NO884003L - Drivkrets for gassutladningslampe. - Google Patents

Description

Oppfinnelsen vedrører en fremgangsmåte og et apparat for drift av utladningslamper. Mer spesielt angår oppfinnelsen problemet med å drive utladningslamper slik som fluorescens-, bue- og neon-lamper på en effektiv måte gjennom den komplekse arbeidssyklusen til disse innretningene.

Den vanlige metoden som benyttes til å starte og drive fluorescerende lamper, også kalt lysstoffrør, medfører en kraftkilde med en tomgangsspenning som er større enn den normale driftsspenningen for lampen, eller en anordning for å starte lampen eller en hjelpeanordning. I alle tilfeller er start-modusen og arbeidsmodusen to distinkte driftsmodi, idet det eneste unntaket er tilfellet med øyeblikkelig start av en enkelt lampe. Uansett hvilken type reguleringsutstyr som for tiden er i bruk, har de imidlertid alle en ting felles. I serie med lampen er det en strømbegrensende impedans som utgjør en ytterligere belastning av hensyn til stabilitet og effekt-regulering. Sett fra kraftforsyningen er derfor uttrykket "ballast" en passende betegnelse for disse innretningene. Alt konvensjonelt reguleringsutstyr vil for enkelthets skyld i denne beskrivelsen bli kalt "ballast".

Forskjellige forbedringer ved kraftforsyning og ballast-innretninger er beskrevet i US patent nr. 4 553 070, nr. 4 603 378, nr. 4 370 600, nr. 4 042 856, nr. 4 251 752, nr. 4 237 403, nr. 3 629 683, nr. 4 320 325, nr. 4 234 822, nr. 4 277 728 og nr. 4 127 795.

Den hovedfaktor som påvirker levetiden til lysstoffrør når de brukes i forbindelse med konvensjonelle ballast-innretninger slik som beskrevet i de ovennevnte tidligere kjente anordninger, er antallet starter sammenlignet med den tid de er på etter hver start, og omgivelsestemperaturen ved starting av lampen. Den forkortning av levetiden som skyldes antallet starter kan forklares ved det faktum at under startingen vil den høye spenningen som lampen må motstå før effektiv katodeemisjon er etablert, føre til at noe av emisjonsmaterialet på katoden blir forbrukt. Når alt emisjonsmaterialet er borte, vil selve katoden begynne å gå til grunne inntil hele katoden til slutt er borte, og lampen vil ikke lenger tenne. En annen faktor som bidrar til å ødelegge lampen, er strømreverserings-frekvensen i lampen. Når ledningsperioden i en retning opphører og ledning i den annen retning blir innledet, så må hvis frekvensen er lav nok til å tillate ledningsevnen til plasmaet i røret å falle og katoden samtidig tillates å bli avkjølt, før ledningen kan etableres i den nye retningen, en liten omstartsekvens finner sted, noe som medfører både et høyere potensiale over røret og påfølgende gjenetablering av katodeemisjonen som igjen vil resultere i et lite tap av emisjonsmateriale fra katoden.

Et annet problem i forbindelse med tidligere kjente drivkretser er at lyset slik det vanligvis forekommer, spesielt når det brukes utladningslamper, har irriterende biprodukter slik som en stroboskopisk effekt, akustisk støy og radiointerferens. Selv om det er blitt gjort anstrengelser for å redusere disse irriterende effektene, kommer det fremdeles klager fra de som befinner seg i disse opplyste områdene vedrørende psykologiske virkninger av stroboskopisk flimmer.

Det er derfor et behov for en forbedret fremgangsmåte og apparat for drift av utladningslamper, nemlig fluorescerende lamper, buelamper og neonlamper.

Et første formål med oppfinnelsen er å maksimalisere lyseffektiviteten til en utladningslampe og dens tilhørende elektroniske drivanordning. Dette blir utført ved hjelp av kraftkilde-karakteristikken til drivkretsen ved at den nødvendige energi blir brakt til å spre seg mens effektfaktoren i lampen holdes så nær 1 som mulig med de reelle komponenter som er tilgjengelige for realisering av anordningen.

Et annet formål med foreliggende oppfinnelse er å tilveiebringe en drivkrets som er enkel og billig å fremstille. Dette kan gjøres ved å velge komponenter som er begrenset til moden teknologi og som er billige og lett tilgjengelige.

Et tredje formål med oppfinnelsen er å øke levetiden til utladningslamper som blir drevet. Dette gjøres ved å minimalisere skaden på lampen under oppstarting og under etterfølgende drift. Lampens levetid blir forlenget ved å starte utladningslampene meget hurtig ved samtidig tilførsel av katodevarme og øke potensialet over lampen. Potensialet over lampen er ikke begrenset av kraftforsyningens potensialkilde, slik at drivkretsen innenfor sine konstruksjonsgrenser er i stand til å tilveiebringe hvilket som helst potensiale som er nødvendig for å tenne lampen. Selv ved temperaturer under 2 0°C er det i praksis blitt demonstrert oppstartinger som er praktisk talt øyeblikkelige og flimmerfrie. Under testing ved lav temperatur og ved vanlig temperatur er det ikke blitt observert tegn på rørskader slik som sverting av katodeområdene. I tillegg kan levetiden til utladningslamper forlenges ved å drive drivkretsen ved en meget høyere frekvens enn det vanlige reguleringsutstyret. Frekvensen blir valgt så høy at det ikke er nok tid til at emisjons-materialet på katodene kan avkjøles til det punkt hvor en liten omstart ville være nødvendig. Ved disse frekvensene opptrer lampeimpedansen som en ren resistans selv umiddelbart etter strømreversering.

Lampens levetid blir også påvirket av strømmens spissfaktor ved at den blir tvunget til å lede.

Hvis strømmen i røret skulle bli tvunget til å overstige den elektroniske emisjon som er tilgjengelig ved katoden, så vil ytterligere katodemateriale gå tapt. For å minimalisere denne effekten får kretsen ifølge oppfinnelsen strømmen i lampen til å være sinusformet og symmetrisk i begge retninger uten noen likestrøms-forskyvning. Dette sikrer at katodeslitasjen vil bli minimalisert og utjevnet på begge ender.

Et ytterligere formål med foreliggende oppfinnelse er å tilveiebringe en drivkrets som tillater sikker fjerning av en utladningslampe når den er skadet eller utbrent. Dette blir oppnådd ved å konstruere kretsen slik at lampen gjøres til en nødvendig komponent for opprettholdt drift, slik at hvis lampen blir fjernet eller skadet, vil driften opphøre, og man unngår således faren for å opprettholde for store spenninger på lampe-sokkelen mens lampen blir skiftet ut eller mens man venter på at den skal bli skiftet ut. I tillegg er det sørget for signalnivå-innkobling og utkobling av drivkrets-operasjonen. Dette er nyttig for å tilveiebringe en alternativ måte til å forhindre overheting eller for å frakoble enheten av andre grunner når man finner det nødvendig.

Et femte formål med oppfinnelsen er å tilveiebringe en drivkrets tilpasset for å minimalisere de uønskede bieffekter som skapes under drift av utladningslamper. Dette er oppnådd ved å tilveiebringe en drivkrets som drives fra en likestrømskilde for derved å skape en drivkrets som er praktisk talt flimrefri. Eventuell stroboskopisk effekt som kan være til stede, er ved en frekvens 30 til 100 ganger høyere enn det som nå er vanlig. Selv om effekten kunne oppfattes av mennesker, vil den videre ved disse frekvensene være betydelig dempet på grunn av vedvarenheten til selv billige fosfortyper. Akustisk støy er ved en frekvens to ganger drivkretsens arbeidsfrekvens, noe som er godt over hva mennesker er i stand til å høre. Ved frekvenser fra 50.000 til 100.000 perioder pr. sekund (som vanligvis vil være tilfellet med drivkretsen, utgjør dessuten luft og konstruksjonsmaterialer et meget dårlig medium for effektiv overføring og danner en effektiv anordning til å dempe den lille, umerkelige akustiske støy som kan unnslippe.

Ifølge et første aspekt ved oppfinnelsen er det tilveiebrakt en drivkrets for en utladningslampe med et katodepar og et anodepar, omfattende en resonanskrets-anordning koblet i serie med utladningslampen, en koblingsanordning koblet mellom en negativ og positiv spenningskilde innrettet for vekselvis å koble resonanskretsen til denne, en reaktiv kretsanordning koblet over utladningslampen og innrettet for å frembringe en høy spenning over lampen, en synkroniseringskrets-anordning for å drive koblingsanordningen, idet synkroniseringskrets-anordningen er koblet til koblingsanordningen og utladningslampen, og en styrekrets-anordning for å regulere den energimengde som trekkes fra spenningskilden.

Ifølge et annet aspekt ved oppfinnelsen er det tilveiebrakt en fremgangsmåte for å drive en belastning for å spre en forut bestemt energimengde, ved å bruke en kraftkilde-anordning med en resonanskrets-anordning som innbefatter belastningen, en koblingsanordning forbundet mellom en negativ og positiv spenningskilde innrettet for vekselvis å forbinde resonanskrets-anordningen til denne, en synkroniseringsanordning for å drive koblingsanordningen, idet synkroniseringsanordningen blir koblet til koblingsanordnignen og resonanskrets-anordningen, og en styreanordning for å regulere den energimengde som trekkes fra spenningskilden, hvor: en tilstand med null strøm detekteres ved koblingsanordningen ved hjelp av synkroniseringsanordningen,

koblingsanordningen aktiveres for å drive resonanskrets-anordningen mellom den negative og positive spenningskilde når tilstanden med null strøm blir detektert;

styreanordningen aktiveres når resonanskrets-anordningen er koblet til den positive spenningskilde for å tillate en forut bestemt ladningsmengde å bli absorbert fra den negative spenningskilde;

styreanordningen aktiveres når resonanskrets-anordningen er koblet til den negative spenningskilde for å tillate en forut bestemt ladningsmengde å bli absorbert fra den positive spenningskilde; og

ladningen tillates å bli overført til resonanskrets-anordningen for derved å gi belastningen mulighet til å forbruke en forut bestemt energimengde.

Spesielle utføreselsformer av oppfinnelsen vil bli beskrevet i forbindelse med de vedføyde tegninger, der: Fig. 1 er et skjematisk diagram av drivkretsen for en ut ladningslampe ifølge oppfinnelsen; Fig. 2 er et skjema over en AC/DC-omformer ifølge en annen utførelsesform av oppfinnelsen; Fig. 3a, 3b, 3c er blokk-skjemaer over koblingskretser i henhold til tredje, fjerde og femte utførelsesformer av oppfinnelsen; Fig. 4a og 4 b er skjemaer over forskjellige lamper ifølge en sjette og sjuende utførelsesform av oppfinnelsen; Fig. 5a og 5b er skjemaer over styrekretser ifølge en tiende og ellevte utførelsesform av oppfinnelsen; Fig. 6 er et skjematisk diagram over en drivkrets for en utladningslampe ifølge en tolvte utførelsesform av oppfinnelsen; Fig. 7 viser en første magnetisk delkrets som utgjør en del av en ytterligere, trettende utførelsesform av oppfinnelsen; Fig. 7a viser en annen magnetisk delkrets som utgjør en ytterligere del av denne ytterligere utførelsesform; Fig. 7b viser en typisk spolesammenstilling i denne ytterligere utførelsesformen; Fig. 7c viser et trinn i fremstillingen av delkretsene på figur 7 og 7a; Fig. 8 viser et kretsskjema over den trettende utførelsesform av oppfinnelsen; Fig. 8a - 8c og d viser bølgeformer som opptrer i utførelses- formen på figur 8 og modifikasjoner av denne; og Fig. 8e viser en del av et kretsskjema som illustrerer en slik utførelsesform.

Drivkretsen og fremgangsmåten som er gjenstand for denne beskrivelsen, begrenser ikke den energi som leveres til lampen slik tilfellet er med en ballast, men får heller lampen til å omvandle (dissipere) den nødvendige energi. Et mer passende uttrykk for å beskrive virkningen er derfor at lampen "drives". For enkelhets skyld vil anordningen for drift av lampen i beskrivelsen bli kalt "lampedrivkretsen" eller ganske enkelt "drivkretsen". De teknikker som brukes for å få lampen til å dissipere den nødvendige energi, vil bli kalt "driftskrav".

Vanligvis har kraftforsyninger vært av to grunnleggende typer, d.v.s. strømkilder eller spenningskilder med ytterligere trekk slik som henholdsvis "spenningsbegrenset" eller "strøm-begrenset". I begge tilfeller har den energi som leveres til belastningen, blitt bestemt av belastningens impedans. En enkel illustrasjon av det resistive tilfellet kan illustrere poenget. Hvis en kraftforsyning av strømkilde-typen blir tilkoblet en ohmsk motstand, så vil den effekt som trekkes fra forsyningen, være bestemt av uttrykket W = i<2>R. I tilfelle en kraftforsyning i form av en spenningskilde er uttrykket for den effekt som trekkes, W = V<2>/R. I begge tilfeller blir den effekt som trekkes, bestemt av belastningen og ikke av kraftforsyningen. Mange elektriske belastninger som man møter i virkeligheten,

har ikke en stabil impedans, men har en impedans som er sterkt avhengig av den spenning eller strøm som tilføres. Utladningslampen er en illustrasjon på denne type belastning. Til å begynne med opptrer utladningslampen som en åpen krets, og inntil spenningen som påtrykkes over den, er høy nok, leder den ikke. Straks ledning er innledet og strøm begynner å flyte,

begynner innretningens impedans å falle og oppviser en negativ impedanskarakteristikk. For at en utladningslampe skal avgi det nødvendige lys, må den dissipere en nødvendig energimengde.

Men det reguleringsutstyr som vanligvis er i bruk med denne type belastning, er av strømkilde-typen, og derfor avhenger den virkelig forbrukte energi mer av lampen enn av reguleringsut-styrets evne til å levere energien. Den virkelige energi som forbrukes av lampen, vil da avhenge av fremstillingstoleransene, omgivelsestilstandene og forandringen av rørparametrene som en følge av elding.

Hvis det derimot benyttes reguleringsutstyr hvor den energi som leveres til lampen, er uavhengig av de ovennevnte variable i lampen, så vil lampen bli tvunget (eller drevet) til å forbruke den nødvendige energi og følgelig tilveiebringe den tiltenkte lysutgang.

Det vises nå til figur 1 hvor det er vist et skjematisk diagram over en drivkrets for en utladningslampe ifølge et første aspekt av oppfinnelsen. Drivkretsen er hovedsakelig sammensatt av en EMI-filtreringskrets 10, en AC/DC-omformer 11, en koblingskrets 12, en resonanskrets 13, en belastning 14, en synkroniseringskrets 15 og en energi-reguleringskrets 16.

EMI-filterkretsen 10 er nødvendig i praktisk talt alt høyfrekvens-utstyr for å forhindre høyfrekvent interferens fra å bli ledet tilbake i forsyningsledningene eller den lokale forsyning som kan stå i forbindelse med følsomt utstyr. Drivkretsen frembringer på grunn av sin beskaffenhet lavere energiutsendelser for en gitt effektmengde enn omformings-topologier som vanligvis er i bruk. Kravene til denne kretsen er derfor mindre strenge enn hva som ellers kunne vært tilfelle. Både AC- og DC-kraftkilder kan imidlertid kreve at denne

kretsen er til stede.

I foreliggende tilfelle er det skissert et lavpassfilter som ser i retning av linjen. Hvis mer filtrering er nødvendig kan det også brukes en stor mengde kjente filterformer.

Dioder 3 0 og 31 og kondensatorer 3 2 og 3 3 i AC/DC-omformerkretsen 11 danner en likeretter og et filter som er DC-forsyningen for drivkretsen.

AC/DC-omformerkretsen 11 er bare nødvendig hvis drivkretsen skal arbeide i et AC-system. Den grunnleggende drivkretsen krever likestrøm, og derfor angår, bortsett fra å produsere den nødvendige likestrøm, det andre formålet med denne kretsens praktiske betraktninger i virkelige anvendelser, og spesielt den rms-strøm som trekkes fra forsyningen og fasevinkelen.

I et AC-system hvor bare noen få drivkretser skal brukes, er ikke dette noen hovedsak, og derfor er den viste realisering velegnet for en slik anvendelse. I anvendelser hvor et stort antall drivkretser brukes på en enkelt krets, vil den AC/DC-omformerkretsen som er vist på figur 2, være mer egnet siden spiss-faktoren til den strøm som er nødvendig for å lade filterkondensatoren, er regulert ved en lavere verdi, og siden effekt-faktor-karakteristikken også er hovedsakelig ikke-reaktiv. Dette er spesielt ønskelig i fordelingssystemer hvor der er en betydelig etterslepende reaktiv effekt-faktor til stede. Virkningen er at under den første del av perioden vil kretskonfigurasjonen ta energi fra den reaktive energi som tvinges inn i energi-ledningen av det induktivt reaktive utstyr under den tidlige del av hver periode. Ut fra en nyttebetraktning er netto-virkningen at der er en forbedring i den totale belastningens effektfaktor.

Koblingskretsen 12 er sammensatt av elektriske svitsje-elementer som vekselvis vil forbinde serie-resonanskretsen 13 med de positive og negative skinnene 17 og 18 styrt av synkroniseringskretsen 15. Realiseringen kan være i halvleder-form, slik som bruk av bipolare eller MOS-transistorer 41, 44, eller endog mekaniske brytere. Valget vil påvirke arbeidsfrekvensen og konstruksjonen av synkroniseringskretsen 15. Figur 3a, 3b og 3c skisserer noen av disse mulighetene.

Figur 3c viser at koblingskretsen kan innbefatte en transformator 19 hvis den nødvendige utgangsspenning må være forskjellig fra den som er tilgjengelig. Den kretsen som er vist på figur 3c, er en vertikal mottakt-krets som bruker kaskadedrevne bipolare transistorer. En av fordelene ved å bruke denne kretskonstruksjonen, er at den gir en lav kapasitet fra ende til ende i transformatorer som er totråd-viklet, siden de to vik lingene er i fase, noe som resulterer i høyere effektivitet ved høy spenning, høyfrekvens-drift og lave fremstillingskostnader.

Resonans-kretsen 13 består hovedsakelig av en LC-seriekrets. Denne utgjør en hoveddel av de frekvensbestemmende komponenter. Induktoren 20 er hovedinduktansen i systemet, mens en kondensator 21 er en av flere, men den dominerende. Kondensatoren 21 er også ansvarlig for evnen til å levere meget sterk strøm fra kraft-kilden ved tilstander med lav belastningsimpedans. Videre er kondensatoren eller en ekvivalent komponent til denne alltid nødvendig ellers vil ikke energi-reguleringskretsen 16 arbeide riktig. Hvis kraftkildens egenskaper skal opprettholdes, kan det ikke tillates noen DC-bane gjennom de frekvensbestemmende elementer.

Belastningen 14 utgjøres av en utladningslampe 22 og et reaktivt element 2 3 for å frembringe evnen til å levere meget høy spenning fra en energikilde ved høy belastningsimpedans eller tomgangstilstander. Reaktansene kan være enten kapasitive eller induktive avhengig av om arbeidsfrekvensen under tilstander nær tomgangsdrift må heves eller senkes. Denne reaktansen vil også påvirke arbeidsfrekvensen til systemet og er derfor det frekvensbestemmende hovedelement i systemet. Denne reaktansen er vist i forbindelse med belastningen fordi valget av type (induktiv eller kapasitiv) og spesifikk verdi er svært avhengig av den type belastning som skal drives.

Som skissert på figur 4a, vil for eksempel en utladningslampe, slik som en neon-lampe, brukt som belastning, kreve en parallell reaktans slik at energi vil være tilgjengelig for belastningen når belastningsspenningen er meget høyere enn den tilgjengelige spenning ved bryteren, både for å starte og om ønskelig for å drive belastningen. Enhver type kan velges. Forholdet til hoved-resonanskondensatoren er avhengig av anvendelsen. Valget vil imidlertid påvirke driftsfrekvensen og derfor vil den endelige arbeidsfrekvensen eller driftsfrekvensen være resultatet av de to valgte reaktansene.

For å minimalisere den virkning belastningen vil ha på variasjonen i driftsfrekvensen når belastningsimpedansen varierer, bør spenningen over hoved-resonanskondensatoren være minst 1,4 ganger den forventede spenning over belastningen.

Hvis en resistiv belastning brukes med en tiltenkt arbeidsspenning som er høyere enn den tilgjengelige forsyningsspenning, vil det være nødvendig med en parallell reaktans som vil resultere i en parallell ekvivalent impedans som tillater den ekvivalente serie-resonans-strøm å være høyere enn den tiltenkte belastningsstrøm, idet kriteriene er at produktet av belastningsspenningen ganger belastningsstrømmen bør være lik den tilgjengelige kildespenning ved bryteren ganger den ekvivalente serie-resonans-strømmen.

Synkroniseringskretsen 15 omfatter også en startkrets 24. Startkretsen kan være enhver pulsgenerator som vil koble ut straks kretsen er i drift.Startkretsen24er bare vist som en illustrasjon, og oppfinnelsen er ikke begrenset til denne utførelsesformen.

Synkroniseringskretsen utfører flere viktige funksjoner. For det første er den ansvarlig for å drive koblingskretsen 12 ved strøm som er så nær null som mulig. For det andre må den drive koblingskretsen avhengig av dennes type, slik at kom-mutering vil finne sted så nær null-strømtilstanden som mulig. Synkroniseringskretsen 15 oppviser for denne funksjonen en transformator 25. Konstruksjonen av transformatoren i dette tilfellet må ta i betraktning forsinkelsestiden til de bryterelementer 17 og 18 som brukes, slik at omkoblingen finner sted ved null strøm. I tillegg må synkroniseringselementet også tilveiebringe den nødvendige drivenergi til bryterne. Kravet til drift av MOS-anordninger er helt forskjellig fra kaskadedrift ved hjelp av polare transistorer. Konstruksjonen av kretsen vil avhenge av de koblingselementer eller bryterelementer som velges.

Energiregulerings-kretsen 16 regulerer den energimengde som utladningslampen trekker fra kraftforsyningen under hver halvperiode. Denne funksjonen blir utført ved å måle en viss ønsket ladning inn i en reaktiv komponent, og når det ønskede ladnings-nivå er nådd, blir resirkulasjon av effekt innledet for å forhindre strøm fra å flyte fra kraftforsyningen for derved å forhindre ethvert ytterligere energifall. Forutsatt at det ikke finnes noen likestrømsbane gjennom de frekvensbestemmende komponentene og spenningen over den frekvensbestemmende hoved-kondensatoren er minst 1,4 ganger belastningsspenningen, så vil energi-reguleringsmekanismen ha praktisk talt neglisjerbar virkning på driftsfrekvensen.

I den utførelsesformen som er vist på figur 1, kan man se at hvis kondensatoren er meget stor, vil driftsfrekvensen bli dominert av de reaktive serie-belastningskretsene 13 og 14. Hvis derimot kondensatorene blir eliminert, så vil spenningen ved belastningen som tvinges mellom de to diodene, være praktisk talt i fase med den AC-spenning som stammer fra koblingskretsen 12. Nettoresultatet vil være at den effektive spenning over serieresonans-kretsene 13 og 14 vil ha en meget lav verdi, men frekvensen vil likevel være den samme. Virkningen av å variere verdien av kondensatorene i krets 16, er å variere den spenning som driver serie-resonanskjeden, og dermed styrer energien uten i særlig grad å påvirke arbeidsfrekvensen.

Andre utførelsesformer av styrekretsen er vist på figur 5a, 5b og 6. Den mest sammensatte av disse er vist på figur 6 ved henvisningstall 26. Kretsen skisserer en integrerbar dele- og drivkrets for en MOS-bryter. Kretsen tar en referanseverdi innstilt ved hjelp av en variabel motstand 48 og korrelerer den med forsyningsspenningen, slik at hvis forsyningsspenningen dobles, blir den strøm som trekkes, redusert til halvparten for derved å tilveiebringe en programmerbar kraftkilde og omformer med konstant energi. Forbindelsespunktet for den variable motstand 48 kan også brukes for fjernprogrammering eller til tilbakekoblings-drift med lukket reguleringssløyfe. Reguleringskretsen 26 kan brukes fordi energireguleringsmåten har neglisjerbar virkning på driftsfrekvensen. Uansett aktiviteten inne i reguleringskretsen forblir også spenningen og strømmen gjennom belastningen sinusformet.

Det skjematiske diagram som er vist på figur 6, repre-senterer en mer sammensatt, men mer effektiv drivkrets for en utladningslampe. Den er sammensatt av den vertikale mottakts-koblingskretsen 27 som også er vist på figur 3c. Krets 28 er hovedsakelig sammensatt av en dobbel resonanskrets kombinert ved hjelp av en transformator T brukt som en dobbel drivkrets. En startkrets 29 blir også brukt og er maken til startkretsen 24 på figur 1.

Det vises igjen til figur 1 hvor motstand 34 og en zener-diode 35 danner en spenningsreferanse ved katoden til zenerdioden 35. En komponent 37 utgjør en utløsningsinnretning som kalles en "PUT".

Anoden til utløsningsinnretningen 37 er koblet til en kondensator 39 som blir ladet gjennom en motstand 40, som danner en tidskonstant slik at når spenningen til anoden på utløsnings-innretningen 26 er høy nok til å lede, vil den få utløsnings-innretningen (PUT) til å tenne og dermed levere en energipuls for å slå på transistor 41. Straks transistoren er ledende,

vil det flyte strøm gjennom serieresonanstank-kretsen som er sammensatt av leder 20, kondensator 21, kondensator 23, transformator 25 og kondensatorene 42 og 43. Utladningslampen 22 er ennå ikke tent og opptrer derfor som en åpen krets over kondensatoren 23. Lampens 22 katoder er i serie med begge ender av kondensatoren 23 og tjener dermed til å fullføre seriekretsen.

Hvis lampen skulle være fjernet eller en av katodene være brutt, slik at kretsen ikke fullføres, vil ikke transformatoren 25 lede strøm, og dermed forhindres transistoren 41 fra å bli låst i på-tilstanden. Denne mekanismen virker dermed til å forhindre kretsen fra å starte i tilfelle en fraværende eller feilaktig lampe, eller hvis lampen fjernes under drift, så vil driften også opphøre. Katodeelementene til lampen 22 er derfor nødvendige komponenter for opprettholdt drift.

Låsingen av transistoren 41 til på-tilstanden utgjør en trinnfunksjon tilført serieresonans-kretsen. Den resulterende transient vil få spenningen mellom induktoren 20 og kondensatoren 21 til å nå en topp i positiv retning når strømmen i seriekretsen når null. På dette tidspunkt vil strømtransformatoren 25 ikke lenger kunne opprettholde drift av transistoren 41. Videre vil magnetiseringsstrømmen i strømtransformatoren 25 sammen med den kommende strømreversering i serieresonans-kretsen få transistoren 44 til å bli slått på, mens emitteren i transistor 41 blir forspent i motsatt retning og dermed slås av. Transistoren 33 blir nå låst i på-tilstand av drivtransformatoren 25, som er konstruert for å tilveiebringe en drivstrøm tilstrekkelig til å opprettholde metning ved å tilveiebringe en basisstrøm som i dette tilfellet er proporsjonal med emitterstrømmen til transistor 44. Igjen er en trinnfunksjon blitt påtrykket seriekretsen som nå får den resulterende transient mellom lederen 20 og kondensatoren 21 til å svinge i motsatt retning. Hver gang kollektoren til transistor 44 nærmer seg den negative skinnen, holder den kondensatoren 39 utladet via dioden 45 og innfører dermed ingen ekstra startpulser mens systemet er i drift. Det foregående beskriver derfor de to første periodene med etablert, synkronisert drift som vil få serieresonans-kretsen til alltid å arbeide ved sin naturlige resonansfrekvens, og derfor vil driften være ved den maksimalt mulige Q. Drift av denne typen uten at noen tapsmekanisme eller tapskomponent er til stede,

vil gjøre at spenningen til transienten mellom lederen 20 og kondensatoren 21 blir høyere og høyere for hver påfølgende halvperiode. Det er denne Q-anvendelsen som tillater kretsen å påtrykke spenninger som er langt større enn forsyningsspenningen til belastningen, (i dette tilfelle utladningslampen 22) for derved å oppnå kraftkildens egenskap med meget høy spenning når ingen energi blir forbrukes. Straks spenningen mellom lederen 20 og kondensatoren 21, når den deles mellom kondensatorene 21 og 23 og kombinasjonen av kondensatorene 42 og 43, gir et potensiale over kondensatoren 23 som er tilstrekkelig til å få lampen 22 til å lede, vil lampetenning finne sted. Lampe-tenningen blir videre hjulpet av den katodestrøm som tilveie-bringes til kondensatoren 23 før tenning, for derved å senke det nødvendige tenningspotensialet. Dette er hvordan kretsen utfører den hurtige startsekvensen. Hvis øyeblikkelig startmodus er ønsket, vil kondensatoren 23 bli koblet over lampen som før, men den vil være dimensjonert slik at: 1. Ingen slik katodestrøm tillates å forsterke katodeemisjonen eller 2. I tilfellet med lamper for øyeblikkelig start hvor hjelpevarme ikke er mulig, vil kondensatoren 23 ganske enkelt bli koblet over lampen slik at avbruddet av seriestrømmen i tilfelle av fjerning av røret, nå vil bli tilveiebrakt ved hjelp av de kontaktanordninger som vanligvis er nødvendige for bruk av denne type lampe.

Man kan av det ovenstående se hvordan kraftkilde-forsyningen utfører tenningssekvensen for det fluorescerende lyset som den fundamentale driftsmodus.

Straks lampen 22 begynner å lede strømmen, er dens impedans som nå er resistiv, i parallell med kondensator 23, noe som effektivt endrer den ekvivalente serieresonans-frekvensen. Siden drivtransistorene 41 og 44 er synkronisert ved hjelp av transformatoren 25, vil den etterfølgende drift opprettholdes ved den maksimale Q. Ettersom strømmen i lampen 22 øker på grunn av negativ impedans-karakteristikk, blir kondensatoren 23 mer og mer omgått og senker derved ytterligere arbeidsfrekvensen, inntil induktor 2 0 og kondensator 21 blir de dominerende frekvensbestemmende elementene når full ledning i lampen er nådd, og resonans-frekvensen påvirkes bare i liten grad av den parallelle kombinasjon av lampen 22 og kondensatoren 23 (som nå opptrer hovedsakelig resistivt).

Var det ikke for diodene 46 og 47, ville den fortsatte senkning av lampeimpedansen resultere i hevning av kretsens Q,

og dermed ville strømmen og derfor energien som bygges opp i tankkretsen, øke ukontrollert.

Hvordan diodene 46 og 47 begrenser energien, blir forklart

ved å beskrive mekanismen for energiopptaket fra DC-forsyningen.

Det vises tilbake til de innledende driftstrinn da transistoren 41 først ble slått på, da gikk strømbanen gjennom kondensatoren 42 og 43 og deretter gjennom transistor 41. Hvis både kondensator 42 og 4 3 har samme verdi, så vil halvparten av strømmen komme via kraftforsyningen ved diode 31, gjennom kondensator 42 og seriekretsen, for å strømme ut gjennom transistor 41 og vende tilbake til den negative siden av DC-kraftforsyningen. Den andre del av seriekrets- og transistor-strømmen kommer ved hjelp av utladningskondensatoren 43. Denne del av strømmen vil imidlertid flyte gjennom transistor 41 og inn i kondensator 43 over den positive skinnen. Denne sistnevnte del av den totale strøm blir sirkulert mens den første del, som strømmer fra og til kraftforsyningen, utgjør et netto effektuttak fra kraftforsyningen som er lik denne del av strømmen ganger kraftforsyningens spenning. Likeledes blir denne prosessen gjentatt i neste halvperiode gjennom transistor 44 og kondensator 43, noe som resulterer i et effektopptak. Ettersom strømmen i resonansperioden øker for hver påfølgende halvperiode, blir mer energi trukket fra kraftforsyningen, proporsjonalt med den økte strøm i tank-kretsen. Straks strømmen gjennom kondensatorene 42 og 43 er tilstrekkelig til å tilveiebringe en spenning som er høy nok til å få diode 4 6 eller 47 til å lede, vil netto energiopptak opphøre for den del av perioden. Mens en av diodene er ledende, blir derfor energi resirkulert. Denne mekanismen med resirku-lering av energi straks tankstrømmen har nådd det ønskede strømnivå, er mekanismen for regulering av energien i tanken og deretter energien til belastningen. Denne resirkulerings-mekanismen forhindrer derfor den ukontrollerte økning i spenning eller strøm som kunne skade enheten.

Fra den ovenstående beskrivelse kan man lett se at den selvsynkroniserende prosessen alltid opprettholder resonans og at den totale impedansen til de reaktive elementene i seriekretsen dermed kanselleres. Sett fra lampen er der, bortsett fra ikke-linearitetene i de benyttede komponenter, ingen serieimpedans som effektivt begrenser strømmen eller spenningen som påtrykkes lampen. Siden det ikke er noen effektiv serieimpedans finner det ikke sted noen ballast-forsyning i den vanlige mening, men lampen blir tvunget til å forbruke all den energi som trekkes fra kraftforsyningen under hver halvperiode. Følgelig tilveiebringer den foreliggende drivkretsen egenskapene til en nesten ideell kraftkilde, nemlig meget høy spenning ved høy impedans og meget høy strøm ved kortslutning.

En ytterligere utførelsesform av oppfinnelsen vil nå bli beskrevet under henvisning til figur 7 til 8e på tegningene.

Figur 7 illustrerer en magnetkrets-anordning med flere funksjoner, antydet generelt med henvisningstall 50, ved hjelp av hvilken de følgende magnetiske krav blir tilveiebrakt i en annen utførelsesform av foreliggende oppfinnelse som er vist på figur 6: fellesmodus-filterinduktor, induktor med høy effekt-faktor og dynamisk nivåfiksering.

For å tilveiebringe alle disse funksjonene vil det vanligvis kreves tre sett med kjerner (to induktorer og en transformator) og fem viklinger, noe som ville ødelegge den økonomiske utnyttelse av anordningen på grunn av de høye omkostningene og det store volumet, idet ingen av disse faktorene er ønskelige på et marked med stor konkurranse. Ytterligere fordeler med en liten flerfunksjons-anordning er høyere effektivitet og mindre vanske-ligheter med å regulere EMI. Den mindre konstruksjonen reduserer graden av elektrostatisk kobling og oppviser en mindre kilde til magnetiske spredningsfelt.

Effektiviteten i en magnetisk anordning er avhengig av kjernetap og ledertap. Kjernetap er sammensatt av materialets spesifikke tap ganger volumet av det anvendte kjernematerialet. Når andre ting ellers er like, følger det derfor at jo mindre volumet til det brukte kjernematerialet er, jo lavere vil det totale kjernetap bli. Det samme gjelder for ledertap, og et typisk eksempel ville være lekkasjetransformatoren, som når den erstattes av den diskrete ekvivalente kretsen, resulterer i en mindre effektiv realisering.

Med den foreliggende konstruksjonsmetode oppnås maksimal utnyttelse av alle råmaterialer mens ytelsen ikke bare bevares, men økes. Figur 7a viser en annen magnetisk delanordning 52 som er nødvendig i den utførelsesform som er vist på figur 8. Denne konstruksjonen er en fellesmodus- og differensialmodus-induktor med energi- og støy-filtrering som sin hovedoppgave. Den fullstendige kraftmagnet-komponenten kan konstrueres fra fire kjernehalvdeler med form som E. (E-kjernen blir foretrukket siden det er den mest vanlig og billigste formen som er tilgjengelig) . En kjernehalvdel 54 blir kuttet langs to skjære-linjer 53, 54 som vist på figur 7c. Benspissene 55 er de eneste som går til spille og er en funksjon av de nødvendige lengder på shuntstykkene. Baksiden 56 av kjernen blir I-stykket for delanordningen 52 på figur 7a, mens de gjenværende stykkene blir brukt i sammenstillingen på figur 7. Figur 7b er en skisse av en typisk spoleanordning 58. Spolene er viklet som selvbærende konstruksjoner ved bruk av tråd belagt med termoplast som ikke krever noen spoleform eller andre hjelpematerialer. Etter at shuntstykkene er innsatt, krever det rommet som er igjen, en spole som er konstruert nesten som en spiral. Dette er en ytterligere fordel siden det gir spoler som er lette å kjøle (lavere punkttemperatur og lavere stigning av ledermotstanden), har lav kapasitet fra ende til ende og lav mellomlags-spenning, og det kan derfor brukes en billig, auto-matisert viklingsprosess.

Ett shuntstykke er dannet av det avskårne midtre benet 60

i E-kjernene 54, og det andre er dannet ved å sementere de ytre benstykkene 61 sammen, noe som resulterer i shuntstykker som har to ganger det effektive kjernearealet til kjernen i den enkelte vikling. Selv om dette avviker fra hva som er vanlig, er det ønskelig siden kretstopologien på grunn av seriekondensatorer i både primær- og sekundær-viklingen, tillater reaktiv energilagring mellom de to viklingene. Dette resulterer i at gap-arealet må være to ganger det arealet som omsluttes av hver vikling. Fordelen er at kjerne- og ledertapene er jevnt fordelt over anordningen.

Induktoren med høy effektfaktor blir implementert i det andre vinduet av E-kjernesettet. Her er også energilagringen i kjernen jevnt fordelt siden den strøm som passerer gjennom begge viklingene, er den samme. Det midtre benet i E-kjernen har også to ganger tverrsnitts-arealet til bena med viklingene, og det er det som er nødvendig for å avkoble induktoren med høy effekt-faktor fra lekkasje-transformatoren, mens det opprettholdes relativt jevn fluksfordeling gjennom kjernen.

Sammenstillings-prosessen for anordningen på figur 7, krever derfor at etter at shuntstykkene er skåret av, må kjernene isoleres (belegges eller tapes), de respektive viklinger må anbringes på sine utpekte ben, E-kjernehalvdelene må settes sammen og shuntstykkene sementeres mellom viklingene. Likeledes krever sammenstillingen 52 på figur 7a at kjernen blir isolert og spolene blir anbrakt på sine respektive ben, og så at I-stykket 56 som er igjen fra avskjæringen av shuntstykkene, blir sementert på plass.

Utførelsesformen av kretsen som er vist på figur 8, avviker fra de tidligere versjoner på tre viktige punkter.

For det første har energiregulerings-kretsen blitt omgjort for å regulere ikke bare energi til resonansomformeren, men også til å regulere den strøm som trekkes fra den likerettede og lett filtrerte AC-linjen, slik at strømmen fra linjen er proporsjonal med linjespenningen. Resultatet er at drivkretsen sett fra utnyttelsesanordningen synes meget lik en resistiv belastning med en effektfaktor som typisk er bedre enn 90 %. Den omgjorte energi-reguleringskretsen fordeler også energien mellom resonansomformeren som utgjøres av komponentene 83, 84 og 85, og en lagringskondensator 98 på en måte som minimaliserer energi-rippel i belastningen. Følgelig er lampeflimmeret mindre enn hva som observeres i andre elektroniske ballast-anordninger med høy effekt-faktor, og visserlig mindre enn ved konvensjonelt reguleringsutstyr.

Den andre hovedforskjellen i utførelsesformen på figur 8, er en forbedret synkroniserende koblingsomformer 83 for drift av krafttransistorene 101, 102 slik at effektiviteten i omformeren 83 forbedres ytterligere. Behovet for effektivitet er viktigere i anordninger med høy effektfaktor siden den ytterligere energi-håndtering for å oppnå den høye effektfaktor, resulterer i tilleggstap, som, hvis det ikke gjøres noe med dem, i alvorlig grad ville forringe nytten av anordningen. Forbedringen er i form av en dynamisk nivåfiksering som frembringes av komponenter 105, 106, 94, 111 og 107, 108, 94 og 110 og tilkoblet hver transistor, som tillater operasjon i det fullstendig mettede området for en del av hver halvperiode (lite ledningstap under denne perioden), mens den respektive transistor i sistnevnte del av halvperioden blir brakt til å komme ut av metning på en regulert måte, og blir drevet ved kritiske driftsforhold i vente på avslåing, noe som resulterer i senkede koblingstap og mulig-gjør drift ved høyere frekvenser. De resulterende bølgeformer er vist på figur 8 a. Koblingsomformeren 83 har dioder 110 og 111 koblet i serie med en spenningskilde utledet fra tilpasnings-transformatoren for belastningen for å tilveiebringe en forspenning proporsjonal med utgangsspenningen, for således å forbedre den vanligere fremgangsmåten med anti-metnings-nivåfiksering.

Tredje forskjellen i utførelsesformen på figur 8, er omfordelingen av de kapasitive elementer for å trekke full nytte av flerfunksjons-magnetkretsen slik at energilagring og følgelig tap, vil bli jevnt fordelt over delanordningens termiske masse. Figur 8 viser også en målekrets 82 med effektfaktor lik 1, som er sammensatt av en kondensator 95, dioder 96, 97 og en fellesmodus/differensialmodus-induktordel 94 av komponenten 50.

Under drift må spenningen på kondensatoren 98 alltid være høyere på dioden 97. Denne tilstand vil bli oppnådd etter at strømstøtet som skyldes at energien slås på, har dødd hen, og strømmen i resonanskretsen gjennom kondensatoren 112 er to ganger den RMS-strømmen som skal trekkes fra linjen. Hvis resonans-strømmen er større enn to ganger, for eksempel tre ganger den nødvendige linjestrøm, så vil den noramle arbeidsspenning på kondensatoren 112 være 1,5 ganger topp-spenningen på linjen. Dette er ikke en ønskelig tilstand siden den ytterligere på-kjenning på koblingstransistorene sammen med den høyere spredning i de andre resonans-elementene i alvorlig grad vil forringe nytten av det resulterende produkt (idet man vil huske at tap har en tendens til å øke som kvadratet av den strøm som behandles). Det anbefales derfor at resonansdelen av drivkretsen blir konstruert for å ha en transistorstrøm på 2 til 2,25

ganger den ønskede RMS-strøm som trekkes fra linjen.

Kondensatoren 95 er en energimåle-kondensator og dens verdi blir bestemt på samme måte som i de tidligere utførelsesformer. Den differensielle induktansen til den del av komponenten 94 som er i målekretsen 82, er ikke særlig kritisk for tilfredsstillende drift. Verdien kan variere fra en induktans lik den ekvivalente serieinduktans i hoved-resonanskretsen til en verdi som er to til tre ganger denne. Det er imidlertid mest praktisk å bruke den samme verdi, siden det vil tillate bruk av de samme spoler og primærsiden av tilpasningsdelen til belastningen av komponenten 94, og shuntstykket av samme størrelse av den differensielle induktans.

Under normal stillestående drift blir energistrømmen til og fra resonanskretsen delt mellom komponent 94 og kondensator 95. Under den del av perioden hvor transistoren 101 er ledende, stiger spenningen ved anoden til diode 96 mot den positive skinnen. Straks denne spenningen er større enn spenningen på den negative side av kondensatoren 93, vil strømmen gjennom komponent 94 begynne å øke i retning fra diodens 96 anode til den negative side av kondensatoren 93. Etter en tid vil kondensatoren 93 bli utladet, dioden 96 vil bli forspent i foroverretning, og strømmen gjennom komponent 94 vil fortsette å øke. Denne strømmen har sin returbane gjennom kraftforsyningen, og derfor vil en del av den energi som er lagret i komponent 94, måtte trekkes fra kraft-linjen. I den påfølgende halvperiode når transistoren 102 er ledende, vil spenningen ved katoden til diode 97 falle hurtig siden strøm vil bli trukket både av komponent 94 og resonans-tankkretsen. Den del som trekkes av komponenten 94, vil ikke bli overført til resonanssystemet, men vil heller bli avledet fra den energi som ellers ville ha blitt overført, og kompenserer dermed delvis for den ytterligere energi som tankkretsen mottok under den tidligere halvperiode da bare komponentene 94 og 95 bidro. Ved slutten av den annen halvperiode blir den energi som er lagret i komponenten94 overført til kondensatoren 98 når dioden 97 blir forspent i foroverretning. Denne prosessen fortsetter så lenge spenningen på kondensatoren 93 er større enn halvparten av spenningen på kondensatoren 98. Dette resulterer i en strøm-bølgeform som skissert på figur 8b.

Hvis en diode ble tilføyet i serie med komponenten 94 for derved å tillate strøm i bare en retning, så ville den inngående strømbølgeform være som skissert på figur8c. Dette skyldes at dioden ville forhindre komponent 93 fra å forbli ved halvparten av spenningen på kondensator 98 (eller gjennomsnittet som bestemt ved en nytteperiode på 50%), og således tillate kretsen å trekke strøm helt til linjespenning = 0. Tilføyelse av denne dioden resulterer imidlertid i ytterligere spredning som gjør den første utførelseformen til et mer ønskelig valg.

Hvis diode 96 videre ble fjernet, ville den resulterende bølgeform bli som skissert på figur 8d. Denne bølgeformen er også mer ønskelig sett fra et utnyttelses-synspunkt. Som et resultat av fjerning av diode 96, blir imidlertid systemets stabilitet noe avhengig av beskaffenheten av belastningen, om den er mer eller mindre resisitiv, hvor egnet denne modifikasjonen er, er avhengig av anvendelsen og utgjør et kompromiss.

Den utførelsesformen som er skissert på figur 8, leverer energi til belastningen, d.v.s. utladningslampene 115, 116, som en funksjon av linjespenningen. Belastningen kan være ethvert elektrisk forbrukerelement, og er ikke nødvendigvis begrenset til lamper. Noen ganger kan det imidlertid være ønskelig å variere belastningen uavhengig av energitilstandene til linjen. For å tilveiebringe slik regulering, kan verdien av kondensator 95 moduleres ved hjelp av en styrekrets som skissert på figur 6, blokk 26. En annen reguleringsmetode er et alternativ til målekretsen 82 på figur 8, og er skissert på figur 8e. Denne metoden krever at kildestrømmen blir regulert periode for periode, for derved å beholde egenskapen med den høye effekt-faktor, mens den ytterligere fordel med å regulere energien til null beholdes. Denne implementeringen kan benytte praktisk talt enhver svitsje-teknikk for strømregulering.

Et annet trekk ved utførelsen på figur 8 blir tilveiebrakt ved å eliminere startpuls-kretsen. Denne er blitt erstattet av en innledende lineær forspenning, tilveiebrakt av motstander 103, 104 for å innlede klassisk oscillasjon, som hurtig vil trappes opp til fullsynkronisert svitsjing der operasjonen vil avvike fra reglene for lineær oscillasjon og vil kunne tilpasse seg dis-kontinuiteter og ikke-lineære reaktive kretser som beskrevet tidligere. Avfølings-transformatoren 109 er i serie med belastningen, slik at driften vil opphøre hvis belastningen fjernes.

Figur 8 omfatter også en AC/DC-likeretterkrets 81 som er litt forskjellig fra den på figur 1 og omfatter en pulsunder-trykker 86 koblet til en diodebro bestående av dioder 87, 88, 89, 90, som så er forbundet med filterkondensatoren 91 og felles- og differensial-modusinduktoren 92 og en annen filterkondensator 93.

Det skal også bemerkes at på resonansdelen av delanordningen 50, representert ved blokk 84, er primærviklingen koblet til en kondensator 112 og sekundærviklingen er koblet til kondensatorer 113 og 114, idet den reaktive lagring som utgjør den forbrukende belastning, er på begge sider av 94. Dette er den metode ved hvilken hovedresonans-kapasiteten blir delt for.å forårsake at energilagringen og følgelig spredningen i magnetanordningen, blir symmetrisk.

Claims (19)

1. Effekt-drivkrets innrettet for å drive en belastning til å forbruke en forut bestemt energimengde,karakterisert ved en resonanskrets som innbefatter belastningen, en koblingsanordning forbundet mellom en negativ og positiv spenningskilde og innrettet for vekselvis å forbinde resonans-kretsen til denne når en tilstand med null strøm ved koblingsanordningen blir detektert, en synkroniseringsanordning for å detektere en tilstand med null strøm ved koblingsanordningen og for å drive koblingsanordningen, idet synkroniseringsanordningen er koblet til koblingsanordningen og resonanskretsen, og en reguleringskrets for å regulere den ladningsmengde som skal absorberes fra den positive og negative spenningskilde for overføring til resonans-kretsen, for derved å tillate belastningen å forbruke en forut bestemt energimengde.

2. Drivkrets ifølge krav 1, karakterisert vedat resonanskretsen består av et reaktivt element koblet i parallell med belastningen og i serie med en LC-seriekrets.

3. Drivkrets ifølge krav 2, karakterisert vedat koblingsanordningen omfatter en første halvleder-bryter koblet mellom LC-seriekretsen og den positive spenningskilde og en annen halvleder-bryter koblet mellom LC-seriekretsen og den negative spenningskilde.

4. Drivkrets ifølge krav 3, karakterisert vedat synkroniseringskretsen omfatter en transformator med en primærspole-inngang koblet i serie med belastningen, en primærspole-utgang koblet til reguleringsanordningen, en første sekundærspole-inngang koblet til et punkt mellom koblingsanordningen og LC-kretsen, en første sekundærspole-utgang koblet til den første halvleder-bryter, en annen sekundærspole-inngang koblet til den annen halvleder-bryter og en annen sekundærspole-utgang koblet til den negative spenningskilde.

5. Drivkrets ifølge krav 4, karakterisert vedat reguleringsanordningen omfatter en første diode med en anode koblet til primærspole-utgangen på transformatoren og en katode koblet til den positive spenningskilde, en første kondensator koblet i parallell til denne, en annen diode med en anode koblet til den negative spenningskilde og en katode koblet til primærspole-utgangen på transformatoren og en annen kondensator koblet i parallell med denne.

6. Drivkrets ifølge krav 2, karakterisert vedat belastningen omfatter en utladningslampe med et anodepar og et katodepar.

7. Drivkrets ifølge krav 6, karakterisert vedat det reaktive element omfatter en kondensator koblet i serie med utladningslampens katoder.

8. Drivkrets ifølge krav 1, karakterisert veden AC/DC-omformer forbundet med koblingsanordningen og en AC-kilde via et EMI-filter.

9. Drivkrets ifølge krav 3, karakterisert vedat de første og andre halvleder-brytere består av bipolare transistorer.

10. Drivkrets ifølge krav 3, karakterisert vedat de første og andre halvleder-brytere består av felteffekt-transistorer.

11. Drivkrets ifølge krav 2, karakterisert vedat koblingsanordningen omfatter en vertikal mottakt-koblingskrets.

12. Drivkrets ifølge krav 11, karakterisert vedat den vertikale mottakt-koblingskretsen er sammensatt av en transformator koblet mellom den positive og den negative spenningskilde og koblet til resonanskretsen via kaskadedrevne bipolare transistorer som er koblet mellom den positive og negativ spennings-kilde og resonanskretsen.

13. Drivkrets ifølge krav 12, karakterisert vedat reguleringsanordningen omfatter en integrerbar dele- og driv-krets koblet mellom de positive og negative spenningskilder.

14. Drivkrets ifølge krav 13, karakterisert vedat resonanskretsen omfatter en T-transformator kombinert med belastningen og koblet mellom koblingsanordningen og reguleringsanordningen via en startkrets.

15. Drivkrets ifølge krav 1, karakterisert vedat reguleringskretsen omfatter en anordning for å regulere den energi som trekkes fra spenningskilden i forhold til spenningen til spenningskilden, hvorved kretsen virker hovedsakelig som en resistiv belastning.

16. Drivkrets ifølge krav 1, karakterisert vedat koblingsanordningen omfatter en forsyningsleder-koblingsanordning for å koble resonanskretsen til spenningskilden, og en dynamisk nivå-fikserings-anordning for å få halvleder-bryteranordningen til å arbeide i en helt mettet modus bare for en del av hver halvperiode av en kommende spenning fra spenningskilden og i en ikke-mettet modus under en påfølgende del av halvperioden.

17. Fremgangsmåte for å drive en belastning til å forbruke en forut bestemt energimengde ved å bruke en drivkrets med en resonanskrets som innbefatter belastningen, en koblingsanordning forbundet mellom en negativ og positiv spenningskilde innrettet for vekselvis å forbinde resonanskretsen med denne, en synkroni seringsanordning for å drive koblingsanordningen, idet synkroniseringsanordningen er koblet til koblingsanordningen og resonanskretsen, samt en reguleringsanordning for å regulere den energimengde som trekkes fra spenningskilden,karakterisert ved at det detekteres en tilstand med null strøm ved koblingsanordningen ved hjelp av synkroniseringsanordningen, at koblingsanordningen aktiveres for å drive resonanskretsen mellom den negative og positive spenningskilde når tilstanden med null strøm detekteres, at reguleringsanordningen aktiveres når resonsanskretsen er koblet til den positive spenningskilden for å tillate en forut bestemt ladningsmengde å bli absorbert fra den negative spenningskilde, at reguleringsanordningen aktiveres når resonanskretsen er koblet til den negative spenningskilde for å tillate en forut bestemt ladningsmengde å bli absorbert fra den positive spenningskilde, og ved at ladningen tillates å bli overført til resonans-kretsen for derved å tillate belastningen å forbruke en forut bestemt energimengde.

18. Fremgangsmåte ifølge krav 17, karakterisert vedat tilstanden med null strøm blir detektert ved et punkt mellom koblingsanordningen og resonanskretsen.

19. Fremgangsmåte ifølge krav 18, karakterisert vedat koblingsanordningen blir aktivert når en strømreversering inntreffer ved nevnte punkt. En fremgangsmåte for drift av og en drivkrets for utladningslamper er innrettet for å maksimalisere lyseffektiviteten til en utladningslampe og dens tilhørende elektroniske drivkrets. Dette gjøres ved å tilpasse egenskapene til drivkretsens kraftkilde slik at den nødvendige energi blir forbrukt mens effektfaktoren i lampen holdes så nær 1 som mulig med de reelle komponenter tilgjengelige for implemen-tering av drivkretsen.