NO852728L

NO852728L - Diversity combiner

Info

Publication number: NO852728L
Application number: NO852728A
Authority: NO
Inventors: Mats Ingemar Lennartsson
Original assignee: Ericsson Telefon Ab L M
Priority date: 1983-11-07
Filing date: 1985-07-05
Publication date: 1985-07-05
Also published as: SE8306109L; WO1985002309A1; JPS61500405A; DK304685D0; DK304685A; FI852459L; FI852459A0; SE8306109D0; DE3490533T1; GB8516636D0; AU3612984A; GB2159374A

Description

Di versity-kombinatorDi versity combiner

Foreliggende oppfinnelse angår en diversity-kombinator i samsvar med ingressen til de etterfølgende selvstendige patentkrav. The present invention relates to a diversity combiner in accordance with the preamble to the subsequent independent patent claims.

Ved en type diversity-mottaking av radiosignaler hvor signalene treffer adskilte mottakerantenner, og signalene om-vandles til signaler som er i fase med hverandre og som så sammenføres til ett signal som mates til en demodulator, forekommer det at det sammenførte signalet tilbakekoples til de organene hvor de mottatte signalene blir omvandlet til signaler med samme fase. Prinsippet for slik tilbakekopling er angitt i I. Granlund :"Topics in design of Antennas for scatter", Lincoln Lab, MIT, Cambridge, Techn.rep. 135, Mass. USA, Nov. 1956. In the case of a type of diversity reception of radio signals where the signals hit separate receiver antennas, and the signals are converted into signals which are in phase with each other and which are then combined into one signal which is fed to a demodulator, it occurs that the combined signal is fed back to those organs where the received signals are converted into signals with the same phase. The principle for such feedback is stated in I. Granlund: "Topics in design of Antennas for scatter", Lincoln Lab, MIT, Cambridge, Techn.rep. 135, Mass. United States, Nov. 1956.

I de diversity-kombinatorene som er konstruert i samsvar med dette prinsippet, er det vanlig at de innkommende mottatte signaler med sine frekvenser har måttet gjennomgå en fler-foldig blandingsprosess for å gi opphav til signalene med sammenfallende fase på en annen frekvens enn frekvensen til det innkommende signalet. I dette tilfellet utnyttes høyfre-kvensblanderens egenskap med å avgi et utgangssignal i form av en vekselspenning med fasevinkel som er summen eller dif-feransen av fasevinklene til inngangssignalene. Et eksempel på et apparat som er utført på denne måten er beskrevet i patent CA-A-1141437. Innføringen av signaler på flere frekvenser enn den til det innkommende signalet har imidlertid medført den ulempen at falske signaler kan ha oppstått, som under visse forhold har forstyrret det ønskede signalet. Dessuten har det vært nødvendig med mange avstemte båndpassfiltere i dette apparatet. In the diversity combiners constructed in accordance with this principle, it is common that the incoming received signals with their frequencies have had to undergo a multiple mixing process to give rise to the signals with coincident phase at a frequency other than the frequency of the incoming signal. In this case, the high-frequency mixer's property of emitting an output signal in the form of an alternating voltage with a phase angle which is the sum or difference of the phase angles of the input signals is utilized. An example of an apparatus made in this way is described in patent CA-A-1141437. However, the introduction of signals at more frequencies than that of the incoming signal has resulted in the disadvantage that false signals may have arisen, which under certain conditions have interfered with the desired signal. In addition, many tuned bandpass filters have been necessary in this apparatus.

I samsvar med foreliggende oppfinnelse er høyfrekvensbland-eren for hvert mottatt signal utformet som en modulator, innrettet for å bli styrt av et signal som har frekvens lik 0 og er likespennings-koplet til modulatorens modulasjons inngang og dertil er det anordnet en fasedreier for hvert av radiosignalene foran den fasefølsomme detektoren for oppdeling av radiosignalene i et delsignal i form av et i-fase-signal og et delsignal i form av et kvadratur-signal. In accordance with the present invention, the high-frequency mixer for each received signal is designed as a modulator, designed to be controlled by a signal that has a frequency equal to 0 and is DC-coupled to the modulator's modulation input, and there is arranged a phase turner for each of the radio signals in front of the phase-sensitive detector for dividing the radio signals into a partial signal in the form of an in-phase signal and a partial signal in the form of a quadrature signal.

Med en diversity-kombinator anordnet i henhold til det oven-nevnte oppnås at falske signaler som er forårsaket av at signaler med flere forskjellige frekvenser opptrer i apparatet, forhindres effektivt. With a diversity combiner arranged according to the above, it is achieved that false signals which are caused by signals with several different frequencies appearing in the apparatus are effectively prevented.

En ytterligere fordel ved apparatet i samsvar med oppfinnelsen er at det har en enklere konstruksjon enn tidligere ut-førte apparater, siden det bare er nødvendig med et enkelt lavpassfilter for signalet som kommer fra detektoren, mens det tidligere kjente apparatet måtte ha båndpassfiltere for tilsvarende høyfrekvente hjelpesignaler. A further advantage of the device according to the invention is that it has a simpler construction than previously designed devices, since only a single low-pass filter is required for the signal coming from the detector, while the previously known device had to have band-pass filters for corresponding high-frequency auxiliary signals.

I det følgende skal et apparat i samsvar med oppfinnelsen beskrives med henvisning til de medfølgende tegninger, hvor In what follows, an apparatus in accordance with the invention will be described with reference to the accompanying drawings, where

fig. 1 viser den prinsippielle kretskoplingen for diversity-kombinatoren, fig. 1 shows the principle circuit connection for the diversity combiner,

fig. 2 viser karakteristikken for en fasefølsom detektor, fig. 3 viser karakteristikken for en modulator, fig. 2 shows the characteristic for a phase-sensitive detector, fig. 3 shows the characteristic of a modulator,

fig. 4 viser karakteristikken for detektoren og modulatoren i samvirke, fig. 4 shows the characteristics of the detector and the modulator in cooperation,

fig. 5 og 6 er vektordiagrammer for delspenningene før og etter behandling i en av detektorene og modulatorene, og fig. 7 (a, b, c) viser et koplingsskjerna for en utført diversity-kombinator . fig. 5 and 6 are vector diagrams for the partial voltages before and after treatment in one of the detectors and modulators, and fig. 7 (a, b, c) shows a switching core for an implemented diversity combiner.

Diversity-kombinatoren i samsvar med oppfinnelsen er bereg-net for å kombinere radiosignaler som treffer to adskilte mottakerantenner. Radiosignalene har samme frekvens og det samme informasjonsinnhold. En høyfrekvensforsterker er for-bundet med hver antenne, og likeså et antall blandetrinn, med lokaloscillatorer og tilhørende mellomfrekvens-forster- trinn for suksessiv nedblanding av antennesignalet til en siste mellomfrekvens, i dette tilfellet 460 kHz. De mottatte radiosignalene er frekvensmodulerte med audiosignaler eller digitale frekvens-skift-signaler, (frequency shift keying FSK).De hittil nevnte apparatene har kjent utførelse og skal derfor ikke beskrives nærmere. Mellomfrekvenssignalene er inngangssignaler for diversity-kombinatoren. The diversity combiner in accordance with the invention is designed to combine radio signals that hit two separate receiver antennas. The radio signals have the same frequency and the same information content. A high-frequency amplifier is connected to each antenna, and likewise a number of mixing stages, with local oscillators and associated intermediate frequency amplifier stages for successive downmixing of the antenna signal to a final intermediate frequency, in this case 460 kHz. The received radio signals are frequency modulated with audio signals or digital frequency shift keying signals (frequency shift keying FSK). The intermediate frequency signals are input signals for the diversity combiner.

Forsterkningen fra antennen til mellomfrekvens-signalet er den samme for begge signaler, idet dette er oppnådd ved trimming av apparatet. The amplification from the antenna to the intermediate frequency signal is the same for both signals, as this is achieved by trimming the device.

Inngangssignalene har et så lavt nivå at de lineært arbei-dene kretsene i diversity-kombinatoren er gitt et dynamikk-område på minst 40 dB over inngangssignalenes støynivå. The input signals have such a low level that the linearly working circuits in the diversity combiner are given a dynamic range of at least 40 dB above the noise level of the input signals.

På grunn av fading kan begge inngangssignaler ha forskjellige nivåer og forskjellige fasevinkler. Oppgaven er å sarn-menføre signalene ved hjelp av diversity-kombinatoren til et utgangssignal med et gitt nivå for å mates til en detektor. Due to fading, both input signals can have different levels and different phase angles. The task is to combine the signals using the diversity combiner into an output signal with a given level to be fed to a detector.

For dette formål er kombinatoren innrettet for å omvandle hvert av inngangssignalene til et nytt signal med samme fasevinkel som fasevinkelen til et referansesignal som har samme frekvens. Den faktiske fasevinklen for referansesignalet har ingen betydning. For this purpose, the combiner is arranged to convert each of the input signals into a new signal with the same phase angle as the phase angle of a reference signal having the same frequency. The actual phase angle of the reference signal is irrelevant.

Prinsippet for signalbehandlingen i kombinatoren beskrives først med henvisning til fig. 1. Et inngangssignal S^, The principle of the signal processing in the combiner is first described with reference to fig. 1. An input signal S^,

også kalt S-^av grunner som vil fremgå senere, blir forsterket i en forsterker 1 med begrensning, og mates til en fasefølsom detektor 2, hvor signalets fasevinkel sammen-lignes med et referansesignal på ledningen A. Utgangssignalet ved B har en størrelse som er en funksjon av som er faseforskjellen mellom begge de innmatede vekselspennings-signalene, og i prinsipp er det en likespenning som er adskilt fra mellomfrekvensen, men inneholder andre overlag- also called S-^ for reasons that will become apparent later, is amplified in an amplifier 1 with limitation, and fed to a phase-sensitive detector 2, where the phase angle of the signal is compared with a reference signal on the wire A. The output signal at B has a magnitude which is a function of which is the phase difference between both of the AC voltage signals fed in, and in principle it is a DC voltage that is separated from the intermediate frequency, but contains other superimposed

rede signaler. Forsterkeren 1 og fasedetektoren 2 er sammen-bygget i en integrert krets Z6, her av typen TBA 120S. Kretsen er vanlig og skal derfor ikke beskrives nærmere. ready signals. The amplifier 1 and the phase detector 2 are built together in an integrated circuit Z6, here of the type TBA 120S. The circuit is common and should therefore not be described in more detail.

Et lavpassfilter 3 er innført for filtrering av utgangssig-naler fra fasedetektoren 2. A low-pass filter 3 is introduced for filtering output signals from the phase detector 2.

Det filtrerte utgangssignalet fra fasedetektoren brukes i en modulator Z2 til å modulere det opprinnelige signal S . på mellomfrekvensen slik at utgangssignalet fra modulatoren ved C er en vekselspenning med samme frekvens som mellomfrekvensen, med størrelse cos <p^, og med fasevinkel som er lik fasevinkelen til referansesignalet ved A. Modulatoren er en integrert krets, her av typen MC 1596. Kretsen er vanlig og skal derfor ikke beskrives nærmere. The filtered output signal from the phase detector is used in a modulator Z2 to modulate the original signal S. on the intermediate frequency so that the output signal from the modulator at C is an alternating voltage with the same frequency as the intermediate frequency, with magnitude cos <p^, and with a phase angle equal to the phase angle of the reference signal at A. The modulator is an integrated circuit, here of the type MC 1596. The circuit is common and should therefore not be described in more detail.

For en beskrivelse av virkemåten til fasedetektoren 2 i samvirke med modulatoren Z2, henvises det nå til fig. 2. Utgangspenningen u ved B i fig. 1 avhenger av faseforskjellen p)^, slik det fremgår av diagrammet. For modulatoren Z2 varierer stigningsforholdet, dvs. utgangsstrøm/inngangsspen-ning, målt i Siemens (S), i avhengighet av styrespenningen u slik det fremgår av diagrammet på fig. 3. En kombinasjon av begge diagrammer gir som resultat at stigningsforholdet G for signalet S^ varierer i avhengighet av fasevinkelen For a description of the operation of the phase detector 2 in cooperation with the modulator Z2, reference is now made to fig. 2. The output voltage u at B in fig. 1 depends on the phase difference p)^, as can be seen from the diagram. For the modulator Z2, the slope ratio, i.e. output current/input voltage, measured in Siemens (S), varies depending on the control voltage u as can be seen from the diagram in fig. 3. A combination of both diagrams results in the slope ratio G of the signal S^ varying depending on the phase angle

(J)^, slik det fremgår av diagrammet på fig. 4. Stignings-f orholdet er med god tilnærmelse proposjonalt med cos <p ^ . (J)^, as appears from the diagram in fig. 4. The slope ratio is, to a good approximation, proportional to cos <p ^ .

For at det skal være mulig å gjenskape inngangssignalet S^med uforandret amplitude når informasjonen om dets fasevinkel skal frembæres av likespenningssignalet fra den fase-følsomme detektoren, oppdeles S^i to delsignaler S^, In order for it to be possible to reproduce the input signal S^ with unchanged amplitude when the information about its phase angle is to be presented by the direct voltage signal from the phase-sensitive detector, S^ is divided into two sub-signals S^,

som er lik S^, og s^q>som er fasedreiet 90° i positiv retning av en fasedreier 4, og kalles et kvadratur-signal, se fig. 1. Signalene illustreres i vektordiagrammet på fig. which is equal to S^, and s^q> which is phase turned 90° in the positive direction by a phase turner 4, and is called a quadrature signal, see fig. 1. The signals are illustrated in the vector diagram in fig.

5. Det fasedreiete signalet behandles i en fasedetek-tor Z7 og en modulator Z3, som er identiske med de ovenfor beskrevne enhetene Z6 og Z2. Delsignalene summeres etter be-handlingen ved D i fig. 1, hvor sum-signalet kan kalles S^<1>.Her gjelder således følgende sammenheng: 5. The phase-rotated signal is processed in a phase detector Z7 and a modulator Z3, which are identical to the units Z6 and Z2 described above. The sub-signals are summed after the treatment at D in fig. 1, where the sum signal can be called S^<1>. The following relationship thus applies here:

Ved vektor-summasjon av begge bidrag til ', se fig. 6, og ettersom størrelsene av S^^ og S, begge er lik stør-relsen av S^, oppstår en sum-vektor med størrelse og med fasevinkel som faller sammen med fasevinkelen til refereransespenningen. For vector summation of both contributions to ', see fig. 6, and since the magnitudes of S^^ and S, are both equal to the magnitude of S^, a sum vector occurs with a magnitude and with a phase angle that coincides with the phase angle of the reference voltage.

Det andre signalet S£behandles på nøyaktig samme måte i for det innrettet kretser, slik at en sum-vektor, S^' dannes fra den på følgende måte: The second signal S£ is processed in exactly the same way in the for the designed circuits, so that a sum vector, S^' is formed from it in the following way:

S2' har størrelse lik og har en fasevinkel som likeledes faller sammen med fasevinkelen til referansespenningen. S2' has the same size and has a phase angle that also coincides with the phase angle of the reference voltage.

Signalspenningene har nå samme fase, og adderes i en addi-sjonsforsterker Z8. Sum-signalet ved E i fig. 1, som inneholder hele den frekvensmodulasjonen som inngangssignalene S-^ og S2inneholdt, mates ut fra diversity-kombinatoren The signal voltages now have the same phase, and are added in an addition amplifier Z8. The sum signal at E in fig. 1, which contains the entire frequency modulation that the input signals S-^ and S2 contained, is fed out from the diversity combiner

for å behandles i en etterfølgende frekvensdetektor 5. Sluttforsterkeren i Z8 for sum-signalet er begrensende, slik at utgangssignalet har et konstant og temmelig høyt nivå. to be processed in a subsequent frequency detector 5. The final amplifier in Z8 for the sum signal is limiting, so that the output signal has a constant and rather high level.

Det er typisk for den her beskrevne diversity-kombinatoren at referansespenningene som brukes i alle de fase-følsomme detektorene Z6, Z7, Z9 og Z10 hentes fra utgangsspenningen ved E, dvs. de er tilbakekoplet. Ved at man har unngått en spesiell oscillator for frembringelse av en referansespen- ning med samme frekvens som inngangssignalene, er det gjort mulig å unngå falske signaler som vanligvis ellers ville forekomme når en vekselspenning fra en spesiell oscillator blandes med inngangssignalene. Det at referansespenningene inneholder samme frekvensmodulasjon som inngangssignalene, medfører i dette apparatet i samsvar med oppfinnelsen, at signalene som mates ut fra detektorene Z6, Z7, Z9 og Z10 ikke inneholder noen frekvensmodulasjon, siden modulasjonen i begge spenningene som er matet inn har utlignet hverandre. It is typical for the diversity combiner described here that the reference voltages used in all the phase-sensitive detectors Z6, Z7, Z9 and Z10 are obtained from the output voltage at E, i.e. they are fed back. By avoiding a special oscillator for generating a reference voltage with the same frequency as the input signals, it has been made possible to avoid false signals that would normally otherwise occur when an alternating voltage from a special oscillator is mixed with the input signals. The fact that the reference voltages contain the same frequency modulation as the input signals means in this device, in accordance with the invention, that the signals fed out from the detectors Z6, Z7, Z9 and Z10 do not contain any frequency modulation, since the modulation in both voltages which are fed in have equalized each other.

Det kan nevnes at tilbakekoplingskretsen for referansespenningen har en båndbredde på 3kH, i det vesentlige bestemt av lavpass-filtrene 3 osv. It may be mentioned that the feedback circuit for the reference voltage has a bandwidth of 3kH, essentially determined by the low-pass filters 3 etc.

Utførelsen av diversity-kombinatoren er vist i detalj i kop-lingsskjemaet på fig. 7. Betegnelsene for de integrerte kretsene er de samme i diagrammet som i fig. 1. Buffering og fasedreiing 90° av inngangssignalene og S2utføres av N-P-N-transistorene V5, V6 og svingekretsene L1C2 og L.2C4, som er avstemt etter inngangssignalenes bæref rek vens. Det fasedreide delsignalet S og det ikke-fasedreide delsignalet S, . mates til forsterkerinngangen på begrensere, til inngang 14 på Z6 osv., og på balanserte modulatorer, til inngang 1 på Z2 osv. The design of the diversity combiner is shown in detail in the circuit diagram in fig. 7. The designations for the integrated circuits are the same in the diagram as in fig. 1. Buffering and phase rotation 90° of the input signals and S2 is performed by the N-P-N transistors V5, V6 and the oscillator circuits L1C2 and L.2C4, which are tuned to the carrier frequency of the input signals. The phase-shifted sub-signal S and the non-phase-shifted sub-signal S, . fed to the amplifier input on limiters, to input 14 on Z6 etc., and on balanced modulators, to input 1 on Z2 etc.

Det samførte utgangssignalet fra diversity-kombinatoren dannes ved å kople signalet C fra utgangene 6 på de fire balanserte modulatorene Z2-Z5 til en felles belastning, den avstemte kretsen L3C46. Det kombinerte signalet begrenses i Z8 og utmates som det balanserte signalet E på utgangene 6 og 10, og tilbakekoples som referansesignalet A til inngang-ene 7 og 9 på de fire fasedetektorene Z6, 7, 9, 10. Det ut-matede signalet for modulering fremkommer på utgangen 8. Motstandene R35 osv. bestemmer utgangssignalets nivå. RC-filteret C15R21C27 osv. , som tilsvarer lavpassfilteret 3 på fig. 1, er innsatt for å filtrere bort radiofrekvens og fastlegge styrekretsens båndbredde til ca. 3kHz. The combined output signal from the diversity combiner is formed by connecting the signal C from the outputs 6 of the four balanced modulators Z2-Z5 to a common load, the tuned circuit L3C46. The combined signal is limited in Z8 and output as the balanced signal E on the outputs 6 and 10, and fed back as the reference signal A to the inputs 7 and 9 of the four phase detectors Z6, 7, 9, 10. The output signal for modulation appears at output 8. The resistors R35 etc. determine the level of the output signal. The RC filter C15R21C27 etc., which corresponds to the low-pass filter 3 in fig. 1, is inserted to filter out radio frequency and set the control circuit's bandwidth to approx. 3 kHz.

Det modulerende signalet B mates til inngangen 7 på Z2 osv. En forspenning hentes fra potensiometeret R66 og tilføres til balanserings-inngangen 8. Forspenningen oppnås ved at forsyningsstrømmen til Z6-Z10 går gjennom motstanden R48. Forsyningsstrømmen varierer med apparatets temperatur, og dermed varierer også forspenningen på inngangen 8, hvilket medfører en viss grad av kompensering for temperaturendring-en . The modulating signal B is fed to the input 7 of Z2, etc. A bias is taken from the potentiometer R66 and supplied to the balancing input 8. The bias is obtained by the supply current to Z6-Z10 passing through the resistor R48. The supply current varies with the device's temperature, and thus the bias voltage on the input 8 also varies, which entails a certain degree of compensation for the temperature change.

Forspenning til forsterkertrinnene i Z2-Z5 oppnås ved spen-ningsdeling i R17R18. Begrenserne har innebygde forspen-nings-kretser. Bias for the amplifier stages in Z2-Z5 is achieved by voltage division in R17R18. The limiters have built-in bias circuits.

Nødvendige forspenninger for modulatorinngangene på Z2-Z5 oppnås ved å mate disse med + 11 volt. Begrenserne mates med +8 volt. Necessary bias voltages for the modulator inputs on Z2-Z5 are obtained by feeding these with + 11 volts. The limiters are fed with +8 volts.

Forsterkeren Z8, som her også er av typen TBA 120S, inneholder en overflødig detektor, som brukes som frekvensdetektor for utgangssignalet E fra diversity-kombinatoren. Kvadratur-referansespenningen for denne detektoren oppnås fra den avstemte kretsen L4C40. Det demodulerte signalet fremkommer på utgangen 8. The amplifier Z8, which here is also of the type TBA 120S, contains a redundant detector, which is used as a frequency detector for the output signal E from the diversity combiner. The quadrature reference voltage for this detector is obtained from the tuned circuit L4C40. The demodulated signal appears at output 8.

Claims

1. Diversity combinator for summation before detection of two or more received radio signals with defined carrier waves of the same frequency, which combinator comprises section for each of the radio signals (S^ ; $ 2^' a phase-sensitive detector (2), controlled by a reference signal (A) which is common to all the detectors and with an output signal ^B} containing information about the phase angle of the radio signal, and a device (Z2-Z5) controlled by the output signal from the associated the phase-sensitive detector (2) for converting the radio signal into an alternating voltage signal (C) with the same phase angle as that of the reference signal (A), and for all the radio signals together, an addition unit (Z8) for summing the in-phase alternating voltage signals from all the devices for transformation (Z2-Z5) into a sum signal (E), in which the received radio signals are summed, whereby the sum signal (E) is connected to the control inputs of the phase-sensitive detectors (2) to act as the common reference signal for all detectors, characterized in that the devices for transformation (Z2-Z5) are modulators designed for control using the output signal from the associated phase-sensitive detector (2), which signal has a frequency equal to 0 and is DC-coupled to the modulator's modulation input.

2. Combiner as stated in claim 1, characterized in that a phase turner (4) for each of the radio signals is arranged in front of the phase-sensitive detector (2) for dividing the radio signals into one sub-signal (S-^ ; S2^ ) in the form of an in-phase signal and a partial signal (S^ ; S2q^ ^ f° rm of a quadrature signal.