvalgte sekvenser 24 i N delutvalgte sekvenser 28. Utvidere 30 setter inn N-l null mellom hvert inngangsutvalg u[n] i de respektive delutvalgte sekvenser 28 for å frembringe utvidede sekvenser 32. De utvidede sekvenser føres som inngang til respektive uttak i en streng på N-l forsinkelseselementer 34 og summeres sammen ved knutepunktet 36 for å frembringe en sammenrullende kodet utgangssekvens, hvori hver K inngangsutvalg u[n] er representert med N utgangsutvalg v[n]. Koeffisientene for polyfasematrisen G(z) er valgt slik at de mulige sammenrullingskoder, dvs. utgangssekvensene, blir adskilt så meget som mulig. Dette forbedrer feiltaktegenskapene i det mottatte signal.

Flertakts filtersatsrepresentasjonen 38 som er vist på FIG. 3 er ekvivalent med polyfaserepresentasjonen 16 som er vist på FIG. 2. Hovedfordelen med flertaktsrepresentasjonen er at signalet blir delt i flere forskjellige frekvensbånd, der hver av disse kan behandles alt etter de forskjellige behov. Dermed blir det enklere å utforme de matrisekoeiffsienter som bestemmer strukturen for sammenrullingskoden. De individuelle skalar-verdsatte filterovergangsfunksjoner Hi (z) blir beregnet som en utvidelse av polyfasekomponentene G\ k(z) som følger:

En utvelger 39 frembringer en sekvens med inngangsutvalg u[n] og disse blir samtidig ført som inngang til hvert av N-filtrene Hi (z) 40, som sammen danner en flertakts filtersats. Desimatorer 42 delutvelger N sekvensutgangene 44 med de respektive filterfaktorer ved en faktor K og utvidere 46 innfører N-l null i hver av sekvensene. Sekvensene blir så påtrykket forskjellige uttak på en streng med N-l forsinkelseselementer 48 og summert sammen ved et knutepunkt 50 for å danne en sekvens med utgangsutvalg v[n], hvori hver K inngangsutvalg u[n] er representert av N utgangsutvalg v[n]. Sekvensen med utgangsutvalg v[n] som er frembragt av flertaktrepresentasjonen er ekvivalent med både polyfaserepresentasjonen og den vanlige sammenrullende koder.

Vektorsammenrullende koder dannes ved blokking av sekvensen med inngangsutvalg u[n] i vektorer u med lengde L, vektorsammenrullende kode K vektorer i N utgangsvektorer med lengde M ved bruk av enten polyfase eller flertaktsrepresentasjoner som er vist på FIG. 2 og 3 generalisert til å behandle vektorer i stedet for skalarer med påfølgende opphevelse av blokkingen av sekvensen med utgangsvektorer v til en sekvens med utgangsutvalg v[nj. Utgangsutvalgene v[n] for skalare og vektorsammenrullende koder er de samme for et enkelt filtersystem. Fordi prosessen med blokking (opphevelse av blokking) imidlertid ikke kan byttes ut med desimering og utvidelse, er utgangsutvalgene v[n] for et flerfiltersystem i alminnelighet ikke det samme. Som et spesialtilfelle, når K=l, er de blokkede VCC-koder ekvivalent med sammenrullingskodene. Dette er fordi desimering med 1 fulgt av utvidelse med N ikke gjør noe mer enn å reorganisere utgangssekvensen.

Et overgangsdiagram 52 for vektortilstand er vist på FIG. 4 for en 1/2 vektorsammenrullende kode med minne m=2, en inngangsblokklengde L=2 og en utgangsblokklengde M=2. Tilstandsovergangsdiagrammet har et samlet antall på 2<m>=4 tilstander 54 og 2^M = 4 grener 56 som forlater/ankommer ved hver tilstand 54. VCC øker antallet av grener mellom tilstandene og øker dermed antallet av mulige sammenrullingskoder som dekoderen kan velge fra. Hver tilstand har en egen m bitetikett tm .... t\ tQ. I dette tilfelle er de fire tilstander 00, 01, 10, 11. Grenene 56 representerer overganger mellom tilstandene og etikettene rj^•••• rlro/sNM••• sjsq på hver gren angir den inngang som er nødvendig for å bevirke overgangen og frembringe den tilknyttede utgang. For eksempel, hvis sammenrullingskoderen er i tilstand 00 og den tobits vektor er 01, vil neste tilstand være 01 og utgangen vil være vektoren 0011.

FIG. 5 er en polyfase vektorrepresentasjon 58 av diagrammet for vektortilstandsovergang. Vektorrepresentasjonen 58 er analog med den skalare representasjonen 16 som er vist på FIG. 2 med unntak av at inngangsutvalgene u[n] er blokket 60 i vektorer u med lengde L, desimatorene 62 delutvelger hver k<te>inngangsvektor u, polyfasematrisen T(z) 64 er en NM x KL blokkmatrise, utviderene 66 setter inn N-l nullvektorer med lengde M mellom på hverandre følgende vektorer, og utgangsvekt orene v med lengde M får blokkingen opphevet 68 til en sekvens med utvalg v[n].

NM x KL blokk polyfase matrisen T(z) er gitt med:

der hver delmatrise S] j (z) er en M x L matrise.

FIG. 6 er en flertakts vektorfilterrepresentasjon 70 av diagrammet for vektortilstandens overgang. Vektorrepresentasjonen 70 er analog med den skalare representasjon 38 som er vist på FIG. 3 med unntak av at inngangsutvalgene u[n] er blokket 72 i vektorer u

med lengde L, filteroverføringsfunksjonene Ri(z) 74 er MxL matriser, desimatorene 76 delutvelger hver liten k<te>vektor, utviderene 78 setter inn N-l nullvektorer av lengde M

mellom på hverandre følgende vektorer, og utgangsvektorene v med lengde M får blokking 79 opphevet til en sekvens av utvalg v[n].

Koeffisientene for hver delmatrise i polyfaserepresentasjonen og hver filteroverføirngsfunksjon i flertaktsrepresentasjonen kan beregnes ved bruk av et datasøk som maksimaliserer den minste avstanden mellom kodesekvenser. Denne type datasøk er velkjent på området for signalkoding, R. Johannesson og E. Paaske, "Further Results in Binary Convolutional Codes with an Optimum Distance Profile", IEEE Transactions on Information Theory, IT-24, side 264-268, mars 1978.1 alminnelighet vil en kilde frembringe prøvedata med en fordeling svarende til den for de virkelig overførte data. Koeffisientene blir initialisert med en tilfeldig fordeling og gjentatt inntil de konvergerer mot verdier som gir en god minste avstand. VCC-kodene kan ha bedre minimum Hamming avstand enn skalare sammenrullingskoder. Dette ville ytterligere forbedre ytelsen for VCC-koder sammenlignet med skalare koder.

I et spesielt, men meget viktig eksempel, der lengden på inngangs- og utgangsvektorer er den samme, dvs. L=M, kan koeffisientene frembringes ved blokking av K/N skalarverdisatte sammenrullingskoder som vist på FIG. 7. Som et resultat kan VCC-kodene realisere enten forbedret virkningsgrad for båndbredden eller kodeforsterkning uten å måtte beregne, f. eks. søke etter, optimale koeffisienter. Pulsreaksjonskoeffisientene h][n] blir påvist (trinn 102) for hver skalarverdisatt filteroverføirngsfunksjon Hj(z) og blokket (trinn 104) i polyfasekomponenter Qij(z) som følger:

Polyfasekomponentene Qij(z) blir anordnet (trinn 106) i MxM pseudosirkulerende matriser Ri(z) til bruk i FIG. 6 der

for 1 =0, 1, ,N-1.

Polyfasematrisen T(z) til bruk i FIG. 5 blir frembragt ved først å beregne pulsreaksjonsmatrisene q[n] (trinn 108) for hver av de pseudo-sirkulerende matriser Rl(z):

MxM delmatrisene S \ j (z) for NMxKM polyfasematrisen T(z) blir beregnet (trinn 110) som følger:

Delmatrisene Sj j (z) blir så blokket (trinn 112) for å danne NMxKM polyfasematrisen T(z) som er vist i ligning 5.

Vektor TCM fremkommer ved modulasjon av utgangsvektorene v frembragt av VCC-enhetene; enten vektortilstandsovergangsdiagrammet, polyfaserepresentasjonen eller flertaktsrepresentasjonen. VTCM kan også beskrives med et gitterdiagram, hvori utgangsvektoren(e) blir avbildet som et av symbolene ved hver tilstandsovergang. Av den grunn blir sekvensen med modulerte utgangsvektorer en av de modulasjonskoder som er definert ved kombinasjonen av alle mulige baner gjennom gitteret og de mulige symboler ved hver tilstand.

I et første system 80 (VTCM1), vist på FIG. 8, avbilder en modulator 81 hver utgangsvektor v som frembringes av flertaktssystemet 70 vist på FIG. 6 til et symbol cni en sammenstilling som inneholder 2^ symboler og gir som utganger på hverandre følgende symboler for å danne en sekvens c[n]. Fordi hver vektor er avbildet til et symbol, behøver vektorene ikke få blokkingen opphevet. En bølgeformgenerator 82 frembringer en egen bølgeform for hvert symbol og sender denne over kanalen med støy til en mottager. VTCM1 øker kodeforsterkningen ved å øke antall komponenter i banene ved beregning av den frie avstand mens den samme båndbreddes virkningsgrad bibeholdes som skalar TCM.

I et andre system 83 (VTCM2), som er vist på FIG. 9, avbilder en modulator 84 hver blokk på N utgangsvektorer v frembragt i flertaktssystemet 70, som er vist på FIG. 6, til et symbol cni en sammenstilling inneholdende 2^N symboler og gir som utganger på hverandre følgende symboler for å danne en sekvens c[n]. Fordi blokkene med N utgangsvektorer blir avbildet til et symbol, behøver vektorene ikke å utvides eller få blokking opphevet. En bølgeformgenerator 86 frembringer en egen bølgeform for hvert symbol og sender denne over kanalen med støy til en mottager. VTCM1 øker båndbreddens virkningsgrad med en faktor på N mens sammenlignbar forsterkning under kodingen opprettholdes.

En mottager bruker den velkjente Viterbi-algoritmen til å velge den optimale bane gjennom gitteret og det beste symbol ved hver tilstand til å velge den modulasjonskode som stemmer best overens med den mottatte sekvens av symboler. I alminnelighet kommer VTCM til å ha en større minste fri avstand mellom modulasjonskodene enn i skalar TCM. Det følger av dette at VTCM vil ha bedre ytelse når det gjelder feiltakt under forutsetning av at gode vektormodulasjonskoder blir funnet.

Vi gjengir resultatene fra VTCM1 (FIG. 10-12) og VTCM2 (FIG. 13-14) modulasjonsopplegg sett i forhold til sammenlignbare skalare TCM-opplegg for å vise ytelsesfordelene ved VTCM kodeforsterkning resp. virkningsgrad for båndbredde.

For VTCM 1-sammenligningen er FIG. 10 et skalar tilstandsovergangdiagram 88 for en 1/3 taktsammenrullende kode med minnestørrelse m=3. Det skalare TCM-system benytter et 8-PSK modulasjonsopplegg som avbilder 3 utgangsbiter til ett av åtte symboler cn. Den frie avstand for den skalare TCM-kode er:

For referanse benytter vi BPSK modulasjon for ukodede sekvenser slik at gjennomløpet for både kodede og ukodede sekvenser er 1 bit/s/Hz. For BPSK er minimumavstanden d^min= 4 Gjennomsnittsenergien for både TCM og BPSK systemene er den samme. Ved bruk av ligning 1 blir kodingsforsterkningen således slik:

FIG. 11 er en del av et overgangsdiagram 90 for vektortilstand ved en 1/3 taktsammenrullende kode med minnestørrelse m=3 og vektorlengde M=3. Antall grener som kommer til/forlater hver tilstand er 2^=8, noe som er betydelig mer enn det antall som kommer til/forlater hver tilstand 2^=2 i det skalare diagram. Dette gir en mer fleksibel struktur, som på sin side forbedrer ytelsen ved modulasjonskodene.

VTCM 1-systemet 92 som er vist på FIG. 12 og implementerer overgangsdiagrammet 90 for vektortilstand gjør også bruk av et 8-PSK modulasjonsopplegg for å modulere hver vektor. Den frie avstand for VTCM1-opplegget er:

VTCM 1-kodingens forsterkning er:

Kodeforsterkningen for VTCM 1-opplegget er således 1,23 dB bedre enn det kjente skalare TCM-opplegg. Som et resultat vil VTCM 1-opplegget ha en bedre feiltaktytelse ved samme gjennomgang (båndbredde).

For VTCM2-sammenligningen er FIG. 13 et overgangsdiagram 94 for skalartilstand med en 1/2 takts sammenrullende kode med minnestørrelse m=2. Det skalare TCM-system benytter et 4-QPSK modulasjonsopplegg som avbilder 2 utgangsbiter til ett av fire symboler cn. Den frie avstand for den skalare TCM-kode er:

Overgangsdiagrammet 52 på FIG. 4 for vektortilstand er en 1/2 takt vektorsammenrullende kode med minnestørrelse m=2 og vektorlengde M=2. Antall grener som kommer til/forlater hver tilstand er 2<MN>=8. VTCM 1-systemet 98 som er vist på FIG. 14 implementerer overgangsdiagrammet 52 for vektortilstand ved bruk av et 16-QAM modulasjonsopplegg for å modulere hver vektor. Den frie avstand for VTCM2-opplegget er:

Fordi VTCM2 benytter en symbolsammenstilling med fire ganger så mange symboler enn i skalar TCM, blir den frie avstand for VTCM2 meget mindre enn den frie avstand for skalar TCM. Imidlertid er bitfeiltaktens (BER) virkning ved VTCM2 sammenlignbar med skalar TCM. Dette kan føres tilbake til vektorstrukturen i modulasjonskodene.

Særlig kan BER for en gitterkode begrenses oppad med:

overføringsfunksjonen for tilstandsoverføirngsdiagrammet for gitterkoden, C er antallet av prosessinformasjonsbiter og Es er energien per gitterkodesymbol. I dette eksempel er for skalar TCM, C=2 og Es = Efc energi per bit, og for VTCM2, C=2 og Es = 2ED. Overføringsfunksj onene T (D, I) for skalare og vektortilstandsdiagrammer er gitt ved: og

BER-kurvene 100 for ukodede signaler, den kjente skalare TCM og VTCM2 er vist på

FIG. 15. BER-ytelsen for VTCM2 er så god som ytelsen for skalar TCM, men ved N ganger gjennomløpet (l/N av båndbredden) for den skalare TCM.

Selv om flere illustrerende utførelser av oppfinnelsen er vist og beskrevet, vil mange variasjoner og alternative utførelser fremkomme for fagfolk på området. Slike variasjoner og alternative utførelser er også påtenkt og kan utføres uten å avvike fra oppfinnelsens ånd og omfang slik den er angitt i kravene.

Claims (10)

1. Fremgangsmåte til koding av data omfattende: utvalg (17, 39) av et inngangssignal for å frembringe en sekvens av inngangsutvalg u[n]; blokking (60, 72) av inngangsutvalgene u[n] til en sekvens av inngangsvektorer u~<*> med lengde L; vektorgitterkodet modulering (81, 83) av sekvensen av inngangsvektorer slik at K inngangsvektorer blir avbildet i N utgangsvektorer v~<*> med lengde M i en utgangssekvens, som så blir modulert i symboler i en symboloppstilling; og frembringelse (82, 86) av en bølgeform som reaksjon på hvert av symbolene.

2. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, karakterisert ved at sekvensen med inngangsvektorer blir vektorgitterkodetmodulert ved: vektorsammenrullende koding (62, 64, 66, 74, 76, 78) av sekvensen av inngangsvektorer for å avbilde de K inngangsvektorer i de N utgangsvektorer v-og modulering (81, 84) av utgangsvektorene v-► til de nevnte symboler.

3. Fremgangsmåte som angitt i krav 2, karakterisert ved at utgangsvektorene inneholder M biter med informasjon og at symbolsammenstillingen omfatter 2M symboler, der hver av utgangsvektorene er modulert (81) til ett av de 2M symboler i den nevnte symbolsammenstilling.

4. Fremgangsmåte som angitt i krav 2, karakterisert ved at utgangsvektorene inneholder M biter med informasjon og at symbolsammenstillingen omfatter 2^N symboler, hvilke utgangsvektorer er modulert ved: kombinasjon av N utgangsvektorer sammen i en sammensatt vektor; og modulering av den sammensatte vektor til ett av de 2^N symboler i symbolsammenstillingen (84).

5. Fremgangsmåte som angitt i krav 2, karakterisert ved at den vektorsammenrullende koding omfatter: definering av et overgangsdiagram (52) som innbefatter, 2m tilstander Sq, S\, , S2111" 1 der m er et kodeminne (54), 2kM grener som ankommer og forlater hver tilstand (56), hvilke grener betegner overganger mellom tilstandene, og et par inngangs- og utgangsetiketter for hver gren som spesifiserer de K inngangsvektorer som bevirker overgangen mellom tilstandene og de N utgangsvektorer som er resultat av overgangen, hvilket par inngangs- og utgangsetiketter sammen bestemmer flerheten av K/N vektorsammenrullende koder som kan bli frembragt med tilstandsdiagrammet for en gitt blokk-lengde med inngangsvektorer; og fra en første av tilstandene, a) lesning av K inngangsvektorer fra sekvensen, b) overgang til den tilstand i overgangsdiagrammet som er angitt med de K inngangsvektorer, c) utføring som utgang av de N utgangsvektorer som er knyttet til denne overgang, og d) gjentagelse av trinnene a, b og c opp til en gitt blokk-lengde slik at de N utgangsvektorer sammen danner en av de nevnte K/N vektorsammenrullende koder.

6. Fremgangsmåte som angitt i krav 5, karakterisert ved at inngangs- og utgangsvektorene har samme lengde M, der K/N vektorsammenrullende koder blir definert med N MxM matriseverdisatte filteroverføirngsfunksjoner Ro(z), Rl (z), ....R}sj-i(z) som er fremkommet ved: frembringelse av skalarverdisatte filteroverføringsfunksjoner Hq(z), H^ (z), ...... Hn_i(z) for en K/N skalar sammenrullingskode; beregning av impulsreaksj onene hrj(z), hj(z), ...... hjsj-l Cz) for de skalarverdisatte filteroverføringsfunksjoner (102); beregning av polyfasekomponentene Qjj for 0 < i < N-l, 0 < j < M-l fra pulsreaksjonene (104); og anbringelse av M polyfasekomponentene Qjj for hver matriseverdisatt filteroverføirngsfunksjon i en pseudo-sirkulerende matrise (106).

7. Fremgangsmåte som angitt i krav 2, karakterisert ved at den vektorsammenrullende koding omfatter: multiplisering av hver påfølgende inngangsvektor med N MxL matriseverdisatte filteroverføirngsfunksjoner Rrj(z), Ri(z), R^ .^z) for å frembringe N sekvenser med filtrerte vektorer av lengde M, hvilke filteroverføirngsfunksjoner sammen danner en flertakts filtersats som definerer en flerhet av vektorsammenrullende koder (74); desimering av sekvensen med en faktor K for å frembringe respektive delutvalgte sekvenser som innbefatter hver K <te> filtrert vektor (76); utvidelse av de delutvalgte sekvenser med en faktor N for å innføre N-l lengde M nullvektorer mellom på hverandre følgende filtrerte vektorer og frembringe respektive utvidede sekvenser Sn for n=0, 1, ... N-l (78); forsinkelse av de utvidede sekvenser Sn der n=0, 1, N-l ved nM utvalg (48); og summering av de utvidede sekvenser sammen for å frembringe utgangssekvensen som en av de vektorsammenrullende koder (50).

8. Fremgangsmåte som angitt i krav 7, karakterisert ved at inngangs- og utgangsvektorene har samme lengde M, hvilke N MxM matriseverdisatte filteroverføirngsfunksjoner Rrj(z), Rj(z), Rn_i(z) fremkommer ved: frembringelse av skalarverdisatte filteroverføirngsfunksjoner Hrj(z), Hi (z), Hj^-i (z) for en K/N skalar sammenrullingskode; beregning av pulsreaksjonene hø(z), hj(z), h]s j_i(z) for de skalarverdisatte filteroverføirngsfunksjoner (102); beregning av polyfasekomponenter Qjj for 0 < i < N-l, 0 < j < M-l på grunnlag av pulsreaksjonene (104); og anordning av M polyfasekomponentene Qjj for hver matriseverdisatt filteroverføirngsfunksjon i en pseudo-sirkulerende matrise (106).

9. Fremgangsmåte som angitt i krav 2, karakterisert ved at den vektorsammenrullende koding omfatter: frembringelse av N forsinkede sekvenser ved forsinkelse av sekvensen av inngangsvektorer med nL utvalg der n=0, 1, N-l; desimering av de forsinkede sekvenser med en faktor K for å frembringe respektive delutvalgte sekvenser som innbefatter hver K <te> inngangsvektor fra den tilsvarende forsinkede sekvens (62); multiplisering av inngangsvektorene fra de K delutvalgte sekvenser med en NMxKL polyfasematrise T(z) for å frembringe N sekvenser med filtrerte vektorer av lengde M, hvilke polyfasematrise definerer en flerhet av vektorsammenrullende koder (64); utvidelse av sekvensene av filtrerte vektorer med en faktor N for å innføre N-l lengde M nullvektorer mellom på hverandre følgende filtrerte vektorer og frembringe respektive utvidede sekvenser Sn for n=0, 1, N-l (66); forsinkelse av de utvidede sekvenser Sn der n=0, 1, ...N-l, med nM utvalg; og summering av de utvidede sekvenser sammen for å frembringe utgangssekvensen som en av de vektorsammenrullende koder.

10. Fremgangsmåte som angitt i krav 9, karakterisert ved at inngangs- og utgangsvektorene har samme lengde M, der NMxKM polyfasematrisen er fremkommet ved: frembringelse av skalarverdisatte filteroverføirngsfunksjoner Hq(z), H](z), Hn-i(z) for en K/N skalar sammenrullende kode; beregning av pulsreaksjonene hrj(z), hj(z), hN _] (z) for de skalarverdisatte filteroverføirngsfunksjoner (102); beregning av polyfasekomponenter Qjj for 0 < i < N-l, 0 < j < M-l ut fra pulsreaksjonene (104); anordning av M polyfasekomponentene Qjj for hver matriseverdisatt filteroverføirngsfunksjon i en pseudo-sirkulerende matrise Rj(z) (106); beregning av MxM pulsreaksjoner ri[n] for de respektive pseudo-sirkulerende matriser Rl (z). (108); beregning av MxM delmatriser S(z) fra pulsreaksjonene q[n] (110); og blokking av delmatrisene S(z) for å danne den nevnte NMxKM polyfasematrise T(z) (112).