NO880176L

NO880176L - HIGH-RESOLUTION IMAGING DOPER INTERFEROMETER.

Info

Publication number: NO880176L
Application number: NO880176A
Authority: NO
Inventors: Gene Wylie Adams; John William Brosnahan
Original assignee: Holodyne Ltd
Priority date: 1986-05-16
Filing date: 1988-01-15
Publication date: 1988-01-15
Also published as: NO880176D0

Description

Den foreliggende oppfinnelse vedrører generelt pulset lyd-giverdannelse og nærmere bestemt tre-dimensjonal bildedannelse med høy oppløsning av et stort antall av uavhengig bevegelige mål. The present invention generally relates to pulsed sound transducer formation and more specifically to three-dimensional image formation with high resolution of a large number of independently moving targets.

Der er to brede klasser av metoder for å generere bilder av måloppstillinger, dvs. optiske metoder og rasteravsøkings-metoder. Optisk bildedannelse frembringer et merkbart bilde ved mottakelse av lyssignaler fra hele måloppstillingen samtidig, og anvender en linse til å sortere, eller fokusere, de forskjellige signaler til å danne bildet. Tre-dimensjonale bilder oppnås ved enten å anvende stereografiske betrakt-ningssystemer eller ved å anvende holografiske teknikker. En tidsserie av bilder må betraktes for å oppnå bevegelses-informasjon av mål i en oppstilling som anvender optisk bildedannelse. There are two broad classes of methods for generating images of target arrays, ie optical methods and raster scanning methods. Optical imaging produces a discernible image by receiving light signals from the entire target array simultaneously, and uses a lens to sort, or focus, the various signals to form the image. Three-dimensional images are obtained by either using stereographic viewing systems or by using holographic techniques. A time series of images must be considered to obtain motion information of targets in an array using optical imaging.

Som omtalt i detalj i oppfinnernes US patent 4 630 051 utstedt 16. desember 1986, har den kjente teknikk ikke klart å tilveiebringe en anordning som er i stand til å generere tre-dimensjonale data med høy oppløsning slik at et bilde kan dannes av et objekt. Dessuten har tidligere kjente teknikker ikke vært i stand til nøyaktig å skille støy fra måldata uten å tape tidsbestemt oppløsning. As discussed in detail in the inventors' US Patent 4,630,051 issued December 16, 1986, the prior art has failed to provide a device capable of generating high resolution three-dimensional data so that an image can be formed of an object . Moreover, prior art techniques have not been able to accurately separate noise from target data without losing temporal resolution.

Den foreliggende oppfinnelse overvinner ulempene og begrensningene ved den kjente teknikk ved å tilveiebringe et bildedannende dopplerinterferometer som er i stand til å gi tre-dimensjonal bildedannelse med høy oppløsning. Den foreliggende oppfinnelse omfatter en prosess for å lokalisere og utskille mål, omfattende trinnene å sende en tidsbestemt serie av pulser til å bestråle målene, å detektere den tidsbestemte serie av pulser som reflekteres fra målene ved hjelp av minst tre uavhengige avfølere, å frembringe komplekse spenningstidsbestemte funksjoner på hver av de uavhengige avfølerne, å omforme de komplekse spenningstidsbestemte funksjoner til komplekse spenningsdopplerfunksjoner som varierer med en dopplerf rekvens (o>) som indikerer relativ bevegelse mellom målene og avfølerne, å generere faseverdifunksjoner fra de komplekse spenningsdopplerfrekvensfunk-sj oner: som varierer som en funksjon av dopplerf rekvensen (co), å analysere faseverdifunksjonene for å skille målene fra støy og lokalisere - målene i senitvinkel ved sammenligning av differanser i .faseamplituder av faseverdifunksjonene som en funksjon av romseparasjonen for de uavhengige avfølerne, slik at en felles stedsmessig kilde for de tidsbestemte serier av pulser som returneres, fra målene kan identifiseres, å generere minst en korrigeringsfaktorfunksjon som varierer med endringstakten . for . dopplerfrekvensen (w), å modifisere komplekse spenningstidsbestemte funksjoner ved hjelp av en tidligere generert korrigeringsfaktorfunksjon til å korrigere de komplekse spenningstidsbestemte funksjoner for spetral-smøring. , The present invention overcomes the disadvantages and limitations of the prior art by providing an imaging Doppler interferometer capable of providing high resolution three-dimensional imaging. The present invention comprises a process for locating and singling out targets, comprising the steps of sending a timed series of pulses to irradiate the targets, detecting the timed series of pulses reflected from the targets by means of at least three independent sensors, generating complex voltage timed functions on each of the independent sensors, to transform the complex voltage-time functions into complex voltage-Doppler functions that vary with a doppler frequency (o>) indicating relative motion between the targets and the sensors, to generate phase value functions from the complex voltage-Doppler frequency functions: which vary as a function of the doppler frequency (co), to analyze the phase value functions to separate the targets from noise and locate - the targets at the zenith angle by comparing differences in the phase amplitudes of the phase value functions as a function of the spatial separation for the independent sensors, so that a common spatial source for of those times particular series of pulses returned, from the targets can be identified, to generate at least one correction factor function that varies with the rate of change. for . the doppler frequency (w), modifying complex voltage time functions using a previously generated correction factor function to correct the complex voltage time functions for spectral smearing. ,

En fordel med den foreliggende oppfinnelse er at målene kan skilles fra støy ved den samtidige bruk av de individuelle avfølerne innenfor avføleroppstillingen. I motsetning til tidligere kjente anordninger som baserer seg på tidsbestemt vedvarighet for et mål til å skille mål fra støy, anvender den foreliggende oppfinnelse en enkelt prøvetaking av data som har et antall individuelle avfølere til å bestemme hvor-vidt signalet returneres fra et felles stedsmessig punkt. Med andre ord baserer den foreliggende oppfinnelse seg på en rommessig koinsidens av spredningspunkter ved sammenligning av faseverdier for de uavhengige avfølere samtidig, i stedet for den tidsbestemte vedvarighet som baserer seg på identifi-sering av mål. i en serie av tidsintervallreturer. Dessuten tilveiebringer den foreliggende oppfinnelse senitvinkeldata i to dimensjoner sammen med avstands-(flukttid) data og radiell bevegelse utledet fra dopplerfrekvensen. Følgelig kan det rommessige stedet for flere mål bestemmes samtidig til å danne bilder av nevnte mål. Den radielle bevegelse av målene gir data fra hvilke den kollektive bevegelse av målene utledes. An advantage of the present invention is that the targets can be separated from noise by the simultaneous use of the individual sensors within the sensor array. Unlike prior art devices that rely on the timed persistence of a target to distinguish target from noise, the present invention uses a single sampling of data having a number of individual sensors to determine the extent to which the signal is returned from a common spatial point . In other words, the present invention is based on a spatial coincidence of scattering points by comparing phase values for the independent sensors simultaneously, instead of the time-determined persistence based on identification of targets. in a series of time interval returns. Additionally, the present invention provides zenith angle data in two dimensions along with range (time of flight) data and radial motion derived from the Doppler frequency. Accordingly, the spatial location of multiple targets can be determined simultaneously to form images of said targets. The radial movement of the targets provides data from which the collective movement of the targets is derived.

Den doble frekvensen som frembringes ved den foreliggende oppfinnelse tillater at avstanden for målene kan løses med en høy oppløsningsgrad. Differansefrekvensene velges slik at bølgelengden for differansefrekvensen er lenger enn avstandsporten. Dette tillater målet å bli nøyaktig detektert innenfor avstandsporten ved å bestemme fasen for differansefrekvenssignalet. I tillegg eliminerer differansefrekvenssignalet senitvinkel-fremmedgjøring ved å tilveiebringe et signal med lang bølgelengde som ikke varierer med mer enn 360° over himmelen. Følgelig kan målene plasseres uten fremmedgjøring ved å generere et differansefasesignal fra differansefrekvenssignalet som er i stand til å lokalisere senitvinkelen med en første grovoppløsning uten fremmed-gjøring. På en lignende måte tilveiebringer sumfrekvensen et sumfasesignal som er i stand til å løse senitvinkelen med en meget høy oppløsningsgrad under anvendelse av råoppløsnings-informasjon fra differansefrekvenssignalet. The double frequency produced by the present invention allows the distance of the targets to be resolved with a high degree of resolution. The difference frequencies are chosen so that the wavelength of the difference frequency is longer than the distance gate. This allows the target to be accurately detected within the range gate by determining the phase of the difference frequency signal. Additionally, the difference frequency signal eliminates zenith angle alienation by providing a long wavelength signal that does not vary by more than 360° across the sky. Accordingly, the targets can be located without alienation by generating a difference phase signal from the difference frequency signal which is able to locate the zenith angle with a first coarse resolution without alienation. In a similar way, the sum frequency provides a sum phase signal capable of resolving the zenith angle with a very high degree of resolution using raw resolution information from the difference frequency signal.

En annen fordel ved den foreliggende oppfinnelse er at spektralsmøring som skyldes en endring i sted for målene under de tidsbestemte til dopplerfrekvenstransformasjons-perioder elimineres ved hjelp av en korrigeringsfaktor som genereres av den foreliggende anordning. Another advantage of the present invention is that spectral smearing due to a change in location of the targets during the time-to-Doppler frequency transformation periods is eliminated by means of a correction factor generated by the present device.

Fig. 1 er et skjematisk blokkskjema over systemet ifølge den Fig. 1 is a schematic block diagram of the system according to it

foreliggende oppfinnelse.present invention.

Fig. 2 er et detaljert skjematisk blokkskjema over antenne-oppstillingene, transmisjons- og drivmodulen, de pulsede forsterkertrinn, mottakerkretsoppstillingen, polariseringsstyreenheten, syntetisatoren og lokaloscillatoren ifølge den foreliggende oppfinnelse. Fig. 3 er et detaljert blokkskjema over mottakerkrets anvendt i den foreliggende oppfinnelse. Fig. 4 er et detaljert blokkskjema over en kvadraturfasedetektor , prosessor og A/D-omformere. Fig. 5 er en skjematisk fremstilling over en antenneoppstilling som; kan anvendes med den foreliggende Fig. 2 is a detailed schematic block diagram of the antenna arrays, the transmission and drive module, the pulsed amplifier stages, the receiver circuit array, the polarization control unit, the synthesizer and the local oscillator according to the present invention. Fig. 3 is a detailed block diagram of the receiver circuit used in the present invention. Fig. 4 is a detailed block diagram of a quadrature phase detector, processor and A/D converters. Fig. 5 is a schematic representation of an antenna arrangement which; can be used with the present one

oppfinnelse.invention.

Fig. 6 er . en skjematisk illustrasjon av en annen antenneoppstilling som kan anvendes med den foreliggende oppf innelse. Fig. 7 er et skjematisk blokkskjema over kvadraturfase-.detektoren ifølge den foreliggende oppfinnelse. Fig. 8 er et skjematisk diagram over transformasjons- teknikkene - som anvendes ifølge den foreliggende oppfinnelse. Fig. 9 er en skjematisk grafisk fremstilling av signaler som frembringes i henhold til den foreliggende oppfinnelse . Fig. 10 er et skjematisk blokkskjema som illustrerer måten hvorved amplitudedetektoren opererer. Fig. 11 er et skjematisk diagram; som viser måten hvorved interferometriteknikker anvendes ifølge den foreliggende oppfinnelse. Fig. 12 er en skjematisk grafisk fremstilling av faseverdier relativt antenneromseparasjonen for de forskjellige antenner ifølge den foreliggende oppfinnelse. Fig. 13 er et eksempel av en forskyvningsmønstertabell for bruk med den foreliggende oppfinnelse. Fig. 14 er et skjematisk blokkskjema over den syntetiske stråleomsetteren ifølge den foreliggende oppfinnelse. Fig. 15 og 16 illustrerer skjematisk en to-frekvens avstandsdetektor som kan anvendes med den foreliggende oppfinnelse til å gi avstandsinformasjon med høy oppløsning. Fig. 6 is . a schematic illustration of another antenna arrangement that can be used with the present invention. Fig. 7 is a schematic block diagram of the quadrature phase detector according to the present invention. Fig. 8 is a schematic diagram of the transformation the techniques - which are used according to the present invention. Fig. 9 is a schematic graphic representation of signals produced according to the present invention. Fig. 10 is a schematic block diagram illustrating the manner in which the amplitude detector operates. Fig. 11 is a schematic diagram; which shows the manner in which interferometry techniques are used in accordance with the present invention. Fig. 12 is a schematic graphic representation of phase values relative to the antenna space separation for the different antennas according to the present invention. Fig. 13 is an example of an offset pattern table for use with the present invention. Fig. 14 is a schematic block diagram of the synthetic beam converter according to the present invention. Fig. 15 and 16 schematically illustrate a two-frequency distance detector which can be used with the present invention to provide distance information with high resolution.

Fig. 16 omhandler måten hvormed avstandsporten beregnes.Fig. 16 deals with the way in which the distance gate is calculated.

Fig. 17 er et skjematisk blokkskjema over en to-frekvens-generatoranordning. Fig. 17 is a schematic block diagram of a two-frequency generator device.

Fig. 18 er et skjematisk diagram over avstandsporten.Fig. 18 is a schematic diagram of the distance port.

Fig. 19 er en skjematisk fremstilling av faseendringene for Fig. 19 is a schematic representation of the phase changes for

to-frekvenser over en avstandsport.two frequencies over a distance port.

Fig. 20 omhandler en avføleroppstillingskonfigurasjon.Fig. 20 relates to a sensor array configuration.

Fig. 21 omhandler en alternativ avføleroppstillings-konf igurasj on. Fig. 22 er en skjematisk fremstilling av måten som interferometriteknikker anvendes i henhold til den foreliggende oppfinnelse til å generere senitvinkeldata. Fig. 23 er et diagram som illustrerer spektralsmøring og en Fig. 21 deals with an alternative sensor array configuration. Fig. 22 is a schematic representation of the manner in which interferometry techniques are used in accordance with the present invention to generate zenith angle data. Fig. 23 is a diagram illustrating spectral lubrication and a

korrigert spektralrespons.corrected spectral response.

Fig. 24 er et diagram over en vindvektor som er anbragt i et Fig. 24 is a diagram of a wind vector placed in a

kartetisk koordinatsystem ved et sted (1, m, n).cartographic coordinate system at a location (1, m, n).

Fig. 25 er et diagram over radiell hastighet relativt asimutvinkelen for et mål som har en konstant horisontal hastighet. Fig. 26 er et skjematisk blokkskjema over en utførelsesform av anordningen ifølge den foreliggende oppfinnelse for behandling av data fra en f em-antenner s oppstilling. Fig. 27 er et skjematisk blokkskjema over en prosessorkonfigurasjon som anvendes som den prosessor som er vist i fig. 25. Fig. 28 er et skjematisk blokkskjema over en alternativ prosessorkonfigurasjon som skal anvendes som prosessoren vist i-fig. 25. Fig. 29 er et skjematisk blokkskjema over en alternativ utførelsesform av anordningen ifølge den foreliggende oppfinnelse for behandling av data fra en fem-antenners oppstilling. Fig. 30 er et skjematisk blokkskjema over prosessoren i fig. 29. Fig. 25 is a diagram of radial velocity relative to azimuth angle for a target having a constant horizontal velocity. Fig. 26 is a schematic block diagram of an embodiment of the device according to the present invention for processing data from a f em antenna array. Fig. 27 is a schematic block diagram of a processor configuration used as the processor shown in Fig. 25. Fig. 28 is a schematic block diagram of an alternative processor configuration to be used as the processor shown in fig. 25. Fig. 29 is a schematic block diagram of an alternative embodiment of the device according to the present invention for processing data from a five-antenna array. Fig. 30 is a schematic block diagram of the processor in Fig. 29.

Fig. 1 viser skjematisk, i blokkskjemaform, de primære komponenter ifølge den foreliggende oppfinnelse. Senderoppstillingen 11 anvendes til å sende en tidsserie av pulser via senderen 15. Senderoppstillingen 10 virker til å detektere tidsserier av pulser som er reflektert fra målet. I visse anvendelser kan senderen 11 og avfølerene 10 omfatte den samme maskinvare eller separate komponenter. En hvilken som helst ønsket form av senderoppstilling 11 eller avføler-oppstilling 10 kan anvendes som er i stand til å generere en tidsserie av pulser som er i stand til å bli detektert som følge av refleksjon eller spredning ved hjelp av et mål. Målet som reflekterer tidsseriepulsene kan omfatte et hvilket som helst ønsket mål, slik som radarmål som er i stand til delvise refleksjoner, sonarmål, ultralydmål, lasermål, eller et hvilket som helst objekt som er i stand til å reflektere, i det minste delvis reflektere eller å spre en viss detek- tertar form av en tidsseriepuls. I tillegg kan den foreliggende oppfinnelse anvende avfølere kun hvis en selvstrålende kilde detekteres. Selvstrålende kilder kan ha form av en kjernestrålningsgenerator, magnetisk generator, elektromagnetisk strålingsdetektor, en lyd eller vibrasjons-generator, hvorav samtlige er anvendbare for bruk med den foreliggende oppfinnelse, sålenge som visse kilder frembringer et detekterbart signal. Følgelig omfatter målene generelt hva som helst som er i stand til å reflektere eller spre en tidsserie av pulser eller som er selvstrålende og frembringer detekterbare signaler. Slike signaler kan være i form av lyd, vibrasjonspulser, elektromagnetisk strålning, eller partikkelstrålning og kan dekke bredt område av frekvenser sålenge som de kan detekteres av avfølerne som anvendes. Fig. 1 shows schematically, in block diagram form, the primary components according to the present invention. The transmitter arrangement 11 is used to send a time series of pulses via the transmitter 15. The transmitter arrangement 10 works to detect time series of pulses that are reflected from the target. In certain applications, the transmitter 11 and the sensors 10 may comprise the same hardware or separate components. Any desired form of transmitter array 11 or sensor array 10 may be used which is capable of generating a time series of pulses capable of being detected as a result of reflection or scattering by means of a target. The target reflecting the time series pulses may include any desired target, such as radar targets capable of partial reflections, sonar targets, ultrasonic targets, laser targets, or any object capable of reflecting, at least partially reflecting or spreading a certain detector takes the form of a time series pulse. In addition, the present invention can use sensors only if a self-radiating source is detected. Self-radiating sources may take the form of a nuclear radiation generator, magnetic generator, electromagnetic radiation detector, a sound or vibration generator, all of which are applicable for use with the present invention, as long as certain sources produce a detectable signal. Accordingly, targets generally include anything that is capable of reflecting or scattering a time series of pulses or that is self-emissive and produces detectable signals. Such signals can be in the form of sound, vibration pulses, electromagnetic radiation, or particle radiation and can cover a wide range of frequencies as long as they can be detected by the sensors used.

Eksempelvis kan den foreliggende oppfinnelse anvendes i en reell tids vindforskyvnings (wind shear) detektor rundt lufthavner, hangarskip, etc. Vindforskyvningsdetektorer som i øyeblikket er tilgjengelig kan kun granske noen få valgte punkter med hensyn til vindforskyvning. Dette begrenser i stor grad sikkerhetsaspektene ved lufthavnoperasjoner og påvirker avgangens og landingsplaner i betydelig grad. Den foreliggende oppfinnelse kan anvende elektromagnetisk strålning i frekvensområdet av eksempelvis 30 til 1000 MHz til å oppnå bilder av klar luft turbulens og vindforskyvning. Akustiske lydgivere kan også anvendes til å oppnå vindforskyvnings- og luftturbulensdata. Den foreliggende oppfinnelse er i stand til å danne bilde fra bakkenivå til flere miles radius i samtlige retninger samtidig. En grafisk fremvisning kan frembringes ved den foreliggende oppfinnelse som illustrerer det omgivende miljø for en lufthavn innbefattende lufttrafikk, områder med klar luftturbulens og vindforskyvning. For example, the present invention can be used in a real-time wind shear detector around airports, aircraft carriers, etc. Wind shear detectors that are currently available can only examine a few selected points with regard to wind shear. This greatly limits the safety aspects of airport operations and significantly affects departure and landing schedules. The present invention can use electromagnetic radiation in the frequency range of, for example, 30 to 1000 MHz to obtain images of clear air turbulence and wind displacement. Acoustic sounders can also be used to obtain wind displacement and air turbulence data. The present invention is capable of forming an image from ground level to a radius of several miles in all directions simultaneously. A graphic presentation can be produced by the present invention which illustrates the surrounding environment for an airport including air traffic, areas with clear air turbulence and wind displacement.

Den foreliggende oppfinnelse kan også anvendes til å tilveiebringe en overflate, to-dimensjonal eller tre-dimensjonal, beskrivelse av oppførselen for et fluidum, dvs. væske, gass eller plasma som er uavgrenset eller strømmer i et rør eller kanal, slik. som en oljerørledning, .vindtunnell eller magnetisk plasmåkammer. Tidligere kjente teknikker for strømnings-analyse har vært begrenset til fargestofftegnere og remser av tynt papir på tråder; til å.analysere strømningskarakteristika for visse fluida. Den foreliggende oppfinnelse er i stand til å tilveiebringe et tredimensjonalt dopplerbilde av strøm-ningen under anvendelse av et relativt lite antall av avfølere, f.eks. 5 avfølere, til å karakterisere strømningen. Dessuten .kan .hele transduseroppstillingen formes til den fysiske struktur som bestemmer strømningen, slik at ingen forstyrrelse av strømningen bevirkes av avfølerne. Den foreliggende oppfinnelse kan også anvendes til å kartlegge både overflate og interne strømningskarakteristika og for-styrrelser av små og store legemer i vann. The present invention can also be used to provide a surface, two-dimensional or three-dimensional, description of the behavior of a fluid, i.e. liquid, gas or plasma which is unbounded or flows in a pipe or channel, such. such as an oil pipeline, .wind tunnel or magnetic plasma chamber. Prior art techniques for flow analysis have been limited to dye markers and strips of thin paper on threads; to analyze the flow characteristics of certain fluids. The present invention is capable of providing a three-dimensional Doppler image of the flow using a relatively small number of sensors, e.g. 5 sensors, to characterize the flow. Moreover, the entire transducer arrangement can be shaped into the physical structure that determines the flow, so that no disturbance of the flow is caused by the sensors. The present invention can also be used to map both surface and internal flow characteristics and disturbances of small and large bodies in water.

Den foreliggende oppfinnelse kan også anvendes som en sonaranordning til å generere bilder av undervanns eller geogra-fiske trekk i havet < Som en sonaranordning for undervanns-bildedannelse, kan den foreliggende oppfinnelse realiseres under anvendelse av sender og avføleroppstillinger tilsvarende eksisterende oppstillinger. Eksempelvis kan avfølere anbringes i undervannsdelene av et overflateskip eller langs lengden av en undervannsbåt til å oppnå maksimal separasjon. Den foreliggende oppfinnelse ville så være i stand til å tilveiebringe fotografi-lignende bilder av undervanns-terrenget og undervannsobjekter, slik som undervannsbåter. The present invention can also be used as a sonar device to generate images of underwater or geographical features in the sea < As a sonar device for underwater imaging, the present invention can be realized using transmitter and sensor setups corresponding to existing setups. For example, sensors can be placed in the underwater parts of a surface ship or along the length of a submarine to achieve maximum separation. The present invention would then be able to provide photograph-like images of the underwater terrain and underwater objects, such as submarines.

Den foreliggende oppfinnelse kan også anvendes for sverm-følging og bildedannelse, ettersom den er i stand til å generere individuelle dopplerbilder av et flertall uavhengige bevegelige mål. Følgelig kan den direkte anvendes på å følge elementer av svermer, slik som flokker av fugler, bier, eller stort antall av mål, slik missiler eller fly. The present invention can also be used for swarm tracking and imaging, as it is capable of generating individual Doppler images of a plurality of independent moving targets. Consequently, it can be directly applied to follow elements of swarms, such as flocks of birds, bees, or large numbers of targets, such as missiles or aircraft.

Den foreliggende oppfinnelse kan også anvendes for tre-dimensjonal bildedannelse innenfor medisin og odontologi under anvendelse av ultralyd til å oppnå en oppløsning som kan sammenlignes med røntgenstråler. Røntgenbildetagning frembringer betydelig engstelse og bekymring hos pasienter p.g.a. helserisikoene som er knyttet til ioniserende elektromagnetisk strålning. Ultralydteknikker tilveiebringer et sikkert alternativ, men til dags data har disse ikke vært i stand til å gi en oppløsning som er tilstrekkelig til å være interesse for den medisinske eller odontologiske profesjon. Den foreliggende oppfinnelse oppnår imidlertid oppløsning som er sammenlignbar med røntgenstråler med ultralydteknikker og som er i stand til å gi tre-dimensjonale bilder som ikke kan frembringes ved de kjente røntgenteknikker. Den foreliggende oppfinnelse har særlig anvendelse for odontologisk bildedannelse ettersom gjentatt bestrålning av hjernen med røntgenstrålen måler særlig bekymring. Dessuten, fordi røntgenstråler er begrenset av betraktningsvinkelen som kan oppnås, er den foreliggende oppfinnelse særlig nyttig til tilveiebringelse av et bredt område av valgbare betraktnings-vinkler. Den foreliggende oppfinnelse kunne realiseres som fem rader av 120 transdusere som plasseres til å danne fysisk kontakt rundt enten øvre eller nedre kjeve. Anvendelsen av den foreliggende oppfinnelse innenfor odontologisk medisin ville eliminere farene knyttet til røntgenstråler, mens det samtidig gis tre-dimensjonal bildeinformasjon som ikke har kunnet oppnås innenfor den kjente teknikk. The present invention can also be used for three-dimensional imaging within medicine and dentistry using ultrasound to achieve a resolution comparable to X-rays. X-ray imaging produces considerable anxiety and worry in patients due to the health risks associated with ionizing electromagnetic radiation. Ultrasound techniques provide a safe alternative, but to date these have not been able to provide a resolution sufficient to be of interest to the medical or dental profession. However, the present invention achieves resolution that is comparable to X-rays with ultrasound techniques and which is able to provide three-dimensional images that cannot be produced by the known X-ray techniques. The present invention has particular application for dental imaging as repeated irradiation of the brain with the X-ray measures particular concern. Also, because x-rays are limited by the viewing angle that can be obtained, the present invention is particularly useful in providing a wide range of selectable viewing angles. The present invention could be realized as five rows of 120 transducers which are placed to form physical contact around either the upper or lower jaw. The application of the present invention within dental medicine would eliminate the dangers associated with X-rays, while at the same time providing three-dimensional image information that could not be achieved within the known technique.

Likeledes kan strålningsflux fra fluoroskopi elimineres ved anvendelse av den foreliggende oppfinnelse. Den foreliggende oppfinnelse kan anvendes som et medisinsk verktøy på en måte som er lik et fluoroskop til å betrakte et bilde av en innvendig kroppdel ettersom den beveges eller manipuleres av pasienten. Dette vil tillate leger å betrakte indre kropps-deler hos en pasient med et fullstendig sikkert kontor-diagnoseverktøy i stedet for et noe risikofylt hospital-diagnoseverktøy. Likewise, radiation flux from fluoroscopy can be eliminated by using the present invention. The present invention can be used as a medical tool in a manner similar to a fluoroscope to view an image of an internal body part as it is moved or manipulated by the patient. This will allow doctors to view internal body parts of a patient with a completely safe office diagnostic tool instead of a somewhat risky hospital diagnostic tool.

Den-foreliggende oppfinnelse kan også anvendes ved materialtesting til å granske det indre av et fast legeme med hensyn til mangler, sprekker, tykkelsejevnhet etc. Tidligere kjente teknikker for materialtesting anvender normal røntgenstråle. Den foreliggende oppfinnelse kan anvendes til å granske strukturelle trekk, slik som sveisning, på en måte som oppnår den oppløsning som gis ved røntgenteknikker. Eksempelvis kan rørledningssveiser granskes under anvendelse av ultralyd-oppstillinger formet til å danne fysisk kontakt med rørets omkrets. The present invention can also be used in material testing to examine the interior of a solid body with regard to defects, cracks, thickness uniformity, etc. Previously known techniques for material testing use normal X-rays. The present invention can be used to examine structural features, such as welding, in a manner that achieves the resolution provided by X-ray techniques. For example, pipeline welds can be examined using ultrasonic setups designed to make physical contact with the pipe's circumference.

I hvert av disse tilfellene frembringer avfølerne 10 et kompleks spenningssignal V(t) som tilføres mottakere 14 via forbindelse 12. Mottakerne 14 virker til å forsterke de komplekse spenningssignaler som frembringes av avfølerne 10. Ifølge den foreliggende oppfinnelse frembringes et separat kompleks spenningssignal for hvert avfølerelement i avføler-oppstillingen 10. Hvert av disse komplekse spenningssignaler forsterkes individuelt av mottakerne 14. In each of these cases, the sensors 10 produce a complex voltage signal V(t) which is supplied to receivers 14 via connection 12. The receivers 14 act to amplify the complex voltage signals produced by the sensors 10. According to the present invention, a separate complex voltage signal is produced for each sensor element in the sensor array 10. Each of these complex voltage signals is amplified individually by the receivers 14.

Disse individuelt forsterkede komplekse spenningssignaler tilføres så kvadraturfasedetektorer 18 som virker til å separere kvadraturkomponentene i det komplekse spenningssignalet i en. i-fase kvadraturkomponent x(t) og en 90 grads kvadraturkomponent y(t), i det etterfølgende betegnet som i-fase og kvadraturkomponentene. Dette skjer ved å multiplisere det avfølte signalet med i-fase versjonen av det sendte signalet for å oppnå i-fase komponenten x(t), og også multiplisere det avfølte signalet med en 90 graders fase-forskjøvet versjon av det sendte signalet til å frembringe kvadraturkomponenten y(t). I-fase signalet x(t), og kvadraturkomponenten y(t) betegnes som kvadraturfasesignalene eller tidsområde kvadratursignalene. Kvadraturfasesignalene tilføres analog-til-digital (A til D) omformere 20 og 22 via forbindelser 19, 21. A til D omformerne 20, 22 omdanner de analoge kvadraturfasesignalene til digitale signaler som tilføres prosessor 28 som utfører et flertall funksjoner på tidsområde kvadratursignalene til å frembringe en to- eller tre-dimensjonal fremvisning av data på fremviser 30. These individually amplified complex voltage signals are then fed to quadrature phase detectors 18 which act to separate the quadrature components of the complex voltage signal into one. in-phase quadrature component x(t) and a 90 degree quadrature component y(t), hereinafter referred to as in-phase and the quadrature components. This is done by multiplying the sensed signal by the in-phase version of the transmitted signal to obtain the in-phase component x(t), and also multiplying the sensed signal by a 90 degree phase-shifted version of the transmitted signal to produce the quadrature component y(t). The in-phase signal x(t) and the quadrature component y(t) are referred to as the quadrature phase signals or the time domain quadrature signals. The quadrature phase signals are supplied to analog-to-digital (A to D) converters 20 and 22 via connections 19, 21. The A to D converters 20, 22 convert the analog quadrature phase signals to digital signals which are fed to processor 28 which performs a plurality of functions on the time domain of the quadrature signals to produce a two- or three-dimensional display of data on display 30.

Fig. 2 er et detaljert blokkskjema over antenneoppstillingen, transmisjons og drivmodulen, pulset forsterkertrinnene, mottakerkretsoppstillingen, syntetisatoren og lokaloscillatoren ifølge den foreliggende oppfinnelse. Deler av et HF-radarsystem tilsvarende det som er omtalt i fig. 2, 3 og 4 er angitt i Grubb, R.N., "The NOAA SEL HF Radar System (Iono-spheric Sounder)", NOAA Technical Memo No. ERL SEL-55, Oktober 1979. Den foreliggende oppfinnelse er blitt realisert som en radarbildedanningsanordning for å utføre mesosfærisk observasjoner under anvendelse av en 2,66 MHz rader som ble operert ved "Boot Lake Field Site" 16,09 km (10 miles) øst for Brighton, Colorado. Den spesielle avføler/sender oppstilling som ble anvendt tok form av en oppstilling, som vist i fig. 5, som omfattet ti uavhengige koaksielle, kollineære antenner som beskrevet i B.B. Balsley og W.L. Ecklund, "A Portable Coaxial Collinear Antenna", IEEE Trans. Ant. Prop., AP-20(4), 513-516, 1972, som har en øst-vest antenneoppstilling 32 som omfatter fem parallelle antenner som løper i en øst-vest retning, og en nord-syd antenne oppstilling som omfatter fem parallelle antenner som løper i en nord-syd retning. Hver antenne består av åtte halvbølge dipoler som er koplet ende mot ende med en 180 grader fasevending ved hver overgang til å gi inntrykket av en lengde av koaksialkabel med periodiske skjøter. Samtlige ti antennes som en enhet for transmisjon, men anvendes separat for mottakelse. Ved den faktiske eksperimentelle oppstilling, ble kun to mottaker-kanaler anvendt, av kostnadsbetraktninger, slik at mot-takelsesampling ble utført i par og i hurtig rekkefølge langs antenneoppstillingen. Sende/mottaksomvekslere 36 ble anvendt til å styre datasamplingen. Langsgående og tversgående antenneavstander i eksperimentet var henholdsvis 0,33 av bølgelengden (\) og 0,707 av en bølgelengde. Den utsendte strålen var 28 grader bred og samtlige ti antenner ble anvendt. • .. Fig. 2 is a detailed block diagram of the antenna arrangement, transmission and drive module, the pulsed amplifier stages, the receiver circuit arrangement, the synthesizer and the local oscillator according to the present invention. Parts of an HF radar system corresponding to that discussed in fig. 2, 3 and 4 are set forth in Grubb, R.N., "The NOAA SEL HF Radar System (Iono-spheric Sounder)", NOAA Technical Memo No. ERL SEL-55, October 1979. The present invention has been realized as a radar imaging device for making mesospheric observations using a 2.66 MHz radar operated at the "Boot Lake Field Site" 16.09 km (10 miles) east for Brighton, Colorado. The special sensor/transmitter arrangement that was used took the form of an arrangement, as shown in fig. 5, which comprised ten independent coaxial, collinear antennas as described in B.B. Balsley and W.L. Ecklund, "A Portable Coaxial Collinear Antenna", IEEE Trans. Ant. Prop., AP-20(4), 513-516, 1972, which has an east-west antenna array 32 comprising five parallel antennas running in an east-west direction, and a north-south antenna array comprising five parallel antennas running in a north-south direction. Each antenna consists of eight half-wave dipoles which are connected end to end with a 180 degree phase reversal at each transition to give the impression of a length of coaxial cable with periodic joints. All ten are ignited as a unit for transmission, but are used separately for reception. In the actual experimental setup, only two receiver channels were used, due to cost considerations, so that reception sampling was performed in pairs and in rapid succession along the antenna setup. Transmit/receive converters 36 were used to control the data sampling. Longitudinal and transverse antenna distances in the experiment were 0.33 of a wavelength (\) and 0.707 of a wavelength, respectively. The emitted beam was 28 degrees wide and all ten antennas were used. • ..

For den eksperimentelle anordning, ble pulser sendt med 50 pulser pr. sekund med en. fire puls koherent integrering ved hvert antennepar før registrering av data og fortsettelse til det neste antenneparet, dvs. data ble tatt gjennomsnitt av over fire pulser for å få hett datapunkt. Den fulle antenneoppstilling vist i fig. 5 ble anvendt i-fase for transmisjon slik at.en 45 grads lineær polarisering bie sendt. Data ble samplet ved å ta 50 avstandsporter med tre kilometers avstand for hver av de ti antennene. En enkelt fullstendig ramme av data krevet 0,4 sekunder. For the experimental device, pulses were sent at 50 pulses per second. second with one. four pulse coherent integration at each antenna pair before recording data and continuing to the next antenna pair, i.e. data was averaged over four pulses to get hot data point. The full antenna arrangement shown in fig. 5 was used in-phase for transmission so that a 45 degree linear polarization was sent. Data was sampled by taking 50 distance gates three kilometers apart for each of the ten antennas. A single complete frame of data required 0.4 seconds.

Den tverrgående avstand gir sidefliklober (grating lobes) ved pluss eller minus 45 grader relativt senit, dvs. spredere som ligger innenfor 45 grader av horisontalen fremmedgjøres i senitvinkler av 24,5 grader minus 45 grader. Dette betyr at spredere som er beliggende forbi 24,5 grader i senit i det ene eller annet plan er tvetydige, men at spredere innenfor 24,5 grader av senit ikke er det og at mer konvensjonell avstand lik en. halv bølgelengde, i stedet for 0,707 av en bølgelengde vil eliminere tvetydighetsregionen på bekostning av en viss reduksjon i oppløsning for antenneoppstillingen vist i fig.. 5. Imidlertid kan dette overvinnes av antenneoppstillingen vist i fig. 6, hvor sentrale detektorer 40 tilveiebringer utvetydig data med hensyn til sted, ettersom de er plassert med hensyn til hverandre innenfor en halv bølgelengde, mens detektorer 42, 44, 46, 48 tilveiebringer høyoppløsningsinformasjon. Sendings og mottakningsnuller knyttet til sldelober er tilstede, men disse innfører kun blindpunkter, i stedet for tvetydigheter i bildedanningsprosessen. Følgelig er de tvetydigheter som normalt hersker i strålestyringsanordninger p.g.a. sldelober ikke tilstede i de detektere data ifølge foreliggende oppfinnelse. The transverse distance produces side lobe lobes (grating lobes) at plus or minus 45 degrees relative to the zenith, i.e. diffusers that lie within 45 degrees of the horizontal are alienated at zenith angles of 24.5 degrees minus 45 degrees. This means that scatterers located beyond 24.5 degrees of zenith in one plane or another are ambiguous, but that scatterers within 24.5 degrees of zenith are not and that more conventional distance equals one. half wavelength, instead of 0.707 of a wavelength will eliminate the ambiguity region at the expense of some reduction in resolution for the antenna arrangement shown in Fig. 5. However, this can be overcome by the antenna arrangement shown in Fig. 6, where central detectors 40 provide unambiguous data with respect to location, as they are located with respect to each other within half a wavelength, while detectors 42, 44, 46, 48 provide high resolution information. Transmit and receive nulls associated with sldelobes are present, but these only introduce blind spots, rather than ambiguities, into the imaging process. Consequently, the ambiguities that normally prevail in beam steering devices due to sldelobes not present in the detected data according to the present invention.

De fleste middel frekvenseksperimenter gjør bruk av dobbelt-brytningen p.g.a. frie elektroner i atmosfæren, hvilket bevirker høyre og venstre sirkulært polariserte bølger til å forplante seg forskjellig. Analysemetoden ifølge den foreliggende oppfinnelse er ufølsom for dette fenomen. Selv om dobbeltbrytning kan studeres under anvendelse av amplitudene og fasene for de individuelle spredningspunkter som er detektert ifølge den foreliggende oppfinnelse, er dette ikke en faktor i selve bildedanningsprosessen. Av denne grunn er sending med lineær polarisering adekvat for bestemmelse av bilder og vinder. Imidlertid reduserer bruken av lineær transmisjonspolarisering den potensielle retur fra høyere høyder med ca. 3 dB ettersom den ekstraordinære halvdel (venstre sirkulært polariserte signal) av det sendte signal blir sterkt absorbert. Most medium frequency experiments make use of birefringence due to free electrons in the atmosphere, causing right and left circularly polarized waves to propagate differently. The analysis method according to the present invention is insensitive to this phenomenon. Although birefringence can be studied using the amplitudes and phases of the individual scattering points detected in accordance with the present invention, this is not a factor in the imaging process itself. For this reason, transmission with linear polarization is adequate for the determination of images and winds. However, the use of linear transmission polarization reduces the potential return from higher altitudes by approx. 3 dB as the extraordinary half (left circularly polarized signal) of the transmitted signal is strongly absorbed.

Senderblander og drivmodulen 50 frembringer 2,66 MHz signalet som skal sendes. 40 til 70 MHz syntetisatoren 54 frembringer en frekvens lik 43,28 MHz som tilføres 10 dB demperen 57 og 33 dB forsterkeren 58 til å oppnå et ønsket forsterknings-nivå. Dette signal tilføres så blanderen 52 sammen med et 40,625 MHz signal frembragt av lokaloscillator 60. Lokal-oscillatorsignalet tilføres en nøklings og fasestyrt anordning 62 og et 40,625 MHz båndpassfilter 64. Forskjells-signalet, som er lik 2,66 MHz, frembragt av blanderen 52, tilføres så et 30 MHz lavpassf ilter 66 som slipper det lavfrekvente 2,66 MHz signalet gjennom til effektdeler 68. Transmitter mixer and drive module 50 produce the 2.66 MHz signal to be transmitted. The 40 to 70 MHz synthesizer 54 produces a frequency equal to 43.28 MHz which is fed to the 10 dB attenuator 57 and the 33 dB amplifier 58 to achieve a desired gain level. This signal is then fed to mixer 52 together with a 40.625 MHz signal produced by local oscillator 60. The local oscillator signal is fed to a keying and phase controlled device 62 and a 40.625 MHz bandpass filter 64. The difference signal, which is equal to 2.66 MHz, produced by mixer 52 , a 30 MHz low-pass filter 66 is then supplied which lets the low-frequency 2.66 MHz signal through to power divider 68.

Utmatningen fra senderblanderen og drivmodulen 50 tilføres en tre-trinns pulset forsterker 76, tilføres polariseringsstyre-enhet 84 som splitter de innkomne 50 kilowattpulsene i to identiske signaler og tillater så fasen for ett av eller begge signalene til å bli retardert med 90 grader ved bruk av forsinkelseslinjer. Utmatningen 86 tilføres øst-vest antenneoppstilling 32, mens utmatning 88 tilføres nord-syd antenneoppstillingen 34. Dette tillater transmisjon av lineær, høyre sirkulære, eller venstre sirkulære, polariserte signaler. The output from the transmitter mixer and drive module 50 is fed to a three-stage pulsed amplifier 76, fed to polarization control unit 84 which splits the incoming 50 kilowatt pulses into two identical signals and then allows the phase of one or both signals to be retarded by 90 degrees using delay lines. The output 86 is fed to the east-west antenna array 32, while the output 88 is fed to the north-south antenna array 34. This allows the transmission of linear, right circular, or left circular, polarized signals.

Bruken av forskjellig polarisering muliggjør forskjellig forplantning gjennom atmosfæren p.g.a. dobbeltrefleksjons-egenskaper i atmosfæren. Polarisasjonsstyreenheten 84 vedrører ikke .særlig bildedanningsteknikkene ifølge den foreliggende ,oppfinnelse, men tillater i stedet for under-søkelse å bli utført på virkningen av frie elektroner i jordens atmosfære: Ugangen fra sende/mottaomvekslerne 36 tilkoples flerheten av mottakere 38, 90, 92, 94. Som vist i fig. 2 er utgangen fra hver sende/mottaomveksler 36, koplet til en separat mottaker. Ved en faktisk realisering av dette eksperiment ble kun to mottakerkretser. anvendt og utgangene fra sende/mottaomveks-lerne ble multiplekset mellom de mottakerkretsene for å oppnå data. For enkelhets skyld er en separat mottakerkrets vist for hver sende/mottaomveksler 36. Første mottakerkrets 38 er gitt i detalj i fig. 3. The use of different polarization enables different propagation through the atmosphere due to double reflection properties in the atmosphere. The polarization control unit 84 does not specifically relate to the imaging techniques of the present invention, but instead allows research to be conducted on the effect of free electrons in the Earth's atmosphere: The output from the transmit/receive converters 36 is coupled to the plurality of receivers 38, 90, 92, 94 As shown in fig. 2, the output from each transmit/receive converter 36 is connected to a separate receiver. In an actual realization of this experiment, only two receiver circuits were used. applied and the outputs from the transmit/receive converters were multiplexed between the receiver circuits to obtain data. For convenience, a separate receiver circuit is shown for each transceiver 36. First receiver circuit 38 is given in detail in FIG. 3.

Som vist i fig. 3 omfatter første mottaker 38 en RF-modul 96, en blandermodul 98, en MF-modul 100 og en kvadraturfasedetektor 104. Det mottatte signal leveres til forforsterker-krets 106 som forsterker signalet og tilfører dette til RF-modul 96. Den primære frekvens som er av interesse er 2,66 MHz. Signalet leveres til et 30 MHz lavpassfi 1 ter 108 innenfor . RF-modulen 96 som fungerer til å filtrere ut frekvenser som er høyere enn 30 MHz. En 0-60 dB attenuator 110 og 10. dB-forsterker 112 virker til å justere forsterkningen i signalet fra lavpassfilteret 108. Utgangen fra modulen leveres til en dobbelt balansert blandermodul 114 sammen med en innmatning fra 40-70 MHz syntetisatoren 54 (Fig. 2). 40-70 MHz syntetisatoren 54 (fig. 2) frembringer en frekvens som kan justeres ved hjelp av frekvensstyreenhet 56. Utmatningen fra den doble balanserte blandermodulen 114 frembringer både et sum og differansefrekvenssignal som tilføres 40,625 MHz båndpassfilteret 116. 40,625 MHz signalet er mellomfrekvensen (MF-frekvens) som anvendes i MF-modulen 100. 40-70 MHz syntetisatoren 54 (fig. 2) justeres slik at mellomfrekvensen (40,625 MHz) er lik forskjellen mellom 2,66 MHz og frekvensen på syntetisatorens 54 utgang. Med andre ord frembringer syntetisatoren 54 et signal som har en frekvens lik 43,285 MHz som er lik 2,66 MHz (den detekterte frekvens) pluss 40,625 MHz (mellomfrekvensen). Utmatningen fra syntetisatoren 54 tilføres den doble balanserte blanderen 114 via 40 MHz høypassfilter 118, kvadrerer 120 og 33 dB-forsterker 122, til å frembringe et utgangssignal lik 40,625 MHz som er lik forskjellen mellom 2,66 MHz (som er den ønskede frekvens som skal detekteres) og 43,285 MHz (som er utmatningen fra syntetisatoren 54). Mellomfrekvensen lik 40,625 MHz tilføres så båndpassfilter 116 som representer 2,66 MHz signalet som skal detekteres. Dette signal tilføres 33 dB-forsterker 124 forut for tilførsel til MF-modul 100. As shown in fig. 3, first receiver 38 comprises an RF module 96, a mixer module 98, an MF module 100 and a quadrature phase detector 104. The received signal is delivered to preamplifier circuit 106 which amplifies the signal and supplies it to RF module 96. The primary frequency which is of interest is 2.66 MHz. The signal is delivered to a 30 MHz low-pass filter 108 within . The RF module 96 which functions to filter out frequencies higher than 30 MHz. A 0-60 dB attenuator 110 and 10 dB amplifier 112 act to adjust the gain in the signal from the low-pass filter 108. The output from the module is provided to a dual balanced mixer module 114 along with an input from the 40-70 MHz synthesizer 54 (Fig. 2 ). The 40-70 MHz synthesizer 54 (Fig. 2) produces a frequency which can be adjusted using frequency control unit 56. The output from the dual balanced mixer module 114 produces both a sum and difference frequency signal which is applied to the 40.625 MHz bandpass filter 116. The 40.625 MHz signal is the intermediate frequency (MF -frequency) which is used in the MF module 100. The 40-70 MHz synthesizer 54 (fig. 2) is adjusted so that the intermediate frequency (40.625 MHz) is equal to the difference between 2.66 MHz and the frequency of the synthesizer 54 output. In other words, the synthesizer 54 produces a signal having a frequency equal to 43.285 MHz which is equal to 2.66 MHz (the detected frequency) plus 40.625 MHz (the intermediate frequency). The output from synthesizer 54 is applied to dual balanced mixer 114 via 40 MHz high pass filter 118, squarer 120 and 33 dB amplifier 122 to produce an output signal equal to 40.625 MHz which is equal to the difference between 2.66 MHz (which is the desired frequency to be detected) and 43.285 MHz (which is the output from synthesizer 54). The intermediate frequency equal to 40.625 MHz is then supplied to the bandpass filter 116 which represents the 2.66 MHz signal to be detected. This signal is supplied to 33 dB amplifier 124 prior to supply to MF module 100.

MF-modul 100 omfatter en forsterkningsstyringstilbake-koplingssløyfe bestående av diodedemper 126, demperstyreenhet 128, effektdeler 130 og 0-60 dB demper 132. Denne tilbake-koplingssløyfe anvendes til å tilveiebringe riktig dempning til å detektere delvise returer fra atmosfæriske strukturer som varierer vesentlig i returstørrelse. Dette signal tilføres et 40,625 MHz båndpassf ilter 134 og en 33 dB-forsterker 136 forut for tilførsel til kvadraturfasedetektor 104 . MF module 100 includes a gain control feedback loop consisting of diode attenuator 126, attenuator control unit 128, power divider 130 and 0-60 dB attenuator 132. This feedback loop is used to provide proper attenuation to detect partial returns from atmospheric structures that vary significantly in return magnitude . This signal is supplied to a 40.625 MHz bandpass filter 134 and a 33 dB amplifier 136 prior to supply to the quadrature phase detector 104.

Mellomfrekvenssignalet som mottas fra MF-modul 100 tilføres en 33 dB forsterker 138 innenfor kvadraturfasedetektoren 104 som vist i fig. 4. Utmatningen tilføres så en effektdeler 140 som deler signalet i to separate signaler 142, 144 som har lik fase. Disse signaler tilføres respektive dobbeltbalanse-blandere 146, 148. Lokaloscillatoren 60 frembringer et signal 150 som har en frekvens lik 40,625 MHz, hvilket er lik MF-frekvensen. Dette signal tilføres en 11 dB-demper 152 og en 33 dB-forsterker 154 forut for tilførsel til effektdeler 156. Effektdeler 156 omfatter en kvadratisk hybrid (quad hybrid) effektdeler som frembringer 90 graders hybridsignaler. Med andre ord avviker utmatningene 158 og 160 90 grader i fasevinkel. Disse utmatninger tilføres doble balanseblandere 146, 148 som tilveiebringer sum og differansesignaler på utgangene 162, 164. Blandermodulene 146, 148 virker til å fjerne mellomfrekvensen 40,625 MHz fra signalet og samtidig å multiplisere det mottatte signalet med en i-fase og 90 grader faseforskjøvet komponent av det sendte signalet til å frembringe i-fase x(t) og kvadraturkomponenter y(t). Lavpass-filtere 164, 168 sikrer at modulasjonen av det opprinnelige 2,66 MHz bærebølgesignalet oppnås fra utgangen på blandermodulen 146, 148. Den i-fase tidsbestemte komponenten x(t) og den kvadraturtidsbestemte komponenten y(t) fra hver av kvadraturfasedetektorene, som er koplet til hver av mottakerkretsene, tilføres A til D omformerne 170. For enkelhetsskyld er kun en kvadraturfasedetektor 104 blitt vist i fig. 4, selv om en separat kvadraturfasedetektor er koplet til utgangen på hver separate mottakerkrets. Kvadraturfasedetektoren 104 er dessuten omhandlet i fig. 7. A til D omformerne 170 virker til å omdanne det analoge signalet til et digitalt signal for tilførsel til prosessor 28. The intermediate frequency signal received from MF module 100 is fed to a 33 dB amplifier 138 within the quadrature phase detector 104 as shown in fig. 4. The output is then supplied to a power divider 140 which divides the signal into two separate signals 142, 144 which have the same phase. These signals are supplied to respective dual balance mixers 146, 148. The local oscillator 60 produces a signal 150 having a frequency equal to 40.625 MHz, which is equal to the MF frequency. This signal is supplied to an 11 dB attenuator 152 and a 33 dB amplifier 154 prior to being supplied to power parts 156. Power parts 156 comprise a square hybrid (quad hybrid) power parts which produce 90 degree hybrid signals. In other words, the outputs 158 and 160 deviate by 90 degrees in phase angle. These outputs are fed to dual balance mixers 146, 148 which provide sum and difference signals at the outputs 162, 164. The mixer modules 146, 148 act to remove the intermediate frequency 40.625 MHz from the signal and at the same time to multiply the received signal with an in-phase and 90 degree phase-shifted component of it sent the signal to produce in-phase x(t) and quadrature components y(t). Low-pass filters 164, 168 ensure that the modulation of the original 2.66 MHz carrier signal is obtained from the output of the mixer module 146, 148. The in-phase timed component x(t) and the quadrature timed component y(t) from each of the quadrature phase detectors, which is connected to each of the receiver circuits, the A to D converters 170 are supplied. For simplicity, only one quadrature phase detector 104 has been shown in fig. 4, although a separate quadrature phase detector is connected to the output of each separate receiver circuit. The quadrature phase detector 104 is also discussed in fig. 7. The A to D converters 170 act to convert the analog signal into a digital signal for input to processor 28.

Som omhandlet i fig. 4 omfatter prosessoren 28 et flertall komponenter som kan realiseres enten i programvare eller maskinvære. Prosessoren 28 omfatter en tidsbestemt til frekvens transformasjonsanordning som omdanner de komplekse spennings tidsbestemte funksjoner V(t), som består av i-fasekomponenten x(t) og kvadraturkomponenten y(t), til doppler-frekvensfunksjoner V(cj) som varierer med en doppler-frekvens (w) som indikerer den relevante bevegelse mellom mål i antenneoppstillingen 32, 34. Doppler-frekvensfunksjonen V(w) tilføres en faseverdi og ampiitudeverdigenerator 174 som genererer faseverdiene 0(co) og ampi itudeverdiene A(u) fra doppler-frekvensfunksjonene V(u) frembragt i tidsbestemt til frekvenstransformasjonsanordningen 172. Funksjonene som utføres av tidsbestemte til frekvenstransformasjonsanordningen 172 og faseverdi og ampiitudeverdigeneratoren 174 er nærmere omhandlet i fig. 8. As discussed in fig. 4, the processor 28 comprises a plurality of components which can be implemented either in software or hardware. The processor 28 comprises a time-to-frequency transformation device which converts the complex voltage-time functions V(t), consisting of the in-phase component x(t) and the quadrature component y(t), into Doppler-frequency functions V(cj) which vary by one doppler -frequency (w) indicating the relevant movement between targets in the antenna array 32, 34. The Doppler frequency function V(w) is supplied with a phase value and amplitude value generator 174 which generates the phase values 0(co) and the amplitude values A(u) from the Doppler frequency functions V (u) generated in the timed to frequency transformation device 172. The functions performed by the timed to frequency transformation device 172 and the phase value and the amplitude value generator 174 are discussed in more detail in fig. 8.

Ampi i tudedetektor 176 gransker ampiitudeverdiene A(co) for hver doppler-frekvens (w) frembragt av hver avføler 1 avføleroppstillingen 32, 34 til å bestemme om samtlige av avfølerne detekterer en slgnalrespons på en spesiell doppler-frekvens som er større enn en forutbestemt minimumsterskel-verdi. Når samtlige av avfølerne indikerer en respons over en forutbestemt terskelverdi, granskes faseverdiene for den doppler-frekvensen for å bestemme eksistensen av et mål. Funksjonen for amplitudedetektoren 176 er omhandlet nærmere i fig. 10. Amplitude detector 176 examines the amplitude values A(co) for each doppler frequency (w) produced by each sensor 1 sensor array 32, 34 to determine whether all of the sensors detect a signal response to a particular doppler frequency that is greater than a predetermined minimum threshold -value. When all of the sensors indicate a response above a predetermined threshold value, the phase values for that Doppler frequency are examined to determine the existence of a target. The function of the amplitude detector 176 is discussed in more detail in fig. 10.

Interferometrianordnlngen 178 anvender interferometriteknikker til å bestemme senit-vinkelen 0 for et mål detektert på en bestemt doppler-frekvens under anvendelse av teknikkene vist i fig. 9. The interferometry device 178 uses interferometry techniques to determine the zenith angle θ of a target detected at a particular Doppler frequency using the techniques shown in FIG. 9.

Fasetilpasningsanordningen 180 fungerer til å tilpasse de detekterte faseverdier for spesielle doppler-frekvenser inn i en av en serie av mulige forskyvningsmønstre for å eliminere 2n forskjeller i faseverdiene. Måten hvorved dette oppnås er omhandlet nærmere i figurene 11, 12 og 13. The phase matching device 180 functions to match the detected phase values for particular doppler frequencies into one of a series of possible shift patterns to eliminate 2n differences in the phase values. The way in which this is achieved is discussed in more detail in figures 11, 12 and 13.

Avstandsdetektor 182 velger data ved en forutbestemt tidsperiode forsinket fra den initielle transmisjon av tidsserien av pulser fra senderen 15 som representerer signaler mottatt fra en forutbestemt avstand. Klokkesignal 184 tilveiebringer klokkedataene som er nødvendig til å bestemme forsinkelses-periodene for å velge signaler som representerer returer fra forutbestemte distanser. Distance detector 182 selects data at a predetermined time period delayed from the initial transmission of the time series of pulses from transmitter 15 representing signals received from a predetermined distance. Clock signal 184 provides the clock data necessary to determine the delay periods for selecting signals representing returns from predetermined distances.

Kartesisk koordinatomformer 186 omdanner senit-vinkeldata og radiell avstandsdata til kartesiske koordinatdata. Cartesian coordinate converter 186 converts zenith angle data and radial distance data to Cartesian coordinate data.

Bevegelseskjennetegnelseanordning 188 anvender matematiske teknikker til å beskrive målenes bevegelse. Fremviser 190 fremviser måldataen. Motion detection device 188 uses mathematical techniques to describe the target's motion. Display 190 displays the target data.

Fig. 7 er et skjematisk blokkskjema som viser funksjonene som utføres av kvadraturfasedetektoren. Betrakter man en enkelt oppstilling av.antenner 32, frembringer en flerhet av individuelle antenner i oppstilling 32 en flerhet av tidsbestemte pulser, mottatt fra en flerhet av bevegelige mål. Disse tidsbestemte . pulser tilføres motta/sendeomvekslere 36 som fungerer til å omveksle antenneoppstillingen 32 mellom mottaks- og sendemodusen. Oscillatoren 192 frembringer en tidsserie av pulser V(t) som omfatter 2,66 MHz signalet generert av senderdelen ifølge den foreliggende oppfinnelse. Dette signal leveres til mottak-sendeomvekslerne 36 for sending av 2,66 MHz signalet når motta/sendeomvekslerne 36 er i sendemodusen. Det sendte signalet V(t) tilføres også en effektdeler (156) som deler signalet i et 90 graders fase-forskjøvet signal 162 og et nullgraders faseforskjøvet signal 164. Hvert av disse signaler tilføres blandere, henholdsvis 146, 148, som frembringer i-fase x(t) og kvadratur y(t) komponenter av den komplekse spennings tidsbestemte funksjon V(t). Følgelig kan utmatningen fra kvadraturfasedetektoren 104, vist i fig. 7, uttrykkes som følger: Fig. 7 is a schematic block diagram showing the functions performed by the quadrature phase detector. Considering a single array of antennas 32, a plurality of individual antennas in array 32 produce a plurality of timed pulses received from a plurality of moving targets. These timed . pulses are applied to the receive/transmit switchers 36 which function to switch the antenna array 32 between the receive and transmit modes. The oscillator 192 produces a time series of pulses V(t) comprising the 2.66 MHz signal generated by the transmitter part according to the present invention. This signal is supplied to the receive/transmit converters 36 for transmission of the 2.66 MHz signal when the receive/transmit converters 36 are in the transmit mode. The transmitted signal V(t) is also applied to a power divider (156) which divides the signal into a 90 degree phase-shifted signal 162 and a zero-degree phase-shifted signal 164. Each of these signals is applied to mixers, 146, 148 respectively, which produce in-phase x(t) and quadrature y(t) components of the complex voltage-timed function V(t). Accordingly, the output from the quadrature phase detector 104, shown in fig. 7, is expressed as follows:

hvor: where:

V0= sendt kompleks spenningsfunksjon (tidsserie av pulser<v>D(<t>)). V0= transmitted complex voltage function (time series of pulses<v>D(<t>)).

Vs= mottatt eller reflektert funksjon (tidsserie av pulser returnert fra målet Vs(t)). Vs= received or reflected function (time series of pulses returned from target Vs(t)).

Som vist i fig. 7 frembringer hvert avfølerelement, dvs. hver antenne en kompleks spenningstidsbestemt funksjon V(t) som fremkommer som separate x(t) og y(t) komponenter som har digitale verdier. As shown in fig. 7, each sensor element, i.e. each antenna, produces a complex voltage-time-determined function V(t) which appears as separate x(t) and y(t) components which have digital values.

Selvfølgelig kan en hvilken som helst ønsket fasedetekte-ringsteknikk anvendes til å karakterisere det komplekse spenningssignalet, innbefattende signalmultipliserings-teknikker analogt, og digitale filtreringsteknikker, etc. Of course, any desired phase detection technique can be used to characterize the complex voltage signal, including analog signal multiplication techniques, and digital filtering techniques, etc.

Fig. 8 viser skjematisk funksjonene som utføres av tidsbestemt til frekvenstransformasjonsanordningen 172. Som vist i fig. 8 frembringer utgangen hos hver kvadraturfasedetektor som er koplet til hver mottakerkanal for hver antenne både x(t) og y(t) digitale komponenter for hver tidsperiode. Fig. 8 illustrerer en tidssampling av 128 tidsperioder for hvilke både x(t) og y(t) digitale komponenter genereres. Disse komplekse spennings tidsbestemte funksjoner V(t) omdannes til doppler-f rekvensfunks j oner V(co) med bruken av en tidsbestemt til frekvenstransformasjonsfunksjon, slik som en hurtig furiertransformasjon, hurtig hadamardtransformasjon etc. Denne transformasjon indikeres matematisk som følger: Fig. 8 schematically shows the functions performed by the time-to-frequency transformation device 172. As shown in Fig. 8, the output of each quadrature phase detector coupled to each receiver channel for each antenna produces both x(t) and y(t) digital components for each time period. Fig. 8 illustrates a time sampling of 128 time periods for which both x(t) and y(t) digital components are generated. These complex voltage-timed functions V(t) are transformed into Doppler frequency functions V(co) with the use of a time-to-frequency transformation function, such as a fast Fourier transform, fast Hadamard transform, etc. This transformation is indicated mathematically as follows:

hvor: where:

w = doppler-frekvens som indikerer relativ bevegelse mellom antenner (avfølere) og mål. w = doppler frequency indicating relative movement between antennas (sensors) and target.

Den digitale datatabell 194 for tidsområde blir så omdannet til datatabell 196 for frekvensområde, som vist i fig. 8. For hver doppler-f rekvens ( w) blir både en reell komponent x(co) og imaginær komponent y(co) frembragt. Både tidsområde datatabellen 194 og frekvensområde datatabellen 196 frembringes for antenner 2 t.o.m. N som skjematisk vist i fig. 8. The digital data table 194 for time range is then converted into data table 196 for frequency range, as shown in fig. 8. For each Doppler frequency (w) both a real component x(co) and an imaginary component y(co) are produced. Both the time range data table 194 and the frequency range data table 196 are produced for antennas 2 up to and including N as schematically shown in fig. 8.

De data som mottas fra frekvensdatatabel1 196 anvendes så til å beregne ampi itudeverdiene A(io) og faseverdiene 0(io) for hver doppler-frekvens. En ampiitudeverdi A(u) representerer amplituden av returen ved en spesiell doppler-frekvens og beregnes som følger: The data received from frequency data table 1 196 is then used to calculate the amplitude values A(io) and the phase values 0(io) for each Doppler frequency. An amplitude value A(u) represents the amplitude of the return at a particular Doppler frequency and is calculated as follows:

Likeledes omfatter faseverdien faseverdien av retursignalet for hver doppler-frekvens og beregnes som følger: Likewise, the phase value includes the phase value of the return signal for each Doppler frequency and is calculated as follows:

Fra dette kan en amplitude og faseverdidatatabell 198 utledes for hver antenneretur. From this, an amplitude and phase value data table 198 can be derived for each antenna return.

Fig. 9 illustrerer en grafisk fremstilling av data frembragt på amplitude og fasedatatabell 198. For hver antenne tilveiebringes en separat plotting av doppler-frekvens relativt amplitude og doppler-frekvens relativt faseverdi. Som vist i fig. 9, angir amplitudereturene for både antenne 1 og antenne 2 at mulige mål kan eksistere ved både doppler-frekvensene cua og . Faseverdiene ved doppler-frekvensene uaog ub for både antenne 1 og antenne 2 er vist i en separat plotting i fig. 9. Forskjellen i faseverdier mellom returene for antenne 1 og antenne 2 kan anvendes til å bestemme senit-vinkelen 0 til å lokalisere mål for bestemte doppler-frekvenser ved å bestemme forskjellen i faseverdier ved de doppler-frekvenser som gjør bruk av interferometriteknikker som vist i fig. 11. I tillegg kan amplitude relativt doppler-frekvensresponser granskes for hver doppler-frekvens for å bestemme om en ampiituderespons mottas på hver av antennene som overskrider en forutbestemt responsverdi for å foreta en initiell bestemmelse av den mulige eksistens av et mål ved en forutbestemt doppler-frekvens. Videre kan responser under en forutbestemt verdi granskes for å eliminere store returer. I tillegg kan returene sorteres ved amplitude på en hvilken som helst ønsket måte for selektiv detektering av mål som har ønsket karakteristika. Fig. 10 viser skjematisk operasjonen av ampiitudedetektoren 176. Ampiitudedata fra amplitudeverdi og faseverditabell 198 rettes til amplitudedetektoren 176 for hver verdi av doppler-frekvensen (to). Eksempelvis blir ampi itudeverdiene for den første doppler-f rekvensen (co) fra hver antenne tilført en serie av komparatorer 200 som sammenligner amplitudeverdien med en forutbestemt terskelverdi frembragt av terskel-generatoren 202. Hvis samtlige av ampiitudeverdiene overskrider terskelverdien for hver antennerespons, frembringes en utmatning ved hjelp av logisk OG-krets 204 som angir nærværet av et mulig mål som beveger seg mot eller vekk fra antenneoppstillingen ved den første doppler-frekvensen. Denne prosedyre dupliseres for hver doppler-frekvens. For doppler-frekvensene hvor amplitudedetektoren 176 angir den mulige eksistens av et mål, blir faseverdiene relativt doppler-frekvensrespons, som vist i fig. 9, gransket av interferometrianordningen 178. Fig. 11 viser skjematisk måten hvorved senit-vinkelen utledes av interferometrianordningen 178. Fig. 11 antar at målet omfatter en punktkilde plassert ved uendelig. Følgelig er senit-vinkelen (J) for returene for hver av antennene konstant. Det kan lett sees fra fig. 11 at: Fig. 9 illustrates a graphical presentation of data produced on amplitude and phase data table 198. For each antenna, a separate plotting of Doppler frequency relative to amplitude and Doppler frequency relative to phase value is provided. As shown in fig. 9, the amplitude returns for both antenna 1 and antenna 2 indicate that possible targets may exist at both the Doppler frequencies cua and . The phase values at the Doppler frequencies ua and ub for both antenna 1 and antenna 2 are shown in a separate plot in fig. 9. The difference in phase values between the returns for antenna 1 and antenna 2 can be used to determine the zenith angle 0 to locate targets for specific doppler frequencies by determining the difference in phase values at those doppler frequencies using interferometry techniques as shown in fig. 11. In addition, amplitude relative to Doppler frequency responses may be examined for each Doppler frequency to determine if an amplitude response is received at each of the antennas that exceeds a predetermined response value to make an initial determination of the possible existence of a target at a predetermined Doppler frequency. frequency. Furthermore, responses below a predetermined value can be scrutinized to eliminate large returns. In addition, the returns can be sorted by amplitude in any desired manner for selective detection of targets having desired characteristics. Fig. 10 schematically shows the operation of the amplitude detector 176. Amplitude data from the amplitude value and phase value table 198 is directed to the amplitude detector 176 for each value of the doppler frequency (two). For example, the amplitude values for the first Doppler frequency (co) from each antenna are supplied to a series of comparators 200 which compare the amplitude value with a predetermined threshold value produced by the threshold generator 202. If all of the amplitude values exceed the threshold value for each antenna response, an output is produced using AND logic circuit 204 indicating the presence of a possible target moving toward or away from the antenna array at the first Doppler frequency. This procedure is duplicated for each Doppler frequency. For the Doppler frequencies where the amplitude detector 176 indicates the possible existence of a target, the phase values become relative to the Doppler frequency response, as shown in FIG. 9, examined by the interferometry device 178. Fig. 11 schematically shows the way in which the zenith angle is derived by the interferometry device 178. Fig. 11 assumes that the target comprises a point source located at infinity. Consequently, the zenith angle (J) of the returns for each of the antennas is constant. It can be easily seen from fig. 11 that:

hvor: where:

& = forskjellen i signalets bevegelsesavstand for to antenner & = the difference in the signal's movement distance for two antennas

D = separasjon mellom de to antenner.D = separation between the two antennas.

Det er også kjent at forskjellen i fase mellom signalet mottatt av de to antennene er en funksjon av avstanden S. delt med bølgelengden for det mottatte signalet. Ved å eliminere flere bølgelengder (2n) kan endringen i fasevinkel uttrykkes som følger: It is also known that the difference in phase between the signal received by the two antennas is a function of the distance S divided by the wavelength of the received signal. By eliminating several wavelengths (2n), the change in phase angle can be expressed as follows:

Følgelig kan avstanden S, bestemmes i likning 7 ved å måle faseforskjellen (a$) for signalene mottatt av de to antenne, senit-vinkelen $ beregnes så som følger: Consequently, the distance S, can be determined in equation 7 by measuring the phase difference (a$) for the signals received by the two antennas, the zenith angle $ is calculated as follows:

Hver av disse parametre er kjente, dvs. bølgelengden, forskjellen i fasevinkel mellom de to antennene og separasjonsavstanden for antennene slik at senitvinkelen $ lett kan måles. Selvfølgelig for hvert potensielt mål angitt med en amplituderetur, fra amplitudedetektor 176, vist i fig. 10, kan forskjellen i faseverdier 0(co) lett bestemmes for hver doppler-frekvens. Denne forskjell i faseverdi omfatter AØ-verdien slik at en senit-vinkel kan bestemmes ved sammenligning av forskjellen i faseverdiA$ for responsene fra et hvilket som helst par av antenner. Hvis separasjonsavstanden D for antennene er mindre enn en halv bølgelengde, kan målet utvetydig identifiseres fra -90 grader til +90 grader, som vist i fig. 11. Fig. 12 viser grafisk funksjonene utført av fasetilpasningsanordning 180. Fasetilpasningsanordning 180 tilveiebringer informasjon for å skille potensielle mål fra faktiske mål ved å sammenligne faseforskjellene fra flere antenner innenfor oppstillingen. Faseverdiene for hver av antennene plottes relativt antenne rom separasjonen. Fig. 12 viser faseverdier for 9 antenner ved en enkelt doppler-frekvens. Fig. 12 illustrerer en lineær respons for fasevinkelverdier relativt antennerom separasjon. Faseverdiene for antenne #5 t.o.m. antenne #8 er større enn 2n radianer, slik at 2n radianer må tilføyes disse verdier for å bestemme om et lineært forhold eksisterer. Likeledes krever antenne #9 at verdien av 4n tilføyes faseverdiene for å bestemme om et lineær forhold eksisterer. Fig. 13 omfatter en tabell som opplister de mulige for-skyvningsmønstrene for fem antenner. Disse forskyvnings-mønstre tillater dessuten en pluss eller minus 90 graders forskyvning p.g.a. støy på de individuelle antenner. Som vist i fig. 13 er der 49 mulige forskyvningsmønstre. Fig. 12 viser at fase relativt antenneavstand kan tilpasses en lineær respons kun etter å utføre en korrigering bestående av addering eller subtrahering av 2n radianer (360 grader) til faseverdiene av visse antenner. Fig. 13 illustrerer at senterantennen, dvs. antenne #3, er referansen fra hvilken de øvrige antenner korrigeres. Ettersom der ikke er noen måte å vite forut hvilket av de 49 mulige forskyvningsmønstre som er det korrekte, må de 49 mulige forskyvningsmønstre sammenlignes med returene for de fem antennene og en beregning foretas av feilen i tilpasningen i hvert tilfelle. Tilpasning med den minste feilen, hvis den feilen er mindre enn en eller annen terskelverdi, f.eks. 15 grader, bestemmer eksistenten av et spredningspunkt. Med anvendelse av likning 9, kan senitvinkelen beregnes. Each of these parameters is known, i.e. the wavelength, the difference in phase angle between the two antennas and the separation distance for the antennas so that the zenith angle $ can be easily measured. Of course, for each potential target indicated by an amplitude return, from amplitude detector 176, shown in FIG. 10, the difference in phase values 0(co) can be easily determined for each Doppler frequency. This difference in phase value includes the AØ value so that a zenith angle can be determined by comparing the difference in phase value A$ of the responses from any pair of antennas. If the separation distance D of the antennas is less than half a wavelength, the target can be unambiguously identified from -90 degrees to +90 degrees, as shown in fig. 11. Fig. 12 graphically shows the functions performed by phase matching device 180. Phase matching device 180 provides information to distinguish potential targets from actual targets by comparing the phase differences from multiple antennas within the array. The phase values for each of the antennas are plotted relative to the antenna space separation. Fig. 12 shows phase values for 9 antennas at a single doppler frequency. Fig. 12 illustrates a linear response for phase angle values relative to antenna space separation. The phase values for antenna #5 up to and including antenna #8 is greater than 2n radians, so 2n radians must be added to these values to determine if a linear relationship exists. Likewise, antenna #9 requires the value of 4n to be added to the phase values to determine if a linear relationship exists. Fig. 13 includes a table listing the possible displacement patterns for five antennas. These displacement patterns also allow a plus or minus 90 degree displacement due to noise on the individual antennas. As shown in fig. 13 there are 49 possible displacement patterns. Fig. 12 shows that phase relative to antenna distance can be adapted to a linear response only after performing a correction consisting of adding or subtracting 2n radians (360 degrees) to the phase values of certain antennas. Fig. 13 illustrates that the center antenna, i.e. antenna #3, is the reference from which the other antennas are corrected. As there is no way of knowing in advance which of the 49 possible displacement patterns is the correct one, the 49 possible displacement patterns must be compared with the returns for the five antennas and a calculation made of the error in the fit in each case. Fit with the smallest error, if that error is less than some threshold value, e.g. 15 degrees, determines the existence of a spreading point. Using equation 9, the zenith angle can be calculated.

Tilpasningsprosessen kan beskrives matematisk som følger. Hvis den målte faseverdien er V(j), hvor j = antennenummeret for likt adskilte antenner, vil så en korrigert fas være gitt av: The adaptation process can be described mathematically as follows. If the measured phase value is V(j), where j = the antenna number for equally spaced antennas, then a corrected phase will be given by:

hvor: where:

Mj-j = forskyvningsmønsternummeret gitt i fig. 13Mj-j = the displacement pattern number given in fig. 13

i = mønsternummer (0-49)i = pattern number (0-49)

j = antennenummer (0-5)j = antenna number (0-5)

Ø-j = målt faseverdi for antennen som skal passes inn i forskyvningsmønsteret. Ø-j = measured phase value for the antenna to be fitted into the displacement pattern.

Tilpasningsprosedyren krever at en rett linje tilpasses de korrigerte data i formen: The fitting procedure requires a straight line to be fitted to the corrected data in the form:

Problemet er å bestemme resultatet av verdien A og B for tilpasningsprosedyren. Dette oppnås ved en konvensjonell minste kvadraters løsning hvor det er ønskelig å minimalisere rot-middel-kvadrat feilen (c). Rot-middel-kvadrat feilen (c) er gitt av: For å gjøre dette må de partielt deriverte, The problem is to determine the result of the value A and B for the fitting procedure. This is achieved by a conventional least squares solution where it is desirable to minimize the root-mean-square error (c). The root-mean-square error (c) is given by: To do this, they must partially derivative,

bestemmes. is determined.

Disse partielt deriverte settes så lik null for å finne minimumsverdiene. Dette gir: These partial derivatives are then set equal to zero to find the minimum values. This gives:

Løsning av disse ligninger for A og B gir: Solving these equations for A and B gives:

Såsnart A og B er kjent, kan så ligning 12 anvendes til å beregne rot-middel-kvadrat feilen (c). Ved å gjøre dette førtini ganger, dvs. en gang for hvert mønsternummer i tabell 10, velges det valg som gir den minste rot-middel-kvadrat (rms) feilen. Hvis denne feil er mindre enn en forutbestemt terskelverdi, f.eks. 15 til 25 grader, blir det konkludert at et reelt mål er blitt lokalisert, senit-vinkelen beregnes da som følger: As soon as A and B are known, equation 12 can be used to calculate the root-mean-square error (c). By doing this forty-nine times, i.e. once for each pattern number in Table 10, the choice that gives the smallest root-mean-square (rms) error is selected. If this error is less than a predetermined threshold value, e.g. 15 to 25 degrees, it is concluded that a real target has been located, the zenith angle is then calculated as follows:

For å utvide denne prosess til en andre dimensjon, behandles hver lineære oppstilling 32 og 34 separat og et spredende punkt behandles kun som et mål hvis de to uavhengige beregnede minste kvadraters rette linje passer og rot-middel-kvadrat feil beregninger uavhengig indikerer et gyldig mål på nøyaktig den samme doppler-frekvens. På denne måte bekrefter den foreliggende oppfinnelse den rommessige eksistens av et mål i et enkelt rommessig sted fra den samtidige detektering av tidsbestemte serier av pulser reflektert fra målene ved hjelp av de uavhengige avfølerere for derved å skille målet fra støy. Med andre ord, ved sammenligning av forskjellen i faseverdier av fasefunksjonene 0(to) frembragt av forskjellige antenner som en funksjon av rommessig separasjon D for antennene, kan et flertall mål skilles fra støy ved å identifisere en felles stedsmessig kilde for den tidsbestemte serie av pulser som reflekteres fra målene for hver doppler-f rekvens. To extend this process to a second dimension, each linear array 32 and 34 is treated separately and a scattering point is treated as a target only if the two independently calculated least-squares straight lines match and the root-mean-square error calculations independently indicate a valid target at exactly the same doppler frequency. In this way, the present invention confirms the spatial existence of a target in a single spatial location from the simultaneous detection of timed series of pulses reflected from the targets by means of the independent detectors to thereby separate the target from noise. In other words, by comparing the difference in phase values of the phase functions 0(two) produced by different antennas as a function of spatial separation D of the antennas, a plurality of targets can be distinguished from noise by identifying a common spatial source for the timed series of pulses which is reflected from the targets for each doppler f frequency.

Følgelig har hver av avfølerne en faseverdi på en bestemt doppler-frekvens som, når kombinert med de andre faseverdiene, samlet er forenlige til å angi et enkelt mål som kilde for en forutbestemt doppler-frekvens. Accordingly, each of the sensors has a phase value at a particular doppler frequency which, when combined with the other phase values, are collectively consistent with indicating a single target as the source of a predetermined doppler frequency.

Avstandsdetektoren 182 anvender klokkepulser 184 til å detektere forsinkelsesperioden mellom transmisjonen av pulsen og dens mottakelse på antenneoppstillingen 32, 34. Ved å kjenne tidsforsinkelsesperioden, beregnes flukttiden for den tidsbestemte serie av pulser slik at målene ved en forut bestemt avstand kan undersøkes ved å granske returpulser som har forutbestemte tidsforsinkelse. Avstandsportstyring (Range gating) er en vanlig metode for å bestemme distansen for målene og er nærmere omtalt i "The Radar Handbook" av Merrill I. Skolnik, McGraw Hill Co., 1970, N.Y., N.Y. som er særlig her innbefattet med henvisning til hva den omhandler. En to-frekvensteknikk for å tilveiebringe avstandsinformasjon med høyere oppløsning er nærmere omhandlet i fig. 15 og 16 her. The distance detector 182 uses clock pulses 184 to detect the delay period between the transmission of the pulse and its reception at the antenna array 32, 34. By knowing the time delay period, the flight time of the timed series of pulses is calculated so that the targets at a predetermined distance can be examined by examining return pulses which has predetermined time delay. Range gating is a common method of determining the range of targets and is discussed in more detail in "The Radar Handbook" by Merrill I. Skolnik, McGraw Hill Co., 1970, N.Y., N.Y. which is particularly included here with reference to what it deals with. A two-frequency technique for providing distance information with higher resolution is discussed in more detail in fig. 15 and 16 here.

To-antenneoppstillingssystemet tilveiebringer to senitvinkler, dvs. en for nord-syd planet og en annen for øst-vest planet. En tredje koordinat leveres av avstanden for spredningspunktet som bestemmes fra avstandsportdata tilveiebragt av avstandsdetektoren 182. De to senit-vinklene og avstandsdataene omfatter en tre-dimensjonal beskrivelse av stedet for spredningspunktet. Dette omdannes så til et konvensjonelt x, y, z kartesisk koordinatsystem, hvor x er forskyvningen i øst-vest retningen, y er forskyvningen er nord-syd retningen og z er forskyvningen i den vertikale retning. De kartesiske koordinater beregnes som følger: The two-antenna array system provides two zenith angles, i.e. one for the north-south plane and another for the east-west plane. A third coordinate is provided by the distance for the scattering point which is determined from distance port data provided by the distance detector 182. The two zenith angles and the distance data comprise a three-dimensional description of the location of the scattering point. This is then converted into a conventional x, y, z Cartesian coordinate system, where x is the displacement in the east-west direction, y is the displacement in the north-south direction and z is the displacement in the vertical direction. The Cartesian coordinates are calculated as follows:

hvor: where:

R = detektert avstandR = detected distance

Gøy = senit-vinkel i øst-vest planetGøy = zenith angle in the east-west plane

GftS= senit-vinkel i nord-syd planet.GftS= zenith angle in the north-south plane.

Kartesisk koordinat omformer 186 virker til å ta avstands og senit-data og omforme disse til et kartesisk koordinatsystem. Det kartesiske koordinatsystem tillater at spredningspunkt parametre kan sorteres ved høyde i stedet for radiell avstand. Cartesian coordinate converter 186 works to take distance and zenith data and convert these to a Cartesian coordinate system. The Cartesian coordinate system allows scatter point parameters to be sorted by height rather than radial distance.

Den bevegelseskjennetegnende anordning 188 kjennetegner bevegelsesfeltet for måleoppsti 11 ingen• Ifølge oppfinnelsen skjer dette ved en minste kvadraters tilpasning av det identifiserte målpunktet i hver region som er av interesse med et vektor bevegelsesfelt 1 form av: The movement characterizing device 188 characterizes the movement field for the measurement riser 11 none • According to the invention, this occurs by a least-squares adaptation of the identified target point in each region of interest with a vector movement field 1 form of:

hvor: where:

VBF = vektor bevegelsefeltVBF = vector field of motion

TJ = middel bevegelse i x-retningenTJ = mean movement in the x-direction

V = middel bevegelse i y-retningenV = mean movement in the y direction

W = middel bevegelse i z-retningenW = mean movement in the z direction

x = Øst-Vest rommessig koordinatx = East-West spatial coordinate

y = Nord-Syd rommessig koordinaty = North-South spatial coordinate

z = vertikal koordinatz = vertical coordinate

x = enhetvektor i x-retningenx = unit vector in the x direction

y = enhetvektor i y-retningeny = unit vector in the y direction

2= enhetvektor i z-retningen2= unit vector in the z direction

og a(i,j) er de forskjellige rommessige delvis deriverte av vektorbevegelsesfeltet, slik at middel, divergens, og virvlingen av bevegelsesfeltet er gitt av: and a(i,j) are the different spatial partial derivatives of the vector motion field, so that the mean, divergence, and vorticity of the motion field are given by:

Fremviseren 190 omfatter en hvilken som helst av antallet av standard fremviseranordninger slik som katodestrålerør (CRT), flytende krystall fremvisere (LCD) etc. Ettersom den foreliggende oppfinnelse tilveiebringer tre-dimensjonale data, kan tre-dimensjonale fremviseranordninger også anvendes ifølge den foreliggende oppfinnelse. De data som frembringes ved hjelp av den foreliggende oppfinnelse kan behandles i fremviseranordningen 190 under anvendelse av konvensjonelt tilgjengelig datamaskingrafikkteknikker for å danne bilder på forskjellige elektroniske fremviseranordninger. The display 190 comprises any of a number of standard display devices such as cathode ray tubes (CRT), liquid crystal displays (LCD), etc. As the present invention provides three-dimensional data, three-dimensional display devices can also be used according to the present invention. The data generated by the present invention can be processed in the display device 190 using conventionally available computer graphics techniques to form images on various electronic display devices.

Som angitt ovenfor, kan hver av de funksjoner som utføres av prosessoren 28 utføres ved enten en maskinvare eller programvare realisering. Beskrivelsen ovenfor har angitt en beskrivelse av oppfinnelsen som er primært er blitt realisert i maskinvare. Den følgende pseudo-kode representerer en metode for å realisere den foreliggende oppfinnelse i programvare. Startpunktet er mottakelsen av en tidsserie av pulset-radar retursignaler. As indicated above, each of the functions performed by the processor 28 can be performed by either a hardware or software implementation. The description above has given a description of the invention which has primarily been realized in hardware. The following pseudo-code represents one method of realizing the present invention in software. The starting point is the reception of a time series of pulsed radar return signals.

PSEUDO- KODEPSEUDO CODE

1. Innlesning og Fourier- transformasjon av dataene For 50 avstander 1. Input and Fourier transformation of the data For 50 distances

For 2 lineære oppstillinger (N-S og 0-V)For 2 linear alignments (N-S and 0-W)

For 5 antennerFor 5 antennas

Innles 128 komplekse spenninger (som X-Y par)Input 128 complex voltages (as X-Y pairs)

For 128 Fourier-frekvenserFor 128 Fourier frequencies

Beregn de komplekse Fourier-tranformasjoner (som X-Y par) Compute the complex Fourier transforms (as X-Y pairs)

Neste Fourier-frekvensNext Fourier frequency

Neste antenneNext antenna

Neste lineære oppstillingNext linear arrangement

Neste avstandNext distance

2. Beregne Fourier- amplitude og fase fra den komplekse 2. Calculate the Fourier amplitude and phase from the complex

transformasjontransformation

For 50 avstanderFor 50 distances

For 128 Fourier-frekvenserFor 128 Fourier frequencies

For 2 lineære oppstillingerFor 2 linear arrays

For 5 antennerFor 5 antennas

Innles X-Y paret fra transformasjonenEnter the X-Y pair from the transformation

Beregn fase = Arctan (Y/X)Calculate Phase = Arctan (Y/X)

Amplitude = KVROT (X<**>2 + Y<**>2)Amplitude = SROOT (X<**>2 + Y<**>2)

Neste antenneNext antenna

Neste lineære oppstillingNext linear arrangement

Neste Fourier-frekvensNext Fourier frequency

Neste avstand.Next distance.

3. Tilpass Fourier fase relativt antennenummer med en rett 3. Fit Fourier phase relative to antenna number with a right

1 inj e1 inj e

For 50 avstanderFor 50 distances

For 128 Fourier-frekvenserFor 128 Fourier frequencies

For 2 lineære oppstillingerFor 2 linear arrays

Tilpass fase relativt antennenummer med en rett linje. Beregn fase ved senterantenne, endringstakt for fase over antenneoppstilling (DPDA), og RMS-feilen for TILPASNINGEN (Feil). Fit phase relative to antenna number with a straight line. Calculate phase at center antenna, rate of change of phase over antenna array (DPDA), and the RMS error for the FIT (Error).

Neste lineære oppstillingNext linear arrangement

Neste Fourier-frekvensNext Fourier frequency

Neste avstandNext distance

4. Bestemme hvilke spektrale trekk som er fra gyldige 4. Determine which spectral features are valid

spredningspunkterdispersion points

For 50 avstanderFor 50 distances

For 128 Fourier-frekvenserFor 128 Fourier frequencies

Er både DPDA (0-V) og DPDA (N-S) mindre enn 25 grader? Are both DPDA (0-V) and DPDA (N-S) less than 25 degrees?

Hvis ja: Denne spektralkomponent er fra et gyldig spredningspunkt If yes: This spectral component is from a valid scattering point

Hvis nei: Ignorer denne spektralkomponentIf no: Ignore this spectral component

Neste Fourier-frekvensNext Fourier frequency

Neste avstandNext distance

5. Beregn stedene for de gyldige punkter5. Calculate the locations of the valid points

For hvert gyldig punktFor each valid point

Æ-koordinat = Lamda<*>DPDA(0-V)/(2<*>PI<*>D)Æ coordinate = Lamda<*>DPDA(0-V)/(2<*>PI<*>D)

(X er øst)(X is east)

m-koordinat = Lamda<*>DPDA(N-S)/(2<*>PI<*>D)m-coordinate = Lamda<*>DPDA(N-S)/(2<*>PI<*>D)

(Y er nord)(Y is north)

n-koordinat = KVROT (l-.e**2-Y»*2 )n-coordinate = KVROT (l-.e**2-Y»*2 )

(Z er opp)(Z is up)

(PI = 3,1415; D = Antenneavstand = 0,707<*>Lamda; (PI = 3.1415; D = Antenna distance = 0.707<*>Lamda;

Lamda = radarbølgelengde)Lamda = radar wavelength)

Neste gyldige punktNext valid point

6. Beregn den radielle hastighet for hvert gyldige punkt For hvert gyldige punkt 6. Calculate the radial velocity for each valid point For each valid point

Radiell hastighet = 0,5<*>Lyshastighet<*>Fourier-frekvens/Radar-f rekvens Radial speed = 0.5<*>Speed of light<*>Fourier frequency/Radar frequency

Neste gyldige punktNext valid point

7. Samle " Spredningspunkt parametrene" ved hver høyde Sprednings-punkt parametre: 7. Collect the "Spreading point parameters" at each height Spreading point parameters:

Radiell hastighet for spredningspunktetRadial velocity of the spreading point

2, m og n retningskosinuser av spredningspunktet Gjennomsnittlig amplitude for spredningspunktet 2, m and n direction cosines of the scattering point Average amplitude for the scattering point

På N-S oppstillingenOn the N-S line-up

Gjennomsnittlig amplitude for spredningspunktetAverage amplitude of the spreading point

På 0-V oppstillingenOn the 0-V setup

Gjennomsnittlig fase (referert til senterantenne)Average phase (referred to center antenna)

På N-S oppstillingenOn the N-S line-up

På 0-V oppstillingenOn the 0-V setup

Feil i fasetilpasningen på N-S oppstillingenError in the phase adjustment on the N-S arrangement

Feil i fasetilpassningen på 0-V oppstillingenError in the phase matching on the 0-V setup

8. Tilpass en vind- vektor til spredningspunkt parametrene ved 8. Adapt a wind vector to the spreading point with the parameters at

hver høvdeeach chief

For 50 høyderFor 50 heights

Beregn TJ,V,W for Minimum RMK-feil.Calculate TJ,V,W for Minimum RMK error.

RMK-feil er gitt ved:RMK error is given by:

For hvert gyldig punktFor each valid point

RMK feil = RMK feilRMK error = RMK error

+ [(TJ<*>Æ + V<*>m + W<*>n - V Radial)<2>+ [(TJ<*>Æ + V<*>m + W<*>n - V Radial)<2>

Neste gyldige punktNext valid point

9. Slutt.9. Stop.

Fig. 14 omhandler en syntetisk stråleomsetter for anvendelse med den foreliggende oppfinnelse til å oppnå virkningene av relativ bevegelse mellom målene og avfølerne når ingen relativ bevegelse eksisterer. Relativ bevegelse kreves for å utføre tidsbestemt til frekvensområde transformasjonen. Tidsbestemt til frekvensområde tranformasjonen baseres på doppler-frekvensen som frembringes av den relative bevegelse frembragt mellom avfølerne og målene. Syntetisk bevegelse kan induseres inn i dataen ved den måten hvorved de samples av antenneoppstillingen. Eksempelvis kan en syntetisk bevegelig transduserspenningserie konstrueres ved å ta den første pulsen fra den første avføleren, den andre pulsen fra den andre avføleren, etc, den 128'ende pulsen fra den 128'ende avføleren. Dette frembringer den samme spenningsserien som ville være blitt målt av en transduser som beveger seg over en fast oppstilling. En meget finere bevegelsesskala kan syntetiseres fra et par av stasjonære reelle avfølere ved å kombinere signalene fra de to reelle avfølere i en tidsvarierende kombinasjon. Hvis eksempelvis V^(t) er den komplekse spenningsserien for den første transduseren og V2(t) er den komplekse spenningsserien fra den andre transduseren, kan den første spenningen progressivt reduseres, mens den andre spenningen progressivt økes, på en måte som er tilsvarende å bringe den første spenningen ned mens samtidig den andre spenning bringes opp, til oppnå: Fig. 14 relates to a synthetic beam transducer for use with the present invention to obtain the effects of relative motion between the targets and the sensors when no relative motion exists. Relative motion is required to perform the time-to-frequency domain transformation. Timed to frequency range, the transformation is based on the doppler frequency produced by the relative movement produced between the sensors and the targets. Synthetic motion can be induced into the data by the way in which it is sampled by the antenna array. For example, a synthetic moving transducer voltage series can be constructed by taking the first pulse from the first sensor, the second pulse from the second sensor, etc, the 128th pulse from the 128th sensor. This produces the same voltage series that would have been measured by a transducer moving over a fixed array. A much finer motion scale can be synthesized from a pair of stationary real sensors by combining the signals from the two real sensors in a time-varying combination. For example, if V^(t) is the complex voltage series for the first transducer and V2(t) is the complex voltage series from the second transducer, the first voltage can be progressively reduced, while the second voltage is progressively increased, in a manner equivalent to bring the first voltage down while at the same time the second voltage is brought up, to achieve:

hvor: where:

at=er en dempningsverdi som varierer mellom 0 og 1. at=is an attenuation value that varies between 0 and 1.

Virkningen av transduseren representert ved denne kombinasjon av spenninger er en transduser som progressivt beveger seg fra posisjonen for transduseren #1 til posisjonen for transduser #2. Følgelig kan spenningsutmatningene fra de forskjellige mottakerne vist i fig. 2 progressivt varieres til å indusere bevegelse over en fullstendig antenneoppstilling. Et totalt antall N stasjonære avfølere kan derfor generere N-l samtidig syntetisk bevegelige transdusere. Ved å anvende parallelle rader av reelle transdusere, kan et antall av parallelle syntetisk bevegelige transdusere konstrueres slik at en doppler-frekvens induseres mellom et stasjonert mål og stasjonere transdusere. The effect of the transducer represented by this combination of voltages is a transducer that progressively moves from the position of transducer #1 to the position of transducer #2. Accordingly, the voltage outputs from the various receivers shown in fig. 2 is progressively varied to induce movement over a complete antenna array. A total number of N stationary sensors can therefore generate N-l simultaneously synthetically moving transducers. By using parallel rows of real transducers, a number of parallel synthetic moving transducers can be constructed so that a doppler frequency is induced between a stationary target and stationary transducers.

Fig. 14 viser skjematisk en fremgangsmåte for å oppnå syntetisk stråletranslasjon i anordningen vist i fig. 2, 3 og 4. Som vist i fig. 14 anvendes en forsterkningsstyreanordning Fig. 14 schematically shows a method for achieving synthetic beam translation in the device shown in fig. 2, 3 and 4. As shown in fig. 14, a gain control device is used

210 som frembringer en serie av forsterkningsstyre-utgangssignaler , A2, ••• Ajj 212 som tilføres mottakerkrets 214. Forsterkningsstyreanordning 210 frembringer forsterknings-styresignaler som varierer forsterkningen i mottakerkretsene 214 på en lineær måte fra en mottakerkrets til en annen for å indusere en syntetisk lineær bevegelse i avføleroppstil-1 ingen. 210 which produces a series of gain control output signals , A2, ••• Ajj 212 which are applied to receiver circuit 214. Gain control device 210 produces gain control signals which vary the gain in the receiver circuits 214 in a linear fashion from one receiver circuit to another to induce a synthetic linear movement in sensor setup-1 none.

Fig. 15 og 16 viser skjematisk en to-frekvens avstandsdetektor som kan anvende med den foreliggende oppfinnelse til å gi avstandsinformasjon med høy oppløsning for å komplemen-tere avstandsinformasjonen som gis av avstandsportdetektoren 182. Fig. 15 omhandler måten hvorved to-frekvens avstandsdetektoren kan realiseres i en anordning slik som vist i fig. 2, 3 og 4. 40 til 70 MHz syntetisatoren 54 i fig. 2 anvendes til å generere en blanderfrekvens for både senderkretsen 50 og mottakerkretsen 38. I fig. 15 ville 40-70 MHz syntetisatoren 218 bli anvendt til å erstatte syntetisatoren 54 i fig. Figs. 15 and 16 schematically show a two-frequency distance detector that can be used with the present invention to provide distance information with high resolution to complement the distance information provided by the distance gate detector 182. Fig. 15 deals with the way in which the two-frequency distance detector can be realized in a device such as shown in fig. 2, 3 and 4. The 40 to 70 MHz synthesizer 54 of FIG. 2 is used to generate a mixer frequency for both the transmitter circuit 50 and the receiver circuit 38. In fig. 15, the 40-70 MHz synthesizer 218 would be used to replace synthesizer 54 in FIG.

2 til å gi en blanderfrekvens for senderen 50. Syntetisatoren 218 har en inngang 220 som omfatter en frekvensstyreanordning som er i stand til å frembringe en fasekoherent forskyvning fra en første frekvens til en andre frekvens innenfor en pulstransmisjon fra senderkretsen. Eksempelvis kunne syntetisatoren 218 frembringe en blanderfrekvens lik 43,285 MHz under den første delen av transmisjonspulsen og så fasekoherent skifte til en frekvens til 43,335 MHz innenfor en enkelt puls. Dette frembringer en sendt frekvens til 2,66 MHz under en første del av den sendte pulsen og en andre frekvens lik 2,71 MHz under en andre del av pulsen. Dette gir en forskjell lik 50 kilohertz i de to sendte frekvensene. Generatoren 222 frembringer to styresignaler 222, 226 som omveksles ved hjelp av omvekslingsanordning 228 til å gi en enkelt frekvens-styreinnmatning 220 til syntetisatoren 218. De to styresignalene 224, 226 omfatter styresignalene for å operere syntetisatoren 218 på de to forskjellige frekvensene. Omveksleren 228 er konstruert til å samvirke med synteti satoren 218 til å gi et fasekoherent skift fra den første til den andre frekvensen. 2 to provide a mixer frequency for the transmitter 50. The synthesizer 218 has an input 220 which comprises a frequency control device capable of producing a phase coherent shift from a first frequency to a second frequency within a pulse transmission from the transmitter circuit. For example, the synthesizer 218 could produce a mixer frequency equal to 43.285 MHz during the first part of the transmission pulse and then phase-coherently shift to a frequency of 43.335 MHz within a single pulse. This produces a transmitted frequency of 2.66 MHz during a first part of the transmitted pulse and a second frequency equal to 2.71 MHz during a second part of the pulse. This gives a difference equal to 50 kilohertz in the two transmitted frequencies. The generator 222 produces two control signals 222, 226 which are switched by means of switching device 228 to provide a single frequency control input 220 to the synthesizer 218. The two control signals 224, 226 comprise the control signals for operating the synthesizer 218 on the two different frequencies. The converter 228 is designed to cooperate with the synthesizer 218 to provide a phase coherent shift from the first to the second frequency.

Styresignalene 224, 226 tilføres også henholdsvis til syntetisatorene 230, 232 for å gi to blanderf rekvenser 234, 236 for bruk i mottakerkretsene i to-frekvensavstands detektorutførelsen ifølge den foreliggende oppfinnelse. På en måte som er lik den som er vist i fig. 2, 3 og 4, er en serie av antenner 238 koplet til en serie av for-forsterkere 240 og en serie av RF-moduler 242 som befinner seg innenfor mottakerkretsen. Fordi to forskjellige frekvenser anvendes, må to-frekvensavstands detektorutførelsen detektere begge frekvenser samtidig. En effektdeler 244 deler utmatningen fra RF-modulen 242 i to signaler 246, 248. Hvert av disse signaler tilføres en separat blandermodul, henholdsvis 250, 252. De to forskjellige frekvensene 234, 236 tilføres henholdsvis blandermodulene 250, 252 til å frembringe to utgangsfrekvenser som tilføres de to MF-modulene 254, 256. Samtlige av de øvrige kretser vist i fig. 2, 3 og 4 blir så duplisert, opp til fase og amplitudegeneratoren 174, for hver frekvens som oppnås fra hver antenne i serien av antenner 238. The control signals 224, 226 are also applied respectively to the synthesizers 230, 232 to provide two mixer frequencies 234, 236 for use in the receiver circuits of the two-frequency range detector embodiment of the present invention. In a manner similar to that shown in FIG. 2, 3 and 4, a series of antennas 238 are coupled to a series of pre-amplifiers 240 and a series of RF modules 242 located within the receiver circuit. Because two different frequencies are used, the two-frequency range detector design must detect both frequencies simultaneously. A power divider 244 divides the output from the RF module 242 into two signals 246, 248. Each of these signals is fed to a separate mixer module, 250, 252 respectively. The two different frequencies 234, 236 are fed to the mixer modules 250, 252 respectively to produce two output frequencies which is supplied to the two MF modules 254, 256. All of the other circuits shown in fig. 2, 3 and 4 are then duplicated, up to the phase and amplitude generator 174, for each frequency obtained from each antenna in the array of antennas 238.

Faseverdiene som oppnås fra hver antenne tilføres så anordningen vist i fig. 16. Faseverdien $1(10) for den første frekvensen og faseverdien for den andre frekvensen (J^^) blir begge tilført en subtraheringsanordning 258 som frembringer et dif f eransesignalA(J) som er differansen i faseverdiene for de to frekvensene. Denne differanse i faseverdier er direkte proporsjonal med stedet for målet detektert innenfor avstandsporten. FasedifferansesignaletA$ tilføres en multiplikator 260 som fungerer til å multiplisere faseverdi-signalet med en konstant K til å oppnå den riktige proporsjonalitet. Dette utgangssignal tilføres en adderer 264 ved hjelp av forbindelsen 262. Addereren 264 adderer fasedifferansesignalet som er blitt multiplisert med konstant K til å gi den riktige proporsjonalitet til avstandsportdataene tilveiebragt av avstandsportdetektoren 182. Avstandsportdata omfatter avstandsportinformasjon til hvilken fasedifferansen tilføyes i adderen 264 til å gi et avstandsdatasignal 266 som har høy oppløsning. Fig. 17 er et skjematisk blokkskjema over en to-frekvens-generatoranordning. To-frekvensgeneratoranordningen i fig. 17 er i stand til å frembringe en to-frekvens fasekoherent puls som endrer seg fra en første frekvens til en andre frekvens på en fasekoherent måte. Dette skjer ved å endre fra den første frekvensen (fj[) til den andre frekvensen (f2) på et valgt sted for en av de sinusformede bølgeformene som omfatter pulsen. Typisk er pulsbredden tilstrekkelig til å frembringe flere sykluser av bølgeformen på den første frekvensen forut for forflytning til den andre frekvensen. Pulsbredden for hver frekvens er i alt vesentlig lik. Fig. 17 illustrerer skjematisk en digitalfrekvenssyntetisator for generering av en to-frekvenspuls som er i alt vesentlig fasekoherent. Mikroprosessoren 270 omfatter en innmatnings-anordning slik som en datamaskin eller en mikroprosessor-brikke som er koplet til et tastatur for innføring av faseverdier for frekvenser f^ og f2»Faseverdiene er ekviva-lente med den inkrementelle tid for sampling av en sinus-bølge. Mikroprosessor 270 fungerer som en lasteanordning til å laste en første inkrementverdi inn i en frekvenskommandomodul 272 som korresponderer med en første frekvens og en andre frekvenskommandomodul 274 som danner en andre frekvens. Både frekvenskommandomodulen 272 og frekvenskommandomodulen 274 kan omfatte skiftregistre eller andre lagringsanordninger for å lagre en inkrementell verdi som gireres til fase-akkumulatoren 276 via port 278. Port 278 velger enten innmatning 280 eller innmatning 282 for henholdsvis frekvenskommandomodul 272 og frekvenskommandomodul 274 for å tilveiebringe en faseinkrementell verdi for faseakkumulator 276. Port 278 opererer som reaksjon på et styresignal 280 som frembringes av adressemonitor og logisk styreanordning 282 som overvåker det eksisterende adressesignalet 284 som frembringes på utgangen av faseakkumulator 276. Frekvensreferanse 286 gir et klokkesignal 288 som tilføres faseakkumulator . 276 til periodisk å klokke ut den akkumulerte faseverdien, som danner adresseslgnal 284, med en takt som er bestemt av frekvensreferanse 286. Leselager (ROM) 290 har verdier med sinusfunksjoner lagret på en flerhet av adresse-steder som tilsvarer faseverdiene som frembringes på inngang 284 til ROM 290. Frekvensreferanse 286, som beskrevet ovenfor, tilveiebringer faseverdiene fra faseakkumulator 286 på en forutbestemt takt. The phase values obtained from each antenna are then supplied to the device shown in fig. 16. The phase value $1(10) for the first frequency and the phase value for the second frequency (J^^) are both supplied to a subtractor 258 which produces a difference signal A(J) which is the difference in the phase values for the two frequencies. This difference in phase values is directly proportional to the location of the target detected within the range gate. The phase difference signal A$ is applied to a multiplier 260 which functions to multiply the phase value signal by a constant K to achieve the correct proportionality. This output signal is applied to an adder 264 by means of connection 262. The adder 264 adds the phase difference signal which has been multiplied by constant K to give the correct proportionality to the range gate data provided by the range gate detector 182. The range gate data comprises range gate information to which the phase difference is added in the adder 264 to give a distance data signal 266 which has high resolution. Fig. 17 is a schematic block diagram of a two-frequency generator device. The two-frequency generator device in fig. 17 is capable of producing a two-frequency phase-coherent pulse that changes from a first frequency to a second frequency in a phase-coherent manner. This is done by changing from the first frequency (fj[) to the second frequency (f2) at a selected location for one of the sinusoidal waveforms comprising the pulse. Typically, the pulse width is sufficient to produce several cycles of the waveform at the first frequency prior to transition to the second frequency. The pulse width for each frequency is essentially the same. Fig. 17 schematically illustrates a digital frequency synthesizer for generating a two-frequency pulse which is essentially phase coherent. The microprocessor 270 comprises an input device such as a computer or a microprocessor chip which is connected to a keyboard for entering phase values for frequencies f1 and f2. The phase values are equivalent to the incremental time for sampling a sine wave. Microprocessor 270 functions as a loading device to load a first increment value into a frequency command module 272 corresponding to a first frequency and a second frequency command module 274 forming a second frequency. Both the frequency command module 272 and the frequency command module 274 may include shift registers or other storage devices to store an incremental value that is shifted to the phase accumulator 276 via port 278. Port 278 selects either input 280 or input 282 for frequency command module 272 and frequency command module 274, respectively, to provide a phase incremental value for phase accumulator 276. Gate 278 operates in response to a control signal 280 which is produced by address monitor and logic control device 282 which monitors the existing address signal 284 which is produced at the output of phase accumulator 276. Frequency reference 286 provides a clock signal 288 which is supplied to phase accumulator. 276 to periodically clock out the accumulated phase value, which forms address signal 284, at a rate determined by frequency reference 286. Read-only memory (ROM) 290 has values of sine functions stored in a plurality of address locations corresponding to the phase values produced at input 284 to ROM 290. Frequency reference 286, as described above, provides the phase values from phase accumulator 286 at a predetermined rate.

Følgelig, ved å endre akkumulatorverdiene som tilveiebringes av frekvenskommandobeskrivelsesmoduler 272 og 274, vil en digital representasjon av en sinusbølgeform frembragt på utgang 292 av ROM 290 har en frekvens som er avhengig av den faseinkrementelle verdi som tilveiebringes av frekvens-kommandomodulene 272 og 274. Digital-til-analog-omformer 294 omdanner den digitale representasjon av et sinussignal 292 til et analogt signal på utgang 296 som omfatter en til-nærming til en sann sinusutmatning. Det analoge signalet 296 tilføres lavpassfilteret 298 til å integrere utmatningen og redusere den høyfrekvente støy som genereres av digital-til-analog-omformeren 294 til å gi en sann (bedre) sinusutmatning. Det filtrerte signalet forsterkes så av forsterker 300 til å gi den fasekoherente to-frekvensutmatningen 302. Adressemonitor 284, som angitt ovenfor, overvåker adresseslgnal 284 som tilføres ROM 290 og klargjør port 278 til å forflytte fra et faseinkrementsignal til et annet overens-stemmende på det samme punktet av sinusbølgen. Alternativt kan omvekslingen skje ved null-kryssingen mellom annet sted på bølgeformen for å redusere generering av harmoniske. Accordingly, by changing the accumulator values provided by frequency command description modules 272 and 274, a digital representation of a sine waveform produced at output 292 of ROM 290 will have a frequency that is dependent on the phase incremental value provided by frequency command modules 272 and 274. to-analog converter 294 converts the digital representation of a sine signal 292 into an analog signal at output 296 which comprises an approximation of a true sine output. The analog signal 296 is applied to the low pass filter 298 to integrate the output and reduce the high frequency noise generated by the digital to analog converter 294 to provide a true (better) sine wave output. The filtered signal is then amplified by amplifier 300 to provide the phase-coherent two-frequency output 302. Address monitor 284, as indicated above, monitors address signal 284 applied to ROM 290 and prepares gate 278 to move from one phase increment signal to another corresponding to the same point of the sine wave. Alternatively, the changeover can take place at the zero crossing between other places on the waveform to reduce the generation of harmonics.

Fig. 18 er et skjematisk riss som illustrerer avstandsporten (R3) ifølge den foreliggende oppfinnelse. Avstandsporten (R3), som vist i fig. 13, er en 3 km lang avstand fra en høyde av 70 km til en høyde av 73 km. Basisen for avstands porten, som er en høyde av 70 km, er på en avstand lik . Toppen av avstandsporten, som er på en høyde av 73 km, er på en avstand R2• Som det vil ses av fig. 18, Fig. 18 is a schematic diagram illustrating the distance gate (R3) according to the present invention. The distance gate (R3), as shown in fig. 13, is a 3 km long distance from an altitude of 70 km to an altitude of 73 km. The base for the distance gate, which is a height of 70 km, is at a distance equal to . The top of the distance gate, which is at a height of 73 km, is at a distance R2• As will be seen from fig. 18,

Distansen R3kan representeres som hastigheten (c) for lys ganger halvparten av tiden (Trg) for å traversere distansen R3og tilbake. Derfor kan ligning 26 omskrives som: The distance R3 can be represented as the speed (c) of light times half the time (Trg) to traverse the distance R3 and back. Therefore, equation 26 can be rewritten as:

Ligning 27 kan så omskrives som: Fig. 19 er en grafisk fremstilling over avstandsporten som varierer mellom en høyde av 70 km og 73 km relativt antallet av fasebølgelengder i radianer på frekvenser f ^ og f2som omfatter de individuelle frekvenser av to-frekvenspulsen som genereres av senderen ifølge den foreliggende oppfinnelse. Som det vil ses av fig. 19, endrer frekvensen f^seg med totalt 80n radianer i distansen R-^fra 70 km til 73 km. Frekvens f2følger seg med 81n radianbølge mellom høydene 70 km og 73 km. Disse omfatter typiske endringer i bølgelengder for en frekvens f^lik 2 MHz som har en bølgelengde (X^) av 150 meter. Bølgelengden av f2for å frembringe 81n radian-bølgeendringer mellom 70 km og 73 km beregnes som følger: Equation 27 can then be rewritten as: Fig. 19 is a graphical representation of the range gate varying between an altitude of 70 km and 73 km relative to the number of phase wavelengths in radians at frequencies f ^ and f2 comprising the individual frequencies of the two-frequency pulse generated by the transmitter according to the present invention. As will be seen from fig. 19, the frequency changes by a total of 80n radians in the distance R-^ from 70 km to 73 km. Frequency f2 follows with 81n radian wave between heights 70 km and 73 km. These include typical changes in wavelengths for a frequency f^like 2 MHz which has a wavelength (X^) of 150 metres. The wavelength of f2 to produce 81n radian wave changes between 70 km and 73 km is calculated as follows:

Derfor er f2omtrentlig lik 2,04847 MHz. Therefore, f2 is approximately equal to 2.04847 MHz.

Frekvensen f^på 2 MHz er blitt valgt som et eksempel for å illustrere en typisk situasjon som kan eksistere i et radarsystem og typiske tall som kan anvendes på et slikt system. Disse tall er gitt kun for eksempels formål, og de grunnleggende konsepter ifølge den foreliggende oppfinnelse kan anvendes i andre systemer som anvender langt mer forskjellige skalaer, slik som ultralyd-bildedannelse innenfor legemet. Uansett omhandler den ovenstående beskrivelse måten hvorved en andre frekvens ( f2) kan velges til å frembringe n radian ytterligere bølgelengdeendringer som er større enn antallet av bølgelengdeendringer av f^over avstandsporten fra 70 km til 73 km. Denne differanse av n radianbølgelengder mellom f^ og f2over distansene av avstandsporten, kan anvendes som en finskala for nøyaktig å bestemme avstanden for målet innenfor avstandsporten, slik det skal beskrives nedenfor. The frequency f^ of 2 MHz has been chosen as an example to illustrate a typical situation that can exist in a radar system and typical numbers that can be applied to such a system. These numbers are given for example purposes only, and the basic concepts according to the present invention can be used in other systems that use far more different scales, such as ultrasound imaging within the body. However, the above description addresses the manner in which a second frequency (f2) can be selected to produce n radian additional wavelength changes greater than the number of wavelength changes of f^ over the range gate from 70 km to 73 km. This difference of n radian wavelengths between f^ and f2 over the distances of the range gate can be used as a fine scale to accurately determine the distance to the target within the range gate, as will be described below.

For å oppnå dette formål er det ønskelig å ha både f^ og f 2 i-fase ved bunnen av avstandsporten, dvs. på distansen , som vist i fig. 19. Dette skjer på den følgende måte. To achieve this purpose, it is desirable to have both f^ and f 2 in-phase at the bottom of the distance gate, i.e. at the distance , as shown in fig. 19. This happens in the following way.

Det totale antall av bølgelengder L^ifor en bølgeform som har en frekvens f^som behøves for å lyde til nivå R^og tilbake til bakkenivået: The total number of wavelengths L^i for a waveform having a frequency f^required to sound to level R^and back to ground level:

hvor Xi = bølgelengde av en bølgeform på frekvens f^. where Xi = wavelength of a waveform of frequency f^.

Det totale antallet av bølgelengder L21for en bølgeform som har en frekvens f2som behøves for å lyde til nivå R^og tilbake til bakkenivået er: The total number of wavelengths L21 for a waveform having a frequency f2 needed to sound to level R^ and back to ground level is:

hvor X2= bølgelengde av bølgeform med frekvens f2- where X2= wavelength of waveform with frequency f2-

Det er kjent av forplantningshastigheten (c) er lik produktet av frekvensen f og bølgelengde (X). eller It is known that the propagation speed (c) is equal to the product of the frequency f and the wavelength (X). or

Setter man ligningene 32 og 33 inn i ligningene 30 og 31, gir dette: eller Inserting equations 32 and 33 into equations 30 and 31 gives: or

Likeledes er antallet av bølgelengder for å lyde til avstand R2og tilbake med en bølgeform av frekvens f^: Likewise, the number of wavelengths to sound to distance R2 and back with a waveform of frequency f^ is:

Antallet av bølgelengder for å lyde til avstand R2og tilbake med en bølgeform med frekvens f2er: The number of wavelengths to sound to distance R2 and back with a waveform of frequency f2 is:

Differansen i antall av bølgelengder (aL^) når lydgivning mellom avstander R^og R2ved frekvens f^er: eller The difference in the number of wavelengths (aL^) when sounding between distances R^ and R2 at frequency f^ is: or

Vi kjenner fra ligning 28 at: We know from equation 28 that:

Setter man ligning 28 inn i ligning 39: Inserting equation 28 into equation 39:

Likeledes er differansen i antallet av bølgelengder (aL2) når lydgivning skjer mellom avstander og R2på frekvens f2: Likewise, the difference in the number of wavelengths (aL2) when sounding occurs between distances and R2 at frequency f2:

Antallet av bølgelengder til forutbestemt nivå (R^) kan justeres ved å justere kabellengder eller ved forsiktig å justere avstanden for R^slik at både L-q og L2^er hele tall som bevirker f^og f2til å være i-fase, når de mottas på avføleren. The number of wavelengths to the predetermined level (R^) can be adjusted by adjusting cable lengths or by carefully adjusting the spacing of R^ so that both L-q and L2^ are integers causing f^ and f2 to be in phase when received on the sensor.

Som omhandlet i fig. 19 og omtalt ovenfor, er bølgelengdene for bølgeformene f^og f2vesentlig mindre enn avstandsportavstanden, dvs. R2- R^. I eksemplet i fig. 19 har bølge-formen på 2 MHz en bølgelengde lik 150 meter. Pulsbredde-begrensninger, samt høydeoppløsningskrav begrenser lengden av avstandsportavstanden. Pulsbredden begrenses i ekspansjon av høydeoppløsningen som ønskes. Med en 20 km pulsbredde, er den nærmest beste høydeoppløsning som kan oppnås 10 km. På den annen side er pulsbredden begrenset i den mengde den kan kortes ved signal/støy-forholdet. Signal/støy-forholdet øker med kvadratet av pulsbredden. Dette betyr at dersom pulsbredden minskes med en faktor lik 2, økes støyen med en faktor lik 4. As discussed in fig. 19 and discussed above, the wavelengths of the waveforms f^ and f2 are substantially smaller than the spacing gate spacing, i.e. R2 - R^. In the example in fig. 19, the waveform of 2 MHz has a wavelength equal to 150 meters. Pulse width limitations, as well as height resolution requirements limit the length of the range port spacing. The pulse width is limited in expansion by the desired height resolution. With a 20 km pulse width, the closest achievable height resolution is 10 km. On the other hand, the pulse width is limited by the amount it can be shortened by the signal/noise ratio. The signal/noise ratio increases with the square of the pulse width. This means that if the pulse width is reduced by a factor equal to 2, the noise is increased by a factor equal to 4.

I betraktning av disse to konkurrerende faktorer, er avstandsportene normalt 50$ til 75$ av pulsbredden. Informasjonsinnholdet i signalet økes ikke ved å anbringe avstandsportene noe nærmere, fordi informasjonsinnholdet ikke økes ved sampling på en takt som er hurtigere enn signalets båndbredde. Derfor er typisk avstandsportavstand for 2 MHz-radarer 3 km. Considering these two competing factors, the spacing gates are normally 50$ to 75$ of the pulse width. The information content of the signal is not increased by placing the spacer gates any closer, because the information content is not increased by sampling at a rate that is faster than the signal's bandwidth. Therefore, typical range port spacing for 2 MHz radars is 3 km.

Følgelig er differansen i antallet av bølgelengde (aL^og AL2) mellom avstander og R2mange multipla av 2n radianer. Dette betyr atAL^ogAL2tilveiebringer en oppløsning som er altfor fin til å unngå tvetydigheter ved lokalisering av en bestemt høyde for et mål innenfor den grove avstandsportavstanden. Med andre ord, for å unngå tvetydigheter, vil avstandsportavstanden måtte være en halvpart av bølgelengden av fi eller f2, eller mindre. Dette er umulig på grunn av begrensningene for pulsbredden av signalet som gis av signal/støy-betraktninger, som angitt ovenfor. Consequently, the difference in the number of wavelengths (aL^ and AL2) between distances and R2 is many multiples of 2n radians. This means that AL^ and AL2 provide a resolution that is far too fine to avoid ambiguity in locating a specific height for a target within the coarse range gate distance. In other words, to avoid ambiguity, the spacer gate spacing would need to be one-half the wavelength of f1 or f2, or less. This is impossible due to the limitations on the pulse width of the signal given by signal to noise considerations, as stated above.

Imidlertid overvinnes disse problemer ved å betrakte differansen mellomAL^ogAL2som er et tall som angir differansen mellom de ytterligere bølgelengder for f^og f2som er nødvendig for å lyde til R2. Dette er angitt som følger: However, these problems are overcome by considering the difference between AL^ and AL2 which is a number indicating the difference between the additional wavelengths of f^ and f2 required to sound R2. This is stated as follows:

Hvis vi setter: så: If we set: then:

Følgelig vil bølgedifferansen mellom de to avstandene R^og R2endre seg med 1 bølgelengde av differansefrekvensen (Af) når differansen i frekvenser er 1/Trg. Dette fører til en faseendring av 2n (360°) ettersom: Consequently, the wave difference between the two distances R^ and R2 will change by 1 wavelength of the difference frequency (Af) when the difference in frequencies is 1/Trg. This leads to a phase change of 2n (360°) as:

Derfor blir fasedifferansen en finskala som deler hver avstandsport i 2n radiandeler, eller 360 deler, hvis grader anvendes. Therefore, the phase difference becomes a fine scale that divides each distance port into 2n radian parts, or 360 parts, if degrees are used.

Derfor kan høyoppløsningsavstandsinformasjon beregnes som følger: Therefore, high-resolution distance information can be calculated as follows:

hvor Ang er lik fasedifferansen mellom og f2detektert på avfølerne og Xd er lik bølgelengden av Af. where Ang is equal to the phase difference between and f2 detected on the sensors and Xd is equal to the wavelength of Af.

Ligning 48 er enkel proporsjonalitetsligning som fungerer som en finskala til å detektere avstanden for målet innenfor avstandsporten. Equation 48 is a simple proportionality equation that acts as a fine scale to detect the distance of the target within the range gate.

Fig. 20 omhandler en typisk konfigurasjon av antenner, slik som vist i fig. 6, hvor en sentral antenne er anbragt innenfor en halv bølgelengde av tett atskilte antenner 306, 308 til å hindre senitvinkelfremmedgjøring (aliasing), som angitt i beskrivelsen av fig. 11. Vidt atskilte antenner 310 og 312 er atskilt med dobbelavstand som er større enn en halv bølgelengde til å gi høyoppløsningsinformasjon hva angår senitvinkel som omhandlet ovenfor. Fig. 20 deals with a typical configuration of antennas, as shown in fig. 6, where a central antenna is located within half a wavelength of closely spaced antennas 306, 308 to prevent zenith angle alienation (aliasing), as indicated in the description of FIG. 11. Widely spaced antennas 310 and 312 are separated by double spacing greater than half a wavelength to provide high resolution zenith angle information as discussed above.

I mange forbindelser er det imidlertid uønsket eller umulig å anbringe avfølere innenfor en halv bølgelengde av hverandre. Eksempelvis, ved ultralydanvendelser, blir bølgelengden målt i mm og avstanden mellom avfølerne innenfor en halv bølge-lengde er praktisk talt umulig. In many connections, however, it is undesirable or impossible to place sensors within half a wavelength of each other. For example, in ultrasound applications, the wavelength is measured in mm and the distance between the sensors within half a wavelength is practically impossible.

Avfølerkonfigurasjonen, vist i fig. 21, gir en første antenne A som er vidt atskilt fra en sentral antenne B, og en tredje vidt atskilt antenne C. Begge antenner A og C er atskilt med flere bølgelengder av systemets grunnfrekvens. Konfigura-sjonen av avfølere som er vist i fig. 21 kan anvendes i henhold til den foreliggende oppfinnelse og fortsatt opprett- holde en evne til utvetydig å identifisere senitvinkler for mål, som omhandlet nedenfor. The sensor configuration, shown in fig. 21, provides a first antenna A that is widely separated from a central antenna B, and a third widely separated antenna C. Both antennas A and C are separated by several wavelengths of the system's fundamental frequency. The configuration of sensors shown in fig. 21 can be used in accordance with the present invention and still maintain an ability to unambiguously identify zenith angles for targets, as discussed below.

Fig. 22 er en skjematisk fremstilling som omhandler måten som senitvinkelen 8 utledes fra antennekonfigurasjonen i fig. 21 under anvendelse av interferometriteknikker. Som vist i fig. Fig. 22 is a schematic representation which deals with the way in which the zenith angle 8 is derived from the antenna configuration in fig. 21 using interferometry techniques. As shown in fig.

22 er antennene A og C atskilte fra referanseantennen B med en avstand D. Ser man kun på et sett av antenner, eksempelvis antenner A og B, er fasedifferansen: 22, the antennas A and C are separated from the reference antenna B by a distance D. If you only look at a set of antennas, for example antennas A and B, the phase difference is:

Fra geometrien i fig. 22, er det kjent at: og From the geometry in fig. 22, it is known that: and

Substituerer man ligning 51 inn i ligning 49 får man: If you substitute equation 51 into equation 49, you get:

Vi vet at: We know that:

Setter man ligning 53 inn i ligning 52 får man: eller If you insert equation 53 into equation 52, you get: or

Et to frekvenssignal skal nå betraktes. Faseendringen mellom antenner for frekvens f^er: A two frequency signal must now be considered. The phase change between antennas for frequency f^ is:

Faseendringen mellom antenner for frekvens f2er: The phase change between antennas for frequency f2 is:

Differansen mellom faseendringene for f^of f2er: eller The difference between the phase changes for f^of f2 is: or

Frekvensen f2kan velges slik atA±^er n-radianer 180° ) når sinø = 1: The frequency f2 can be chosen so that A±^ is n-radians 180° ) when sinø = 1:

Ligning 62 gir maksimumdistansen for separering av antennene for eliminere senitvinkeltvetydigheter (fremmedgjøring) under anvendelse av differansefrekvensen Af. Når sinø = 1, er målet anbragt på horisonten som gir den maksimale fasedifferanse mellom de to antennene. Denne maksimale fasedifferanse kan ikke overskrider n (180°) for å hindre tvetydigheter. Fasedifferanser som er større enn n frembringer tvetydig flertall av senitvinkelverdier. Ved å begrense den maksimal fasedifferanse til n, opptrer en total endring av 2n fra horisont til horisont for derved å hindre tvetydigheter. Hvis Af er lik 100 kHz, er den maksimale distanse som de to antennene kan atskilles for utvetydig å lokalisere et mål lik 1,5 km. Dette er halvparten av en bølgelengde av f 100 kHz-bølgelengden. Hvis enten f^eller f2ble anvendt, idet man antar at f^ og f2er nær like, vil en 20 folds tvetydighet opptre ved en antenneavstand lik 1,5 km. Equation 62 gives the maximum distance for separation of the antennas to eliminate zenith angle ambiguities (alienation) using the difference frequency Af. When sinø = 1, the target is placed on the horizon which gives the maximum phase difference between the two antennas. This maximum phase difference cannot exceed n (180°) to prevent ambiguities. Phase differences greater than n produce ambiguous majority of zenith angle values. By limiting the maximum phase difference to n, a total change of 2n occurs from horizon to horizon to thereby prevent ambiguities. If Af is equal to 100 kHz, the maximum distance that the two antennas can be separated to unambiguously locate a target is equal to 1.5 km. This is half a wavelength of the f 100 kHz wavelength. If either f^ or f2 were used, assuming that f^ and f2 are close to equal, a 20-fold ambiguity would occur at an antenna distance equal to 1.5 km.

Selv om differansefrekvensen Af kan anvendes til å lokalisere målet omtrentlig på himmelen på den måte som er omtalt ovenfor, kan enten f^eller f2, eller f^+ f2anvendes til å gi et stedsmessig signal med meget høy oppløsning ettersom antennene er atskilt med omtrentlig 10 bølgelengder ved enten fl eller f2, og omtrentlig 20 bølgelengder på f^+ f2. Derfor kan et enkelt vidt atskilt par samtidig gi både utvetydig oppløsning, ved anvendelse av differansefrekvensen, og ultrahøy oppløsning, ved å anvende den ene eller den andre av enkeltfrekvensene, eller sum-frekvenssignalet. Although the difference frequency Af can be used to locate the target approximately on the sky in the manner discussed above, either f^ or f2, or f^+ f2 can be used to provide a very high resolution spatial signal as the antennas are separated by approximately 10 wavelengths at either fl or f2, and approximately 20 wavelengths at f^+ f2. Therefore, a single widely separated pair can simultaneously provide both unambiguous resolution, using the difference frequency, and ultra-high resolution, using one or the other of the single frequencies, or the sum frequency signal.

I betraktning av dette kan den konvensjonelle fem-antennekonfigurasjonen som vist i fig. 19 reduseres til tre-antenne-konf iguras j onen som er vist i fig. 21. Derfor reduserer bruken av to-frekvenssignal (duettdannelse) antallet av transdusere som behøves fra 5 til 3. Transmisjonen av to-frekvenssignalet kan innføres slik at de to frekvensene, samt sum- og differansefrekvensene, sendes samtidig fra en enkelt antenneoppstilling. Dette kan oppnås hvis maskinvaren er i stand til å frembringe en sinusbølgeform av tilstrekkelig klarhet til å hindre generering av harmoniske sammen med den ønskede effekt. Selvfølgelig kan dette ha særlig anvendelse innenfor lyd (f.eks. sonar) og ultralydanvendelser. In view of this, the conventional five-antenna configuration as shown in fig. 19 is reduced to the three-antenna configuration shown in fig. 21. Therefore, the use of a two-frequency signal (duet formation) reduces the number of transducers needed from 5 to 3. The transmission of the two-frequency signal can be introduced so that the two frequencies, as well as the sum and difference frequencies, are transmitted simultaneously from a single antenna array. This can be achieved if the hardware is capable of producing a sine waveform of sufficient clarity to prevent the generation of harmonics along with the desired effect. Of course, this can have particular application within sound (e.g. sonar) and ultrasound applications.

Elimineringen av de tett atskilte par av antenner ved å anvende duettdannelse er uhyre nyttig ved applikasjoner slik som ultralydtesting hvor det er fysisk umulig å anbringe transdusere innenfor en halv bølgelengde av hverandre på lydgivningsfrekvensen, f.eks. f^eller f2. I tillegg kan meget høy oppløsning oppnås ved å anvende sum-frekvenssignalet. The elimination of closely spaced pairs of antennas by using duet formation is extremely useful in applications such as ultrasonic testing where it is physically impossible to place transducers within half a wavelength of each other at the sounding frequency, e.g. f^or f2. In addition, very high resolution can be achieved by using the sum frequency signal.

Denne prosess kan også utvides til tre frekvenser eller flere for å forbedre oppløsning, og eliminere tvetydighet. For å forbedre oppløsning, anvendes den første frekvensdifferansen til å dele hver avstandsport i f.eks. 360 deler. På en lignende måte kan en andre frekvensdifferanse anvendes til å dele hver av de delene i f.eks. 360 mindre deler, o.s.v. Den andre differansefrekvensen som behøves vil være langt større enn den første differansefrekvensen. This process can also be extended to three frequencies or more to improve resolution and eliminate ambiguity. To improve resolution, the first frequency difference is used to divide each distance port into e.g. 360 parts. In a similar way, a second frequency difference can be used to divide each of the parts in e.g. 360 smaller parts, etc. The second difference frequency that is needed will be far greater than the first difference frequency.

Rommessig oppløsning under anvendelse av interferometriteknikker kan også forbedres ved å tilføye en tredje frekvens, bortsett fra at den andre frekvensdifferansen må være langt mindre enn den første frekvensdifferansen. Dette er nøyaktig det motsatte av den differansefrekvens som behøves for å øke avstandsoppløsning slik at de må utlignes når et system utformes for optimal ytelse. For forbedret asimut-oppløsning som anvender interferometriteknikker, er uten-bordsantennen atskilt en halv bølgelengde på den andre differansefrekvensen som eksempelvis kan være 100 bølge-lengder på den første differansefrekvensen og 2000 bølge-lengder på grunnfrekvensen. Dette kan være meget nyttig ved anvendelser slik som nøyaktig satelittfølging. Spatial resolution using interferometry techniques can also be improved by adding a third frequency, except that the second frequency difference must be much smaller than the first frequency difference. This is exactly the opposite of the difference frequency needed to increase spatial resolution so they must be balanced when designing a system for optimal performance. For improved azimuth resolution using interferometry techniques, the outboard antenna is separated by half a wavelength on the second difference frequency, which can for example be 100 wavelengths on the first difference frequency and 2000 wavelengths on the fundamental frequency. This can be very useful in applications such as accurate satellite tracking.

Slik det ble omtalt i beskrivelsen av fig. 11, blir en spredningspunktanalyseteknikk anvendt i henhold til den foreliggende oppfinnelse for å skille mål fra støy ved å lokalisere en felles senitvinkel for et mulig mål ved å bestemme et felles faseforhold på en bestemt dopplerfrekvens, slik som grafisk vist i fig. 9. FasedifferansesignaleneA(J) analsyeres for de signaler som mottas på en flerhet av antenner. Antar man at der er lik avstand mellom antennene, vil like fasedifferanser fremkomme på hver antenne som angir en ensartet senitvinkel for derved å skille målet fra støy. Det antas at hvert mål vil ha en forskjellig dopplerfrekvens slik at målene atskilles med dopplerfrekvens, som grafisk vist i fig. 9. As was discussed in the description of fig. 11, a scatter point analysis technique is used in accordance with the present invention to separate targets from noise by locating a common zenith angle for a possible target by determining a common phase relationship at a particular doppler frequency, as graphically shown in fig. 9. The phase difference signals A(J) are analyzed for the signals received on a plurality of antennas. Assuming that there is an equal distance between the antennas, equal phase differences will appear on each antenna which indicates a uniform zenith angle, thereby separating the target from noise. It is assumed that each target will have a different doppler frequency so that the targets are separated by doppler frequency, as graphically shown in fig. 9.

I henhold til en alternativ utførelsesform av den foreliggende oppfinnelse hvor avfølerkonfigurasjonen som vist i fig. 21 anvendes, vil en flerhet av avfølere langs et enkelt plan ikke eksistere til å sette brukeren av systemet i stand til å sammenligne mer enn et fasedifferanseforhold for mer enn et antennepar innrettet i den samme retningen. Følgelig må en forskjellig teknikk anvendes for å skille mål fra støy. According to an alternative embodiment of the present invention where the sensor configuration as shown in fig. 21 is used, a plurality of sensors along a single plane will not exist to enable the user of the system to compare more than one phase difference ratio for more than one pair of antennas aligned in the same direction. Consequently, a different technique must be used to separate target from noise.

Som omhandlet i fig. 27 og 28, kan en terskeldetektor eller vedvarighetsdetektor anvendes som en spredningspunktanalysator for å skille målene fra støy. Dette er forklart i nærmere detalj nedenfor. As discussed in fig. 27 and 28, a threshold detector or persistence detector can be used as a scatter point analyzer to separate the targets from noise. This is explained in more detail below.

Spredningspunktanalysen som grafisk er vist i fig. 9, kan anvendes i henhold til den utførelsesform som er vist i fig. 29 og 30 for å bekrefte de rommessige ensartethet av retur-signalene fra et potensielt mål ved å granske faseverdiene fra par av antenner som er innrettet i det samme planet. Idet der vises ti fig. 20, er spenningsresponsen på antenne A fra frekvens f±lik V^^(t). Spenningsresponsen på antenne A som et resultat av frekvens f2er V^2(t). The scatter point analysis graphically shown in fig. 9, can be used according to the embodiment shown in fig. 29 and 30 to verify the spatial uniformity of the return signals from a potential target by examining the phase values from pairs of antennas aligned in the same plane. Since there are shown ten fig. 20, the voltage response of antenna A from frequency f± is equal to V^^(t). The voltage response of antenna A as a result of frequency f2 is V^2(t).

Likeledes er spenningsresponsen på antenne B som et resultat av frekvens f^lik Vg^t). Spenningsresponsen for antenne B ved frekvens f2er V/B2(t). Videre er spenningsresponsen på antenne C som et resultat av frekvens f^lik V^ft). Spenningsresponsen for antenne C for frekvens f2er Vc2(t). Likewise, the voltage response of antenna B as a result of frequency f^is equal to Vg^t). The voltage response for antenna B at frequency f2 is V/B2(t). Furthermore, the voltage response of antenna C as a result of frequency f^equal to V^ft). The voltage response of antenna C for frequency f2 is Vc2(t).

Disse komplekse spenningssignaler kan omformes til doppler-frekvensområdet for å frembringe signaler slik som V^i(to) som representerer den komplekse spenningsdopplerfrekvensresponsen på antenne A overfor frekvens f-^. Fasesignaler kan frembringes fra disse komplekse spenningssignaler fra fasegeneratoren ved den følgende ligning: These complex voltage signals can be transformed into the doppler frequency range to produce signals such as V^i(to) which represent the complex voltage doppler frequency response of antenna A to frequency f-^. Phase signals can be generated from these complex voltage signals from the phase generator by the following equation:

Spektralfaseverdien som genereres på antenne A som et resultat av frekvens f^betegnes som ØAf^co). Likeledes er spektralfaseverdisignalet som genereres på antenne B som et resultat av frekvens f^betegnet som Ø^ (co). Spektralfaseverdisignalet som er generert på antenne C som et resultat av frekvens f^er betegnet som Ø^ . Hvis differansen mellom 0A^(co) og Øgj. (co) tas, frembringes et fasedifferansesignal som betegnes som AØ^g^ . Likeledes, hvis fasedifferansene som tas mellom Ø^ og 0^, genereres et fasedif feransesignal som betegnes som AØ^^^ . Fasedifferansesignalet A0,„„ rSL11ALI i betegner differansen mellom 0^ og Øc^ . Disse S-fasefunksjoner kan så anvendes til å bestemme om en felles senit-vinkel, slik som Gi, eksisterer på hver dopplerfrekvens for å bestemme den rommessig ensartethet av retursignalet som reflekteres fra et mål som angir en felles senitvinkel. Lignende data kan tas for en andre senitvinkel 02for ytterligere å bekrefte rommessig ensartethet og gi tilstrekkelig informasjon til å generere et senitvinkelsignal 8. På denne måte kan den rommessig ensartethet av et retursignal bekreftes fra f asesignalene for å skille mål fra støy i henhold til fem-antenneoppstillingen som vist i utførelses-formen i fig. 29 og 30. The spectral phase value generated on antenna A as a result of frequency f^ is denoted as ØAf^co). Likewise, the spectral phase value signal generated on antenna B as a result of frequency f^ is denoted as Ø^ (co). The spectral phase value signal generated on antenna C as a result of frequency f^ is denoted as Ø^ . If the difference between 0A^(co) and Øgj. (co) is taken, a phase difference signal is produced which is denoted as AØ^g^ . Likewise, if the phase differences taken between Ø^ and 0^, a phase difference signal is generated which is denoted as AØ^^^ . The phase difference signal A0,„„ rSL11ALI i denotes the difference between 0^ and Øc^ . These S-phase functions can then be used to determine whether a common zenith angle, such as Gi, exists at each Doppler frequency to determine the spatial uniformity of the return signal reflected from a target indicating a common zenith angle. Similar data can be taken for a second zenith angle 02 to further confirm spatial uniformity and provide sufficient information to generate a zenith angle signal 8. In this way, the spatial uniformity of a return signal can be confirmed from the phase signals to distinguish targets from noise according to five- the antenna arrangement as shown in the embodiment in fig. 29 and 30.

I tillegg til å gi avstandsinformasjon med høy oppløsning, kan to-frekvenssignalet eliminere avstandsfremmedgjøring (aliasing). Eksempelvis kan mål i mange tilfelle bevege seg med en høy hastighetstakt slik at mellom pulser beveger målet seg mer enn en halv bølgelengdde for den ene eller den andre av de individuelle frekvenser f^eller f2. Dette frembringer avstandsfremmedgjøring for signalet, ettersom det er umulig å bestemme hvor mange multipla av 2n som målet har beveget seg mellom pulsene. Disse problemer med avstandsfremmedgjøring overvinnes ved den foreliggende oppfinnelse på den følgende måte. Det komplekse spenningsslgnalet som reflekteres fra et mål er: In addition to providing high-resolution distance information, the dual-frequency signal can eliminate distance alienation (aliasing). For example, in many cases targets can move at a high rate of speed so that between pulses the target moves more than half a wavelength for one or the other of the individual frequencies f^ or f2. This produces range bias for the signal, as it is impossible to determine how many multiples of 2n the target has moved between pulses. These problems with distance alienation are overcome by the present invention in the following way. The complex voltage signal reflected from a target is:

Denne komplekse spenningsfunksjon kan også representeres i eksponentlalform som: This complex voltage function can also be represented in exponential form as:

eller ettersom or as

Anta at dette målet beveger seg mot en observatør med en radiell hastighet (Vr ). Den komplekse spenningsfunksjonen kan skrives som: Suppose this target is moving towards an observer with a radial velocity (Vr ). The complex stress function can be written as:

hvor f = den dopplerforskjøvne frekvensen. where f = the Doppler-shifted frequency.

Uttrykket f-j_ kan beregnes som følger:The expression f-j_ can be calculated as follows:

hvor Vr/c er andelen av lyshastigheten som målet beveger seg med, where Vr/c is the fraction of the speed of light at which the target moves,

f er frekvensen for det utstrålte signalet ogf is the frequency of the radiated signal and

fj) er dopplerf rekvensen.fj) is the Doppler frequency.

Hvis målet beveger seg mer enn halvparten av en bølgelengde mellom avstandsportpulser, kunne det resulterende detekterte signalet være et hvilket som helst flere tvetydige verdier av den beregnede radielle hastighet, som angitt ovenfor. Derfor må et signal med lenger bølgelengde anvendes for å eliminere avstandsfremmedgjøring på denne måte. Hvis et to-frekvenssignal anvendes, tilveiebringer differansefrekvensen et signal med langt lenger bølgelengde for å eliminere avstands-fremmedgjøringsproblemene. If the target moves more than half a wavelength between range gate pulses, the resulting detected signal could be any of several ambiguous values of the calculated radial velocity, as indicated above. Therefore, a signal with a longer wavelength must be used to eliminate distance alienation in this way. If a dual frequency signal is used, the difference frequency provides a much longer wavelength signal to eliminate the distance alienation problems.

Fra ligning 3 er den komplekse spenningsresponsen for en første bølgeform av frekvens f^lik: From equation 3, the complex voltage response for a first waveform of frequency f^ is equal to:

Den komplekse spenningsresponsen for en andre bølgeform ved frekvens f2er: The complex voltage response for a second waveform at frequency f2 is:

Det komplekse produktet av disse to signaler under anvendelse av den komplekse konjugerte V 2<*>(t) er: The complex product of these two signals using the complex conjugate V 2<*>(t) is:

Som det vil ses av ligning 61, oppfører det komplekse produktet seg som et signal på en differansefrekvens som er lik differansen mellom f^ og f 2 • For å øke bølgelengden, må frekvensen minskes. Det komplekse produktet gir et signal som kan være vesentlig mindre enn frekvensen av enten f ^' eller f2' individuelt, hvis disse frekvenser er nær hverandre. To-frekvenssignalet må forplantes enten samtidig, eller som en kombinert to-frekvenspuls, ettersom posisjonen av målet ikke vesentlig kan endre seg mellom pulser for å oppnå korrekt svar og fortsatt eliminere avstandsfremmedgjøring. As will be seen from equation 61, the complex product behaves as a signal at a difference frequency equal to the difference between f^ and f 2 • To increase the wavelength, the frequency must be decreased. The complex product gives a signal which may be substantially less than the frequency of either f 2' or f 2' individually, if these frequencies are close to each other. The two-frequency signal must be propagated either simultaneously, or as a combined two-frequency pulse, as the position of the target cannot change significantly between pulses to achieve the correct response and still eliminate distance alienation.

Spektralsmøring er et ytterligere problem som skyldes en endring i dopplerfrekvensen. Problemene med spektralsmøring overvinnes i henhold til en foreliggende oppfinnelse på den følgende måte. Spectral smearing is a further problem due to a change in the Doppler frequency. The problems of spectral lubrication are overcome according to a present invention in the following way.

Dopplerfrekvensen for et bevegelig radar- eller sonarmål varierer vanligvis kontinuerlig på grunn av at doppler-effekten kun er følsom overfor den radielle komponenten av målenes hastighet som endrer seg kontinuerlig ettersom perspektivet fra radaren endrer seg, endog om målets hastighet er konstant. Dopplerforskyvningen er derfor vanskelig å måle ettersom den konstant endrer seg. The Doppler frequency of a moving radar or sonar target usually varies continuously because the Doppler effect is only sensitive to the radial component of the target's velocity which changes continuously as the perspective from the radar changes, even if the target's velocity is constant. The Doppler shift is therefore difficult to measure as it is constantly changing.

Der er to utpreget forskjellige måter å måle dopplerfrekvensen for et retursignal: There are two distinctly different ways of measuring the Doppler frequency of a return signal:

1. ukoherent, ved å måle en enkelt puls, og1. incoherent, by measuring a single pulse, and

2. koherent, ved å følge fasen av retursignalet fra puls til puls slik at dopplerfrekvensen kan bestemmes fra helningen av kurven for den resulterende fasen relativt tid, eller ved å anvende spektraltransformasjoner. 2. coherent, by following the phase of the return signal from pulse to pulse so that the Doppler frequency can be determined from the slope of the curve of the resulting phase relative to time, or by applying spectral transformations.

Ettersom den foreliggende oppfinelse anvender spektraltransformasjoner for koherent å måle dopplerf rekvensen, må data samles over en tidsperiode for å utføre den spektraltrans-formasjon. Med andre ord er spektraltransformasjonsteknikker slik som hurtig Fourier-transformasjoner, maksimum entropi-metode, Hadimard-transformasjoner, etc. (hvor alle betegnes her som frekvenstransformasjoner) særlig begrenset i situa-sjoner hvor frekvensen endrer seg, ettersom disse transformasjoner nødvendigvis krever et gjennomsnitt over en tidsperiode. Hvis dopplerfrekvensen har endret seg vesentlig over den tidsperioden, vil den resulterende spektralrepresentasjon bli utsmurt. Since the present invention uses spectral transformations to coherently measure the doppler frequency, data must be collected over a period of time to perform the spectral transformation. In other words, spectral transformation techniques such as fast Fourier transformations, maximum entropy method, Hadimard transformations, etc. (all of which are referred to here as frequency transformations) are particularly limited in situations where the frequency changes, as these transformations necessarily require an average over a period of time. If the Doppler frequency has changed significantly over that time period, the resulting spectral representation will be smeared.

Fig. 23 viser en dataraaskinstimulering som illustrerer vanskeligheten bevirker av radarmål som har varierende dopplerforskyvninger. Tre radarmål er vist i fig. 23 som beveger seg horisontalt i et asimutsted som ligger nesten rett over. Kurve 314 viser det utsmurte spektrum, dvs. det spektrum som ville bli generert fra en frekvenstransformasjon uten korrigeringsprosesen ifølge den foreliggende oppfinnelse. Kurve 316 viser det korrigert spektrum, hvori hvert av de tre målene klart fremkommer i spektrumet. Det er derfor viktig å bestemme måten hvorved dopplerfrekvensen endrer seg. Fig. 23 shows a computer noise stimulation which illustrates the difficulty caused by radar targets having varying doppler shifts. Three radar targets are shown in fig. 23 which moves horizontally in an azimuth location that lies almost directly above. Curve 314 shows the smeared spectrum, i.e. the spectrum that would be generated from a frequency transformation without the correction process according to the present invention. Curve 316 shows the corrected spectrum, in which each of the three targets clearly appears in the spectrum. It is therefore important to determine the manner in which the Doppler frequency changes.

Fra ligning 55 kjenner man at:From equation 55 we know that:

hvor Fj) = dopplerf rekvens where Fj) = Doppler frequency

Fra ligning 56 vet man at: From equation 56 we know that:

hvor f = den sendte radarfrekvensen, f.eks. f^eller f 2, where f = the transmitted radar frequency, e.g. f^or f 2,

Vr= den radielle hastighet av målet.Vr= the radial velocity of the target.

Endringstakten for fp er proporsjonal med endringstakten for den radielle hastighet Vrav målet langs en enhetsvektor 318 (IR) som peker fra radarantennene til målet som omhandlet i fig. 24. Enhetsvektoren IR kan skrives i form av retnings-cosinuser som følger: The rate of change of fp is proportional to the rate of change of the radial velocity Turn the target along a unit vector 318 (IR) pointing from the radar antennas to the target as referred to in fig. 24. The unit vector IR can be written in terms of direction cosines as follows:

Ta i betraktning et mål som har en total hastighet 320 (V-p) som kan representeres som følger: Consider a target that has a total velocity of 320 (V-p) which can be represented as follows:

Den radielle hastighet Vrav V-p er komponenten av målets hastighet langs IR. Den radielle hastigheten Vrer den eneste målbare komponenten av målets hastighet,^ettersom hastighets-komponenter som er perpendikulære på IR ikke bevirker noen dopplerskifte. The radial velocity Vrav V-p is the component of the target's velocity along IR. The radial velocity is the only measurable component of the target's velocity, since velocity components perpendicular to the IR cause no Doppler shift.

Den radielle hastigheten er gitt av:The radial velocity is given by:

For å bestemme endringstakten for den radielle hastigheten, må den deriverte av Vrmed hensyn til tid tas som følger: idet man antar at V-p er konstant og ikke varierer over tid. Med andre ord, med en konstant total hastighet V-p, vil kun den radielle vektoren endre seg med tid. Dette gir en ligning som følger: For vertikale vindprofilerere og andre lydgivningssystemer hvor målets bevegelser er alt overveiende perpendikulære på radiusvektoren IR, er det andre uttrykket i ligning 66 langt mindre enn det første uttrykket og kan ignoreres. Ligningen kan så omskrives som: ettersom To determine the rate of change of the radial velocity, the derivative of Vr with respect to time must be taken as follows: assuming that V-p is constant and does not vary over time. In other words, with a constant total velocity V-p, only the radial vector will change with time. This gives an equation as follows: For vertical wind profilers and other sounding systems where the target's movements are predominantly perpendicular to the radius vector IR, the second term in equation 66 is much smaller than the first term and can be ignored. The equation can then be rewritten as: as

Distansen R er i alt vesentlig lik høyden N for målet når måltet er nærmest liggende rett over, slik at ligning 66 kan omskrives som: The distance R is substantially equal to the height N of the target when the target is almost directly above, so that equation 66 can be rewritten as:

Ligning 56 gir forholdet mellom den radielle hastighet Vrog dopplerfrekvensen fp uttrykt ved grunnfrekvensen f og lyshastigheten c. Angivelse av ligning 56 på ny: Equation 56 gives the relationship between the radial velocity V and the Doppler frequency fp expressed at the fundamental frequency f and the speed of light c. Restatement of equation 56:

Fra ligning 69 vet man at: From equation 69 we know that:

Derfor blir endringen i dopplerfrekvens Afp lik: eller Therefore, the change in Doppler frequency Afp becomes equal to: or

Når en frekvenstransformasjon utføres, genereres et spektrum for et antall av frekvensintervaller eller vinduer. En gitt spektralkomponent bør ikke endre seg med en signifikant andel av en spektralvindubredde hvis utsmøring skal unngås. Bredden av spektralvinduet er: When a frequency transformation is performed, a spectrum is generated for a number of frequency intervals or windows. A given spectral component should not change by a significant proportion of a spectral window width if smearing is to be avoided. The width of the spectral window is:

Forholdet mellom dopplerutsmøring og Fourier-vindubredden er: The relationship between Doppler smearing and the Fourier window width is:

Hvis dette forhold eksempelvis ikke skal overskride 0,1, for målhastigheter (V-p) inntil 100 m/s under anvendelse av e 50 MHz radar (f), vil observasjonsperioden være begrenset til: If, for example, this ratio is not to exceed 0.1, for target speeds (V-p) up to 100 m/s using e 50 MHz radar (f), the observation period will be limited to:

Dette er altfor kort til å være praktisk for vindprofilerere. This is far too short to be practical for wind profilers.

Fra ligning 72 er den tidsvarierende vinkelmessige doppler-frekvens o)p)(t) for retursignalet lik: ettersom From equation 72, the time-varying angular Doppler frequency o)p)(t) of the return signal is equal to: as

Idet det vises til ligning 51, kan den komplekse spenningsfunksjonen for retursignalet representeres i eksponential form som: Referring to equation 51, the complex voltage function for the return signal can be represented in exponential form as:

Ved å kombinere ligningene 76 og 51: hvor By combining equations 76 and 51: where

Sammenligning av ligning 51, som omfatter den komplekse spenningsresponsen for et signal med konstant frekvens, og ligning 78, som omfatter den komplekse spenningsresponsen for et signal som har en endrende frekvens, er det åpenbart at Comparing equation 51, which includes the complex voltage response for a signal with a constant frequency, and equation 78, which includes the complex voltage response for a signal having a changing frequency, it is obvious that

■j fv + 2■j fv + 2

uttrykket e modifiserer den konstante frekvensspennings- the expression e modifies the constant frequency voltage

funksjonen Aeiut, og er derfor ansvarlig for den spektrale utsmøring. the function Aeiut, and is therefore responsible for the spectral smearing.

Ved bestemmelse av verdien av a, kan en korrigerigsfaktor G(t) genereres som følger: When determining the value of a, a correction factor G(t) can be generated as follows:

Korrigeringsfaktoren G(t) multipliseres med det tidsbestemte spenningssignalet og blir så frekvensomformet til å gi et korrigert deutsmurt signal. The correction factor G(t) is multiplied by the timed voltage signal and is then frequency transformed to give a corrected de-smeared signal.

Måten hvorved dette skjer er vist i den følgende pseudo-kode som omhandler behandlingen av spenningssignaler fra en antenne uten deutsmøring og med deutsmøring. The way in which this happens is shown in the following pseudo-code which deals with the processing of voltage signals from an antenna without de-smearing and with de-smearing.

ITERATIV REALISERING AV DEUTSMØRINGITERATIVE REALIZATION OF DE-LUBRICATION

Behandling uten deutsmøringTreatment without degreasing

(ved enkelt høyde)(at single height)

INNMATET KOMPLEKS SPENNING RELATIVT TIDSSERIER FOR HVER ANTENNE INPUT COMPLEX VOLTAGE RELATIVE TIME SERIES FOR EACH ANTENNA

UTFØR FOURIER-TRANSFORMASJON FOR HVER ANTENNEPERFORM FOURIER TRANSFORM FOR EACH ANTENNA

UTFØR SPREDNINGS-PUNKT-ANALYSEPERFORM SCATTER POINT ANALYSIS

BEREGN vindhastighetCALCULATE wind speed

DeutsmøringsprosedyreDeut lubrication procedure

(ved en enkelt høyde)(at a single height)

UTFØR SPREDNINGS-PUNKT-ANALYSEPERFORM SCATTER POINT ANALYSIS

BEREGN vindhastighetCALCULATE wind speed

Beregn a fra ligning 79Calculate a from equation 79

(*) ot = 4nfvf7cN(*) ot = 4nfvf7cN

Beregn G(t) fra ligning 80Calculate G(t) from equation 80

FOR HVER ANTENNEFOR EACH ANTENNA

FOR HVER SPENNING I TIDSSERIENEFOR EACH VOLTAGE IN THE TIME SERIES

V(t) = V(t)<*>G(t)V(t) = V(t)<*>G(t)

NESTE SPENNINGNEXT THRILLING

NESTE ANTENNENEXT ANTENNA

UTFØR SPREDNINGS-PUNKT-ANALYSEPERFORM SCATTER POINT ANALYSIS

BEREGN vindhastighet (VT)CALCULATE wind speed (VT)

KONTROLLER MED HENSYN TIL LUKKING (Er denne hastighet den samme som siste gang?) CHECK FOR CLOSING (Is this speed the same as last time?)

HVIS INGEN LUKKING, GÅ TILIF NO CLOSURE, GO TO

HVIS LUKKING, DA FORETATT.IF CLOSING, THEN DONE.

Fig. 25 er et diagram over den radielle hastighet relativt senitvinkelen 0 som illustrerer området av interesse 322 som har en i alt vesentlig konstant helning. Som vist i fig. 25 oppviser kurven en vesentlig lineær endring i radiell hastighet relativt senitvinkelen. Denne lineære endring opptrer i et område som er omtrent rett overliggende. Den lineære natur av kurven tillater bruken av ligning 62 eller 64 å approksimere korrigeringsfaktoren G(t). Fig. 26 er et skjematisk blokkskjema over en av utførelses-formene for realisering av den foreliggende oppfinnelse. Som vist i fig. 26 genererer senderen 324 et to-frekvenssignal som kan enten være et kombinert frekvenssignal eller et dobbelt-frekvenssignal som frembringes på den måte som er omhandlet 1 fig. 19. Selv om utførelsesformen 1 flg. 26 er omhandlet med hensyn til et radarsystem, kan den samme generelle konfigurasjon anvendes med vibrasjonssystemer, innbefattende sonarsystemer og ultralydsystemer, og hvilke som helst andre systemer hvor det ville være ønskelig å behandle data på den måte som er omhandlet. Den sendte pulsen tilføres sender/mottaksomvekslere 326, 328, 330. I sendemodusen vil sende/mottaksomvekslerne tilføre sendesignalet til antenne A 332, til antenne B 334 og antenne C 336. Sende/mottaksomvekslerne 326, 328, 330 blir så omkoplet til mottaksmodusen for å kople det mottatte signalet som reflekteres fra målet og detekteres av antenner 332, 334, 336 til respektive mottakere 338, 340, 342. En typisk to-frekvens-mottakerkrets er vist i fig. 15. Hver av mottakerenhetene frembringer to utgangssignaler som tilsvarer de to frekvensene i det sendte signalet. Eksempelvis frembringer mottaker A338 et første signal fA som tilsvarer det mottatte signalet på en første frekvens f^fra antenne A og et andre signal fAg som tilsvarer en andre frekvens fg mottatt på antenne A. Hvert av disse signaler leveres til en separat kvadraturfasedetektor. Kvadraturfasedetektorer frembringer en kompleks spenningsfrekvensrespons slik som omtalt i ligning 50. Eksempelvis frembringer kvadraturfasedetektor 344 en spenningsrespons som angitt i ligning 75. Fig. 25 is a diagram of the radial velocity relative to the zenith angle 0 illustrating the region of interest 322 which has a substantially constant slope. As shown in fig. 25, the curve shows a significant linear change in radial velocity relative to the zenith angle. This linear change occurs in an area which is approximately directly above. The linear nature of the curve allows the use of equation 62 or 64 to approximate the correction factor G(t). Fig. 26 is a schematic block diagram of one of the embodiments for realizing the present invention. As shown in fig. 26, the transmitter 324 generates a two-frequency signal which can either be a combined frequency signal or a double-frequency signal which is generated in the manner discussed in Fig. 1. 19. Although embodiment 1 et seq. 26 is discussed with respect to a radar system, the same general configuration can be used with vibration systems, including sonar systems and ultrasound systems, and any other systems where it would be desirable to process data in the manner that is dealt with. The transmitted pulse is supplied to the transmit/receive converters 326, 328, 330. In the transmit mode, the transmit/receive converters will supply the transmit signal to antenna A 332, to antenna B 334 and antenna C 336. The transmit/receive converters 326, 328, 330 are then switched to the receive mode to couple the received signal reflected from the target and detected by antennas 332, 334, 336 to respective receivers 338, 340, 342. A typical two-frequency receiver circuit is shown in fig. 15. Each of the receiver units produces two output signals corresponding to the two frequencies of the transmitted signal. For example, receiver A338 produces a first signal fA which corresponds to the received signal on a first frequency f^ from antenna A and a second signal fAg which corresponds to a second frequency fg received on antenna A. Each of these signals is delivered to a separate quadrature phase detector. Quadrature phase detectors produce a complex voltage frequency response as described in equation 50. For example, quadrature phase detector 344 produces a voltage response as indicated in equation 75.

Analog-til-digital-omformere 356, 358 og 360 omdanner de komplekse spenningstidsbestemte funksjoner V^(t), Vg(t) og Vc(t) til digital kompleksspenningstidsbestemte funksjoner og tilfører de digitale signaler til respektive vindufunksjons-multiplikatorer 362, 364, 366. Vindufunksjosmultiplikatorene multipliserer det innmatede digitale signalet med en korrigeringsfaktorsignal G(t) til å korrigere de kompleks spenningstidsbestemte funksjoner for spektral utsmøring, som omhandlet ovenfor. Prosessor 370, som omtalt nedenfor, genererer korrigeringsfaktorsignalet G(t) og tilfører det til vindufunksjonsmultiplikatorene via forbindelsesorgan 368. Vindufunksjonsmultiplikatorene 362, 364, 366 fungerer også til å modifisere de komplekse spenningstidsbestemte funksjoner med en vindufunksjon til å øke nøyaktigheten av den tidsbestemte frekvenstransformasjonen . De modifiserte digitale spenningstidsbestemte funksjoner tilføres så tidsbestemt dopplerfrekvenstransformasjonsanordning 372 til å omdanne de tidsbestemte funksjoner til dopplerfrekvensfunksjoner hvor dopplerfrekvensen genereres som et resultat av relativ bevegelse mellom målene og de uavhengige av-følerne. Måten hvorved de tidsbestemte spenningsfunksjoner omdannes til dopplerfrekvensfunksjoner er omhandlet i blokk 372. Analog-to-digital converters 356, 358 and 360 convert the complex voltage time functions V^(t), Vg(t) and Vc(t) into digital complex voltage time functions and apply the digital signals to respective window function multipliers 362, 364, 366. The window function multipliers multiply the input digital signal by a correction factor signal G(t) to correct the complex voltage-time functions for spectral smearing, as discussed above. Processor 370, as discussed below, generates the correction factor signal G(t) and supplies it to the window function multipliers via connector 368. The window function multipliers 362, 364, 366 also function to modify the complex voltage time functions with a window function to increase the accuracy of the time frequency transformation. The modified digital voltage time functions are then applied to time doppler frequency transform device 372 to convert the time functions into doppler frequency functions where the doppler frequency is generated as a result of relative motion between the targets and the independent sensors. The manner in which the timed voltage functions are converted to Doppler frequency functions is discussed in block 372.

De omdannede funksjoner tilføres så prosessor 370 som behandler dataene til å generere en korrigeringsfaktor G(t) og frembringe et fremvisningssignal på linje 372 som er koplet til fremviser 374. Prosessor 370 er i stand til å behandle dataene på to forskjellige måter, som omhandlet i fig. 27 og 28. The transformed functions are then fed to processor 370 which processes the data to generate a correction factor G(t) and produce a display signal on line 372 which is coupled to display 374. Processor 370 is capable of processing the data in two different ways, as discussed in fig. 27 and 28.

Fig. 27 er et skjematisk blokkskjema som viser funksjonene som utføres av prosessor 370 i fig. 26 til å detektere flere mål. Idet der vises til fig. 27, blir de korrigerte kompleks dopplerfrekvensfunksjoner for hver av antennene på hver frekvens tilført en fasegenerator 376. Eksempelvis er den korrigerte komplekse spenningsdopplerfrekvensfunksjonen som genereres fra antenne A på frekvens 1 lik VA(co). Fig. 27 is a schematic block diagram showing the functions performed by processor 370 of Fig. 26 to detect multiple targets. While referring to fig. 27, the corrected complex Doppler frequency functions for each of the antennas at each frequency are supplied to a phase generator 376. For example, the corrected complex voltage Doppler frequency function generated from antenna A at frequency 1 is equal to VA(co).

Fasegenerator 376 genererer fasefunksjoner tt)(to) for hver innmatning under anvendelse av standard fasefunksjons-ligningen (49). Spektrale fasefunksjoner frembringes derfor for hver antenne på hver frekvens. Eksempelvis er faseverdien for antenne A på frekvens f^lik (f)A^.. Disse faseverdisignaler tilføres så en fasesubtraherer 3778 som genererer A-fasefunksjonen som vist i blokk 378. A-fasefunksjonene representerer fasedifferansene mellom en referanseantenne, dvs. antenne B, og antenner A og C, på hver frekvens, dvs. f^og f2 • Eksempelvis erA$Aflik (J)Af- 0Bf . I tillegg frembringes en A-fasefunksjon for referanseantennen B (fig. 21) som er differansen av faseverdiene på hver av frekvensene f^og f2'Med andre ord, genereres en A-fasefunksjonAØg som er lik $_„ - . Dette signal anvendes for avstandsinformasjon med høy oppløsning. Phase generator 376 generates phase functions tt)(to) for each input using the standard phase function equation (49). Spectral phase functions are therefore produced for each antenna at each frequency. For example, the phase value for antenna A at frequency f^ is equal to (f)A^.. These phase value signals are then fed to a phase subtractor 3778 which generates the A phase function as shown in block 378. The A phase functions represent the phase differences between a reference antenna, i.e. antenna B, and antennas A and C, on each frequency, i.e. f^and f2 • For example, A$Aflik is (J)Af- 0Bf . In addition, an A-phase function is generated for the reference antenna B (fig. 21) which is the difference of the phase values on each of the frequencies f^ and f2' In other words, an A-phase function AØg is generated which is equal to $_„ - . This signal is used for distance information with high resolution.

A(J)Btilføres avstandsdetektor 380 som har høy oppløsning, hvilken utfører en proporsjonalitetsligning for å bestemme høyoppløsningsavstanden for målene innenfor avstandsporten. Portdetektor 380 med høy oppløsning anvender proporsjona-litetsligningen 48 som en finskala til å bestemme den bestemte avstandsverdien for målene innenfor avstandsporten og frembringer et utgangssignal 382 som tilføres fremvisningsgenerator 384. A(J)B is fed to high resolution range detector 380 which performs a proportionality equation to determine the high resolution range of the targets within the range gate. High resolution gate detector 380 uses the proportionality equation 48 as a fine scale to determine the particular distance value for the targets within the range gate and produces an output signal 382 which is fed to display generator 384.

A-fasefunksjonene AØ,„ , AØA„ ,AØr„ og AØr„ tilføresThe A-phase functions AØ,„ , AØA„ ,AØr„ and AØr„ are supplied

Ali"-±212Ali"-±212

faseadderer og -subtraherer 396 som utfører de aritmetiske funksjonene som er vist til å generere differansefasefunksjonene APA , APC , ZPA og EPC-Disse fasefunksjonene til-føres senitvinkeldetektor 394 som genererer senitvinkelinformasjon med lav og høy oppløsning. Differansefasefunksjonene blir også tilført spredningspunktanalysator 386 som skiller mål fra støy. phase adders and subtracters 396 which perform the arithmetic functions shown to generate the difference phase functions APA , APC , ZPA and EPC - These phase functions are fed to zenith angle detector 394 which generates low and high resolution zenith angle information. The difference phase functions are also fed to scatter point analyzer 386 which separates targets from noise.

Spredningspunktanalysator 386 anvender differansefasefunksjonene APA og APq til å bestemme om et mål eksisterer på et forutbestemt sted. Dette kan ganske enkelt oppnås ved å anvende en terskeldetektor som eliminerer støysignaler under en forutbestemt terskelverdi. I tillegg kan rommessig vedvarighet av et mål i tid, f.eks. hvis et mål detekteres på et bestemt sted over en viss tidslengde, anvendes til å eliminere støysignaler. Så snart de samme målsignaler er blitt skilt fra støy i spredningspunktanalysatoren 386, gis denne informasjon til senitvinkeldetektor 394 via koplings-organ 392 for å sikre at senitvinkler genereres for mål i Spread point analyzer 386 uses the difference phase functions APA and APq to determine if a target exists at a predetermined location. This can be simply achieved by using a threshold detector which eliminates noise signals below a predetermined threshold value. In addition, spatial persistence of a target in time, e.g. if a target is detected at a specific location over a certain length of time, is used to eliminate noise signals. Once the same target signals have been separated from noise in the scatter point analyzer 386, this information is provided to zenith angle detector 394 via coupling means 392 to ensure that zenith angles are generated for targets in

. stedet for støy.. the place of noise.

APA anvendes til å generere en Ø^-senitvinkel med lav oppløsning, ettersom APA fungerer som en A-fasefunksjon på en differansefrekvens som er lik differansen mello f^ og f 2. På en lignende måte anvendes aPq til å generere en senitvinkel 02 med lav oppløsning ettersom aPq fungerer som en A-fasefunksjon på en differansefrekvens som er lik differansen mellom f-j. og f2. Ettersom differansefrekvensen har en bølgelengde som er vesentlig lenger enn hver av frekvensene fl eller f2, kan senitvinklene 0^og 02for målene utvetydig identifiseres på grunn av lange bølgelengden av differansefrekvenssignalet, som angitt nærmere i interferometri-seksjonen som angitt ovenfor. APA is used to generate a low-resolution Ø^ zenith angle, since APA acts as an A-phase function at a difference frequency equal to the difference between f^ and f 2 . In a similar way, aPq is used to generate a low-resolution zenith angle 02 resolution as aPq acts as an A-phase function at a difference frequency equal to the difference between f-j. and f2. As the difference frequency has a wavelength substantially longer than either of the frequencies f1 or f2, the zenith angles 0^ and 02 of the targets can be unambiguously identified due to the long wavelength of the difference frequency signal, as detailed in the interferometry section above.

Likeledes anvendes EPAog Y. ?q til å generere henholdsvis 0^-og 02-vinkler med høy oppløsning, ettersom EPAog Y. ?q fungerer som A-fasefunksjoner på en sum-frekvens som er omtrentlig to ganger frekvensen av enten f^eller f2. 0^-funksjonen 396 og 02-funksjonene 398 tilføres en kartesisk koordinatgenerator 400 som genererer de kartesiske koordinater som innbefatter total-hastighetssignalet G(t) som tilføres feilfaktorgenerator 402 til å generere feilfaktor-funksjonen G(t), på den måte som er angitt ovenfor. Kartesisk koordinatgenerator 400 anvender minste kvadraters tilpasningsteknikk, som omhandlet ovenfor, til å generere de kartesiske koordinater og total-hastighetssignalet som tilføres feilfaktorgeneratoren 402. Likewise, EPA and Y. ?q are used to generate high-resolution 0^ and 02 angles, respectively, since EPA and Y. ?q act as A-phase functions at a sum frequency approximately twice the frequency of either f^ or f2 . The 0^ function 396 and the 02 functions 398 are fed to a Cartesian coordinate generator 400 which generates the Cartesian coordinates comprising the total velocity signal G(t) which is fed to the error factor generator 402 to generate the error factor function G(t) in the manner indicated above. Cartesian coordinate generator 400 uses the least squares fitting technique, as discussed above, to generate the Cartesian coordinates and the total velocity signal which is applied to the error factor generator 402.

Fig. 28 illustrerer en alternativ måte som prosessoren 370 i fig. 26 virker på. Selv om behandlingen som er omhandlet i fig. 28 er noe enklere enn den som er omhandlet i fig. 27, er den kun nyttig for å detektere et enkelt mål. Hver av de korrigerte komplekse spenningsdopplerfrekvensfunksjoner tilføres en kompleks spenningsmultiplikator som genererer komplekse produktdopplerfrekvensfunksjoner. En kompleks produktdopplerfrekvensfunksjon Vs(co) genereres ved å generere det komplekse produktet av V-l(u) og V2(w). Den komplekse produktdopplerf rekvensfunksj onen Vs(co) fungerer som en kompleks spennlngsdopplerfrekvensfunksjon på en sum-frekvens lik summen av frekvensene f^ og f2. Den komplekse spennings- multiplikatoren genererer også det komplekse produktet av V^co) og V2(co), eller V<*>(co) og V2(co) til å oppnå en kompleks produktdopplerf rekvensfunksj on Ycl(u)) som fungerer som en kompleks spenningsdopplerfrekvensfunksjon på en frekvens lik differansen mellom frekvensene f^ og f2. Fig. 28 illustrates an alternative way in which the processor 370 in Fig. 26 works on. Although the treatment discussed in fig. 28 is somewhat simpler than that discussed in fig. 27, it is only useful for detecting a single target. Each of the corrected complex voltage Doppler frequency functions is fed to a complex voltage multiplier which generates complex product Doppler frequency functions. A complex product Doppler frequency function Vs(co) is generated by generating the complex product of V-1(u) and V2(w). The complex product Doppler frequency function Vs(co) functions as a complex voltage Doppler frequency function at a sum frequency equal to the sum of the frequencies f^ and f2. The complex voltage multiplier also generates the complex product of V^co) and V2(co), or V<*>(co) and V2(co) to obtain a complex product Doppler frequency function on Ycl(u)) which acts as a complex voltage-Doppler frequency function at a frequency equal to the difference between the frequencies f^ and f2.

De komplekse produktdopplerf rekvensfunks j onene Ys(co) og V^(co), samt de komplekse spenningsfrekvensfunksjonene ^^(co) l. T>f (w) tilføres en fasegenerator til å generere spektral-fasefunskjoner $(o)), samt differansefasefunksjonerAP(co) og sum-f asefunks joner EP(co). Fasegenerator 410 genererer de spektrale fasefunksjoner, slik som (co) fra de komplekse spenningsdopplerfrekvensfunksjonene, slik som (co). Differansefasefunksjonene, slik som APA, genereres fra de komplekse produktdopplerfrekvensfunksjonene, slik som V, (co). The complex product Doppler frequency functions Ys(co) and V^(co), as well as the complex voltage-frequency functions ^^(co) l. T>f (w) are supplied to a phase generator to generate spectral-phase functions $(o)), as well difference phase functions AP(co) and sum phase functions EP(co). Phase generator 410 generates the spectral phase functions, such as (co) from the complex voltage Doppler frequency functions, such as (co). The difference phase functions, such as APA, are generated from the complex product Doppler frequency functions, such as V, (co).

QA QA

Sum-fasefunksjonene, slik som ZPAgenereres fra de komplekse produktdopplerf rekvensfunks j onene , slik V (co). Så snart The sum-phase functions, such as ZPA, are generated from the complex product Doppler frequency functions, such as V (co). As soon

SA SO

fasegeneratoren 410 genererer de spektrale fasefunksjonene, differansefasefunksjonene og sum-fasefunksjonene, er behandlingen som er vist i fig. 29 vesentlig den samme som den vist i fig. 27. Fasesubtrahereren 412 utleder etAØg-signal som tilføres en avstandsdetektor 414 med høy oppløsning til å generere et avstandssignal 416 som tilføres fremvisnings-generatoren 418. Spredningspunktanalysator 420 detekterer differansefasefunksjoner APA og aPq og diskriminerer målsignaler fra støy. Dette kan utføres, som omhandlet i fig. 27, gjennom terskeldetektering eller vedvarighetsdetektering. Måldata tilføres så senitvinkeldetektor 422 som genererer signaler 0-^ og 02med høy oppløsning, hvilket tilføres fremvisningsgenerator 418 og til kartesisk koordinatgenerator 420. Den kartesiske koordinatgeneratoren 420 utleder et total-hastighetssignal V-p som tilføres feilfaktorgeneratoren 422 som genererer feilfaktoren G(t). the phase generator 410 generates the spectral phase functions, the difference phase functions and the sum phase functions, the processing shown in FIG. 29 substantially the same as that shown in fig. 27. The phase subtractor 412 derives an AØg signal which is applied to a high resolution range detector 414 to generate a range signal 416 which is applied to the display generator 418. Spread point analyzer 420 detects differential phase functions APA and aPq and discriminates target signals from noise. This can be carried out, as discussed in fig. 27, through threshold detection or persistence detection. Target data is then supplied to zenith angle detector 422 which generates signals 0-^ and 02 with high resolution, which is supplied to display generator 418 and to Cartesian coordinate generator 420. Cartesian coordinate generator 420 derives a total velocity signal V-p which is supplied to error factor generator 422 which generates the error factor G(t).

Fig. 29 er et skjematisk blokkskjema som illustrerer et system som anvender fem antenner 428 som tilsvarer fem-antennersoppstillingen som vist i fig. 20. Systemet arbeider i.alt vesentlig på den samme måte som systemet vist i fig. 26 med en sender 430 som leverer signaler til fem sende/mottaks-omvekslere 432. Det detekterte signalet mottas av fem mottakere 434 som tilfører ti forskjellige frekvenssignaler til kvadraturfasedetektor 436. Ti forskjellige komplekse spenningssignaler 438 tilføres så en analog-til-digital-omformer 440 som omdanner de komplekse spenningsanaloge signaler til digitale signaler. Vindufunksjonsmultiplikator 442 multipliserer dé digitale signaler med en korrigeringsfaktor G(t). Det korrigerte spenningssignalet tilføres så til å tidsbestemme til dopplerfrekvenstransformasjonsanordningen 444 som omdanner de tidsbestemte områdesignalene til doppler-frekvensområdesignaler 446. De kompleks spenningsdoppler-frekvensområdesignalene tilføres så prosessor 448 som genererer korrlgeringsfaktorsignalet G(t) på utgang 450 og et fremvisningssignal som tilføres fremviser 452. Fig. 29 is a schematic block diagram illustrating a system using five antennas 428 corresponding to the five-antenna array shown in Figs. 20. The system works essentially in the same way as the system shown in fig. 26 with a transmitter 430 which supplies signals to five transmit/receive converters 432. The detected signal is received by five receivers 434 which supply ten different frequency signals to the quadrature phase detector 436. Ten different complex voltage signals 438 are then supplied to an analogue-to-digital converter 440 which converts the complex voltage analogue signals into digital signals. Window function multiplier 442 multiplies the digital signals with a correction factor G(t). The corrected voltage signal is then applied to time doppler frequency transform device 444 which converts the timed range signals into doppler frequency range signals 446. The complex voltage doppler frequency range signals are then applied to processor 448 which generates the correction factor signal G(t) at output 450 and a display signal which is applied to display 452.

Fig. 30 er et skjematisk blokkskjema som viser funksjonene som utføres av prosessor 448 i fig. 29. Idet der vises til fig. 30, blir de komplekse spenningsdopplerfrekvenssignalene tilført fasegenerator 454 som genererer faseverdisignaler 456 som tilføres fasesubtraherer 458. Fasesubtraherer 458 genererer en serie av A-fasefunksjoner som tilføres en spredningspunktanalysator 460 og en faseadderer og -subtraherer 462. Faseaddereren og -subtrahereren 462 genererer en serie av differansefasefunksjonerAP(io) og sum-f asefunks joner EP(co) på den måte som er vist i blokk 462. Fig. 30 is a schematic block diagram showing the functions performed by processor 448 of Fig. 29. Referring to fig. 30, the complex voltage Doppler frequency signals are applied to phase generator 454 which generates phase value signals 456 which are applied to phase subtractor 458. Phase subtractor 458 generates a series of A phase functions which are applied to a spread point analyzer 460 and a phase adder and subtracter 462. The phase adder and subtractor 462 generates a series of difference phase functions AP (io) and sum phase functions EP(co) in the manner shown in block 462.

Fasesubtraherer 458 genererer også en A-fasefunksjon a(J)q som tilføres avstandsdetektoren 464 som har høy oppløsning, hvilken genererer et avstandssignal 466 som har høy oppløs-ning, hvilket tilføres fremvisnlngsgenerator 468. Spredningspunktanalysator 460 anvender A-fasefunksjonene til å identifisere mål fra støy. A-fasefunksjonene granskes på hver av dopplerfrekvensene til å bestemme om A-fasefunksjonene angir en felles stedsbestemt kilde for et signal. Måten hvorved dette utføres omhandles i det pseudo-kodesett som er angitt nedenfor. Hvis en felles stedsmessig kilde for et signal identifiseres i spredningspunktanalysatoren 460, blir denne informasjon sendt til senitvinkeldetektor 470 som identifi-serer senitvinkelen med lav oppløsning og høy oppløsning for hvert mål. Denne informasjon tilføres så fremvisningsgenerator 468 og kartesisk koordinatgenerator 472 som genererer et total-hastighetssignal V^som tilføres feilfaktorgenerator 474. Pseudo-koden som er omhandlet nedenfor omhandler måten hvorved databehandling kan utføres for en f em-antenners oppstilling, slik som vist i fig. 20, hvor antenner A og E er identifisert som nr. 3, antenner B og D er identifisert som nr. 2 og antenne C som nr. 1. Spredningspunktanalysen er angitt i avsnitt nr. 2. Phase subtractor 458 also generates an A-phase function a(J)q which is applied to high-resolution range detector 464, which generates a high-resolution range signal 466 which is applied to display generator 468. Scatter point analyzer 460 uses the A-phase functions to identify targets from noise. The A-phase functions are examined at each of the Doppler frequencies to determine whether the A-phase functions indicate a common localized source of a signal. The manner in which this is accomplished is covered in the pseudo-code set provided below. If a common spatial source of a signal is identified in the scatter point analyzer 460, this information is sent to the zenith angle detector 470 which identifies the low resolution and high resolution zenith angle for each target. This information is then fed to projection generator 468 and Cartesian coordinate generator 472 which generates a total velocity signal V^ which is fed to error factor generator 474. The pseudo-code discussed below deals with the manner in which data processing can be performed for a five-em antenna array, as shown in FIG. 20, where antennas A and E are identified as No. 3, antennas B and D are identified as No. 2 and antenna C as No. 1. The spread point analysis is set out in section No. 2.

BILDEDANNENDE DOPPLERINTERFEROMETER-DATABEHANDLING MEDIMAGING DOPPLER INTERFEROMETER DATA PROCESSING WITH

HØY OPPLØSNING, UNDER ANVENDELSE AV DEUTSMØRING OGHIGH RESOLUTION, USING DE-LUBRICATION AND

DUETTDANNELSE SOM ANVENDT PÅ MAPSTAR-RADARENDUET FORMATION AS APPLIED TO THE MAPSTAR RADAR

STARTPUNKT:STARTING POINT:

For å begynne med beregningene, har vi det følgende:To begin the calculations, we have the following:

1. 10 uavhengige komplekse spenningsserier, hver 256 punkter lange. Merk disse spenninger 1. 10 independent complex voltage series, each 256 points long. Note these voltages

hvor r = avstandsindeks = 1, 2, 3, ..., 100 where r = distance index = 1, 2, 3, ..., 100

f = frekvensindeks =1,2f = frequency index =1.2

d = retningsindeks = l(Ø-V), 2(N-S)d = direction index = l(E-W), 2(N-S)

a = antenneindeks = 1, 2, 3 (se fig. 1)a = antenna index = 1, 2, 3 (see fig. 1)

t = tidsindeks = 1, 2, 3, .... 256t = time index = 1, 2, 3, .... 256

Bemerk at V(r, f, 1, 1, t) = V(r, f, 2, 1, t) slik at der er kun 10 uavhengige kanaler. V(r, f, d, a, t) lager = 1,228 MBytes. Note that V(r, f, 1, 1, t) = V(r, f, 2, 1, t) so that there are only 10 independent channels. V(r, f, d, a, t) storage = 1.228 MBytes.

2. Størrelsen av vektorvindprofilen Vind (z) fra den foregående lydgivning. Approksimer Vind(r) - Vind(z). Hvis 2. The size of the vector wind profile Wind (z) from the previous sounding. Approximate Wind(s) - Wind(z). If

^ngen tidligere profil er tilgjengelig, ta Vind(z) = 25 ^no previous profile is available, take Wind(z) = 25

m/sek. på alle høyder.m/sec. at all heights.

KONSTANTER:CONSTANTS:

Pi = 3,14159265 Pi = 3.14159265

Clys = 2,997E8 Clys = 2.997E8

Følgelig er den foreliggende oppfinnelse i stand til å utføre spredningspunktanalyse for å skille mål fra støy ved å anvende A-fasefunksjoner på forskjellige frekvenser og samtidig anvende to-frekvenssignalene til å eliminere senitvinkelfremmedgjøring, avstandsfremmedgjøring og å bestemme avstandssted med høy oppløsning. Den foreliggende oppfinnelse muliggjør også korrigering av spektral utsmøring ved genereringen av et korrigeringsfaktorsignal som anvendes til å korrigere de komplekse spenningstidsbestemte funksjoner og tilveiebringe en respons med høy oppløsning. Accordingly, the present invention is capable of performing scatter point analysis to separate targets from noise by applying A-phase functions at different frequencies and simultaneously using the two-frequency signals to eliminate zenith angle alienation, range alienation and to determine range location with high resolution. The present invention also enables the correction of spectral smearing by the generation of a correction factor signal which is used to correct the complex voltage-time functions and provide a high resolution response.

Ettersom en tidligere beregnet korrigeringsfaktor anvendes for hvert i øyeblikket detekterte signal, kan den initielle korrigeringsfåktoren genereres med en kort serie av to-frekvenspulser til å minimalisere feil i korrigeringsfåktoren. Ved initielt å minimalisere feil i korrigeringsfåktoren, har påfølgende korrigeringsfaktor mindre feil. As a previously calculated correction factor is applied to each currently detected signal, the initial correction factor can be generated with a short series of two-frequency pulses to minimize errors in the correction factor. By initially minimizing error in the correction factor, subsequent correction factors have less error.

En annen alternativ bruksmåte av den foreliggende oppfinnelse omfatter å detektere endringer i fasebanelengde som induseres mellom avfølerne og et fast mål av et mellomliggende medium, slik som en gass. Dette kunne realiseres ved å anbringe en gass mellom avfølerne og en fast reflektor slik som en stålplate. Endringer i lydhastigheten i mediumet på grunn av de små endringer i gassen kan så detekteres. Vedvarende målinger av en fast avstand mellom avfølerne og platen detekteres med små endringer i fasebanelengden på grunn av den mellomliggende gassen. Endringer i lydhastigheten i gassen kan skyldes endringer i temperatur i gassen, eller endringer i tetthet. Disse samme teknikker kan anvendes med andre materietilstander, slik som plasmaer, og kan særlig være nyttig for interferometristudier av plasma. Another alternative use of the present invention comprises detecting changes in phase path length that are induced between the sensors and a fixed target of an intermediate medium, such as a gas. This could be realized by placing a gas between the sensors and a fixed reflector such as a steel plate. Changes in the speed of sound in the medium due to the small changes in the gas can then be detected. Continuous measurements of a fixed distance between the sensors and the plate are detected with small changes in the phase path length due to the intervening gas. Changes in the speed of sound in the gas can be due to changes in temperature in the gas, or changes in density. These same techniques can be used with other states of matter, such as plasmas, and can be particularly useful for interferometry studies of plasma.

Den foreliggende oppfinnelse er derfor i stand til å lokalisere og identifisere et flertall av mål samtidig med en høy grad av oppløsning. Den informasjon som oppnås kan anvendes til å danne bilder av målene og kan realiseres i et vidt utvalg av tekniske områder, slik som bildedannende radar, som omhandlet her, medisinske kroppsavsøkere, materialtesting for innvendige defekter, granskning av tre-dimensjonal dynamikk i flammer og forbrenningsprosesser, bildedannende sonar, inspeksjon av dammer og broer, kartlegging med høy oppløsning av bunn i innsjø og hav, undervannsarkeologi og geologi, telling og følging av fisk, tre-dimensjonal fluidumsstrømning i vindtunneler og rør, ikke-inntrengende tre-ringtelling og groingsstudier, produksjonslinje-kvalitetskontroll for fremstillingsprosesser, digital bildedannelse for robot-teknikk og den ikke-inntrengende granskning av satelitter som går i bane. Høy oppløsning kan oppnås under anvendelse av to-frekvensavstandsdetektoranordninger. I tillegg kan syntetisk stråletranslasjonsteknikker anvendes for å danne bilde av ikke-bevegelige mål. The present invention is therefore capable of locating and identifying a majority of targets simultaneously with a high degree of resolution. The information obtained can be used to form images of the targets and can be realized in a wide variety of technical areas, such as imaging radar, as discussed here, medical body scanners, material testing for internal defects, investigation of three-dimensional dynamics in flames and combustion processes , imaging sonar, inspection of dams and bridges, high-resolution mapping of lake and ocean bottoms, underwater archeology and geology, fish counting and tracking, three-dimensional fluid flow in wind tunnels and pipes, non-intrusive tree-ring counting and growth studies, production line - quality control for manufacturing processes, digital imaging for robotics and the non-intrusive examination of satellites in orbit. High resolution can be achieved using dual frequency range detector devices. In addition, synthetic beam translation techniques can be used to image non-moving targets.

Den foregående beskrivelse av oppfinnelsen er blitt gitt for formål hva angår illustrasjon og beskrivelse. Det er ikke hensikten å være uttømmende eller å begrense oppfinnelsen til den nøyaktige form som er omtalt, og andre modifikasjoner og variasjoner kan være mulige i lys av ovenstående lære. Utførelsesformen ble valgt og beskrevet for best å forklare prinsippene for oppfinnelsen og dens praktiske anvendelse for derved å sette andre fagfolk i stand til best å anvende oppfinnelsen i forskjellige utførelsesformer og forskjellige modifikasjoner slik det passer for den spesielle bruk som forestilles. Det er hensikten at de vedlagte krav skal fortolkes til å innbefatte andre alternative utførelsesformer av oppfinnelsen bortsett fra i den utstrekning som begrenset av den tidligere teknikk. The foregoing description of the invention has been given for purposes of illustration and description. It is not intended to be exhaustive or to limit the invention to the precise form disclosed, and other modifications and variations may be possible in light of the above teachings. The embodiment was chosen and described to best explain the principles of the invention and its practical application thereby enabling others skilled in the art to best apply the invention in various embodiments and various modifications as appropriate for the particular use envisioned. It is intended that the appended claims should be interpreted to include other alternative embodiments of the invention except to the extent limited by the prior art.

Claims

1. Procedure for locating and isolating targets, characterized by the steps: sending a timed series of pulses to irradiate said target, detecting said timed series of pulses reflected from said target using at least three independent sensors, producing complex voltage-timed functions on each of said independent sensors, converting said complex voltage-time functions into complex voltage-Doppler functions that vary with a doppler frequency (co) indicating relative motion between the targets and said sensors, generating phase value functions from said complex voltage doppler frequency functions which vary as a function of doppler frequency (co), analyzing said phase value functions to separate said target from noise and locate said target in zenith angle by comparing differences in phase amplitudes of said phase value functions as a function of spatial separation of said independent sensors, so that a common spatial source for said timed series of pulses which returned from said target can be identified, to generate at least one correction factor function that varies with the rate of change of said doppler frequency (co), modifying said complex voltage-timed functions with a previously generated correction factor function to correct said complex voltage-timed functions for spectral smearing.

2. Method as stated in claim 1, characterized in that the said step for generating correction factor functions includes the steps: to determine total scalar velocity for each of said targets, to determine distance for said target, applying said total scalar velocity and said distance from said target in an exponential function to generate said correction factor signal.

3. Method as stated in claim 1, characterized in that the said step for generating correction factor functions includes the steps: to determine mean motion of the ensemble of targets of said target, to determine distance for said target, applying said total scalar velocity and said distance for said target in an exponential function to generate said correction factor signal.

4. Procedure as specified in claim 2, characterized in that the said step for determining the distance from said target comprises: measuring the time of flight of said timed series of pulses to provide a range gate, applying two^frequency pulses as said timed series of pulses having a difference frequency having a wavelength longer than said distance gate; generating phase functions of said difference frequency to locate said target in said range port.

5. Method for eliminating zenith angle alienation (aliasing) in a process for locating at least one target with a two-frequency pulse, characterized by the steps: sending said two-frequency pulse, to detect said pulse with at least three independent sensors, generating complex time functions Vj_ (t) and V2 (t) from each of said independent sensors corresponding to a first and second frequency of said two-frequency pulse, converting said complex voltage-time-determined functions V^ Ct) and Y2 (t) into complex voltage-Doppler frequency functions Vi (u) and V2 (cj) which are functions of the doppler frequency (u>) of said target relative to said independent sensors, generating complex products with the complex conjugate of Vi (cj) and V2(co) to produce complex product Doppler frequency functions V^u) acting as complex voltage Doppler frequency functions at a difference frequency equal to the difference between said first and second frequencies; generating phase difference functions AP(to) from said complex product Doppler frequency functions V^co) indicating the difference between phase A functions a(J)-1(io) and Act^Cu) detected between corresponding predetermined sets of said independent detectors, examining phase amplitudes for said phase difference functions (aP) as a function of spatial doppler frequency identifying said target without zenith angle alienation by selecting said first and second frequencies such that said difference frequency has a wavelength sufficiently long to eliminate zenith angle alienation.

6. Method for eliminating zenith angle alienation (aliasing) in a process for locating at least one target with a two-frequency pulse, comprising the steps of: sending said two-frequency pulse, to detect said pulse with at least three independent sensors, to generate complex voltage-time functions (t)° g X2 (t) from each of said independent sensors corresponding to a first and second frequency of said two-frequency pulse, to transform said complex voltage time-determined functions V-^t) and V2 (t) into complex voltage Doppler frequency functions V-1 (u)) and V^C co) which are a function of the Doppler frequency (co) for said target relative to said independent sensors , to generate spectral phase functions $i (o)) from Vi (two), to generate spectral phase functions (^(u) from V^C co), to generate A-phase functions j oners A(£>i(co) from (^(co), to generate A phase functions A$2 (w) from $2(10), determining the difference between AØi (o)) and A $2 (w) for identical sets of said sensors to generate a difference phase function AP (co), examining phase amplitudes of said phase difference functions (AP) as a function of Doppler frequency to spatially identify said target without zenith angle alienation by selecting said first and second frequencies so that said difference frequency has a wavelength that is sufficiently long to eliminate zenith angle alienation.

7. Method for correcting spectrally transformed complex voltage-timed data signals reflected from at least one target, characterized by the steps:-iat2 a generating a correction factor signal equal to e where:

f = fundamental frequency of said timed data signals, V-p = scalar-total velocity of said target, , N. = height of said measure c = speed of light, multiplying said complex voltage-timed data signals with said correction factor signal.

8. Method for providing high resolution zenith angle information for a plurality of targets, characterized by sending a two-frequency pulse comprising a first frequency and a second frequency, to detect said pulse with at least three independent sensors, measuring the flight time of said pulse reflected from said target to give a distance gate distance which is less than the wavelength of a difference frequency, said difference frequency being equal to the difference between said first frequency and said second frequency, generating complex voltage-time functions V^ (t) from each of said independent sensors derived from said first frequency signal, generating complex voltage-time functions V2 (t) from each of said independent sensors derived from said second frequency signal, to transform said complex voltage-time functions V-jJt) and Y2 (t) into complex voltage-Doppler frequency functions Vi(co) and V2 (co) sm is a function of Doppler frequencies (co) due to relative motion between said target and said independent sensors, to generate the complex products of Vi (co) and V2 (co) using a complex conjugate to produce complex product Doppler frequency functions Y^ (co) acting as complex voltage Doppler frequency functions at said difference frequency, and to produce complex product Doppler frequency functions Vs ( co) which act as complex voltage Doppler frequency functions at a sum frequency equal to the sum of said first and second frequencies, to generate phase difference functions aP(io) from said complex product Doppler frequency functions V^co), to generate phase functions EP(co) from said complex voltage Doppler frequency functions Vs(co) , examining said phase difference functions A P(u) to eliminate zenith angle misalignment of said target, to examine said phase sum functions EP(w) to determine the zenith angle of said target for which alienation of said zenith angle has been eliminated..

9. Method as stated in claim 8, characterized by also including the steps: to derive phase value functions $1 (10 ) and $2 (w) from said complex voltage Doppler frequency functions V-1(w) and V2 (u), using the difference between said phase value functions to determine the distance of said target within a range gate.

10. Method as stated in claim 9, characterized by also including the steps: to generate correction factor functions which are derived from a rate of change for said doppler frequencies (co), modifying said complex voltage-timed functions Vi (t) and Y£ (t) from previously generated correction factor functions to correct said complex voltage-timed functions for spectral smearing.

11. Method as stated in claim 10, characterized by also including the steps: initially generating said correction factor functions with a short series of said two-frequency pulses to minimize spectral smearing, applying said initially generated correction factor functions to modify subsequent complex voltage time functions for minimizing spectral smearing.

12. Method as stated in claim 10, characterized by also including the steps: sequentially scanning said independent sensors at a predetermined scanning rate to synthetically induce a change in path length between said independent sensors and said target to synthetically generate a doppler frequency (co).

13. Method as stated in claim 12, characterized in that the said step for generating said correction factor functions includes the steps: accurately determining said correction factor functions to accurately determine said rate of change of said complex voltage time functions V^ (t) and V2 (t) from said predetermined scan rate.

14 . Process for providing high-resolution three-dimensional spatial information for a plurality of targets, characterized by the steps: to send a two-frequency pulse, to detect said pulse reflected from said target with at least three independent sensors, measuring the flight time of said pulse reflected from said target to provide a range gate, to produce complex voltage-timed functions V^ (t) from each of said independent sensors derived from a first frequency signal of said two-frequency pulse, said complex voltage-timed functions Yi (t) each having an in-phase component X^ (t) and a quadrature component Y^C t), to produce complex voltage-time functions V2 (t) from each of said independent sensors derived from a second frequency signal of said 2-frequency pulse, said complex voltage-time functions V2 (t) each having an I-phase component X2 (t) and a quadrature component Y ^ (t), to generate corrected complex voltage time functions G(t)V] _(t) and G(t)V2 (t) by modifying V] _(t) and V2 (t) with a window function G(t) comprising a correction factor of to compensate for changes in speed of said target relative to said independent sensors, to select said distance gate and said first and second frequencies so that said distance gate is less than one wavelength of said difference frequency, said difference frequency being equal to the difference between the frequencies of said first frequency signal and said second frequency signal, to transform said corrected complex voltage-time-determined functions G(t)Vi (t) and G(t)V2 (t) into complex voltage-Doppler frequency functions j ons V-jJ<g> j) and V2 (cj), to generate phase value functions and (^(u) ^ra said rectified complex voltage-time functions, examining the phase amplitude of said difference of said phase value functions Oi (co) and ØgC" ) derived from a single detector to identify said target by determining a common zenith angle indicating a common localized source for said pulse reflected from said target, to generate complex products of Y^to)° S Y2 (w) to produce complex product Doppler frequency functions Ys (u)) which act as corrected complex voltage Doppler frequency functions at a sum frequency, said sum frequency being equal to the sum of the frequencies of said first frequency signal and said second frequency signal, to generate complex products Vi (w) and V_2 (w) to produce complex product Doppler frequency functions V^u) which act as corrected complex voltage Doppler frequency functions at said difference frequency, to generate phase difference functions aP(cj) from said complex product Doppler frequency functions V^u), to generate phase sum functions £P(u) from said complex voltage Doppler frequency functions Vs(co) , examining the phase amplitude of said phase difference functions AP(co) as a function of Doppler frequency to eliminate zenith angle alienation of said target, examining the phase amplitude of said phase functions ZP(cj) as a function of Doppler frequency using data produced by examining said phase difference functions aP(o)) to provide high resolution zenith angle data, generating correction factors for correcting successive complex voltage-time functions using a least squares fitting technique by approximately determining the heights of said targets and calculating the total velocity of each of said targets relative to said independent sensors determined from previously derived radial velocities, spatial locations and distances for said targets.

15. Process for identifying and locating a plurality of targets, characterized by the steps: sending a two-frequency pulse having a first and a second frequency, to detect said pulse reflected from said target with at least three independent sensors, measuring the flight time of said two-frequency pulse to provide a distance gate which is less than the wavelength of a difference frequency, said difference frequency being equal to the difference between said first and second frequency, producing complex voltage-time functions V^ (t) on each of said independent sensors from said first frequency, to produce complex voltage-time functions Vg(t) on each of said independent sensors from said second frequency, to transform said complex voltage-time determined functions V_i (t) and Yg(t) into complex voltage-Doppler frequency functions Vi(u)) and ^(w) which are a function of a Doppler frequency generated as a result of relative motion between said targets and said independent sensors, to generate spectral phase functions $i (u) from said complex voltage Doppler frequency functions Vi (co), to generate spectral phase functions (^ (w) from said complex voltage Doppler frequency functions VgCw), generating phase delta functions A $(io) equal to the difference between said spectral phase functions (J)i(u) for predetermined sets of said independent sensors, generating phase delta functions A$2(w) equal to the difference between said spectral phase functions A$2(u) for said predetermined set of said independent sensors, comparing A $i (two) and AØ gCw) for corresponding sets of said predetermined sets of said independent sensors to identify said target by determining a common zenith angle indicating a common spatial source for said pulse reflected from said target.

16. Method as stated in claim 15, characterized by also including the steps: generating phase difference functions aP(cj) which are equal to the difference between AØi_(co)° g A^^) f° r corresponding sets of said predetermined sets of said independent sensors, whereby said phase difference functions act as spectral phase functions at a difference frequency equal to the difference between said first and second frequency, analyzing said phase difference functions AP(co) to eliminate zenith angle alienation and unambiguously determine said zenith angle of said target by selecting said first and second frequency such that said difference frequency has a half wavelength greater than said predetermined intervals.

17. Method as stated in claim 16, characterized by also including steps: generating phase sum functions £P(to) equal to the sum of said phase delta functions ^(co) and A $2 (u) for said corresponding set of said predetermined set of said independent sensors, whereby said phase sum functions act as spectral phase functions at a sum frequency equal to the sum of said first and second frequency, analyzing said phase sum functions EP(to) to determine said zenith angle of said high resolution target using data generated by said low resolution zenith angle detector means.

18. Method as stated in claim 15, characterized by also including the steps: generating at least one distance phase delta function equal to the difference between $i (cj) and §2(u) for a single sensor of said independent sensors, using said distance phase delta function as a proportionality function to calculate the distance for said target within said distance gates.

19. Method as stated in claim 15, characterized by also including the steps: to generate a correction factor function which is derived from the rate of change of said doppler frequency (tu), modifying said complex voltage-timed functions V-j^t) and V2 (t) from previously generated correction factor functions to correct said complex voltage-timed functions Y1 (t) and I2 (t) for spectral smearing.

20. Method as stated in claim 19, characterized in that said step for generating a correction factor function also comprises the steps: to determine the total scalar velocity of a target, generating an exponential function from said total scalar velocity and a detected distance.

21. Method as stated in claim 19, characterized by also including the steps: initially generating said correction factor function with a short series of said two-frequency pulses, applying said correction factor function initially generated with said two-frequency pulses to correct said subsequent complex voltage-timed functions.

22. Method as stated in claim 19, characterized by also including the steps: sequentially scanning said independent sensors to synthetically induce a change in path length between said independent sensors and said target to generate said doppler frequency (co).

23. Method as stated in claim 21, characterized in that the said step for generating said correction factor functions comprises the steps: accurately determining said correction factor function by accurately determining said rate of change of said complex voltage-time functions Yi (t) and Y2 (t) from a predetermined scan rate used to sequentially scan said independent sensors and from said distance and zenith angle determined from said phase difference functions (AP ) and mentioned phase sum functions (EP).

24 . Method as stated in claim 19, characterized in that the said step of generating a correction factor function includes the steps: to determine scalar total velocity (V-p) for said target, to generate a correction factor signal which is all significant t., lat2 . equal to where:

f = fundamental frequency of said timed data signals, V-p = scalar-total velocity of said target, N = height of said measure c = speed of light,

25 . Method as stated in claim 19, characterized in that said step for generating the correction factor function includes the steps: to generate a correction factor signal which is all significant — in cx t2 equal to where:

f = fundamental frequency of said timed data signals, R = height of said measure, (x,y,z) = coordinates for said target = x/R m = y/R n = z/R u = magnitude of the speed of said target in x- direction, v = magnitude of the speed of said target in y- direction, w = magnitude of the velocity of said target in z- direction.

26. Method as specified in claim 19, characterized by also including: to generate the complex product of the complex voltage Doppler frequency functions V-jJa)) and the complex voltage Dopplerf frequency functions V^C w) to produce a complex product Doppler frequency function V(j (aj) at said difference frequency, using said complex product Doppler frequency function V^ (co) to locate at least one of said targets and eliminate zenith angle alienation.

27. System for locating and isolating targets, characterized by: sending array means to send a timed series of pulses to irradiate said target; sensor array means for detecting said timed series of pulses reflected from said target by means of at least three independent sensors, phase detector means for producing complex voltage-timed functions on each of said independent sensors, spectral transformation means for transforming said complex voltage-time functions into complex voltage-Doppler functions varying with a doppler frequency (co) generated as a result of relative motion between said target and said sensors, phase generator means for generating phase value functions from said complex voltage doppler frequency functions which vary as a function of doppler frequency (co), means for analyzing said phase value functions to separate said target from noise and locate said target in zenith angle by comparing differences in phase amplitudes of said phase value functions as a function of spatial separation of said independent sensors, so that a common location source for said timed series of pulses returned from said target can be identified, means for generating a correction factor function which varies with the rate of change of said doppler frequency (co), means for modifying said complex voltage-timed functions with a previously generated correction factor function to correct said complex voltage-timed functions for spectral smearing.

28. System as stated in claim 27, characterized in that said means for generating a correction factor function comprises: means of determining the total scalar velocity of a target, means of determining distance for said target, means for generating an exponential function from said total scalar velocity and said distance to produce a correction factor signal.

29. System for simultaneously locating a plurality of targets, characterized by: transmitter array means for transmitting dual frequency pulses to irradiate said target; sensor array means having at least three independent sensors for detecting said two-frequency pulse reflected from said target, phase detector means for generating complex voltage-time-determined functions Yi (t) independently for each of said independent sensors at said sensor array means, in that said complex voltage time-determined functions V^C t) are derived from a first frequency of said two-frequency pulse, and to generate complex voltage-timed functions V2 (t) independently for each of said independent sensors at said sensor positioning means, said complex voltage-timed functions V2 (t) being derived from a second frequency of said two-frequency pulses, spectral transformation means for transforming V^ (t) and V2 (t) into complex voltage-Doppler frequency functions Yi (w) and Y2(co) which are a function of Doppler frequencies (co) induced in V_i (t) and Vgft) as a result of a change in path length between said transmitter setup means, said target and said sensor setup means, means for generating complex products of Vi(u>) and V2 (u) using complex conjugates to produce complex product Doppler frequency functions V^Cio) acting as complex voltage Doppler frequency functions at a difference frequency equal to the difference between said first frequency and said second frequency, means for generating complex products of V-1 (cj) and V2(to) to produce complex product Doppler frequency functions Vg(t) acting as complex voltage-time functions at a sum frequency equal to the sum of said first frequency and said second frequency; means for generating phase difference functions A P(co) from said complex product Doppler frequency functions V^ (to), means for generating phase sum functions IP(co) from said complex product Doppler frequency functions Vs (w), means for analyzing said phase difference functions A P(co) to eliminate zenith angle alienation by unambiguously determining said zenith angle with a first predetermined resolution, means for analyzing said phase sum functions EP(<g>j) to determine said zenith angle for said target with a second predetermined resolution higher than said first predetermined resolution.

30. System as specified in claim 29, characterized by also including: means for generating correction factor functions for each of said targets which are a function of the rate of change of said Doppler frequencies (co), means for modifying said complex voltage-timed functions V^ (t) and V2 (t) from previously generated correction factor functions to correct said complex voltage-timed functions V^ (t) and V2 (t) for spectral smearing.

31. System as stated in claim 30, characterized by also including: synthetic beam translation means for sequentially scanning said independent sensors at a predetermined scanning rate to synthetically induce a change in said path length between said independent sensor and said target to synthetically generate a doppler frequency (co).

32. System as stated in claim 31, characterized in that said means for generating correction factor functions also includes: means for accurately determining said correction factor functions by accurately determining said rate of change of said Doppler frequencies (co) from said predetermined scan rate.

33. System as specified in claim 29, characterized by also including: means of generating spectral phase functions (J>i(co) from V-jJu), means of generating spectral phase functions ØgC^ ) from V^C u), phase subtractor means for generating phase delta functions a$i ( <g> j) equal to the difference between said spectral phase functions (T)l(cj) for predetermined sets of said independent sensors, phase subtractor means for generating phase delta functions AØgCu) equal to the difference between said spectral phase functions §2(ljd) for said predetermined set of said independent sensors, means for comparing A$i (co) and A02 (u) for corresponding sets of said predetermined sets of said detectors to identify said target by determining a common zenith angle indicating a common localized source for said two-frequency pulses reflected from said goal.

34 . System for simultaneously locating a plurality of targets, characterized by: transmitter means for sending dual frequency pulses to irradiate said target, sensor array means having at least three independent sensors spaced at predetermined intervals for detecting said two-frequency pulse reflected from said target, phase detector means for producing complex voltage-timed functions Yj.(t) independently of each of said independent sensors, said complex voltage-timed functions (t) being derived from a first frequency of said two-frequency pulse, phase detector means for generating complex voltage-timed functions Y2 (t) independently for each of said independent sensors, said complex voltage-timed functions Vg(t) being derived from a second frequency of said two-frequency pulse, spectral transformation means for transforming said complex voltage-time functions V}(t) and ^(t) into complex voltage-Doppler frequency functions V-l(cj) and Ygtto), phase generator means for generating spectral phase functions (J>l(cj) from said complex voltage Doppler frequency functions Vi ((j l>) and for generating spectral phase functions $2 (w) from said complex voltage Doppler frequency functions ^(co), phase subtractor means for generating phase delta functions AØi(to) equal to the difference between said spectral phase functions $l (co) for predetermined sets of said independent sensors, phase subtraction means for generating phase delta functions A$2 (u) equal to the difference between said spectral phase functions $2 (w) for said predetermined set of said independent sensors, means for comparing aOi (cj) and A$2 (co) for corresponding sets of said predetermined sets of said detectors to identify said target by determining a common zenith angle indicative of a common localized source for said two-frequency pulses reflected from said goal.

35 . System as stated in claim 34, characterized by also including: phase subtractor for generating phase difference functions A P(co) equal to the difference between AØid o) and A$2 (w) f° r said corresponding set of said predetermined set of said independent sensors, whereby said phase difference functions act as a spectral phase function on a difference sequence equal to the difference between said first and second frequency, low resolution zenith angle detector means for analyzing said phase difference functions A P(u) to eliminate zenith angle alienation and unambiguously determine said zenith angle for said target by selecting said first and second frequency such that said difference frequency is one half wavelength greater than said predetermined intervals.

36. System as stated in claim 34, characterized by also including: phase adder means for generating phase sum functions EP(co) equal to the sum of said phase delta functions AØi(o)) and a$2 (oj) for said corresponding set of said predetermined set of said independent sensors, whereby said phase sum functions act as spectral phase functions at a sum frequency equal to the sum of said first and second frequency, high resolution zenith angle detector means for analyzing said phase sum functions EP(to) to determine said zenith angle for said high resolution target without using data produced by said low resolution zenith angle means.

37. System as specified in claim 34, characterized by also including: phase subtractor means for generating at least one distance phase delta function equal to the difference between (J>i (io) and $2 (00 ) for a single sensor of said independent sensors, using said distance phase delta function as a proportionality function to calculate the distance for said target within said distance gates.

38. System as stated in claim 34, characterized by also including: means for generating a correction factor function derived from the rate of change of said doppler frequency (two), means for modifying said complex voltage-timed functions V^ (t) and V2 (t) from previously generated correction factor functions to correct said complex voltage-timed functions V^ (t) and V2 (t) for spectral smearing.

39. System as stated in claim 34, characterized in that said means for generating a correction factor function includes: means of determining the total scalar velocity of a target, means for generating an exponential function from said total scalar velocity and said detected distance.

40. System as stated in claim 38, characterized by also including: synthetic beam translation means for sequentially scanning said independent sensors at a predetermined scanning rate to synthetically generate a doppler frequency (two); means for accurately determining said correction factor functions by accurately determining said rate of change of said Doppler frequencies (co) from said predetermined scan rate.

41. System as stated in claim 29, characterized by also including: transmitter means for generating a third frequency signal in combination with said two-frequency signal to generate a three-frequency signal, means for processing said three-frequency signal reflected from said target to increase the distance and zenith angle resolution.