NO880176L

NO880176L - Bildedannende dopplerinterferometer med hoey opploesning.

Info

Publication number: NO880176L
Application number: NO880176A
Authority: NO
Inventors: Gene Wylie Adams; John William Brosnahan
Original assignee: Holodyne Ltd
Priority date: 1986-05-16
Filing date: 1988-01-15
Publication date: 1988-01-15
Also published as: NO880176D0

Description

Den foreliggende oppfinnelse vedrører generelt pulset lyd-giverdannelse og nærmere bestemt tre-dimensjonal bildedannelse med høy oppløsning av et stort antall av uavhengig bevegelige mål.

Der er to brede klasser av metoder for å generere bilder av måloppstillinger, dvs. optiske metoder og rasteravsøkings-metoder. Optisk bildedannelse frembringer et merkbart bilde ved mottakelse av lyssignaler fra hele måloppstillingen samtidig, og anvender en linse til å sortere, eller fokusere, de forskjellige signaler til å danne bildet. Tre-dimensjonale bilder oppnås ved enten å anvende stereografiske betrakt-ningssystemer eller ved å anvende holografiske teknikker. En tidsserie av bilder må betraktes for å oppnå bevegelses-informasjon av mål i en oppstilling som anvender optisk bildedannelse.

Som omtalt i detalj i oppfinnernes US patent 4 630 051 utstedt 16. desember 1986, har den kjente teknikk ikke klart å tilveiebringe en anordning som er i stand til å generere tre-dimensjonale data med høy oppløsning slik at et bilde kan dannes av et objekt. Dessuten har tidligere kjente teknikker ikke vært i stand til nøyaktig å skille støy fra måldata uten å tape tidsbestemt oppløsning.

Den foreliggende oppfinnelse overvinner ulempene og begrensningene ved den kjente teknikk ved å tilveiebringe et bildedannende dopplerinterferometer som er i stand til å gi tre-dimensjonal bildedannelse med høy oppløsning. Den foreliggende oppfinnelse omfatter en prosess for å lokalisere og utskille mål, omfattende trinnene å sende en tidsbestemt serie av pulser til å bestråle målene, å detektere den tidsbestemte serie av pulser som reflekteres fra målene ved hjelp av minst tre uavhengige avfølere, å frembringe komplekse spenningstidsbestemte funksjoner på hver av de uavhengige avfølerne, å omforme de komplekse spenningstidsbestemte funksjoner til komplekse spenningsdopplerfunksjoner som varierer med en dopplerf rekvens (o>) som indikerer relativ bevegelse mellom målene og avfølerne, å generere faseverdifunksjoner fra de komplekse spenningsdopplerfrekvensfunk-sj oner: som varierer som en funksjon av dopplerf rekvensen (co), å analysere faseverdifunksjonene for å skille målene fra støy og lokalisere - målene i senitvinkel ved sammenligning av differanser i .faseamplituder av faseverdifunksjonene som en funksjon av romseparasjonen for de uavhengige avfølerne, slik at en felles stedsmessig kilde for de tidsbestemte serier av pulser som returneres, fra målene kan identifiseres, å generere minst en korrigeringsfaktorfunksjon som varierer med endringstakten . for . dopplerfrekvensen (w), å modifisere komplekse spenningstidsbestemte funksjoner ved hjelp av en tidligere generert korrigeringsfaktorfunksjon til å korrigere de komplekse spenningstidsbestemte funksjoner for spetral-smøring. ,

En fordel med den foreliggende oppfinnelse er at målene kan skilles fra støy ved den samtidige bruk av de individuelle avfølerne innenfor avføleroppstillingen. I motsetning til tidligere kjente anordninger som baserer seg på tidsbestemt vedvarighet for et mål til å skille mål fra støy, anvender den foreliggende oppfinnelse en enkelt prøvetaking av data som har et antall individuelle avfølere til å bestemme hvor-vidt signalet returneres fra et felles stedsmessig punkt. Med andre ord baserer den foreliggende oppfinnelse seg på en rommessig koinsidens av spredningspunkter ved sammenligning av faseverdier for de uavhengige avfølere samtidig, i stedet for den tidsbestemte vedvarighet som baserer seg på identifi-sering av mål. i en serie av tidsintervallreturer. Dessuten tilveiebringer den foreliggende oppfinnelse senitvinkeldata i to dimensjoner sammen med avstands-(flukttid) data og radiell bevegelse utledet fra dopplerfrekvensen. Følgelig kan det rommessige stedet for flere mål bestemmes samtidig til å danne bilder av nevnte mål. Den radielle bevegelse av målene gir data fra hvilke den kollektive bevegelse av målene utledes.

Den doble frekvensen som frembringes ved den foreliggende oppfinnelse tillater at avstanden for målene kan løses med en høy oppløsningsgrad. Differansefrekvensene velges slik at bølgelengden for differansefrekvensen er lenger enn avstandsporten. Dette tillater målet å bli nøyaktig detektert innenfor avstandsporten ved å bestemme fasen for differansefrekvenssignalet. I tillegg eliminerer differansefrekvenssignalet senitvinkel-fremmedgjøring ved å tilveiebringe et signal med lang bølgelengde som ikke varierer med mer enn 360° over himmelen. Følgelig kan målene plasseres uten fremmedgjøring ved å generere et differansefasesignal fra differansefrekvenssignalet som er i stand til å lokalisere senitvinkelen med en første grovoppløsning uten fremmed-gjøring. På en lignende måte tilveiebringer sumfrekvensen et sumfasesignal som er i stand til å løse senitvinkelen med en meget høy oppløsningsgrad under anvendelse av råoppløsnings-informasjon fra differansefrekvenssignalet.

En annen fordel ved den foreliggende oppfinnelse er at spektralsmøring som skyldes en endring i sted for målene under de tidsbestemte til dopplerfrekvenstransformasjons-perioder elimineres ved hjelp av en korrigeringsfaktor som genereres av den foreliggende anordning.

Fig. 1 er et skjematisk blokkskjema over systemet ifølge den

foreliggende oppfinnelse.

Fig. 2 er et detaljert skjematisk blokkskjema over antenne-oppstillingene, transmisjons- og drivmodulen, de pulsede forsterkertrinn, mottakerkretsoppstillingen, polariseringsstyreenheten, syntetisatoren og lokaloscillatoren ifølge den foreliggende oppfinnelse. Fig. 3 er et detaljert blokkskjema over mottakerkrets anvendt i den foreliggende oppfinnelse. Fig. 4 er et detaljert blokkskjema over en kvadraturfasedetektor , prosessor og A/D-omformere. Fig. 5 er en skjematisk fremstilling over en antenneoppstilling som; kan anvendes med den foreliggende

oppfinnelse.

Fig. 6 er . en skjematisk illustrasjon av en annen antenneoppstilling som kan anvendes med den foreliggende oppf innelse. Fig. 7 er et skjematisk blokkskjema over kvadraturfase-.detektoren ifølge den foreliggende oppfinnelse. Fig. 8 er et skjematisk diagram over transformasjons- teknikkene - som anvendes ifølge den foreliggende oppfinnelse. Fig. 9 er en skjematisk grafisk fremstilling av signaler som frembringes i henhold til den foreliggende oppfinnelse . Fig. 10 er et skjematisk blokkskjema som illustrerer måten hvorved amplitudedetektoren opererer. Fig. 11 er et skjematisk diagram; som viser måten hvorved interferometriteknikker anvendes ifølge den foreliggende oppfinnelse. Fig. 12 er en skjematisk grafisk fremstilling av faseverdier relativt antenneromseparasjonen for de forskjellige antenner ifølge den foreliggende oppfinnelse. Fig. 13 er et eksempel av en forskyvningsmønstertabell for bruk med den foreliggende oppfinnelse. Fig. 14 er et skjematisk blokkskjema over den syntetiske stråleomsetteren ifølge den foreliggende oppfinnelse. Fig. 15 og 16 illustrerer skjematisk en to-frekvens avstandsdetektor som kan anvendes med den foreliggende oppfinnelse til å gi avstandsinformasjon med høy oppløsning.

Fig. 16 omhandler måten hvormed avstandsporten beregnes.

Fig. 17 er et skjematisk blokkskjema over en to-frekvens-generatoranordning.

Fig. 18 er et skjematisk diagram over avstandsporten.

Fig. 19 er en skjematisk fremstilling av faseendringene for

to-frekvenser over en avstandsport.

Fig. 20 omhandler en avføleroppstillingskonfigurasjon.

Fig. 21 omhandler en alternativ avføleroppstillings-konf igurasj on. Fig. 22 er en skjematisk fremstilling av måten som interferometriteknikker anvendes i henhold til den foreliggende oppfinnelse til å generere senitvinkeldata. Fig. 23 er et diagram som illustrerer spektralsmøring og en

korrigert spektralrespons.

Fig. 24 er et diagram over en vindvektor som er anbragt i et

kartetisk koordinatsystem ved et sted (1, m, n).

Fig. 25 er et diagram over radiell hastighet relativt asimutvinkelen for et mål som har en konstant horisontal hastighet. Fig. 26 er et skjematisk blokkskjema over en utførelsesform av anordningen ifølge den foreliggende oppfinnelse for behandling av data fra en f em-antenner s oppstilling. Fig. 27 er et skjematisk blokkskjema over en prosessorkonfigurasjon som anvendes som den prosessor som er vist i fig. 25. Fig. 28 er et skjematisk blokkskjema over en alternativ prosessorkonfigurasjon som skal anvendes som prosessoren vist i-fig. 25. Fig. 29 er et skjematisk blokkskjema over en alternativ utførelsesform av anordningen ifølge den foreliggende oppfinnelse for behandling av data fra en fem-antenners oppstilling. Fig. 30 er et skjematisk blokkskjema over prosessoren i fig. 29.

Fig. 1 viser skjematisk, i blokkskjemaform, de primære komponenter ifølge den foreliggende oppfinnelse. Senderoppstillingen 11 anvendes til å sende en tidsserie av pulser via senderen 15. Senderoppstillingen 10 virker til å detektere tidsserier av pulser som er reflektert fra målet. I visse anvendelser kan senderen 11 og avfølerene 10 omfatte den samme maskinvare eller separate komponenter. En hvilken som helst ønsket form av senderoppstilling 11 eller avføler-oppstilling 10 kan anvendes som er i stand til å generere en tidsserie av pulser som er i stand til å bli detektert som følge av refleksjon eller spredning ved hjelp av et mål. Målet som reflekterer tidsseriepulsene kan omfatte et hvilket som helst ønsket mål, slik som radarmål som er i stand til delvise refleksjoner, sonarmål, ultralydmål, lasermål, eller et hvilket som helst objekt som er i stand til å reflektere, i det minste delvis reflektere eller å spre en viss detek- tertar form av en tidsseriepuls. I tillegg kan den foreliggende oppfinnelse anvende avfølere kun hvis en selvstrålende kilde detekteres. Selvstrålende kilder kan ha form av en kjernestrålningsgenerator, magnetisk generator, elektromagnetisk strålingsdetektor, en lyd eller vibrasjons-generator, hvorav samtlige er anvendbare for bruk med den foreliggende oppfinnelse, sålenge som visse kilder frembringer et detekterbart signal. Følgelig omfatter målene generelt hva som helst som er i stand til å reflektere eller spre en tidsserie av pulser eller som er selvstrålende og frembringer detekterbare signaler. Slike signaler kan være i form av lyd, vibrasjonspulser, elektromagnetisk strålning, eller partikkelstrålning og kan dekke bredt område av frekvenser sålenge som de kan detekteres av avfølerne som anvendes.

Eksempelvis kan den foreliggende oppfinnelse anvendes i en reell tids vindforskyvnings (wind shear) detektor rundt lufthavner, hangarskip, etc. Vindforskyvningsdetektorer som i øyeblikket er tilgjengelig kan kun granske noen få valgte punkter med hensyn til vindforskyvning. Dette begrenser i stor grad sikkerhetsaspektene ved lufthavnoperasjoner og påvirker avgangens og landingsplaner i betydelig grad. Den foreliggende oppfinnelse kan anvende elektromagnetisk strålning i frekvensområdet av eksempelvis 30 til 1000 MHz til å oppnå bilder av klar luft turbulens og vindforskyvning. Akustiske lydgivere kan også anvendes til å oppnå vindforskyvnings- og luftturbulensdata. Den foreliggende oppfinnelse er i stand til å danne bilde fra bakkenivå til flere miles radius i samtlige retninger samtidig. En grafisk fremvisning kan frembringes ved den foreliggende oppfinnelse som illustrerer det omgivende miljø for en lufthavn innbefattende lufttrafikk, områder med klar luftturbulens og vindforskyvning.

Den foreliggende oppfinnelse kan også anvendes til å tilveiebringe en overflate, to-dimensjonal eller tre-dimensjonal, beskrivelse av oppførselen for et fluidum, dvs. væske, gass eller plasma som er uavgrenset eller strømmer i et rør eller kanal, slik. som en oljerørledning, .vindtunnell eller magnetisk plasmåkammer. Tidligere kjente teknikker for strømnings-analyse har vært begrenset til fargestofftegnere og remser av tynt papir på tråder; til å.analysere strømningskarakteristika for visse fluida. Den foreliggende oppfinnelse er i stand til å tilveiebringe et tredimensjonalt dopplerbilde av strøm-ningen under anvendelse av et relativt lite antall av avfølere, f.eks. 5 avfølere, til å karakterisere strømningen. Dessuten .kan .hele transduseroppstillingen formes til den fysiske struktur som bestemmer strømningen, slik at ingen forstyrrelse av strømningen bevirkes av avfølerne. Den foreliggende oppfinnelse kan også anvendes til å kartlegge både overflate og interne strømningskarakteristika og for-styrrelser av små og store legemer i vann.

Den foreliggende oppfinnelse kan også anvendes som en sonaranordning til å generere bilder av undervanns eller geogra-fiske trekk i havet < Som en sonaranordning for undervanns-bildedannelse, kan den foreliggende oppfinnelse realiseres under anvendelse av sender og avføleroppstillinger tilsvarende eksisterende oppstillinger. Eksempelvis kan avfølere anbringes i undervannsdelene av et overflateskip eller langs lengden av en undervannsbåt til å oppnå maksimal separasjon. Den foreliggende oppfinnelse ville så være i stand til å tilveiebringe fotografi-lignende bilder av undervanns-terrenget og undervannsobjekter, slik som undervannsbåter.

Den foreliggende oppfinnelse kan også anvendes for sverm-følging og bildedannelse, ettersom den er i stand til å generere individuelle dopplerbilder av et flertall uavhengige bevegelige mål. Følgelig kan den direkte anvendes på å følge elementer av svermer, slik som flokker av fugler, bier, eller stort antall av mål, slik missiler eller fly.

Den foreliggende oppfinnelse kan også anvendes for tre-dimensjonal bildedannelse innenfor medisin og odontologi under anvendelse av ultralyd til å oppnå en oppløsning som kan sammenlignes med røntgenstråler. Røntgenbildetagning frembringer betydelig engstelse og bekymring hos pasienter p.g.a. helserisikoene som er knyttet til ioniserende elektromagnetisk strålning. Ultralydteknikker tilveiebringer et sikkert alternativ, men til dags data har disse ikke vært i stand til å gi en oppløsning som er tilstrekkelig til å være interesse for den medisinske eller odontologiske profesjon. Den foreliggende oppfinnelse oppnår imidlertid oppløsning som er sammenlignbar med røntgenstråler med ultralydteknikker og som er i stand til å gi tre-dimensjonale bilder som ikke kan frembringes ved de kjente røntgenteknikker. Den foreliggende oppfinnelse har særlig anvendelse for odontologisk bildedannelse ettersom gjentatt bestrålning av hjernen med røntgenstrålen måler særlig bekymring. Dessuten, fordi røntgenstråler er begrenset av betraktningsvinkelen som kan oppnås, er den foreliggende oppfinnelse særlig nyttig til tilveiebringelse av et bredt område av valgbare betraktnings-vinkler. Den foreliggende oppfinnelse kunne realiseres som fem rader av 120 transdusere som plasseres til å danne fysisk kontakt rundt enten øvre eller nedre kjeve. Anvendelsen av den foreliggende oppfinnelse innenfor odontologisk medisin ville eliminere farene knyttet til røntgenstråler, mens det samtidig gis tre-dimensjonal bildeinformasjon som ikke har kunnet oppnås innenfor den kjente teknikk.

Likeledes kan strålningsflux fra fluoroskopi elimineres ved anvendelse av den foreliggende oppfinnelse. Den foreliggende oppfinnelse kan anvendes som et medisinsk verktøy på en måte som er lik et fluoroskop til å betrakte et bilde av en innvendig kroppdel ettersom den beveges eller manipuleres av pasienten. Dette vil tillate leger å betrakte indre kropps-deler hos en pasient med et fullstendig sikkert kontor-diagnoseverktøy i stedet for et noe risikofylt hospital-diagnoseverktøy.

Den-foreliggende oppfinnelse kan også anvendes ved materialtesting til å granske det indre av et fast legeme med hensyn til mangler, sprekker, tykkelsejevnhet etc. Tidligere kjente teknikker for materialtesting anvender normal røntgenstråle. Den foreliggende oppfinnelse kan anvendes til å granske strukturelle trekk, slik som sveisning, på en måte som oppnår den oppløsning som gis ved røntgenteknikker. Eksempelvis kan rørledningssveiser granskes under anvendelse av ultralyd-oppstillinger formet til å danne fysisk kontakt med rørets omkrets.

I hvert av disse tilfellene frembringer avfølerne 10 et kompleks spenningssignal V(t) som tilføres mottakere 14 via forbindelse 12. Mottakerne 14 virker til å forsterke de komplekse spenningssignaler som frembringes av avfølerne 10. Ifølge den foreliggende oppfinnelse frembringes et separat kompleks spenningssignal for hvert avfølerelement i avføler-oppstillingen 10. Hvert av disse komplekse spenningssignaler forsterkes individuelt av mottakerne 14.

Disse individuelt forsterkede komplekse spenningssignaler tilføres så kvadraturfasedetektorer 18 som virker til å separere kvadraturkomponentene i det komplekse spenningssignalet i en. i-fase kvadraturkomponent x(t) og en 90 grads kvadraturkomponent y(t), i det etterfølgende betegnet som i-fase og kvadraturkomponentene. Dette skjer ved å multiplisere det avfølte signalet med i-fase versjonen av det sendte signalet for å oppnå i-fase komponenten x(t), og også multiplisere det avfølte signalet med en 90 graders fase-forskjøvet versjon av det sendte signalet til å frembringe kvadraturkomponenten y(t). I-fase signalet x(t), og kvadraturkomponenten y(t) betegnes som kvadraturfasesignalene eller tidsområde kvadratursignalene. Kvadraturfasesignalene tilføres analog-til-digital (A til D) omformere 20 og 22 via forbindelser 19, 21. A til D omformerne 20, 22 omdanner de analoge kvadraturfasesignalene til digitale signaler som tilføres prosessor 28 som utfører et flertall funksjoner på tidsområde kvadratursignalene til å frembringe en to- eller tre-dimensjonal fremvisning av data på fremviser 30.

Fig. 2 er et detaljert blokkskjema over antenneoppstillingen, transmisjons og drivmodulen, pulset forsterkertrinnene, mottakerkretsoppstillingen, syntetisatoren og lokaloscillatoren ifølge den foreliggende oppfinnelse. Deler av et HF-radarsystem tilsvarende det som er omtalt i fig. 2, 3 og 4 er angitt i Grubb, R.N., "The NOAA SEL HF Radar System (Iono-spheric Sounder)", NOAA Technical Memo No. ERL SEL-55, Oktober 1979. Den foreliggende oppfinnelse er blitt realisert som en radarbildedanningsanordning for å utføre mesosfærisk observasjoner under anvendelse av en 2,66 MHz rader som ble operert ved "Boot Lake Field Site" 16,09 km (10 miles) øst for Brighton, Colorado. Den spesielle avføler/sender oppstilling som ble anvendt tok form av en oppstilling, som vist i fig. 5, som omfattet ti uavhengige koaksielle, kollineære antenner som beskrevet i B.B. Balsley og W.L. Ecklund, "A Portable Coaxial Collinear Antenna", IEEE Trans. Ant. Prop., AP-20(4), 513-516, 1972, som har en øst-vest antenneoppstilling 32 som omfatter fem parallelle antenner som løper i en øst-vest retning, og en nord-syd antenne oppstilling som omfatter fem parallelle antenner som løper i en nord-syd retning. Hver antenne består av åtte halvbølge dipoler som er koplet ende mot ende med en 180 grader fasevending ved hver overgang til å gi inntrykket av en lengde av koaksialkabel med periodiske skjøter. Samtlige ti antennes som en enhet for transmisjon, men anvendes separat for mottakelse. Ved den faktiske eksperimentelle oppstilling, ble kun to mottaker-kanaler anvendt, av kostnadsbetraktninger, slik at mot-takelsesampling ble utført i par og i hurtig rekkefølge langs antenneoppstillingen. Sende/mottaksomvekslere 36 ble anvendt til å styre datasamplingen. Langsgående og tversgående antenneavstander i eksperimentet var henholdsvis 0,33 av bølgelengden (\) og 0,707 av en bølgelengde. Den utsendte strålen var 28 grader bred og samtlige ti antenner ble anvendt. • ..

For den eksperimentelle anordning, ble pulser sendt med 50 pulser pr. sekund med en. fire puls koherent integrering ved hvert antennepar før registrering av data og fortsettelse til det neste antenneparet, dvs. data ble tatt gjennomsnitt av over fire pulser for å få hett datapunkt. Den fulle antenneoppstilling vist i fig. 5 ble anvendt i-fase for transmisjon slik at.en 45 grads lineær polarisering bie sendt. Data ble samplet ved å ta 50 avstandsporter med tre kilometers avstand for hver av de ti antennene. En enkelt fullstendig ramme av data krevet 0,4 sekunder.

Den tverrgående avstand gir sidefliklober (grating lobes) ved pluss eller minus 45 grader relativt senit, dvs. spredere som ligger innenfor 45 grader av horisontalen fremmedgjøres i senitvinkler av 24,5 grader minus 45 grader. Dette betyr at spredere som er beliggende forbi 24,5 grader i senit i det ene eller annet plan er tvetydige, men at spredere innenfor 24,5 grader av senit ikke er det og at mer konvensjonell avstand lik en. halv bølgelengde, i stedet for 0,707 av en bølgelengde vil eliminere tvetydighetsregionen på bekostning av en viss reduksjon i oppløsning for antenneoppstillingen vist i fig.. 5. Imidlertid kan dette overvinnes av antenneoppstillingen vist i fig. 6, hvor sentrale detektorer 40 tilveiebringer utvetydig data med hensyn til sted, ettersom de er plassert med hensyn til hverandre innenfor en halv bølgelengde, mens detektorer 42, 44, 46, 48 tilveiebringer høyoppløsningsinformasjon. Sendings og mottakningsnuller knyttet til sldelober er tilstede, men disse innfører kun blindpunkter, i stedet for tvetydigheter i bildedanningsprosessen. Følgelig er de tvetydigheter som normalt hersker i strålestyringsanordninger p.g.a. sldelober ikke tilstede i de detektere data ifølge foreliggende oppfinnelse.

De fleste middel frekvenseksperimenter gjør bruk av dobbelt-brytningen p.g.a. frie elektroner i atmosfæren, hvilket bevirker høyre og venstre sirkulært polariserte bølger til å forplante seg forskjellig. Analysemetoden ifølge den foreliggende oppfinnelse er ufølsom for dette fenomen. Selv om dobbeltbrytning kan studeres under anvendelse av amplitudene og fasene for de individuelle spredningspunkter som er detektert ifølge den foreliggende oppfinnelse, er dette ikke en faktor i selve bildedanningsprosessen. Av denne grunn er sending med lineær polarisering adekvat for bestemmelse av bilder og vinder. Imidlertid reduserer bruken av lineær transmisjonspolarisering den potensielle retur fra høyere høyder med ca. 3 dB ettersom den ekstraordinære halvdel (venstre sirkulært polariserte signal) av det sendte signal blir sterkt absorbert.

Senderblander og drivmodulen 50 frembringer 2,66 MHz signalet som skal sendes. 40 til 70 MHz syntetisatoren 54 frembringer en frekvens lik 43,28 MHz som tilføres 10 dB demperen 57 og 33 dB forsterkeren 58 til å oppnå et ønsket forsterknings-nivå. Dette signal tilføres så blanderen 52 sammen med et 40,625 MHz signal frembragt av lokaloscillator 60. Lokal-oscillatorsignalet tilføres en nøklings og fasestyrt anordning 62 og et 40,625 MHz båndpassfilter 64. Forskjells-signalet, som er lik 2,66 MHz, frembragt av blanderen 52, tilføres så et 30 MHz lavpassf ilter 66 som slipper det lavfrekvente 2,66 MHz signalet gjennom til effektdeler 68.

Utmatningen fra senderblanderen og drivmodulen 50 tilføres en tre-trinns pulset forsterker 76, tilføres polariseringsstyre-enhet 84 som splitter de innkomne 50 kilowattpulsene i to identiske signaler og tillater så fasen for ett av eller begge signalene til å bli retardert med 90 grader ved bruk av forsinkelseslinjer. Utmatningen 86 tilføres øst-vest antenneoppstilling 32, mens utmatning 88 tilføres nord-syd antenneoppstillingen 34. Dette tillater transmisjon av lineær, høyre sirkulære, eller venstre sirkulære, polariserte signaler.

Bruken av forskjellig polarisering muliggjør forskjellig forplantning gjennom atmosfæren p.g.a. dobbeltrefleksjons-egenskaper i atmosfæren. Polarisasjonsstyreenheten 84 vedrører ikke .særlig bildedanningsteknikkene ifølge den foreliggende ,oppfinnelse, men tillater i stedet for under-søkelse å bli utført på virkningen av frie elektroner i jordens atmosfære: Ugangen fra sende/mottaomvekslerne 36 tilkoples flerheten av mottakere 38, 90, 92, 94. Som vist i fig. 2 er utgangen fra hver sende/mottaomveksler 36, koplet til en separat mottaker. Ved en faktisk realisering av dette eksperiment ble kun to mottakerkretser. anvendt og utgangene fra sende/mottaomveks-lerne ble multiplekset mellom de mottakerkretsene for å oppnå data. For enkelhets skyld er en separat mottakerkrets vist for hver sende/mottaomveksler 36. Første mottakerkrets 38 er gitt i detalj i fig. 3.

Som vist i fig. 3 omfatter første mottaker 38 en RF-modul 96, en blandermodul 98, en MF-modul 100 og en kvadraturfasedetektor 104. Det mottatte signal leveres til forforsterker-krets 106 som forsterker signalet og tilfører dette til RF-modul 96. Den primære frekvens som er av interesse er 2,66 MHz. Signalet leveres til et 30 MHz lavpassfi 1 ter 108 innenfor . RF-modulen 96 som fungerer til å filtrere ut frekvenser som er høyere enn 30 MHz. En 0-60 dB attenuator 110 og 10. dB-forsterker 112 virker til å justere forsterkningen i signalet fra lavpassfilteret 108. Utgangen fra modulen leveres til en dobbelt balansert blandermodul 114 sammen med en innmatning fra 40-70 MHz syntetisatoren 54 (Fig. 2). 40-70 MHz syntetisatoren 54 (fig. 2) frembringer en frekvens som kan justeres ved hjelp av frekvensstyreenhet 56. Utmatningen fra den doble balanserte blandermodulen 114 frembringer både et sum og differansefrekvenssignal som tilføres 40,625 MHz båndpassfilteret 116. 40,625 MHz signalet er mellomfrekvensen (MF-frekvens) som anvendes i MF-modulen 100. 40-70 MHz syntetisatoren 54 (fig. 2) justeres slik at mellomfrekvensen (40,625 MHz) er lik forskjellen mellom 2,66 MHz og frekvensen på syntetisatorens 54 utgang. Med andre ord frembringer syntetisatoren 54 et signal som har en frekvens lik 43,285 MHz som er lik 2,66 MHz (den detekterte frekvens) pluss 40,625 MHz (mellomfrekvensen). Utmatningen fra syntetisatoren 54 tilføres den doble balanserte blanderen 114 via 40 MHz høypassfilter 118, kvadrerer 120 og 33 dB-forsterker 122, til å frembringe et utgangssignal lik 40,625 MHz som er lik forskjellen mellom 2,66 MHz (som er den ønskede frekvens som skal detekteres) og 43,285 MHz (som er utmatningen fra syntetisatoren 54). Mellomfrekvensen lik 40,625 MHz tilføres så båndpassfilter 116 som representer 2,66 MHz signalet som skal detekteres. Dette signal tilføres 33 dB-forsterker 124 forut for tilførsel til MF-modul 100.

MF-modul 100 omfatter en forsterkningsstyringstilbake-koplingssløyfe bestående av diodedemper 126, demperstyreenhet 128, effektdeler 130 og 0-60 dB demper 132. Denne tilbake-koplingssløyfe anvendes til å tilveiebringe riktig dempning til å detektere delvise returer fra atmosfæriske strukturer som varierer vesentlig i returstørrelse. Dette signal tilføres et 40,625 MHz båndpassf ilter 134 og en 33 dB-forsterker 136 forut for tilførsel til kvadraturfasedetektor 104 .

Mellomfrekvenssignalet som mottas fra MF-modul 100 tilføres en 33 dB forsterker 138 innenfor kvadraturfasedetektoren 104 som vist i fig. 4. Utmatningen tilføres så en effektdeler 140 som deler signalet i to separate signaler 142, 144 som har lik fase. Disse signaler tilføres respektive dobbeltbalanse-blandere 146, 148. Lokaloscillatoren 60 frembringer et signal 150 som har en frekvens lik 40,625 MHz, hvilket er lik MF-frekvensen. Dette signal tilføres en 11 dB-demper 152 og en 33 dB-forsterker 154 forut for tilførsel til effektdeler 156. Effektdeler 156 omfatter en kvadratisk hybrid (quad hybrid) effektdeler som frembringer 90 graders hybridsignaler. Med andre ord avviker utmatningene 158 og 160 90 grader i fasevinkel. Disse utmatninger tilføres doble balanseblandere 146, 148 som tilveiebringer sum og differansesignaler på utgangene 162, 164. Blandermodulene 146, 148 virker til å fjerne mellomfrekvensen 40,625 MHz fra signalet og samtidig å multiplisere det mottatte signalet med en i-fase og 90 grader faseforskjøvet komponent av det sendte signalet til å frembringe i-fase x(t) og kvadraturkomponenter y(t). Lavpass-filtere 164, 168 sikrer at modulasjonen av det opprinnelige 2,66 MHz bærebølgesignalet oppnås fra utgangen på blandermodulen 146, 148. Den i-fase tidsbestemte komponenten x(t) og den kvadraturtidsbestemte komponenten y(t) fra hver av kvadraturfasedetektorene, som er koplet til hver av mottakerkretsene, tilføres A til D omformerne 170. For enkelhetsskyld er kun en kvadraturfasedetektor 104 blitt vist i fig. 4, selv om en separat kvadraturfasedetektor er koplet til utgangen på hver separate mottakerkrets. Kvadraturfasedetektoren 104 er dessuten omhandlet i fig. 7. A til D omformerne 170 virker til å omdanne det analoge signalet til et digitalt signal for tilførsel til prosessor 28.

Som omhandlet i fig. 4 omfatter prosessoren 28 et flertall komponenter som kan realiseres enten i programvare eller maskinvære. Prosessoren 28 omfatter en tidsbestemt til frekvens transformasjonsanordning som omdanner de komplekse spennings tidsbestemte funksjoner V(t), som består av i-fasekomponenten x(t) og kvadraturkomponenten y(t), til doppler-frekvensfunksjoner V(cj) som varierer med en doppler-frekvens (w) som indikerer den relevante bevegelse mellom mål i antenneoppstillingen 32, 34. Doppler-frekvensfunksjonen V(w) tilføres en faseverdi og ampiitudeverdigenerator 174 som genererer faseverdiene 0(co) og ampi itudeverdiene A(u) fra doppler-frekvensfunksjonene V(u) frembragt i tidsbestemt til frekvenstransformasjonsanordningen 172. Funksjonene som utføres av tidsbestemte til frekvenstransformasjonsanordningen 172 og faseverdi og ampiitudeverdigeneratoren 174 er nærmere omhandlet i fig. 8.

Ampi i tudedetektor 176 gransker ampiitudeverdiene A(co) for hver doppler-frekvens (w) frembragt av hver avføler 1 avføleroppstillingen 32, 34 til å bestemme om samtlige av avfølerne detekterer en slgnalrespons på en spesiell doppler-frekvens som er større enn en forutbestemt minimumsterskel-verdi. Når samtlige av avfølerne indikerer en respons over en forutbestemt terskelverdi, granskes faseverdiene for den doppler-frekvensen for å bestemme eksistensen av et mål. Funksjonen for amplitudedetektoren 176 er omhandlet nærmere i fig. 10.

Interferometrianordnlngen 178 anvender interferometriteknikker til å bestemme senit-vinkelen 0 for et mål detektert på en bestemt doppler-frekvens under anvendelse av teknikkene vist i fig. 9.

Fasetilpasningsanordningen 180 fungerer til å tilpasse de detekterte faseverdier for spesielle doppler-frekvenser inn i en av en serie av mulige forskyvningsmønstre for å eliminere 2n forskjeller i faseverdiene. Måten hvorved dette oppnås er omhandlet nærmere i figurene 11, 12 og 13.

Avstandsdetektor 182 velger data ved en forutbestemt tidsperiode forsinket fra den initielle transmisjon av tidsserien av pulser fra senderen 15 som representerer signaler mottatt fra en forutbestemt avstand. Klokkesignal 184 tilveiebringer klokkedataene som er nødvendig til å bestemme forsinkelses-periodene for å velge signaler som representerer returer fra forutbestemte distanser.

Kartesisk koordinatomformer 186 omdanner senit-vinkeldata og radiell avstandsdata til kartesiske koordinatdata.

Bevegelseskjennetegnelseanordning 188 anvender matematiske teknikker til å beskrive målenes bevegelse. Fremviser 190 fremviser måldataen.

Fig. 7 er et skjematisk blokkskjema som viser funksjonene som utføres av kvadraturfasedetektoren. Betrakter man en enkelt oppstilling av.antenner 32, frembringer en flerhet av individuelle antenner i oppstilling 32 en flerhet av tidsbestemte pulser, mottatt fra en flerhet av bevegelige mål. Disse tidsbestemte . pulser tilføres motta/sendeomvekslere 36 som fungerer til å omveksle antenneoppstillingen 32 mellom mottaks- og sendemodusen. Oscillatoren 192 frembringer en tidsserie av pulser V(t) som omfatter 2,66 MHz signalet generert av senderdelen ifølge den foreliggende oppfinnelse. Dette signal leveres til mottak-sendeomvekslerne 36 for sending av 2,66 MHz signalet når motta/sendeomvekslerne 36 er i sendemodusen. Det sendte signalet V(t) tilføres også en effektdeler (156) som deler signalet i et 90 graders fase-forskjøvet signal 162 og et nullgraders faseforskjøvet signal 164. Hvert av disse signaler tilføres blandere, henholdsvis 146, 148, som frembringer i-fase x(t) og kvadratur y(t) komponenter av den komplekse spennings tidsbestemte funksjon V(t). Følgelig kan utmatningen fra kvadraturfasedetektoren 104, vist i fig. 7, uttrykkes som følger:

hvor:

V0= sendt kompleks spenningsfunksjon (tidsserie av pulser<v>D(<t>)).

Vs= mottatt eller reflektert funksjon (tidsserie av pulser returnert fra målet Vs(t)).

Som vist i fig. 7 frembringer hvert avfølerelement, dvs. hver antenne en kompleks spenningstidsbestemt funksjon V(t) som fremkommer som separate x(t) og y(t) komponenter som har digitale verdier.

Selvfølgelig kan en hvilken som helst ønsket fasedetekte-ringsteknikk anvendes til å karakterisere det komplekse spenningssignalet, innbefattende signalmultipliserings-teknikker analogt, og digitale filtreringsteknikker, etc.

Fig. 8 viser skjematisk funksjonene som utføres av tidsbestemt til frekvenstransformasjonsanordningen 172. Som vist i fig. 8 frembringer utgangen hos hver kvadraturfasedetektor som er koplet til hver mottakerkanal for hver antenne både x(t) og y(t) digitale komponenter for hver tidsperiode. Fig. 8 illustrerer en tidssampling av 128 tidsperioder for hvilke både x(t) og y(t) digitale komponenter genereres. Disse komplekse spennings tidsbestemte funksjoner V(t) omdannes til doppler-f rekvensfunks j oner V(co) med bruken av en tidsbestemt til frekvenstransformasjonsfunksjon, slik som en hurtig furiertransformasjon, hurtig hadamardtransformasjon etc. Denne transformasjon indikeres matematisk som følger:

hvor:

w = doppler-frekvens som indikerer relativ bevegelse mellom antenner (avfølere) og mål.

Den digitale datatabell 194 for tidsområde blir så omdannet til datatabell 196 for frekvensområde, som vist i fig. 8. For hver doppler-f rekvens ( w) blir både en reell komponent x(co) og imaginær komponent y(co) frembragt. Både tidsområde datatabellen 194 og frekvensområde datatabellen 196 frembringes for antenner 2 t.o.m. N som skjematisk vist i fig. 8.

De data som mottas fra frekvensdatatabel1 196 anvendes så til å beregne ampi itudeverdiene A(io) og faseverdiene 0(io) for hver doppler-frekvens. En ampiitudeverdi A(u) representerer amplituden av returen ved en spesiell doppler-frekvens og beregnes som følger:

Likeledes omfatter faseverdien faseverdien av retursignalet for hver doppler-frekvens og beregnes som følger:

Fra dette kan en amplitude og faseverdidatatabell 198 utledes for hver antenneretur.

Fig. 9 illustrerer en grafisk fremstilling av data frembragt på amplitude og fasedatatabell 198. For hver antenne tilveiebringes en separat plotting av doppler-frekvens relativt amplitude og doppler-frekvens relativt faseverdi. Som vist i fig. 9, angir amplitudereturene for både antenne 1 og antenne 2 at mulige mål kan eksistere ved både doppler-frekvensene cua og . Faseverdiene ved doppler-frekvensene uaog ub for både antenne 1 og antenne 2 er vist i en separat plotting i fig. 9. Forskjellen i faseverdier mellom returene for antenne 1 og antenne 2 kan anvendes til å bestemme senit-vinkelen 0 til å lokalisere mål for bestemte doppler-frekvenser ved å bestemme forskjellen i faseverdier ved de doppler-frekvenser som gjør bruk av interferometriteknikker som vist i fig. 11. I tillegg kan amplitude relativt doppler-frekvensresponser granskes for hver doppler-frekvens for å bestemme om en ampiituderespons mottas på hver av antennene som overskrider en forutbestemt responsverdi for å foreta en initiell bestemmelse av den mulige eksistens av et mål ved en forutbestemt doppler-frekvens. Videre kan responser under en forutbestemt verdi granskes for å eliminere store returer. I tillegg kan returene sorteres ved amplitude på en hvilken som helst ønsket måte for selektiv detektering av mål som har ønsket karakteristika. Fig. 10 viser skjematisk operasjonen av ampiitudedetektoren 176. Ampiitudedata fra amplitudeverdi og faseverditabell 198 rettes til amplitudedetektoren 176 for hver verdi av doppler-frekvensen (to). Eksempelvis blir ampi itudeverdiene for den første doppler-f rekvensen (co) fra hver antenne tilført en serie av komparatorer 200 som sammenligner amplitudeverdien med en forutbestemt terskelverdi frembragt av terskel-generatoren 202. Hvis samtlige av ampiitudeverdiene overskrider terskelverdien for hver antennerespons, frembringes en utmatning ved hjelp av logisk OG-krets 204 som angir nærværet av et mulig mål som beveger seg mot eller vekk fra antenneoppstillingen ved den første doppler-frekvensen. Denne prosedyre dupliseres for hver doppler-frekvens. For doppler-frekvensene hvor amplitudedetektoren 176 angir den mulige eksistens av et mål, blir faseverdiene relativt doppler-frekvensrespons, som vist i fig. 9, gransket av interferometrianordningen 178. Fig. 11 viser skjematisk måten hvorved senit-vinkelen utledes av interferometrianordningen 178. Fig. 11 antar at målet omfatter en punktkilde plassert ved uendelig. Følgelig er senit-vinkelen (J) for returene for hver av antennene konstant. Det kan lett sees fra fig. 11 at:

hvor:

& = forskjellen i signalets bevegelsesavstand for to antenner

D = separasjon mellom de to antenner.

Det er også kjent at forskjellen i fase mellom signalet mottatt av de to antennene er en funksjon av avstanden S. delt med bølgelengden for det mottatte signalet. Ved å eliminere flere bølgelengder (2n) kan endringen i fasevinkel uttrykkes som følger:

Følgelig kan avstanden S, bestemmes i likning 7 ved å måle faseforskjellen (a$) for signalene mottatt av de to antenne, senit-vinkelen $ beregnes så som følger:

Hver av disse parametre er kjente, dvs. bølgelengden, forskjellen i fasevinkel mellom de to antennene og separasjonsavstanden for antennene slik at senitvinkelen $ lett kan måles. Selvfølgelig for hvert potensielt mål angitt med en amplituderetur, fra amplitudedetektor 176, vist i fig. 10, kan forskjellen i faseverdier 0(co) lett bestemmes for hver doppler-frekvens. Denne forskjell i faseverdi omfatter AØ-verdien slik at en senit-vinkel kan bestemmes ved sammenligning av forskjellen i faseverdiA$ for responsene fra et hvilket som helst par av antenner. Hvis separasjonsavstanden D for antennene er mindre enn en halv bølgelengde, kan målet utvetydig identifiseres fra -90 grader til +90 grader, som vist i fig. 11. Fig. 12 viser grafisk funksjonene utført av fasetilpasningsanordning 180. Fasetilpasningsanordning 180 tilveiebringer informasjon for å skille potensielle mål fra faktiske mål ved å sammenligne faseforskjellene fra flere antenner innenfor oppstillingen. Faseverdiene for hver av antennene plottes relativt antenne rom separasjonen. Fig. 12 viser faseverdier for 9 antenner ved en enkelt doppler-frekvens. Fig. 12 illustrerer en lineær respons for fasevinkelverdier relativt antennerom separasjon. Faseverdiene for antenne #5 t.o.m. antenne #8 er større enn 2n radianer, slik at 2n radianer må tilføyes disse verdier for å bestemme om et lineært forhold eksisterer. Likeledes krever antenne #9 at verdien av 4n tilføyes faseverdiene for å bestemme om et lineær forhold eksisterer. Fig. 13 omfatter en tabell som opplister de mulige for-skyvningsmønstrene for fem antenner. Disse forskyvnings-mønstre tillater dessuten en pluss eller minus 90 graders forskyvning p.g.a. støy på de individuelle antenner. Som vist i fig. 13 er der 49 mulige forskyvningsmønstre. Fig. 12 viser at fase relativt antenneavstand kan tilpasses en lineær respons kun etter å utføre en korrigering bestående av addering eller subtrahering av 2n radianer (360 grader) til faseverdiene av visse antenner. Fig. 13 illustrerer at senterantennen, dvs. antenne #3, er referansen fra hvilken de øvrige antenner korrigeres. Ettersom der ikke er noen måte å vite forut hvilket av de 49 mulige forskyvningsmønstre som er det korrekte, må de 49 mulige forskyvningsmønstre sammenlignes med returene for de fem antennene og en beregning foretas av feilen i tilpasningen i hvert tilfelle. Tilpasning med den minste feilen, hvis den feilen er mindre enn en eller annen terskelverdi, f.eks. 15 grader, bestemmer eksistenten av et spredningspunkt. Med anvendelse av likning 9, kan senitvinkelen beregnes.

Tilpasningsprosessen kan beskrives matematisk som følger. Hvis den målte faseverdien er V(j), hvor j = antennenummeret for likt adskilte antenner, vil så en korrigert fas være gitt av:

hvor:

Mj-j = forskyvningsmønsternummeret gitt i fig. 13

i = mønsternummer (0-49)

j = antennenummer (0-5)

Ø-j = målt faseverdi for antennen som skal passes inn i forskyvningsmønsteret.

Tilpasningsprosedyren krever at en rett linje tilpasses de korrigerte data i formen:

Problemet er å bestemme resultatet av verdien A og B for tilpasningsprosedyren. Dette oppnås ved en konvensjonell minste kvadraters løsning hvor det er ønskelig å minimalisere rot-middel-kvadrat feilen (c). Rot-middel-kvadrat feilen (c) er gitt av: For å gjøre dette må de partielt deriverte,

bestemmes.

Disse partielt deriverte settes så lik null for å finne minimumsverdiene. Dette gir:

Løsning av disse ligninger for A og B gir:

Såsnart A og B er kjent, kan så ligning 12 anvendes til å beregne rot-middel-kvadrat feilen (c). Ved å gjøre dette førtini ganger, dvs. en gang for hvert mønsternummer i tabell 10, velges det valg som gir den minste rot-middel-kvadrat (rms) feilen. Hvis denne feil er mindre enn en forutbestemt terskelverdi, f.eks. 15 til 25 grader, blir det konkludert at et reelt mål er blitt lokalisert, senit-vinkelen beregnes da som følger:

For å utvide denne prosess til en andre dimensjon, behandles hver lineære oppstilling 32 og 34 separat og et spredende punkt behandles kun som et mål hvis de to uavhengige beregnede minste kvadraters rette linje passer og rot-middel-kvadrat feil beregninger uavhengig indikerer et gyldig mål på nøyaktig den samme doppler-frekvens. På denne måte bekrefter den foreliggende oppfinnelse den rommessige eksistens av et mål i et enkelt rommessig sted fra den samtidige detektering av tidsbestemte serier av pulser reflektert fra målene ved hjelp av de uavhengige avfølerere for derved å skille målet fra støy. Med andre ord, ved sammenligning av forskjellen i faseverdier av fasefunksjonene 0(to) frembragt av forskjellige antenner som en funksjon av rommessig separasjon D for antennene, kan et flertall mål skilles fra støy ved å identifisere en felles stedsmessig kilde for den tidsbestemte serie av pulser som reflekteres fra målene for hver doppler-f rekvens.

Følgelig har hver av avfølerne en faseverdi på en bestemt doppler-frekvens som, når kombinert med de andre faseverdiene, samlet er forenlige til å angi et enkelt mål som kilde for en forutbestemt doppler-frekvens.

Avstandsdetektoren 182 anvender klokkepulser 184 til å detektere forsinkelsesperioden mellom transmisjonen av pulsen og dens mottakelse på antenneoppstillingen 32, 34. Ved å kjenne tidsforsinkelsesperioden, beregnes flukttiden for den tidsbestemte serie av pulser slik at målene ved en forut bestemt avstand kan undersøkes ved å granske returpulser som har forutbestemte tidsforsinkelse. Avstandsportstyring (Range gating) er en vanlig metode for å bestemme distansen for målene og er nærmere omtalt i "The Radar Handbook" av Merrill I. Skolnik, McGraw Hill Co., 1970, N.Y., N.Y. som er særlig her innbefattet med henvisning til hva den omhandler. En to-frekvensteknikk for å tilveiebringe avstandsinformasjon med høyere oppløsning er nærmere omhandlet i fig. 15 og 16 her.

To-antenneoppstillingssystemet tilveiebringer to senitvinkler, dvs. en for nord-syd planet og en annen for øst-vest planet. En tredje koordinat leveres av avstanden for spredningspunktet som bestemmes fra avstandsportdata tilveiebragt av avstandsdetektoren 182. De to senit-vinklene og avstandsdataene omfatter en tre-dimensjonal beskrivelse av stedet for spredningspunktet. Dette omdannes så til et konvensjonelt x, y, z kartesisk koordinatsystem, hvor x er forskyvningen i øst-vest retningen, y er forskyvningen er nord-syd retningen og z er forskyvningen i den vertikale retning. De kartesiske koordinater beregnes som følger:

hvor:

R = detektert avstand

Gøy = senit-vinkel i øst-vest planet

GftS= senit-vinkel i nord-syd planet.

Kartesisk koordinat omformer 186 virker til å ta avstands og senit-data og omforme disse til et kartesisk koordinatsystem. Det kartesiske koordinatsystem tillater at spredningspunkt parametre kan sorteres ved høyde i stedet for radiell avstand.

Den bevegelseskjennetegnende anordning 188 kjennetegner bevegelsesfeltet for måleoppsti 11 ingen• Ifølge oppfinnelsen skjer dette ved en minste kvadraters tilpasning av det identifiserte målpunktet i hver region som er av interesse med et vektor bevegelsesfelt 1 form av:

hvor:

VBF = vektor bevegelsefelt

TJ = middel bevegelse i x-retningen

V = middel bevegelse i y-retningen

W = middel bevegelse i z-retningen

x = Øst-Vest rommessig koordinat

y = Nord-Syd rommessig koordinat

z = vertikal koordinat

x = enhetvektor i x-retningen

y = enhetvektor i y-retningen

2= enhetvektor i z-retningen

og a(i,j) er de forskjellige rommessige delvis deriverte av vektorbevegelsesfeltet, slik at middel, divergens, og virvlingen av bevegelsesfeltet er gitt av:

Fremviseren 190 omfatter en hvilken som helst av antallet av standard fremviseranordninger slik som katodestrålerør (CRT), flytende krystall fremvisere (LCD) etc. Ettersom den foreliggende oppfinnelse tilveiebringer tre-dimensjonale data, kan tre-dimensjonale fremviseranordninger også anvendes ifølge den foreliggende oppfinnelse. De data som frembringes ved hjelp av den foreliggende oppfinnelse kan behandles i fremviseranordningen 190 under anvendelse av konvensjonelt tilgjengelig datamaskingrafikkteknikker for å danne bilder på forskjellige elektroniske fremviseranordninger.

Som angitt ovenfor, kan hver av de funksjoner som utføres av prosessoren 28 utføres ved enten en maskinvare eller programvare realisering. Beskrivelsen ovenfor har angitt en beskrivelse av oppfinnelsen som er primært er blitt realisert i maskinvare. Den følgende pseudo-kode representerer en metode for å realisere den foreliggende oppfinnelse i programvare. Startpunktet er mottakelsen av en tidsserie av pulset-radar retursignaler.

PSEUDO- KODE

1. Innlesning og Fourier- transformasjon av dataene For 50 avstander

For 2 lineære oppstillinger (N-S og 0-V)

For 5 antenner

Innles 128 komplekse spenninger (som X-Y par)

For 128 Fourier-frekvenser

Beregn de komplekse Fourier-tranformasjoner (som X-Y par)

Neste Fourier-frekvens

Neste antenne

Neste lineære oppstilling

Neste avstand

2. Beregne Fourier- amplitude og fase fra den komplekse

transformasjon

For 50 avstander

For 128 Fourier-frekvenser

For 2 lineære oppstillinger

For 5 antenner

Innles X-Y paret fra transformasjonen

Beregn fase = Arctan (Y/X)

Amplitude = KVROT (X<**>2 + Y<**>2)

Neste antenne

Neste lineære oppstilling

Neste Fourier-frekvens

Neste avstand.

3. Tilpass Fourier fase relativt antennenummer med en rett

1 inj e

For 50 avstander

For 128 Fourier-frekvenser

For 2 lineære oppstillinger

Tilpass fase relativt antennenummer med en rett linje. Beregn fase ved senterantenne, endringstakt for fase over antenneoppstilling (DPDA), og RMS-feilen for TILPASNINGEN (Feil).

Neste lineære oppstilling

Neste Fourier-frekvens

Neste avstand

4. Bestemme hvilke spektrale trekk som er fra gyldige

spredningspunkter

For 50 avstander

For 128 Fourier-frekvenser

Er både DPDA (0-V) og DPDA (N-S) mindre enn 25 grader?

Hvis ja: Denne spektralkomponent er fra et gyldig spredningspunkt

Hvis nei: Ignorer denne spektralkomponent

Neste Fourier-frekvens

Neste avstand

5. Beregn stedene for de gyldige punkter

For hvert gyldig punkt

Æ-koordinat = Lamda<*>DPDA(0-V)/(2<*>PI<*>D)

(X er øst)

m-koordinat = Lamda<*>DPDA(N-S)/(2<*>PI<*>D)

(Y er nord)

n-koordinat = KVROT (l-.e**2-Y»*2 )

(Z er opp)

(PI = 3,1415; D = Antenneavstand = 0,707<*>Lamda;

Lamda = radarbølgelengde)

Neste gyldige punkt

6. Beregn den radielle hastighet for hvert gyldige punkt For hvert gyldige punkt

Radiell hastighet = 0,5<*>Lyshastighet<*>Fourier-frekvens/Radar-f rekvens

Neste gyldige punkt

7. Samle " Spredningspunkt parametrene" ved hver høyde Sprednings-punkt parametre:

Radiell hastighet for spredningspunktet

2, m og n retningskosinuser av spredningspunktet Gjennomsnittlig amplitude for spredningspunktet

På N-S oppstillingen

Gjennomsnittlig amplitude for spredningspunktet

På 0-V oppstillingen

Gjennomsnittlig fase (referert til senterantenne)

På N-S oppstillingen

Gjennomsnittlig fase (referert til senterantenne)

På 0-V oppstillingen

Feil i fasetilpasningen på N-S oppstillingen

Feil i fasetilpassningen på 0-V oppstillingen

8. Tilpass en vind- vektor til spredningspunkt parametrene ved

hver høvde

For 50 høyder

Beregn TJ,V,W for Minimum RMK-feil.

RMK-feil er gitt ved:

For hvert gyldig punkt

RMK feil = RMK feil

+ [(TJ<*>Æ + V<*>m + W<*>n - V Radial)<2>

Neste gyldige punkt

9. Slutt.

Fig. 14 omhandler en syntetisk stråleomsetter for anvendelse med den foreliggende oppfinnelse til å oppnå virkningene av relativ bevegelse mellom målene og avfølerne når ingen relativ bevegelse eksisterer. Relativ bevegelse kreves for å utføre tidsbestemt til frekvensområde transformasjonen. Tidsbestemt til frekvensområde tranformasjonen baseres på doppler-frekvensen som frembringes av den relative bevegelse frembragt mellom avfølerne og målene. Syntetisk bevegelse kan induseres inn i dataen ved den måten hvorved de samples av antenneoppstillingen. Eksempelvis kan en syntetisk bevegelig transduserspenningserie konstrueres ved å ta den første pulsen fra den første avføleren, den andre pulsen fra den andre avføleren, etc, den 128'ende pulsen fra den 128'ende avføleren. Dette frembringer den samme spenningsserien som ville være blitt målt av en transduser som beveger seg over en fast oppstilling. En meget finere bevegelsesskala kan syntetiseres fra et par av stasjonære reelle avfølere ved å kombinere signalene fra de to reelle avfølere i en tidsvarierende kombinasjon. Hvis eksempelvis V^(t) er den komplekse spenningsserien for den første transduseren og V2(t) er den komplekse spenningsserien fra den andre transduseren, kan den første spenningen progressivt reduseres, mens den andre spenningen progressivt økes, på en måte som er tilsvarende å bringe den første spenningen ned mens samtidig den andre spenning bringes opp, til oppnå:

hvor:

at=er en dempningsverdi som varierer mellom 0 og 1.

Virkningen av transduseren representert ved denne kombinasjon av spenninger er en transduser som progressivt beveger seg fra posisjonen for transduseren #1 til posisjonen for transduser #2. Følgelig kan spenningsutmatningene fra de forskjellige mottakerne vist i fig. 2 progressivt varieres til å indusere bevegelse over en fullstendig antenneoppstilling. Et totalt antall N stasjonære avfølere kan derfor generere N-l samtidig syntetisk bevegelige transdusere. Ved å anvende parallelle rader av reelle transdusere, kan et antall av parallelle syntetisk bevegelige transdusere konstrueres slik at en doppler-frekvens induseres mellom et stasjonert mål og stasjonere transdusere.

Fig. 14 viser skjematisk en fremgangsmåte for å oppnå syntetisk stråletranslasjon i anordningen vist i fig. 2, 3 og 4. Som vist i fig. 14 anvendes en forsterkningsstyreanordning

210 som frembringer en serie av forsterkningsstyre-utgangssignaler , A2, ••• Ajj 212 som tilføres mottakerkrets 214. Forsterkningsstyreanordning 210 frembringer forsterknings-styresignaler som varierer forsterkningen i mottakerkretsene 214 på en lineær måte fra en mottakerkrets til en annen for å indusere en syntetisk lineær bevegelse i avføleroppstil-1 ingen.

Fig. 15 og 16 viser skjematisk en to-frekvens avstandsdetektor som kan anvende med den foreliggende oppfinnelse til å gi avstandsinformasjon med høy oppløsning for å komplemen-tere avstandsinformasjonen som gis av avstandsportdetektoren 182. Fig. 15 omhandler måten hvorved to-frekvens avstandsdetektoren kan realiseres i en anordning slik som vist i fig. 2, 3 og 4. 40 til 70 MHz syntetisatoren 54 i fig. 2 anvendes til å generere en blanderfrekvens for både senderkretsen 50 og mottakerkretsen 38. I fig. 15 ville 40-70 MHz syntetisatoren 218 bli anvendt til å erstatte syntetisatoren 54 i fig.

2 til å gi en blanderfrekvens for senderen 50. Syntetisatoren 218 har en inngang 220 som omfatter en frekvensstyreanordning som er i stand til å frembringe en fasekoherent forskyvning fra en første frekvens til en andre frekvens innenfor en pulstransmisjon fra senderkretsen. Eksempelvis kunne syntetisatoren 218 frembringe en blanderfrekvens lik 43,285 MHz under den første delen av transmisjonspulsen og så fasekoherent skifte til en frekvens til 43,335 MHz innenfor en enkelt puls. Dette frembringer en sendt frekvens til 2,66 MHz under en første del av den sendte pulsen og en andre frekvens lik 2,71 MHz under en andre del av pulsen. Dette gir en forskjell lik 50 kilohertz i de to sendte frekvensene. Generatoren 222 frembringer to styresignaler 222, 226 som omveksles ved hjelp av omvekslingsanordning 228 til å gi en enkelt frekvens-styreinnmatning 220 til syntetisatoren 218. De to styresignalene 224, 226 omfatter styresignalene for å operere syntetisatoren 218 på de to forskjellige frekvensene. Omveksleren 228 er konstruert til å samvirke med synteti satoren 218 til å gi et fasekoherent skift fra den første til den andre frekvensen.

Styresignalene 224, 226 tilføres også henholdsvis til syntetisatorene 230, 232 for å gi to blanderf rekvenser 234, 236 for bruk i mottakerkretsene i to-frekvensavstands detektorutførelsen ifølge den foreliggende oppfinnelse. På en måte som er lik den som er vist i fig. 2, 3 og 4, er en serie av antenner 238 koplet til en serie av for-forsterkere 240 og en serie av RF-moduler 242 som befinner seg innenfor mottakerkretsen. Fordi to forskjellige frekvenser anvendes, må to-frekvensavstands detektorutførelsen detektere begge frekvenser samtidig. En effektdeler 244 deler utmatningen fra RF-modulen 242 i to signaler 246, 248. Hvert av disse signaler tilføres en separat blandermodul, henholdsvis 250, 252. De to forskjellige frekvensene 234, 236 tilføres henholdsvis blandermodulene 250, 252 til å frembringe to utgangsfrekvenser som tilføres de to MF-modulene 254, 256. Samtlige av de øvrige kretser vist i fig. 2, 3 og 4 blir så duplisert, opp til fase og amplitudegeneratoren 174, for hver frekvens som oppnås fra hver antenne i serien av antenner 238.

Faseverdiene som oppnås fra hver antenne tilføres så anordningen vist i fig. 16. Faseverdien $1(10) for den første frekvensen og faseverdien for den andre frekvensen (J^^) blir begge tilført en subtraheringsanordning 258 som frembringer et dif f eransesignalA(J) som er differansen i faseverdiene for de to frekvensene. Denne differanse i faseverdier er direkte proporsjonal med stedet for målet detektert innenfor avstandsporten. FasedifferansesignaletA$ tilføres en multiplikator 260 som fungerer til å multiplisere faseverdi-signalet med en konstant K til å oppnå den riktige proporsjonalitet. Dette utgangssignal tilføres en adderer 264 ved hjelp av forbindelsen 262. Addereren 264 adderer fasedifferansesignalet som er blitt multiplisert med konstant K til å gi den riktige proporsjonalitet til avstandsportdataene tilveiebragt av avstandsportdetektoren 182. Avstandsportdata omfatter avstandsportinformasjon til hvilken fasedifferansen tilføyes i adderen 264 til å gi et avstandsdatasignal 266 som har høy oppløsning. Fig. 17 er et skjematisk blokkskjema over en to-frekvens-generatoranordning. To-frekvensgeneratoranordningen i fig. 17 er i stand til å frembringe en to-frekvens fasekoherent puls som endrer seg fra en første frekvens til en andre frekvens på en fasekoherent måte. Dette skjer ved å endre fra den første frekvensen (fj[) til den andre frekvensen (f2) på et valgt sted for en av de sinusformede bølgeformene som omfatter pulsen. Typisk er pulsbredden tilstrekkelig til å frembringe flere sykluser av bølgeformen på den første frekvensen forut for forflytning til den andre frekvensen. Pulsbredden for hver frekvens er i alt vesentlig lik. Fig. 17 illustrerer skjematisk en digitalfrekvenssyntetisator for generering av en to-frekvenspuls som er i alt vesentlig fasekoherent. Mikroprosessoren 270 omfatter en innmatnings-anordning slik som en datamaskin eller en mikroprosessor-brikke som er koplet til et tastatur for innføring av faseverdier for frekvenser f^ og f2»Faseverdiene er ekviva-lente med den inkrementelle tid for sampling av en sinus-bølge. Mikroprosessor 270 fungerer som en lasteanordning til å laste en første inkrementverdi inn i en frekvenskommandomodul 272 som korresponderer med en første frekvens og en andre frekvenskommandomodul 274 som danner en andre frekvens. Både frekvenskommandomodulen 272 og frekvenskommandomodulen 274 kan omfatte skiftregistre eller andre lagringsanordninger for å lagre en inkrementell verdi som gireres til fase-akkumulatoren 276 via port 278. Port 278 velger enten innmatning 280 eller innmatning 282 for henholdsvis frekvenskommandomodul 272 og frekvenskommandomodul 274 for å tilveiebringe en faseinkrementell verdi for faseakkumulator 276. Port 278 opererer som reaksjon på et styresignal 280 som frembringes av adressemonitor og logisk styreanordning 282 som overvåker det eksisterende adressesignalet 284 som frembringes på utgangen av faseakkumulator 276. Frekvensreferanse 286 gir et klokkesignal 288 som tilføres faseakkumulator . 276 til periodisk å klokke ut den akkumulerte faseverdien, som danner adresseslgnal 284, med en takt som er bestemt av frekvensreferanse 286. Leselager (ROM) 290 har verdier med sinusfunksjoner lagret på en flerhet av adresse-steder som tilsvarer faseverdiene som frembringes på inngang 284 til ROM 290. Frekvensreferanse 286, som beskrevet ovenfor, tilveiebringer faseverdiene fra faseakkumulator 286 på en forutbestemt takt.

Følgelig, ved å endre akkumulatorverdiene som tilveiebringes av frekvenskommandobeskrivelsesmoduler 272 og 274, vil en digital representasjon av en sinusbølgeform frembragt på utgang 292 av ROM 290 har en frekvens som er avhengig av den faseinkrementelle verdi som tilveiebringes av frekvens-kommandomodulene 272 og 274. Digital-til-analog-omformer 294 omdanner den digitale representasjon av et sinussignal 292 til et analogt signal på utgang 296 som omfatter en til-nærming til en sann sinusutmatning. Det analoge signalet 296 tilføres lavpassfilteret 298 til å integrere utmatningen og redusere den høyfrekvente støy som genereres av digital-til-analog-omformeren 294 til å gi en sann (bedre) sinusutmatning. Det filtrerte signalet forsterkes så av forsterker 300 til å gi den fasekoherente to-frekvensutmatningen 302. Adressemonitor 284, som angitt ovenfor, overvåker adresseslgnal 284 som tilføres ROM 290 og klargjør port 278 til å forflytte fra et faseinkrementsignal til et annet overens-stemmende på det samme punktet av sinusbølgen. Alternativt kan omvekslingen skje ved null-kryssingen mellom annet sted på bølgeformen for å redusere generering av harmoniske.

Fig. 18 er et skjematisk riss som illustrerer avstandsporten (R3) ifølge den foreliggende oppfinnelse. Avstandsporten (R3), som vist i fig. 13, er en 3 km lang avstand fra en høyde av 70 km til en høyde av 73 km. Basisen for avstands porten, som er en høyde av 70 km, er på en avstand lik . Toppen av avstandsporten, som er på en høyde av 73 km, er på en avstand R2• Som det vil ses av fig. 18,

Distansen R3kan representeres som hastigheten (c) for lys ganger halvparten av tiden (Trg) for å traversere distansen R3og tilbake. Derfor kan ligning 26 omskrives som:

Ligning 27 kan så omskrives som: Fig. 19 er en grafisk fremstilling over avstandsporten som varierer mellom en høyde av 70 km og 73 km relativt antallet av fasebølgelengder i radianer på frekvenser f ^ og f2som omfatter de individuelle frekvenser av to-frekvenspulsen som genereres av senderen ifølge den foreliggende oppfinnelse. Som det vil ses av fig. 19, endrer frekvensen f^seg med totalt 80n radianer i distansen R-^fra 70 km til 73 km. Frekvens f2følger seg med 81n radianbølge mellom høydene 70 km og 73 km. Disse omfatter typiske endringer i bølgelengder for en frekvens f^lik 2 MHz som har en bølgelengde (X^) av 150 meter. Bølgelengden av f2for å frembringe 81n radian-bølgeendringer mellom 70 km og 73 km beregnes som følger:

Derfor er f2omtrentlig lik 2,04847 MHz.

Frekvensen f^på 2 MHz er blitt valgt som et eksempel for å illustrere en typisk situasjon som kan eksistere i et radarsystem og typiske tall som kan anvendes på et slikt system. Disse tall er gitt kun for eksempels formål, og de grunnleggende konsepter ifølge den foreliggende oppfinnelse kan anvendes i andre systemer som anvender langt mer forskjellige skalaer, slik som ultralyd-bildedannelse innenfor legemet. Uansett omhandler den ovenstående beskrivelse måten hvorved en andre frekvens ( f2) kan velges til å frembringe n radian ytterligere bølgelengdeendringer som er større enn antallet av bølgelengdeendringer av f^over avstandsporten fra 70 km til 73 km. Denne differanse av n radianbølgelengder mellom f^ og f2over distansene av avstandsporten, kan anvendes som en finskala for nøyaktig å bestemme avstanden for målet innenfor avstandsporten, slik det skal beskrives nedenfor.

For å oppnå dette formål er det ønskelig å ha både f^ og f 2 i-fase ved bunnen av avstandsporten, dvs. på distansen , som vist i fig. 19. Dette skjer på den følgende måte.

Det totale antall av bølgelengder L^ifor en bølgeform som har en frekvens f^som behøves for å lyde til nivå R^og tilbake til bakkenivået:

hvor Xi = bølgelengde av en bølgeform på frekvens f^.

Det totale antallet av bølgelengder L21for en bølgeform som har en frekvens f2som behøves for å lyde til nivå R^og tilbake til bakkenivået er:

hvor X2= bølgelengde av bølgeform med frekvens f2-

Det er kjent av forplantningshastigheten (c) er lik produktet av frekvensen f og bølgelengde (X). eller

Setter man ligningene 32 og 33 inn i ligningene 30 og 31, gir dette: eller

Likeledes er antallet av bølgelengder for å lyde til avstand R2og tilbake med en bølgeform av frekvens f^:

Antallet av bølgelengder for å lyde til avstand R2og tilbake med en bølgeform med frekvens f2er:

Differansen i antall av bølgelengder (aL^) når lydgivning mellom avstander R^og R2ved frekvens f^er: eller

Vi kjenner fra ligning 28 at:

Setter man ligning 28 inn i ligning 39:

Likeledes er differansen i antallet av bølgelengder (aL2) når lydgivning skjer mellom avstander og R2på frekvens f2:

Antallet av bølgelengder til forutbestemt nivå (R^) kan justeres ved å justere kabellengder eller ved forsiktig å justere avstanden for R^slik at både L-q og L2^er hele tall som bevirker f^og f2til å være i-fase, når de mottas på avføleren.

Som omhandlet i fig. 19 og omtalt ovenfor, er bølgelengdene for bølgeformene f^og f2vesentlig mindre enn avstandsportavstanden, dvs. R2- R^. I eksemplet i fig. 19 har bølge-formen på 2 MHz en bølgelengde lik 150 meter. Pulsbredde-begrensninger, samt høydeoppløsningskrav begrenser lengden av avstandsportavstanden. Pulsbredden begrenses i ekspansjon av høydeoppløsningen som ønskes. Med en 20 km pulsbredde, er den nærmest beste høydeoppløsning som kan oppnås 10 km. På den annen side er pulsbredden begrenset i den mengde den kan kortes ved signal/støy-forholdet. Signal/støy-forholdet øker med kvadratet av pulsbredden. Dette betyr at dersom pulsbredden minskes med en faktor lik 2, økes støyen med en faktor lik 4.

I betraktning av disse to konkurrerende faktorer, er avstandsportene normalt 50$ til 75$ av pulsbredden. Informasjonsinnholdet i signalet økes ikke ved å anbringe avstandsportene noe nærmere, fordi informasjonsinnholdet ikke økes ved sampling på en takt som er hurtigere enn signalets båndbredde. Derfor er typisk avstandsportavstand for 2 MHz-radarer 3 km.

Følgelig er differansen i antallet av bølgelengde (aL^og AL2) mellom avstander og R2mange multipla av 2n radianer. Dette betyr atAL^ogAL2tilveiebringer en oppløsning som er altfor fin til å unngå tvetydigheter ved lokalisering av en bestemt høyde for et mål innenfor den grove avstandsportavstanden. Med andre ord, for å unngå tvetydigheter, vil avstandsportavstanden måtte være en halvpart av bølgelengden av fi eller f2, eller mindre. Dette er umulig på grunn av begrensningene for pulsbredden av signalet som gis av signal/støy-betraktninger, som angitt ovenfor.

Imidlertid overvinnes disse problemer ved å betrakte differansen mellomAL^ogAL2som er et tall som angir differansen mellom de ytterligere bølgelengder for f^og f2som er nødvendig for å lyde til R2. Dette er angitt som følger:

Hvis vi setter: så:

Følgelig vil bølgedifferansen mellom de to avstandene R^og R2endre seg med 1 bølgelengde av differansefrekvensen (Af) når differansen i frekvenser er 1/Trg. Dette fører til en faseendring av 2n (360°) ettersom:

Derfor blir fasedifferansen en finskala som deler hver avstandsport i 2n radiandeler, eller 360 deler, hvis grader anvendes.

Derfor kan høyoppløsningsavstandsinformasjon beregnes som følger:

hvor Ang er lik fasedifferansen mellom og f2detektert på avfølerne og Xd er lik bølgelengden av Af.

Ligning 48 er enkel proporsjonalitetsligning som fungerer som en finskala til å detektere avstanden for målet innenfor avstandsporten.

Fig. 20 omhandler en typisk konfigurasjon av antenner, slik som vist i fig. 6, hvor en sentral antenne er anbragt innenfor en halv bølgelengde av tett atskilte antenner 306, 308 til å hindre senitvinkelfremmedgjøring (aliasing), som angitt i beskrivelsen av fig. 11. Vidt atskilte antenner 310 og 312 er atskilt med dobbelavstand som er større enn en halv bølgelengde til å gi høyoppløsningsinformasjon hva angår senitvinkel som omhandlet ovenfor.

I mange forbindelser er det imidlertid uønsket eller umulig å anbringe avfølere innenfor en halv bølgelengde av hverandre. Eksempelvis, ved ultralydanvendelser, blir bølgelengden målt i mm og avstanden mellom avfølerne innenfor en halv bølge-lengde er praktisk talt umulig.

Avfølerkonfigurasjonen, vist i fig. 21, gir en første antenne A som er vidt atskilt fra en sentral antenne B, og en tredje vidt atskilt antenne C. Begge antenner A og C er atskilt med flere bølgelengder av systemets grunnfrekvens. Konfigura-sjonen av avfølere som er vist i fig. 21 kan anvendes i henhold til den foreliggende oppfinnelse og fortsatt opprett- holde en evne til utvetydig å identifisere senitvinkler for mål, som omhandlet nedenfor.

Fig. 22 er en skjematisk fremstilling som omhandler måten som senitvinkelen 8 utledes fra antennekonfigurasjonen i fig. 21 under anvendelse av interferometriteknikker. Som vist i fig.

22 er antennene A og C atskilte fra referanseantennen B med en avstand D. Ser man kun på et sett av antenner, eksempelvis antenner A og B, er fasedifferansen:

Fra geometrien i fig. 22, er det kjent at: og

Substituerer man ligning 51 inn i ligning 49 får man:

Vi vet at:

Setter man ligning 53 inn i ligning 52 får man: eller

Et to frekvenssignal skal nå betraktes. Faseendringen mellom antenner for frekvens f^er:

Faseendringen mellom antenner for frekvens f2er:

Differansen mellom faseendringene for f^of f2er: eller

Frekvensen f2kan velges slik atA±^er n-radianer 180° ) når sinø = 1:

Ligning 62 gir maksimumdistansen for separering av antennene for eliminere senitvinkeltvetydigheter (fremmedgjøring) under anvendelse av differansefrekvensen Af. Når sinø = 1, er målet anbragt på horisonten som gir den maksimale fasedifferanse mellom de to antennene. Denne maksimale fasedifferanse kan ikke overskrider n (180°) for å hindre tvetydigheter. Fasedifferanser som er større enn n frembringer tvetydig flertall av senitvinkelverdier. Ved å begrense den maksimal fasedifferanse til n, opptrer en total endring av 2n fra horisont til horisont for derved å hindre tvetydigheter. Hvis Af er lik 100 kHz, er den maksimale distanse som de to antennene kan atskilles for utvetydig å lokalisere et mål lik 1,5 km. Dette er halvparten av en bølgelengde av f 100 kHz-bølgelengden. Hvis enten f^eller f2ble anvendt, idet man antar at f^ og f2er nær like, vil en 20 folds tvetydighet opptre ved en antenneavstand lik 1,5 km.

Selv om differansefrekvensen Af kan anvendes til å lokalisere målet omtrentlig på himmelen på den måte som er omtalt ovenfor, kan enten f^eller f2, eller f^+ f2anvendes til å gi et stedsmessig signal med meget høy oppløsning ettersom antennene er atskilt med omtrentlig 10 bølgelengder ved enten fl eller f2, og omtrentlig 20 bølgelengder på f^+ f2. Derfor kan et enkelt vidt atskilt par samtidig gi både utvetydig oppløsning, ved anvendelse av differansefrekvensen, og ultrahøy oppløsning, ved å anvende den ene eller den andre av enkeltfrekvensene, eller sum-frekvenssignalet.

I betraktning av dette kan den konvensjonelle fem-antennekonfigurasjonen som vist i fig. 19 reduseres til tre-antenne-konf iguras j onen som er vist i fig. 21. Derfor reduserer bruken av to-frekvenssignal (duettdannelse) antallet av transdusere som behøves fra 5 til 3. Transmisjonen av to-frekvenssignalet kan innføres slik at de to frekvensene, samt sum- og differansefrekvensene, sendes samtidig fra en enkelt antenneoppstilling. Dette kan oppnås hvis maskinvaren er i stand til å frembringe en sinusbølgeform av tilstrekkelig klarhet til å hindre generering av harmoniske sammen med den ønskede effekt. Selvfølgelig kan dette ha særlig anvendelse innenfor lyd (f.eks. sonar) og ultralydanvendelser.

Elimineringen av de tett atskilte par av antenner ved å anvende duettdannelse er uhyre nyttig ved applikasjoner slik som ultralydtesting hvor det er fysisk umulig å anbringe transdusere innenfor en halv bølgelengde av hverandre på lydgivningsfrekvensen, f.eks. f^eller f2. I tillegg kan meget høy oppløsning oppnås ved å anvende sum-frekvenssignalet.

Denne prosess kan også utvides til tre frekvenser eller flere for å forbedre oppløsning, og eliminere tvetydighet. For å forbedre oppløsning, anvendes den første frekvensdifferansen til å dele hver avstandsport i f.eks. 360 deler. På en lignende måte kan en andre frekvensdifferanse anvendes til å dele hver av de delene i f.eks. 360 mindre deler, o.s.v. Den andre differansefrekvensen som behøves vil være langt større enn den første differansefrekvensen.

Rommessig oppløsning under anvendelse av interferometriteknikker kan også forbedres ved å tilføye en tredje frekvens, bortsett fra at den andre frekvensdifferansen må være langt mindre enn den første frekvensdifferansen. Dette er nøyaktig det motsatte av den differansefrekvens som behøves for å øke avstandsoppløsning slik at de må utlignes når et system utformes for optimal ytelse. For forbedret asimut-oppløsning som anvender interferometriteknikker, er uten-bordsantennen atskilt en halv bølgelengde på den andre differansefrekvensen som eksempelvis kan være 100 bølge-lengder på den første differansefrekvensen og 2000 bølge-lengder på grunnfrekvensen. Dette kan være meget nyttig ved anvendelser slik som nøyaktig satelittfølging.

Slik det ble omtalt i beskrivelsen av fig. 11, blir en spredningspunktanalyseteknikk anvendt i henhold til den foreliggende oppfinnelse for å skille mål fra støy ved å lokalisere en felles senitvinkel for et mulig mål ved å bestemme et felles faseforhold på en bestemt dopplerfrekvens, slik som grafisk vist i fig. 9. FasedifferansesignaleneA(J) analsyeres for de signaler som mottas på en flerhet av antenner. Antar man at der er lik avstand mellom antennene, vil like fasedifferanser fremkomme på hver antenne som angir en ensartet senitvinkel for derved å skille målet fra støy. Det antas at hvert mål vil ha en forskjellig dopplerfrekvens slik at målene atskilles med dopplerfrekvens, som grafisk vist i fig. 9.

I henhold til en alternativ utførelsesform av den foreliggende oppfinnelse hvor avfølerkonfigurasjonen som vist i fig. 21 anvendes, vil en flerhet av avfølere langs et enkelt plan ikke eksistere til å sette brukeren av systemet i stand til å sammenligne mer enn et fasedifferanseforhold for mer enn et antennepar innrettet i den samme retningen. Følgelig må en forskjellig teknikk anvendes for å skille mål fra støy.

Som omhandlet i fig. 27 og 28, kan en terskeldetektor eller vedvarighetsdetektor anvendes som en spredningspunktanalysator for å skille målene fra støy. Dette er forklart i nærmere detalj nedenfor.

Spredningspunktanalysen som grafisk er vist i fig. 9, kan anvendes i henhold til den utførelsesform som er vist i fig. 29 og 30 for å bekrefte de rommessige ensartethet av retur-signalene fra et potensielt mål ved å granske faseverdiene fra par av antenner som er innrettet i det samme planet. Idet der vises ti fig. 20, er spenningsresponsen på antenne A fra frekvens f±lik V^^(t). Spenningsresponsen på antenne A som et resultat av frekvens f2er V^2(t).

Likeledes er spenningsresponsen på antenne B som et resultat av frekvens f^lik Vg^t). Spenningsresponsen for antenne B ved frekvens f2er V/B2(t). Videre er spenningsresponsen på antenne C som et resultat av frekvens f^lik V^ft). Spenningsresponsen for antenne C for frekvens f2er Vc2(t).

Disse komplekse spenningssignaler kan omformes til doppler-frekvensområdet for å frembringe signaler slik som V^i(to) som representerer den komplekse spenningsdopplerfrekvensresponsen på antenne A overfor frekvens f-^. Fasesignaler kan frembringes fra disse komplekse spenningssignaler fra fasegeneratoren ved den følgende ligning:

Spektralfaseverdien som genereres på antenne A som et resultat av frekvens f^betegnes som ØAf^co). Likeledes er spektralfaseverdisignalet som genereres på antenne B som et resultat av frekvens f^betegnet som Ø^ (co). Spektralfaseverdisignalet som er generert på antenne C som et resultat av frekvens f^er betegnet som Ø^ . Hvis differansen mellom 0A^(co) og Øgj. (co) tas, frembringes et fasedifferansesignal som betegnes som AØ^g^ . Likeledes, hvis fasedifferansene som tas mellom Ø^ og 0^, genereres et fasedif feransesignal som betegnes som AØ^^^ . Fasedifferansesignalet A0,„„ rSL11ALI i betegner differansen mellom 0^ og Øc^ . Disse S-fasefunksjoner kan så anvendes til å bestemme om en felles senit-vinkel, slik som Gi, eksisterer på hver dopplerfrekvens for å bestemme den rommessig ensartethet av retursignalet som reflekteres fra et mål som angir en felles senitvinkel. Lignende data kan tas for en andre senitvinkel 02for ytterligere å bekrefte rommessig ensartethet og gi tilstrekkelig informasjon til å generere et senitvinkelsignal 8. På denne måte kan den rommessig ensartethet av et retursignal bekreftes fra f asesignalene for å skille mål fra støy i henhold til fem-antenneoppstillingen som vist i utførelses-formen i fig. 29 og 30.

I tillegg til å gi avstandsinformasjon med høy oppløsning, kan to-frekvenssignalet eliminere avstandsfremmedgjøring (aliasing). Eksempelvis kan mål i mange tilfelle bevege seg med en høy hastighetstakt slik at mellom pulser beveger målet seg mer enn en halv bølgelengdde for den ene eller den andre av de individuelle frekvenser f^eller f2. Dette frembringer avstandsfremmedgjøring for signalet, ettersom det er umulig å bestemme hvor mange multipla av 2n som målet har beveget seg mellom pulsene. Disse problemer med avstandsfremmedgjøring overvinnes ved den foreliggende oppfinnelse på den følgende måte. Det komplekse spenningsslgnalet som reflekteres fra et mål er:

Denne komplekse spenningsfunksjon kan også representeres i eksponentlalform som:

eller ettersom

Anta at dette målet beveger seg mot en observatør med en radiell hastighet (Vr ). Den komplekse spenningsfunksjonen kan skrives som:

hvor f = den dopplerforskjøvne frekvensen.

Uttrykket f-j_ kan beregnes som følger:

hvor Vr/c er andelen av lyshastigheten som målet beveger seg med,

f er frekvensen for det utstrålte signalet og

fj) er dopplerf rekvensen.

Hvis målet beveger seg mer enn halvparten av en bølgelengde mellom avstandsportpulser, kunne det resulterende detekterte signalet være et hvilket som helst flere tvetydige verdier av den beregnede radielle hastighet, som angitt ovenfor. Derfor må et signal med lenger bølgelengde anvendes for å eliminere avstandsfremmedgjøring på denne måte. Hvis et to-frekvenssignal anvendes, tilveiebringer differansefrekvensen et signal med langt lenger bølgelengde for å eliminere avstands-fremmedgjøringsproblemene.

Fra ligning 3 er den komplekse spenningsresponsen for en første bølgeform av frekvens f^lik:

Den komplekse spenningsresponsen for en andre bølgeform ved frekvens f2er:

Det komplekse produktet av disse to signaler under anvendelse av den komplekse konjugerte V 2<*>(t) er:

Som det vil ses av ligning 61, oppfører det komplekse produktet seg som et signal på en differansefrekvens som er lik differansen mellom f^ og f 2 • For å øke bølgelengden, må frekvensen minskes. Det komplekse produktet gir et signal som kan være vesentlig mindre enn frekvensen av enten f ^' eller f2' individuelt, hvis disse frekvenser er nær hverandre. To-frekvenssignalet må forplantes enten samtidig, eller som en kombinert to-frekvenspuls, ettersom posisjonen av målet ikke vesentlig kan endre seg mellom pulser for å oppnå korrekt svar og fortsatt eliminere avstandsfremmedgjøring.

Spektralsmøring er et ytterligere problem som skyldes en endring i dopplerfrekvensen. Problemene med spektralsmøring overvinnes i henhold til en foreliggende oppfinnelse på den følgende måte.

Dopplerfrekvensen for et bevegelig radar- eller sonarmål varierer vanligvis kontinuerlig på grunn av at doppler-effekten kun er følsom overfor den radielle komponenten av målenes hastighet som endrer seg kontinuerlig ettersom perspektivet fra radaren endrer seg, endog om målets hastighet er konstant. Dopplerforskyvningen er derfor vanskelig å måle ettersom den konstant endrer seg.

Der er to utpreget forskjellige måter å måle dopplerfrekvensen for et retursignal:

1. ukoherent, ved å måle en enkelt puls, og

2. koherent, ved å følge fasen av retursignalet fra puls til puls slik at dopplerfrekvensen kan bestemmes fra helningen av kurven for den resulterende fasen relativt tid, eller ved å anvende spektraltransformasjoner.

Ettersom den foreliggende oppfinelse anvender spektraltransformasjoner for koherent å måle dopplerf rekvensen, må data samles over en tidsperiode for å utføre den spektraltrans-formasjon. Med andre ord er spektraltransformasjonsteknikker slik som hurtig Fourier-transformasjoner, maksimum entropi-metode, Hadimard-transformasjoner, etc. (hvor alle betegnes her som frekvenstransformasjoner) særlig begrenset i situa-sjoner hvor frekvensen endrer seg, ettersom disse transformasjoner nødvendigvis krever et gjennomsnitt over en tidsperiode. Hvis dopplerfrekvensen har endret seg vesentlig over den tidsperioden, vil den resulterende spektralrepresentasjon bli utsmurt.

Fig. 23 viser en dataraaskinstimulering som illustrerer vanskeligheten bevirker av radarmål som har varierende dopplerforskyvninger. Tre radarmål er vist i fig. 23 som beveger seg horisontalt i et asimutsted som ligger nesten rett over. Kurve 314 viser det utsmurte spektrum, dvs. det spektrum som ville bli generert fra en frekvenstransformasjon uten korrigeringsprosesen ifølge den foreliggende oppfinnelse. Kurve 316 viser det korrigert spektrum, hvori hvert av de tre målene klart fremkommer i spektrumet. Det er derfor viktig å bestemme måten hvorved dopplerfrekvensen endrer seg.

Fra ligning 55 kjenner man at:

hvor Fj) = dopplerf rekvens

Fra ligning 56 vet man at:

hvor f = den sendte radarfrekvensen, f.eks. f^eller f 2,

Vr= den radielle hastighet av målet.

Endringstakten for fp er proporsjonal med endringstakten for den radielle hastighet Vrav målet langs en enhetsvektor 318 (IR) som peker fra radarantennene til målet som omhandlet i fig. 24. Enhetsvektoren IR kan skrives i form av retnings-cosinuser som følger:

Ta i betraktning et mål som har en total hastighet 320 (V-p) som kan representeres som følger:

Den radielle hastighet Vrav V-p er komponenten av målets hastighet langs IR. Den radielle hastigheten Vrer den eneste målbare komponenten av målets hastighet,^ettersom hastighets-komponenter som er perpendikulære på IR ikke bevirker noen dopplerskifte.

Den radielle hastigheten er gitt av:

For å bestemme endringstakten for den radielle hastigheten, må den deriverte av Vrmed hensyn til tid tas som følger: idet man antar at V-p er konstant og ikke varierer over tid. Med andre ord, med en konstant total hastighet V-p, vil kun den radielle vektoren endre seg med tid. Dette gir en ligning som følger: For vertikale vindprofilerere og andre lydgivningssystemer hvor målets bevegelser er alt overveiende perpendikulære på radiusvektoren IR, er det andre uttrykket i ligning 66 langt mindre enn det første uttrykket og kan ignoreres. Ligningen kan så omskrives som: ettersom

Distansen R er i alt vesentlig lik høyden N for målet når måltet er nærmest liggende rett over, slik at ligning 66 kan omskrives som:

Ligning 56 gir forholdet mellom den radielle hastighet Vrog dopplerfrekvensen fp uttrykt ved grunnfrekvensen f og lyshastigheten c. Angivelse av ligning 56 på ny:

Fra ligning 69 vet man at:

Derfor blir endringen i dopplerfrekvens Afp lik: eller

Når en frekvenstransformasjon utføres, genereres et spektrum for et antall av frekvensintervaller eller vinduer. En gitt spektralkomponent bør ikke endre seg med en signifikant andel av en spektralvindubredde hvis utsmøring skal unngås. Bredden av spektralvinduet er:

Forholdet mellom dopplerutsmøring og Fourier-vindubredden er:

Hvis dette forhold eksempelvis ikke skal overskride 0,1, for målhastigheter (V-p) inntil 100 m/s under anvendelse av e 50 MHz radar (f), vil observasjonsperioden være begrenset til:

Dette er altfor kort til å være praktisk for vindprofilerere.

Fra ligning 72 er den tidsvarierende vinkelmessige doppler-frekvens o)p)(t) for retursignalet lik: ettersom

Idet det vises til ligning 51, kan den komplekse spenningsfunksjonen for retursignalet representeres i eksponential form som:

Ved å kombinere ligningene 76 og 51: hvor

Sammenligning av ligning 51, som omfatter den komplekse spenningsresponsen for et signal med konstant frekvens, og ligning 78, som omfatter den komplekse spenningsresponsen for et signal som har en endrende frekvens, er det åpenbart at

■j fv + 2

uttrykket e modifiserer den konstante frekvensspennings-

funksjonen Aeiut, og er derfor ansvarlig for den spektrale utsmøring.

Ved bestemmelse av verdien av a, kan en korrigerigsfaktor G(t) genereres som følger:

Korrigeringsfaktoren G(t) multipliseres med det tidsbestemte spenningssignalet og blir så frekvensomformet til å gi et korrigert deutsmurt signal.

Måten hvorved dette skjer er vist i den følgende pseudo-kode som omhandler behandlingen av spenningssignaler fra en antenne uten deutsmøring og med deutsmøring.

ITERATIV REALISERING AV DEUTSMØRING

Behandling uten deutsmøring

(ved enkelt høyde)

INNMATET KOMPLEKS SPENNING RELATIVT TIDSSERIER FOR HVER ANTENNE

UTFØR FOURIER-TRANSFORMASJON FOR HVER ANTENNE

UTFØR SPREDNINGS-PUNKT-ANALYSE

BEREGN vindhastighet

Deutsmøringsprosedyre

(ved en enkelt høyde)

INNMATET KOMPLEKS SPENNING RELATIVT TIDSSERIER FOR HVER ANTENNE

UTFØR FOURIER-TRANSFORMASJON FOR HVER ANTENNE

UTFØR SPREDNINGS-PUNKT-ANALYSE

BEREGN vindhastighet

Beregn a fra ligning 79

(*) ot = 4nfvf7cN

Beregn G(t) fra ligning 80

FOR HVER ANTENNE

FOR HVER SPENNING I TIDSSERIENE

V(t) = V(t)<*>G(t)

NESTE SPENNING

NESTE ANTENNE

UTFØR FOURIER-TRANSFORMASJON FOR HVER ANTENNE

UTFØR SPREDNINGS-PUNKT-ANALYSE

BEREGN vindhastighet (VT)

KONTROLLER MED HENSYN TIL LUKKING (Er denne hastighet den samme som siste gang?)

HVIS INGEN LUKKING, GÅ TIL

HVIS LUKKING, DA FORETATT.

Fig. 25 er et diagram over den radielle hastighet relativt senitvinkelen 0 som illustrerer området av interesse 322 som har en i alt vesentlig konstant helning. Som vist i fig. 25 oppviser kurven en vesentlig lineær endring i radiell hastighet relativt senitvinkelen. Denne lineære endring opptrer i et område som er omtrent rett overliggende. Den lineære natur av kurven tillater bruken av ligning 62 eller 64 å approksimere korrigeringsfaktoren G(t). Fig. 26 er et skjematisk blokkskjema over en av utførelses-formene for realisering av den foreliggende oppfinnelse. Som vist i fig. 26 genererer senderen 324 et to-frekvenssignal som kan enten være et kombinert frekvenssignal eller et dobbelt-frekvenssignal som frembringes på den måte som er omhandlet 1 fig. 19. Selv om utførelsesformen 1 flg. 26 er omhandlet med hensyn til et radarsystem, kan den samme generelle konfigurasjon anvendes med vibrasjonssystemer, innbefattende sonarsystemer og ultralydsystemer, og hvilke som helst andre systemer hvor det ville være ønskelig å behandle data på den måte som er omhandlet. Den sendte pulsen tilføres sender/mottaksomvekslere 326, 328, 330. I sendemodusen vil sende/mottaksomvekslerne tilføre sendesignalet til antenne A 332, til antenne B 334 og antenne C 336. Sende/mottaksomvekslerne 326, 328, 330 blir så omkoplet til mottaksmodusen for å kople det mottatte signalet som reflekteres fra målet og detekteres av antenner 332, 334, 336 til respektive mottakere 338, 340, 342. En typisk to-frekvens-mottakerkrets er vist i fig. 15. Hver av mottakerenhetene frembringer to utgangssignaler som tilsvarer de to frekvensene i det sendte signalet. Eksempelvis frembringer mottaker A338 et første signal fA som tilsvarer det mottatte signalet på en første frekvens f^fra antenne A og et andre signal fAg som tilsvarer en andre frekvens fg mottatt på antenne A. Hvert av disse signaler leveres til en separat kvadraturfasedetektor. Kvadraturfasedetektorer frembringer en kompleks spenningsfrekvensrespons slik som omtalt i ligning 50. Eksempelvis frembringer kvadraturfasedetektor 344 en spenningsrespons som angitt i ligning 75.

Analog-til-digital-omformere 356, 358 og 360 omdanner de komplekse spenningstidsbestemte funksjoner V^(t), Vg(t) og Vc(t) til digital kompleksspenningstidsbestemte funksjoner og tilfører de digitale signaler til respektive vindufunksjons-multiplikatorer 362, 364, 366. Vindufunksjosmultiplikatorene multipliserer det innmatede digitale signalet med en korrigeringsfaktorsignal G(t) til å korrigere de kompleks spenningstidsbestemte funksjoner for spektral utsmøring, som omhandlet ovenfor. Prosessor 370, som omtalt nedenfor, genererer korrigeringsfaktorsignalet G(t) og tilfører det til vindufunksjonsmultiplikatorene via forbindelsesorgan 368. Vindufunksjonsmultiplikatorene 362, 364, 366 fungerer også til å modifisere de komplekse spenningstidsbestemte funksjoner med en vindufunksjon til å øke nøyaktigheten av den tidsbestemte frekvenstransformasjonen . De modifiserte digitale spenningstidsbestemte funksjoner tilføres så tidsbestemt dopplerfrekvenstransformasjonsanordning 372 til å omdanne de tidsbestemte funksjoner til dopplerfrekvensfunksjoner hvor dopplerfrekvensen genereres som et resultat av relativ bevegelse mellom målene og de uavhengige av-følerne. Måten hvorved de tidsbestemte spenningsfunksjoner omdannes til dopplerfrekvensfunksjoner er omhandlet i blokk 372.

De omdannede funksjoner tilføres så prosessor 370 som behandler dataene til å generere en korrigeringsfaktor G(t) og frembringe et fremvisningssignal på linje 372 som er koplet til fremviser 374. Prosessor 370 er i stand til å behandle dataene på to forskjellige måter, som omhandlet i fig. 27 og 28.

Fig. 27 er et skjematisk blokkskjema som viser funksjonene som utføres av prosessor 370 i fig. 26 til å detektere flere mål. Idet der vises til fig. 27, blir de korrigerte kompleks dopplerfrekvensfunksjoner for hver av antennene på hver frekvens tilført en fasegenerator 376. Eksempelvis er den korrigerte komplekse spenningsdopplerfrekvensfunksjonen som genereres fra antenne A på frekvens 1 lik VA(co).

Fasegenerator 376 genererer fasefunksjoner tt)(to) for hver innmatning under anvendelse av standard fasefunksjons-ligningen (49). Spektrale fasefunksjoner frembringes derfor for hver antenne på hver frekvens. Eksempelvis er faseverdien for antenne A på frekvens f^lik (f)A^.. Disse faseverdisignaler tilføres så en fasesubtraherer 3778 som genererer A-fasefunksjonen som vist i blokk 378. A-fasefunksjonene representerer fasedifferansene mellom en referanseantenne, dvs. antenne B, og antenner A og C, på hver frekvens, dvs. f^og f2 • Eksempelvis erA$Aflik (J)Af- 0Bf . I tillegg frembringes en A-fasefunksjon for referanseantennen B (fig. 21) som er differansen av faseverdiene på hver av frekvensene f^og f2'Med andre ord, genereres en A-fasefunksjonAØg som er lik $_„ - . Dette signal anvendes for avstandsinformasjon med høy oppløsning.

A(J)Btilføres avstandsdetektor 380 som har høy oppløsning, hvilken utfører en proporsjonalitetsligning for å bestemme høyoppløsningsavstanden for målene innenfor avstandsporten. Portdetektor 380 med høy oppløsning anvender proporsjona-litetsligningen 48 som en finskala til å bestemme den bestemte avstandsverdien for målene innenfor avstandsporten og frembringer et utgangssignal 382 som tilføres fremvisningsgenerator 384.

A-fasefunksjonene AØ,„ , AØA„ ,AØr„ og AØr„ tilføres

Ali"-±212

faseadderer og -subtraherer 396 som utfører de aritmetiske funksjonene som er vist til å generere differansefasefunksjonene APA , APC , ZPA og EPC-Disse fasefunksjonene til-føres senitvinkeldetektor 394 som genererer senitvinkelinformasjon med lav og høy oppløsning. Differansefasefunksjonene blir også tilført spredningspunktanalysator 386 som skiller mål fra støy.

Spredningspunktanalysator 386 anvender differansefasefunksjonene APA og APq til å bestemme om et mål eksisterer på et forutbestemt sted. Dette kan ganske enkelt oppnås ved å anvende en terskeldetektor som eliminerer støysignaler under en forutbestemt terskelverdi. I tillegg kan rommessig vedvarighet av et mål i tid, f.eks. hvis et mål detekteres på et bestemt sted over en viss tidslengde, anvendes til å eliminere støysignaler. Så snart de samme målsignaler er blitt skilt fra støy i spredningspunktanalysatoren 386, gis denne informasjon til senitvinkeldetektor 394 via koplings-organ 392 for å sikre at senitvinkler genereres for mål i

. stedet for støy.

APA anvendes til å generere en Ø^-senitvinkel med lav oppløsning, ettersom APA fungerer som en A-fasefunksjon på en differansefrekvens som er lik differansen mello f^ og f 2. På en lignende måte anvendes aPq til å generere en senitvinkel 02 med lav oppløsning ettersom aPq fungerer som en A-fasefunksjon på en differansefrekvens som er lik differansen mellom f-j. og f2. Ettersom differansefrekvensen har en bølgelengde som er vesentlig lenger enn hver av frekvensene fl eller f2, kan senitvinklene 0^og 02for målene utvetydig identifiseres på grunn av lange bølgelengden av differansefrekvenssignalet, som angitt nærmere i interferometri-seksjonen som angitt ovenfor.

Likeledes anvendes EPAog Y. ?q til å generere henholdsvis 0^-og 02-vinkler med høy oppløsning, ettersom EPAog Y. ?q fungerer som A-fasefunksjoner på en sum-frekvens som er omtrentlig to ganger frekvensen av enten f^eller f2. 0^-funksjonen 396 og 02-funksjonene 398 tilføres en kartesisk koordinatgenerator 400 som genererer de kartesiske koordinater som innbefatter total-hastighetssignalet G(t) som tilføres feilfaktorgenerator 402 til å generere feilfaktor-funksjonen G(t), på den måte som er angitt ovenfor. Kartesisk koordinatgenerator 400 anvender minste kvadraters tilpasningsteknikk, som omhandlet ovenfor, til å generere de kartesiske koordinater og total-hastighetssignalet som tilføres feilfaktorgeneratoren 402.

Fig. 28 illustrerer en alternativ måte som prosessoren 370 i fig. 26 virker på. Selv om behandlingen som er omhandlet i fig. 28 er noe enklere enn den som er omhandlet i fig. 27, er den kun nyttig for å detektere et enkelt mål. Hver av de korrigerte komplekse spenningsdopplerfrekvensfunksjoner tilføres en kompleks spenningsmultiplikator som genererer komplekse produktdopplerfrekvensfunksjoner. En kompleks produktdopplerfrekvensfunksjon Vs(co) genereres ved å generere det komplekse produktet av V-l(u) og V2(w). Den komplekse produktdopplerf rekvensfunksj onen Vs(co) fungerer som en kompleks spennlngsdopplerfrekvensfunksjon på en sum-frekvens lik summen av frekvensene f^ og f2. Den komplekse spennings- multiplikatoren genererer også det komplekse produktet av V^co) og V2(co), eller V<*>(co) og V2(co) til å oppnå en kompleks produktdopplerf rekvensfunksj on Ycl(u)) som fungerer som en kompleks spenningsdopplerfrekvensfunksjon på en frekvens lik differansen mellom frekvensene f^ og f2.

De komplekse produktdopplerf rekvensfunks j onene Ys(co) og V^(co), samt de komplekse spenningsfrekvensfunksjonene ^^(co) l. T>f (w) tilføres en fasegenerator til å generere spektral-fasefunskjoner $(o)), samt differansefasefunksjonerAP(co) og sum-f asefunks joner EP(co). Fasegenerator 410 genererer de spektrale fasefunksjoner, slik som (co) fra de komplekse spenningsdopplerfrekvensfunksjonene, slik som (co). Differansefasefunksjonene, slik som APA, genereres fra de komplekse produktdopplerfrekvensfunksjonene, slik som V, (co).

QA

Sum-fasefunksjonene, slik som ZPAgenereres fra de komplekse produktdopplerf rekvensfunks j onene , slik V (co). Så snart

SA

fasegeneratoren 410 genererer de spektrale fasefunksjonene, differansefasefunksjonene og sum-fasefunksjonene, er behandlingen som er vist i fig. 29 vesentlig den samme som den vist i fig. 27. Fasesubtrahereren 412 utleder etAØg-signal som tilføres en avstandsdetektor 414 med høy oppløsning til å generere et avstandssignal 416 som tilføres fremvisnings-generatoren 418. Spredningspunktanalysator 420 detekterer differansefasefunksjoner APA og aPq og diskriminerer målsignaler fra støy. Dette kan utføres, som omhandlet i fig. 27, gjennom terskeldetektering eller vedvarighetsdetektering. Måldata tilføres så senitvinkeldetektor 422 som genererer signaler 0-^ og 02med høy oppløsning, hvilket tilføres fremvisningsgenerator 418 og til kartesisk koordinatgenerator 420. Den kartesiske koordinatgeneratoren 420 utleder et total-hastighetssignal V-p som tilføres feilfaktorgeneratoren 422 som genererer feilfaktoren G(t).

Fig. 29 er et skjematisk blokkskjema som illustrerer et system som anvender fem antenner 428 som tilsvarer fem-antennersoppstillingen som vist i fig. 20. Systemet arbeider i.alt vesentlig på den samme måte som systemet vist i fig. 26 med en sender 430 som leverer signaler til fem sende/mottaks-omvekslere 432. Det detekterte signalet mottas av fem mottakere 434 som tilfører ti forskjellige frekvenssignaler til kvadraturfasedetektor 436. Ti forskjellige komplekse spenningssignaler 438 tilføres så en analog-til-digital-omformer 440 som omdanner de komplekse spenningsanaloge signaler til digitale signaler. Vindufunksjonsmultiplikator 442 multipliserer dé digitale signaler med en korrigeringsfaktor G(t). Det korrigerte spenningssignalet tilføres så til å tidsbestemme til dopplerfrekvenstransformasjonsanordningen 444 som omdanner de tidsbestemte områdesignalene til doppler-frekvensområdesignaler 446. De kompleks spenningsdoppler-frekvensområdesignalene tilføres så prosessor 448 som genererer korrlgeringsfaktorsignalet G(t) på utgang 450 og et fremvisningssignal som tilføres fremviser 452.

Fig. 30 er et skjematisk blokkskjema som viser funksjonene som utføres av prosessor 448 i fig. 29. Idet der vises til fig. 30, blir de komplekse spenningsdopplerfrekvenssignalene tilført fasegenerator 454 som genererer faseverdisignaler 456 som tilføres fasesubtraherer 458. Fasesubtraherer 458 genererer en serie av A-fasefunksjoner som tilføres en spredningspunktanalysator 460 og en faseadderer og -subtraherer 462. Faseaddereren og -subtrahereren 462 genererer en serie av differansefasefunksjonerAP(io) og sum-f asefunks joner EP(co) på den måte som er vist i blokk 462.

Fasesubtraherer 458 genererer også en A-fasefunksjon a(J)q som tilføres avstandsdetektoren 464 som har høy oppløsning, hvilken genererer et avstandssignal 466 som har høy oppløs-ning, hvilket tilføres fremvisnlngsgenerator 468. Spredningspunktanalysator 460 anvender A-fasefunksjonene til å identifisere mål fra støy. A-fasefunksjonene granskes på hver av dopplerfrekvensene til å bestemme om A-fasefunksjonene angir en felles stedsbestemt kilde for et signal. Måten hvorved dette utføres omhandles i det pseudo-kodesett som er angitt nedenfor. Hvis en felles stedsmessig kilde for et signal identifiseres i spredningspunktanalysatoren 460, blir denne informasjon sendt til senitvinkeldetektor 470 som identifi-serer senitvinkelen med lav oppløsning og høy oppløsning for hvert mål. Denne informasjon tilføres så fremvisningsgenerator 468 og kartesisk koordinatgenerator 472 som genererer et total-hastighetssignal V^som tilføres feilfaktorgenerator 474. Pseudo-koden som er omhandlet nedenfor omhandler måten hvorved databehandling kan utføres for en f em-antenners oppstilling, slik som vist i fig. 20, hvor antenner A og E er identifisert som nr. 3, antenner B og D er identifisert som nr. 2 og antenne C som nr. 1. Spredningspunktanalysen er angitt i avsnitt nr. 2.

BILDEDANNENDE DOPPLERINTERFEROMETER-DATABEHANDLING MED

HØY OPPLØSNING, UNDER ANVENDELSE AV DEUTSMØRING OG

DUETTDANNELSE SOM ANVENDT PÅ MAPSTAR-RADAREN

STARTPUNKT:

For å begynne med beregningene, har vi det følgende:

1. 10 uavhengige komplekse spenningsserier, hver 256 punkter lange. Merk disse spenninger

hvor r = avstandsindeks = 1, 2, 3, ..., 100

f = frekvensindeks =1,2

d = retningsindeks = l(Ø-V), 2(N-S)

a = antenneindeks = 1, 2, 3 (se fig. 1)

t = tidsindeks = 1, 2, 3, .... 256

Bemerk at V(r, f, 1, 1, t) = V(r, f, 2, 1, t) slik at der er kun 10 uavhengige kanaler. V(r, f, d, a, t) lager = 1,228 MBytes.

2. Størrelsen av vektorvindprofilen Vind (z) fra den foregående lydgivning. Approksimer Vind(r) - Vind(z). Hvis

^ngen tidligere profil er tilgjengelig, ta Vind(z) = 25

m/sek. på alle høyder.

KONSTANTER:

Pi = 3,14159265

Clys = 2,997E8

Følgelig er den foreliggende oppfinnelse i stand til å utføre spredningspunktanalyse for å skille mål fra støy ved å anvende A-fasefunksjoner på forskjellige frekvenser og samtidig anvende to-frekvenssignalene til å eliminere senitvinkelfremmedgjøring, avstandsfremmedgjøring og å bestemme avstandssted med høy oppløsning. Den foreliggende oppfinnelse muliggjør også korrigering av spektral utsmøring ved genereringen av et korrigeringsfaktorsignal som anvendes til å korrigere de komplekse spenningstidsbestemte funksjoner og tilveiebringe en respons med høy oppløsning.

Ettersom en tidligere beregnet korrigeringsfaktor anvendes for hvert i øyeblikket detekterte signal, kan den initielle korrigeringsfåktoren genereres med en kort serie av to-frekvenspulser til å minimalisere feil i korrigeringsfåktoren. Ved initielt å minimalisere feil i korrigeringsfåktoren, har påfølgende korrigeringsfaktor mindre feil.

En annen alternativ bruksmåte av den foreliggende oppfinnelse omfatter å detektere endringer i fasebanelengde som induseres mellom avfølerne og et fast mål av et mellomliggende medium, slik som en gass. Dette kunne realiseres ved å anbringe en gass mellom avfølerne og en fast reflektor slik som en stålplate. Endringer i lydhastigheten i mediumet på grunn av de små endringer i gassen kan så detekteres. Vedvarende målinger av en fast avstand mellom avfølerne og platen detekteres med små endringer i fasebanelengden på grunn av den mellomliggende gassen. Endringer i lydhastigheten i gassen kan skyldes endringer i temperatur i gassen, eller endringer i tetthet. Disse samme teknikker kan anvendes med andre materietilstander, slik som plasmaer, og kan særlig være nyttig for interferometristudier av plasma.

Den foreliggende oppfinnelse er derfor i stand til å lokalisere og identifisere et flertall av mål samtidig med en høy grad av oppløsning. Den informasjon som oppnås kan anvendes til å danne bilder av målene og kan realiseres i et vidt utvalg av tekniske områder, slik som bildedannende radar, som omhandlet her, medisinske kroppsavsøkere, materialtesting for innvendige defekter, granskning av tre-dimensjonal dynamikk i flammer og forbrenningsprosesser, bildedannende sonar, inspeksjon av dammer og broer, kartlegging med høy oppløsning av bunn i innsjø og hav, undervannsarkeologi og geologi, telling og følging av fisk, tre-dimensjonal fluidumsstrømning i vindtunneler og rør, ikke-inntrengende tre-ringtelling og groingsstudier, produksjonslinje-kvalitetskontroll for fremstillingsprosesser, digital bildedannelse for robot-teknikk og den ikke-inntrengende granskning av satelitter som går i bane. Høy oppløsning kan oppnås under anvendelse av to-frekvensavstandsdetektoranordninger. I tillegg kan syntetisk stråletranslasjonsteknikker anvendes for å danne bilde av ikke-bevegelige mål.

Den foregående beskrivelse av oppfinnelsen er blitt gitt for formål hva angår illustrasjon og beskrivelse. Det er ikke hensikten å være uttømmende eller å begrense oppfinnelsen til den nøyaktige form som er omtalt, og andre modifikasjoner og variasjoner kan være mulige i lys av ovenstående lære. Utførelsesformen ble valgt og beskrevet for best å forklare prinsippene for oppfinnelsen og dens praktiske anvendelse for derved å sette andre fagfolk i stand til best å anvende oppfinnelsen i forskjellige utførelsesformer og forskjellige modifikasjoner slik det passer for den spesielle bruk som forestilles. Det er hensikten at de vedlagte krav skal fortolkes til å innbefatte andre alternative utførelsesformer av oppfinnelsen bortsett fra i den utstrekning som begrenset av den tidligere teknikk.

Claims

1. Fremgangsmåte for å lokalisere og utskille mål, karakterisert ved trinnene: å sende en tidsbestemt serie av pulser til å bestråle nevnte mål, å detektere nevnte tidsbestemte serie av pulser som reflekteres fra nevnte mål ved hjelp av minst tre uavhengige avfølere, å frembringe komplekse spenningstidsbestemte funksjoner på hver av nevnte uavhengige avfølerne, å omdanne nevnte komplekse spenningstidsbestemte funksjoner til komplekse spenningsdopplerfunksjoner som varierer med en dopplerf rekvens (co) som indikerer relativ bevegelse mellom målene og nevnte avfølerne, å generere faseverdifunksjoner fra nevnte komplekse spenningsdopplerfrekvensfunksjoner som varierer som en funksjon av dopplerf rekvens (co), å analysere nevnte faseverdifunksjonene for å utskille nevnte mål fra støy og lokalisere nevnte mål i senitvinkel ved å sammenligne differanser i faseamplituder av nevnte faseverdifunksjonene som en funksjon av rommessig separasjon av nevnte uavhengige avfølerne, slik at en felles stedsmessig kilde for nevnte tidsbestemte serier av pulser som returneres fra nevnte mål kan identifiseres, å generere minst en korrigeringsfaktorfunksjon som varierer med endringstakten for nevnte dopplerf rekvensen (co), å modifisere nevnte komplekse spenningstidsbestemte funksjoner med en tidligere generert korrigeringsfaktorfunksjon for å korrigere nevnte komplekse spenningstidsbestemte funksjoner for spetral utsmøring.

2. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, karakterisert ved at det nevnte trinn for generering av korrigeringsfaktorfunksjoner omfatter trinnene: å bestemme total skalarhastighet for hvert av nevnte mål, å bestemme avstand for nevnte mål, å anvende nevnte totale skalarhastighet og nevnte avstand fra nevnte mål i en eksponentialfunksjon til å generere nevnte korrigeringsfaktorsignal.

3. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, karakterisert ved at det nevnte trinn for generering av korrigeringsfaktorfunksjoner omfatter trinnene: å bestemme middelbevegelse for ensemblet av mål av nevnte mål, å bestemme avstand for nevnte mål, å anvende nevnte totale skalarhastighet og nevnte avstand for nevnte mål i en eksponentialfunksjon til å generere nevnte korrigeringsfaktorsignal.

4 . Fremgangsmåte som angitt i krav 2, karakterisert ved at det nevnte trinn for bestemmelse av avstand fra nevnte mål omfatter: å måle flukttid for nevnte tidsbestemte serie av pulser til å gi en avstandsport, å anvende to^frekvenspulser som nevnte tidsbestemte serie av pulser som har en differansefrekvens som har en bølgelengde som er lenger enn nevnte avstandsport, å generere fasefunksjoner av nevnte differansefrekvens til å lokalisere nevnte mål i nevnte avstandsport.

5. Fremgangsmåte for å eliminere senitvinkelfremmedgjøring (aliasing) i en prosess for lokalisering av minst et mål med en to-frekvenspuls, karakterisert ved trinnene: å sende nevnte to-frekvenspuls, å detektere nevnte puls med minst tre uavhengige avfølere, å frembringe komplekse tidsbestemte funksjoner Vj_ (t) og V2 (t) fra hver av nevnte uavhengige avfølere som korresponderer med en første og andre frekvens av nevnte to-frekvenspuls, å omdanne nevnte komplekse spenningstidsbestemte funksjoner V^ Ct) og Y2 (t) til komplekse spenningsdopplerfrekvensfunksjoner Vi (u) og V2 (cj) som er funksjoner av doppler-frekvensen (u>) for nevnte mål relativt nevnte uavhengige avfølere, å generere komplekse produkter med den komplekse konjugerte av Vi (cj) og V2(co) for å frembringe komplekse produktdopplerfrekvensfunksjoner V^u) som virker som komplekse spenningsdopplerfrekvensfunksjoner på en differansefrekvens som er lik differansen mellom nevnte første og andre frekvenser, å generere fasedifferansefunksjoner AP(to) fra nevnte komplekse produktdopplerf rekvensfunksj oner V^ co) som indikerer differansen mellom fase A-funksjoner a(J)-l (io) og Act^Cu) detektert mellom korresponderende forutbestemte sett av nevnte uavhengige avfølere, å granske faseamplituder for nevnte fasedifferansefunksjoner (aP) som en funksjon av dopplerfrekvens for rommesssig å identifisere nevnte mål uten senitvinkelfremmedgjøring ved å velge nevnte første og andre frekvenser slik at nevnte differansefrekvens har en bølgelengde som er tilstrekkelig lang til å eliminere senitvinkelfremmedgjøring.

6. Fremgangsmåte for å eliminere senitvinkelfremmedgjøring (aliasing) i en prosess for lokalisering av minst et mål med en to-frekvenspuls, omfattende trinnene: å sende nevnte to-frekvenspuls, å detektere nevnte puls med minst tre uavhengige avfølere, å frembringe komplekse spenningstidsbestemte funksjoner (t)° g X2 (t) fra hver av nevnte uavhengige avfølere som korresponderer med en første og andre frekvens av nevnte to-frekvenspuls , å omforme nevnte komplekse spenningstidsbestemte funksjoner V-^t) og V2 (t) til komplekse spenningsdopplerf rekvensfunk-sjoner V-l (u)) og V^C co) som er en funksjon av dopplerf rekvensen (co) for nevnte mål relativt nevnte uavhengige avfølere, å generere spektral fasefunksjoner $i (o)) fra Vi (to), å generere spektral fasefunksjoner (^(u) fra V^C co), å generere A-f asefunks j oner A(£>i(co) fra (^(co), å generere A-fasefunksjoner A$2 (w) fra $2(10), å bestemme differansen mellomAØi (o)) ogA $2 (w) for identiske sett av nevnte avfølere for å generere en differansefase-funksjon AP (co), å granske faseamplituder av nevnte fasedifferansefunksjoner (AP) som en funksjon av dopplerfrekvens for rommessig å identifisere nevnte mål uten senitvinkelfremmedgjøring ved å velge nevnte første og andre frekvenser slik at nevnte differansefrekvens har en bølgelengde som er tilstrekkelig lang til å eliminere senitvinkelfremmedgjøring.

7. Fremgangsmåte for korrigering av spektralt transformert komplekse spenningstidsbestemte datasignaler som reflekteres fra minst et mål, karakterisert ved trinnene:-iat2 a generere et korrigeringsfaktorsignal som er lik e hvor:

f = grunnfrekvens for nevnte tidsbestemte datasignaler, V-p = skalar-totalhastighet for nevnte mål, , N. = høyde av nevnte mål c = lyshastighet, å multiplisere nevnte komplekse spenningstidsbestemte datasignaler med nevnte korrigeringsfaktorsignal.

8. Fremgangsmåte for å tilveiebringe senitvinkelinformasjon med høy oppløsning for en flerhet av mål, karakterisert ved å sende en to-frekvenspuls som omfatter en første frekvens og en andre frekvens, å detektere nevnte puls med minst tre uavhengige avfølere, å måle flukttiden for nevnte puls som reflekteres fra nevnte mål til å gi en avstandsportavstand som er mindre enn bølgelengden for en differansefrekvens, idet nevnte differansefrekvens er lik differansen mellom nevnte første frekvens og nevnte andre frekvens, å frembringe komplekse spenningstidsbestemte funksjoner V^ (t) fra hver av nevnte uavhengige avfølere utledet fra nevnte første frekvenssignal, å frembringe komplekse spenningstidsbestemte funksjoner V2 (t) fra hver av nevnte uavhengige avfølere utledet fra nevnte andre frekvenssignal, å omforme nevnte komplekse spenningstidsbestemte funksjoner V-jJt) og Y2 (t) til komplekse spenningsdopplerf rekvensfunks joner Vi(co) og V2 (co) sm er en funksjon av doppler-frekvenser (co) som skyldes relativ bevegelse mellom nevnte mål og nevnte uavhengige avfølere, å generere de komplekse produkter av Vi (co) og V2 (co) under anvendelse av et kompleks konjugat til å frembringe kompleks produktdopplerf rekvensfunks j oner Y^ (co) som virker som komplekse spenningsdopplerfrekvensfunksjoner på nevnte differansefrekvens, og å frembringe komplekse produktdopplerfrekvensfunksjoner Vs (co) som virker som komplekse spenningsdopplerf rekvensfunks j oner på en sum-frekvens lik summen av nevnte første og andre frekvenser, å generere fasedifferansefunksjoner aP(io) fra nevnte komplekse produktdopplerfrekvensfunksjoner V^co), å generere f asesumfunks joner EP(co) fra nevnte komplekse spenningsdopplerf rekvensfunks j oner Vs(co) , å granske nevnte fasedifferansefunksjonerA P(u) for å eliminere senitvinkelfremmedgjøring av nevnte mål, å granske nevnte fasesumfunksjoner EP(w) for å bestemme senitvinkel av nevnte mål for hvilke fremmedgjøring av nevnte senitvinkel er blitt eliminert..

9. Fremgangsmåte som angitt i krav 8, karakterisert ved dessuten å omfatte trinnene: å utlede faseverdifunksjoner $1 (10 ) og $2 (w) fra nevnte komplekse spenningsdopplerfrekvensfunksjoner V-l(w) og V2 (u), å anvende differansen mellom nevnte faseverdifunksjoner for å bestemme avstanden av nevnte mål innenfor en avstandsport.

10. Fremgangsmåte som angitt i krav 9, karakterisert ved dessuten å omfatte trinnene: å generere korrigeringsfaktorfunksjoner som utledes fra en endringstakt for nevnte dopplerf rekvenser (co), å modifisere nevnte komplekse spenningstidsbestemte funksjoner Vi (t) og Y£ (t) fra tidligere genererte korrigeringsfaktorfunksjoner for å korrigere nevnte komplekse spenningstidsbestemte funksjoner for spektral utsmøring.

11. Fremgangsmåte som angitt i krav 10, karakterisert ved dessuten å omfatte trinnene: initielt å generere nevnte korrigeringsfaktorfunksjoner med en kort serie av nevnte to-frekvenspulser for å minimalisere spektral utsmøring, å anvende nevnte initielt genererte korrigeringsfaktorfunksjoner for å modifisere påfølgende komplekse spenningstidsbestemte funksjoner for minimalisering av spektral utsmøring.

12. Fremgangsmåte som angitt i krav 10, karakterisert ved dessuten å omfatte trinnene: sekvensmessig å avsøke nevnte uavhengige avfølere på en forutbestemt avsøkningstakt for syntetisk å indusere en endring i banelengde mellom nevnte uavhengige avfølere og nevnte mål for syntetisk å generere en dopplerf rekvens (co).

13. Fremgangsmåte som angitt i krav 12, karakterisert ved at det nevnte trinn for generering av nevnte korrrigeringsfaktorfunksjoner omfatter trinnene: nøyaktig å bestemme nevnte korrigeringsfaktorfunksjoner for nøyaktig å bestemme nevnte endringstakt av nevnte komplekse spenningstidsbestemte funksjoner V^ (t) og V2 (t) fra nevnte forutbestemte avsøkningstakt.

14 . Prosess for å tilveiebringe tre-dimensjonal stedsmessig informasjon med høy oppløsning for en flerhet av mål, karakterisert ved trinnene: å sende en to-frekvenspuls, å detektere nevnte puls som reflekteres fra nevnte mål med minst tre uavhengige avfølere, å måle flukttiden for nevnte puls som reflekteres fra nevnte mål til å gi en avstandsport, å frembringe komplekse spenningstidsbestemte funksjoner V^ (t) fra hver av nevnte uavhengige avfølere utledet fra et første frekvenssignal av nevnte to-frekvenspuls, idet nevnte komplekse spenningstidsbestemte funksjoner Yi (t) hver har en i-fase komponent X^ (t) og en kvadraturkomponent Y^C t), å frembringe komplekse spenningstidsbestemte funksjoner V2 (t) fra hver av nevnte uavhengige avfølere utledet fra et andre frekvenssignal av nevnte 2-frekvenspuls, idet nevnte komplekse spenningstidsbestemte funksjoner V2 (t) hver har en I-fase komponent X2 (t) og en kvadraturkomponent Y^ (t), å generere korrigerte kompleksespenningstidsbestemte funksjoner G(t)V] _(t) og G(t)V2 (t) ved å modifisere V] _(t) og V2 (t) med en vindufunksjon G(t) som omfatter en korrigeringsfaktor til å kompensere for endringer i hastighet av nevnte mål relativt nevnte uavhengige avfølere, å velge nevnte avstandsport og nevnte første og andre frekvenser slik at nevnte avstandsport er mindre enn en bølgelengde av nevnte differansefrekvens, idet nevnte differansefrekvens er lik differansen mellom frekvensene for nevnte første frekvenssignal og nevnte andre frekvenssignal, å omforme nevnte korrigerte komplekse spenningstidsbestemte funksjoner G(t)Vi (t) og G(t)V2 (t) til komplekse spenningsdopplerf rekvensfunks j oner V-jJ<g> j) og V2 (cj), å generere faseverdifunksjoner og (^(u) ^ra nevnte korrigerte komplekse spenningstidsbestemte funksjoner, å granske faseamplituden av nevnte differanse av nevnte faseverdifunksjoner Oi (co) og ØgC" ) utledet fra en enkelt avføler til å identifisere nevnte mål ved å bestemme en felles senitvinkel som indikerer en felles stedsbestemt kilde for nevnte puls som reflekteres fra nevnte mål, å generere komplekse produkter av Y^to)° S Y2 (w) til å frembringe komplekse produktdopplerfrekvensfunksjoner Ys (u)) som virker som korrigerte komplekse spenningsdopplerfrekvens-funks joner på en sumfrekvens, idet nevnte sumfrekvens er lik summen av frekvensene for nevnte første frekvenssignal og nevnte andre frekvenssignal, å generere komplekse produkter Vi (w) og V_2 (w) til å frembringe komplekse produktdopplerfrekvensfunksjoner V^u) som virker som korrigerte komplekse spenningsdopplerfrekvensfunksjoner på nevnte differansefrekvens, å generere fasedifferansefunksjoner aP(cj) fra nevnte komplekse produktdopplerfrekvensfunksjoner V^u), å generere fasesumfunksjoner £P(u) fra nevnte komplekse spenningsdopplerfrekvensfunksjoner Vs(co) , å granske faseamplituden av nevnte fasedifferansefunksjoner AP(co) som en funksjon av dopplerf rekvens for å eliminere senitvinkelfremmedgjøring av nevnte mål, å granske faseamplituden av nevnte f asesumfunks j oner ZP(cj) som en funksjon av dopplerfrekvens under anvendelse av data som frembringes ved å granske nevnte fasedifferansefunksjoner aP(o)) til å gi senitvinkeldata med høy oppløsning, å generere korrigeringsfaktorer for korrigering av påfølgende komplekse spenningstidsbestemte .funksjoner under anvendelse av en minste kvadraters tilpasningsteknikk ved omtrentlig å bestemme høydene for nevnte mål og beregne den totale hastigheten for hvert av nevnte mål relativt nevnte uavhengige avfølere bestemt fra tidligere utledede radielle hastigheter, rommessige steder og avstander for nevnte mål.

15. Prosess for å identifisere og lokalisere en flerhet av mål, karakterisert ved trinnene: å sende en to-frekvenspuls som har en første og andre frekvens, å detektere nevnte puls som reflekteres fra nevnte mål med minst tre uavhengige avfølere, å måle flukttiden for nevnte to-frekvenspuls for å tilveiebringe en avstandsport som er mindre enn bølgelengden av en differansefrekvens, idet nevnte differansefrekvens er lik differansen mellom nevnte første og andre frekvens, å frembringe komplekse spenningstidsbestemte funksjoner V^ (t) på hver av nevnte uavhengige avfølere fra nevnte første frekvens, å frembringe komplekse spenningstidsbestemte funksjoner Vg(t) på hver av nevnte uavhengige avfølere fra nevnte andre frekvens, å omforme nevnte komplekse spenningstidsbstemte funksjoner V_i (t) og Yg(t) til komplekse spenningsdopplerf rekvens-funksjoner Vi(u)) og ^(w) som er en funksjon av en doppler-frekvens som genereres som et resultat av relativ bevegelse mellom nevnte mål og nevnte uavhengige avfølere, å generere spektralfasefunksjoner $i (u) fra nevnte komplekse spenningsdopplerf rekvensfunks j oner Vi (co), å generere spektralfasefunksjoner (^ (w) fra nevnte komplekse spenningsdopplerfrekvensfunksjoner VgCw), å generere fasedeltafunksjonerA $(io) lik differansen mellom nevnte spektrale fasefunksjoner (J)i(u) for forutbestemte sett av nevnte uavhengige avfølere, å generere fasedeltafunksjoner A$2(w) lik differansen mellom nevnte spektrale fasefunksjoner $2 (u) f° r nevnte forutbestemte sett av nevnte uavhengige avfølere, å sammenligneA $i (to) ogAØ gCw) for korresponderende sett av nevnte forutbestemte sett av nevnte uavhengige avfølere til å identifisere nevnte mål ved å bestemme en felles senitvinkel som angir en felles stedsmessig kilde for nevnte puls som reflekteres fra nevnte mål.

16. Fremgangsmåte som angitt i krav 15, karakterisert ved dessuten å omfatte trinnene: å generere fasedifferansefunksjoner aP(cj) som er lik differansen mellom AØi_(co)° g A^^) f° r korresponderende sett av nevnte forutbestemte sett av nevnte uavhengige avfølere, hvorved nevnte fasediffernsefunksjoner virker som spektralfasefunksjoner på en differnsefrekvens lik differansen mellom nevnte første og andre frekvens, å analysere nevnte fasedifferansefunksjoner AP(co) for å eliminere senitvinkelfremmedgjøring og utvetydig bestemme nevnte senitvinkel av nevnte mål ved å velge nevnte første og andre frekvens slik at nevnte differasefrekvens har en halv bølgelengde som er større enn nevnte forutbestemte intervaller .

17. Fremgangsmåte som angitt i krav 16, karakterisert ved dessuten å omfatte trinne: å generere fasesumfunksjoner £P(to) lik summen av nevnte fasedeltafunksjoner ^(co) ogA $2 (u) for nevnte korresponderende sett av nevnte forutbestemte sett av nevnte uavhengige avfølere, hvorved nevnte fasesumfunksjoner virker som spektrale fasefunksjoner på en sumfrekvens lik summn av nevnte første og andre frekvens, å analysere nevnte fasesumfunksjoner EP(to) til å bestemme nevnte senitvinkel av nevnte mål med høy oppløsning under anvendelse av data som frembringes ved hjelp av nevnte senitvinkeldetektormiddel som har lav oppløsning.

18. Fremgangsmåte som angitt i krav 15, karakterisert ved dessuten å omfatte trinnene: å generere minst en avstandsfasedeltafunksjon som er lik differansen mellom $i (cj) og §2( u) for en enkelt avføler av nevnte uavhengige avfølere, å anvende nevnte avstandsfasedeltafunksjon som en proporsjonalitetsfunksjon til å beregne avstanden for nevnte mål innenfor nevnte avstandsporter.

19. Fremgangsmåte som angitt i krav 15, karakterisert ved dessuten å omfatte trinnene: å generere en korrigeringsfaktorfunksjon som utledes fra endringstakten for nevnte dopplerf rekvens (tu), å modifisere nevnte komplekse spenningstidsbestemte funksjoner V-j^t) og V2 (t) fra tidligere genererte korrigeringsfaktorfunksjoner til å korrigere nevnte komplekse spenningstidsbestemte funksjoner Y1 (t) og I2 (t) for spektral utsmøring.

20. Fremgangsmåte som angitt i krav 19, karakterisert ved at det nevnte trinn for å generere en korrigeringsfaktorfunksjon dessuten omfatter trinnene: å bestemme total skalarhastighet for et mål, å generere en eksponentialfunksjon fra nevnte totale skalarhastighet og en detektert avstand.

21. Fremgangsmåte som angitt i krav 19, karakterisert ved dessuten å omfatte trinnene: initielt å generere nevnte korrigeringsfaktorfunksjon med en kort serie av nevnte to-frekvenspulser, å anvende nevnte korrigeringsfaktorfunksjon som initielt ble generert med nevnte to-frekvenspulser til å korrigere nevnte påfølgende komplekse spenningstidsbestemte funksjoner.

22. Fremgangsmåte som angitt i krav 19, karakterisert ved dessuten å omfatte trinnene: sekvensmessig å avsøke nevnte uavhengige avfølere for syntetisk å indusere en endring i banelengde mellom nevnte uavhengige avfølere og nevnte mål til å generere nevnte dopplerf rekvens (co).

23. Fremgangsmåte som angitt i krav 21, karakterisert ved at det nevnte trinn for generering av nevnte korrigeringsfaktorfunksjoner omfatter trinnene: nøyaktig å bestemme nevnte korrigeringsfaktorfunksjon ved nøyaktig å bestemme nevnte endringstakt for nevnte komplekse spenningstidsbestemte funksjoner Yi (t) og Y2 (t) fra en forutbestemt avsøkningstakt som anvendes til sekvensmessig å avsøke nevnte uavhengige avfølere og fra nevnte avstand og senitvinkel bestemt fra nevnte fasedifferansefunksjoner (AP) og nevnte fasesumfunksjoner (EP).

24 . Fremgangsmåte som angitt i krav 19, karakterisert ved at det nevnte trinn med generering av en korrigeringsfaktorfunksjon omfatter trinnene: å bestemme skalar-totalhastighet (V-p) for nevnte mål, å generere et korrigeringsfaktorsignal som er i alt vesentlig t., lat2 . lik e hvor:

f = grunnfrekvens for nevnte tidsbestemte datasignaler, V-p = skalar-totalhastighet for nevnte mål, N = høyde av nevnte mål c = lyshastighet,

25 . Fremgangsmåte som angitt i krav 19, karakterisert ved at nevnte trinn for generering av korrigeringsfaktorfunksjonen omfatter trinnene: å generere et korrigeringsfaktorsignal som er i alt vesentlig — i cx t2 lik e hvor:

f = grunnfrekvens for nevnte tidsbestemte data signaler , R = høyde av nevnte mål, (x,y,z) = koordinater for nevnte mål = x/R m = y/R n = z/R u = størrelse av hastigheten av nevnte mål i x- retning, v = størrelse av hastigheten av nevnte mål i y- retning, w = størrelse av hastigheten av nevnte mål i z- retning.

26. Fremgangsmåte som angitt i krav 19, karakterisert ved dessuten å omfatte: å generere det komplekse produktet av de komplekse spenningsdopplerfrekvensfunksjonene V-jJa)) og de komplekse spenningsdopplerf rekvensfunksjonene V^C w) til å frembringe en kompleks produktdopplerfrekvensfunksjon V(j (aj) på nevnte differansefrekvens , å anvende nevnte komplekse produktdopplerfrekvensfunksjon V^ (co) til å lokalisere minst et av nevnte mål og eliminere senitvinkelfremmedgjøring.

27. System for å lokalisere og utskille mål, karakterisert ved : sender oppstillingsmiddel for å sende en tidsbestemt serie av pulser til å bestråle nevnte mål, avføleroppstillingsmiddel for å detektere nevnte tidsbestemte serie av pulser som reflekteres fra nevnte mål ved hjelp av minst tre uavhengige avfølere, fasedetektormiddel for å frembringe komplekse spenningstidsbestemte funksjoner på hver av nevnte uavhengige avfølere, spektraltransformasjonsmiddel for å omforme nevnte komplekse spenningstidsbestemte funksjoner til komplekse spennnings-dopplerfunksjoner som varierer med en dopplerf rekvens (co) generert som et resultat av relativ bevegelse mellom nevnte mål og nevnte avfølere, fasegeneratormiddel for å generere faseverdifunksjoner fra nevnte komplekse spenningsdopplerfrekvensfunksjoner som varierer som en funksjon av dopplerf rekvens (co), middel for å analysere nevnte faseverdifunksjoner for å skille nevnte mål fra støy og lokalisere nevnte mål i senitvinkel ved å sammenligne differanser i faseamplituder for nevnte faseverdifunksjoner som en funksjon av rommessig separasjon av nevnte uavhengige avfølere, slik at en felles stedsbestemt kilde for nevnte tidsbestemte serie av pulser som returneres fra nevnte mål kan identifiseres, middel for å generere en korrigeringsfaktorfunksjon som varierer med endringstakten for nevnte dopplerf rekvens (co), middel for å modifisere nevnte komplekse spenningstidsbestemte funksjoner med en tidligere generert korrigeringsfaktorfunksjon for å korrigere nevnte komplekse spenningstidsbestemte funksjoner for spektralutsmøring.

28. System som angitt i krav 27, karakterisert ved at det nevnte middel for å generere en korrigeringsfaktorfunksjon omfatter: middel for å bestemme total skalarhastighet for et mål, middel for å bestemme avstand for nevnte mål, middel for å generere en eksponentialfunksjon fra nevnte totale skalarhastighet og nevnte avstand til å frembringe et korrigeringsfaktorsignal.

29. System for samtidig å lokalisere en flerhet av mål, karakterisert ved : senderoppstillingsmiddel for å sende to-frekvenspulser for å bestråle nevnte mål, avføleroppstillingsmiddel som har minst tre uavhengige avfølere for å detektere nevnte to-frekvenspuls som reflekteres fra nevnte mål, fasedetektormiddel for å frembringe komplekse spenningstidsbestemte funksjoner Yi (t) uavhengig for hver av nevnte uavhengige avfølere hos nevnte avføleroppstillingsmiddel, idet nevnte komplekse spenningstidsbestemte funksjoner V^C t) er utledet fra en første frekvens av nevnte to-frekvenspuls, og for å frembringe komplekse spenningstidsbestemte funksjoner V2 (t) uavhengig for hver av nevnte uavhengige avfølere hos nevnte avføleroppstillingsmiddel, idet nevnte komplekse spenningstidsbestemte funksjoner V2 (t) er utledet fra en andre frekvens av nevnte to-frekvenspulser, spektraltransformasjonsmiddel for å omforme V^ (t) og V2 (t) til komplekse spenningsdopplerfrekvensfunksjoner Yi (w) og Y2(co) som er en funksjon av dopplerf rekvenser (co) indusert i V_i (t) og Vgft) som et resultat av en endring i banelengde mellom nevnte senderoppstillingsmiddel, nevnte mål og nevnte avføleroppstillingsmiddel, middel for å generere komplekse produkter av Vi(u>) og V2 (u) under anvendelse av komplekse konjugerte til å frembringe komplekse produktdopplerfrekvensfunksjoner V^Cio) som virker som komplekse spenningsdopplerfrekvensfunksjoner på en differansefrekvens som er lik differansen mellom nevnte første frekvens og nevnte andre frekvens, middel for å generere komplekse produkter av V-l (cj) og V2(to) til å frembringe komplekse produktdopplerfrekvensfunksjoner Vg(t) som virker som komplekse spenningstidsbestemte funksjoner på en sumfrekvens som er lik summen av nevnte første frekvens og nevnte andre frekvens, middel for å generere fasedifferansefunksjonerA P(co) fra nevnte komplekse produktdopplerf rekvensfunks j oner V^ (to), middel for å generere fasesumfunksjoner IP(co) fra nevnte komplekse produktdopplerfrekvensfunksjoner Vs (w), middel for å analysere nevnte fasedifferansefunksjonerA P(co) for å eliminere senitvinkelfremmedgjøring ved utvetydig å bestemme nevnte senitvinkel med en første forutbestemte oppløsning, middel for å analysere nevnte fasesumfunksjoner EP( <g> j) til å bestemme nevnte senitvinkel for nevnte mål med en andre forutbestemte oppløsning som er høyere enn nevnte første forutbestemte oppløsning.

30. System som angitt i krav 29, karakterisert ved dessuten å omfatte: middel for å generere korrigeringsfaktorfunksjoner for hvert av nevnte mål som er en funksjon av endringstakten for nevnte dopplerfrekvenser (co), middel for å modifisere nevnte komplekse spenningstidsbestemte funksjoner V^ (t) og V2 (t) fra tidligere genererte korrigeringsfaktorfunksjoner til å korrigere nevnte komplekse spenningstidsbestemte funksjoner V^ (t) og V2 (t) for spektral utsmøring.

31. System som angitt i krav 30, karakterisert ved dessuten å omfatte: syntetisk stråletranslasjonsmiddel for sekvensmessig å avsøke nevnte uavhengige avfølere med en forutbestemt avsøkningstakt for syntetisk å indusere en endring i nevnte banelengde mellom nevnte uavhengige avføler og nevnte mål for syntetisk å generere en dopplerf rekvens (co).

32. System som angitt i krav 31, karakterisert ved at nevnte middel for å generere korrigeringsfaktorfunksjoner dessuten omfatter: middel for nøyaktig å bestemme nevnte korrigeringsfaktorfunksjoner ved nøyaktig å bestemme nevnte endringstakt for nevnte dopplerfrekvenser (co) fra nevnte forutbestemte avsøkningstakt.

33. System som angitt i krav 29, karakterisert ved dessuten å omfatte: middel for å generere spektralfasefunksjoner (J>i(co) fra V-jJu), middel for å generere spektralfasefunksjoner ØgC^ ) fra V^C u), fasesubtraherermiddel for å generere fasedeltafunksjoner a$i ( <g> j) lik differansen mellom nevnte spektralfasefunksjoner (T)l(cj) for forutbestemte sett av nevnte uavhengige avfølere, fasesubtraherermiddel for å generere fasedeltafunksjoner AØgCu) lik differansen mellom nevnte spektralfasefunksjoner §2( ljd) for nevnte forutbestemte sett av nevnte uavhengige avfølere, middel for å sammenligneA $i (co) ogA02 (u) for korresponderende sett av nevnte forutbestemte sett av nevnte avfølere til å identifisere nevnte mål ved å bestemme en felles senit-vinkel som angir en felles stedsbestemt kilde for nevnte to-frekvenspulser som reflekteres fra nevnte mål.

34 . System for samtidig å lokalisere en flerhet av mål, karakterisert ved : sendermiddel for å sende to-frekvenspulser til å bestråle nevnte mål, avføleroppstillingsmiddel som har minst tre uavhengige avfølere atskilt på forutbestemte intervaller for detektering av nevnte to-frekvenspuls som reflekteres fra nevnte mål, fasedetektormiddel for å frembringe komplekse spenningstidsbestemte funksjoner Yj.(t) uavhengig av hver av nevnte uavhengige avfølere, idet nevnte komplekse spenningstidsbestemte funksjoner (t) utledes fra en første frekvens av nevnte to-frekvenspuls, fasedetektormiddel for å frembringe komplekse spenningstidsbestemte funksjoner Y2 (t) uavhengig for hver av nevnte uavhengige avfølere, idet nevnte komplekse spenningstidsbestemte funksjoner Vg(t) utledes fra en andre frekvens av nevnte to-frekvenspuls, spektraltransformasjonsmiddel for å omforme nevnte komplekse spenningstidsbestemte funksjoner V}(t) og ^(t) til komplekse spenningsdopplerfrekvensfunksjoner V-l(cj) og Ygtto), fasegenertormiddel for å generere spektralfasefunksjoner (J>l(cj) fra nevnte komplekse spenningsdopplerfrekvensfunksjoner Vi ((j l>) og for generering av spektralfasefunksjoner $2 (w) fra nevnte komplekse spenningsdopplerfrekvensfunksjoner ^(co), fasesubtraherermiddel for å generere fasedeltafunksjoner AØi(to) lik differansen mellom nevnte spektralfasefunksjoner $l (co) for forutbestemte sett av nevnte uavhengige avfølere, fasesubtraheringsmiddel for generering av fasedeltafunksjoner A$2 (u) lik differansen mellom nevnte spektralfasefunksjoner $2 (w) for nevnte forutbestemte sett av nevnte uavhengige avfølere, middel for å sammenligne aOi (cj) ogA $2 (co) for korresponderende sett av nevnte forutbestemte sett av nevnte avfølere til å identifisere nevnte mål ved å bestemme en felles senit-vinkel som indikerer en felles stedsbestemt kilde for nevnte to-frekvenspulser som reflekteres fra nevnte mål.

35 . System som angitt i krav 34, karakterisert ved dessuten å omfatte: fasesubtraheringsmiddel for å generere fasedifferansefunksjonerA P(co) lik differansen mellom AØid o) og A$2 (w) f° r nevnte korresponderende sett av nevnte forutbestemte sett av nevnte uavhengige avfølere, hvorved nevnte fasedifferansefunksjoner virker som en spektralfasefunksjon på en diffe-ransesekvens lik differansen mellom nevnte første og andre frekvens, senitvinkeldetektormiddel med lav oppløsning for analysering av nevnte fasedifferansefunksjonerA P(u) for å eliminere senitvinkelfremmedgjøring og utvetydig bestemme nevnte senitvinkel for nevnte mål ved å velge nevnte første og andre frekvens slik at nevnte differansefrekvens har en halv bølgelengde som er større enn nevnte forutbestemte intervaller .

36. System som angitt i krav 34, karakterisert ved dessuten å omfatte: faseadderermiddel for å generere fasesumfunksjoner EP(co) lik summen av nevnte fasedeltafunksjoner AØi(o)) og a$2 (oj) for nevnte korresponderende sett av nevnte forutbestemte sett av nevnte uavhengige avfølere, hvorved nevnte fasesumfunksjoner virker som spektralfasefunksjoner på en sumfrekvens som er lik summen av nevnte første og andre frekvens, senitvinkeldetektormiddel med høy oppløsning for analysering av nevnte fasesumfunksjoner EP(to) for å bestemme nevnte senitvinkel for nevnte mål med høy oppløsning uten anvendelse av data som frembringes av nevnte senitvinkelmiddel som har lav oppløsning.

37. System som angitt I krav 34, karakterisert ved dessuten å omfatte: fasesubtraheringsmiddel for å generere minst en avstandsfasedeltafunksjon som er lik differansen mellom (J>i (io) og $2 (00 ) for en enkelt avføler av nevnte uavhengige avfølere, under anvendelse av nevnte avstandsfasedeltafunksjon som en proporsjonalitetsfunksjon til å beregne avstanden for nevnte mål innenfor nevnte avstandsporter.

38. System som angitt i krav 34, karakterisert ved dessuten å omfatte: middel for å generere en korrigeringsfaktorfunksjon som utledes fra endringstakten for nevnte dopplerf rekvens (to), middel for å modifisere nevnte komplekse spenningstidsbestemte funksjoner V^ (t) og V2 (t) fra tidligere genererte korrigeringsfaktorfunksjoner til å korrigere nevnte komplekse spenningstidsbestemte funksjoner V^ (t) og V2 (t) for spektral utsmøring.

39. System som angitt i krav 34, karakterisert ved at nevnte middel for generering av en korrigeringsfaktorfunksjon omfatter: middel for å bestemme total skalarhastighet for et mål, middel for å generere en eksponentialfunksjon fra nevnte totale skalarhastighet og nevnte detekterte avstand.

40. System som angitt i krav 38, karakterisert ved dessuten å omfatte: syntetisk stråletranslasjonsmiddel for sekvensmessig å avsøke nevnte uavhengige avfølere på en forutbestemt avsøkningstakt til syntetisk å generere en dopplerf rekvens (to), middel for nøyaktig å bestemme nevnte korrigeringsfaktorfunksjoner ved nøyaktig å bestemme nevnte endringstakt for nevnte dopplerfrekvenser (co) fra nevnte forutbestemte avsøkningstakt.

41. System som angitt I krav 29, karakterisert ved dessuten å omfatte: sendermiddel for å generere et tredje frekvenssignal i kombinasjon med nevnte to-frekvenssignal til å generere et tre-frekvenssignal, middel for å behandle nevnte tre-frekvenssignal som reflekteres fra nevnte mål til å øke avstanden og senitvinkel-oppløsning.