NO851323L

NO851323L - METHOD AND DEVICE FOR AA DETERMINE A TRIANGLE-MACHINE FLUFF VECTOR OUT OF STATOR CURRENT AND STATOR VOLTAGE, AND THEIR USE.

Info

Publication number: NO851323L
Application number: NO851323A
Authority: NO
Inventors: Felix Blaschke
Original assignee: Siemens Ag
Priority date: 1984-05-18
Filing date: 1985-04-01
Publication date: 1985-11-19
Also published as: JPS60256074A; ZA853733B; CA1226330A

Description

Oppfinnelsen går ut på en fremgangsmåte som skal tjene til å bestemme en dreiefeltmaskins fluksvektor ut fra stator-strøm og statorspenning og oppviser de trekk som er angitt i innledningen til patentkrav 1. Videre angår oppfinnelsen en anordning til gjennomførelse av fremgangsmåten såvel som en anvendelse. The invention concerns a method which will serve to determine a rotating field machine's flux vector based on stator current and stator voltage and exhibits the features stated in the introduction to patent claim 1. Furthermore, the invention relates to a device for carrying out the method as well as an application.

En fremgangsmåte som nevnt ovenfor er ved en anordning som fremgår av DE-OS 30 26 202, benyttet for feltorientert drift av en omretter-matet dreiefeltmaskin. Ved feltorien-teringen blir fluksvektorens stilling bestemt og omretteren som mater maskinen, styrt slik i avhengighet av fluksvektorens stilling at den med fluksen parallelle komponent av stator-strømmen og den komponent av denne som står loddrett på fluken, kan påvirkes uavhengig av hverandre. Via styringen av den med fluksen parallelle statorstrømkomponent (magneti-ser ingsstrømmen) er det mulig å innstille en på forhånd gitt verdi for størrelsen av fluksen, mens den på fluksen loddrette strømkomponent (arbeidsstrøm) da inngår lineært i dreiemomentet og kan anvendes direkte til avkoblet styring av omdreinings-tall eller dreiemoment. A method as mentioned above is with a device that appears in DE-OS 30 26 202, used for field-oriented operation of an inverter-fed rotating field machine. During the field orientation, the position of the flux vector is determined and the inverter that feeds the machine is controlled in such a way, depending on the position of the flux vector, that the component of the stator current parallel to the flux and the component of this which is perpendicular to the flux can be influenced independently of each other. Via the control of the stator current component parallel to the flux (the magnetizing current), it is possible to set a previously given value for the size of the flux, while the current component perpendicular to the flux (working current) is then included linearly in the torque and can be used directly for decoupled control of revolutions or torque.

For denne feltorientering er det imidlertid nødvendig However, for this field orientation it is necessary

å kjenne fluksens stilling. I den forbindelse er det gunstig ikke å måle fluksen direkte via Hall-sonder, men å beregne den ut fra elektriske størrelser ved hjelp av en regnemodell-kobling. Den enkleste mulighet i så måte er en såkalt "spenningsmodell" som bestemmer den induserte emk ut fra motorens inngangsspenninger ved fradrag av det ohmske statorspennings-fall og de induktive spredninger. Fluksen fås da som integral av den elektromotoriske kraft. to know the position of the flux. In this connection, it is advantageous not to measure the flux directly via Hall probes, but to calculate it based on electrical quantities using a calculation model connection. The simplest option in this regard is a so-called "voltage model" which determines the induced emf from the motor's input voltages by subtracting the ohmic stator voltage drop and the inductive spreads. The flux is then obtained as an integral of the electromotive force.

Til å representere maskinstrømmer, maskinspenninger, To represent machine currents, machine voltages,

emk og fluks kan der anvendes plane vektorer, hver med to bestemmelsesstørrelser, f.eks. deres kartesiske eller polare komponenter i et koordinatsystem som kan være stasjonært (altså statororientert eller "romfast") eller rotere med rotorakselen ("rotororientert") eller feltaksen ("feltorientert"). For den nevnte "spenningsmodell" er det enklest å betrakte vektorene i det statororienterte kartesiske koordinat- emf and flux, planar vectors can be used there, each with two determining quantities, e.g. their Cartesian or polar components in a coordinate system which may be stationary (thus stator-oriented or "space-fixed") or rotating with the rotor axis ("rotor-oriented") or the field axis ("field-oriented"). For the aforementioned "voltage model", it is easiest to consider the vectors in the stator-oriented Cartesian coordinate

system, da det til dette bare behøves f.eks. ved en trefaset maskin ut fra spenningene og strømmene i de tre 120° for-skjøvne faser ved hjelp av en "3/2"-koordinatomformer å danne de tilsvarende kartesiske, romfaste komponenter (slike "statororienterte" vektorkomponenter er herkarakterisertmed in-deksene s1 og s2) av den tilsvarende statorstrømvektor i og statorspenningsvektor u , hvorved vektoren eg av den elektromotoriske kraft da under hensyntagen til statormotstanden system, as this only requires e.g. in the case of a three-phase machine from the voltages and currents in the three 120° shifted phases using a "3/2" coordinate converter to form the corresponding Cartesian, spatially fixed components (such "stator-oriented" vector components are here characterized with the indices s1 and s2) of the corresponding stator current vector i and stator voltage vector u , whereby the vector eg of the electromotive force then taking into account the stator resistance

s o etc

r og spredningsinduktiviteten 9., lar seg beregne ved komponentvis addisjon i henhold til uttrykket: r and the dissipation inductance 9., can be calculated by component-wise addition according to the expression:

De kartesiske statororienterte komponenter av fluksvektoren V_ fås da som integral av de respektive komponenter av emk-vektoren. I et koordinatsystem som roterer med fluksvektoren og har feltparallell koordinatakse cp 1 og på feltet loddrett koordinatakse cp2/ har emk-vektoren de "feltorienterte" komponenter e .j og e^f og i den fysikalske vektorrelasjon 1.~/'£åt opptrer der da ifølge The Cartesian stator-oriented components of the flux vector V_ are then obtained as an integral of the respective components of the emf vector. In a coordinate system that rotates with the flux vector and has field-parallel coordinate axis cp 1 and on the field vertical coordinate axis cp2/ the emf vector has the "field-oriented" components e .j and e^f and in the physical vector relation 1.~/'£åt appears there then according to

en rotatorisk komponent som er tilordnet fluksfrekvensen cps (dvs. den deriverte av vinkelen cpg mellom aksene cp^og s1). Spenningsmodellen drives derfor til stadighet statororientert. a rotatory component assigned to the flux frequency cps (ie the derivative of the angle cpg between the axes cp^ and s1). The voltage model is therefore always operated in stator orientation.

De åpne integratorer som behøves for emk-integrasjonen er tilbøyelige til å "skeie ut" og må stabiliseres, f.eks. via en nullpunktregulator beliggende i integratorens tilbakefør ingsledning . Med integratorenes nullpunktavdrift blir imidlertid ved lave driftsfrekvenser også de tilsvarende langsomme endringer av flukskomponentene undertrykket. Dessuten The open integrators needed for the emf integration are prone to "skew out" and must be stabilized, e.g. via a zero point regulator located in the integrator's feedback line. With the zero-point drift of the integrators, however, at low operating frequencies, the correspondingly slow changes of the flux components are also suppressed. Furthermore

oppstår der i stasjonær drift en vinkelfeil som likeledes fremfor alt gjør seg gjeldende ved lave frekvenser, og som fører til en forstyrrende feilorientering dersom ønskeverdiene for statorstrømmen på forhånd er gitt i feltorientert form. there arises in stationary operation an angle error which is likewise primarily felt at low frequencies, and which leads to a disturbing misorientation if the desired values for the stator current are given in advance in field-oriented form.

På den annen side utmerker denne spenningsmodell seg ved On the other hand, this tension model excels at

god dynamikk. good dynamics.

Det er imidlertid også mulig å bestemme modellverdien However, it is also possible to determine the model value

for maskinfluksen ut fra maskinstrømmene (dvs. statorstrøm-vektoren i_ og - i tilfellet av en synkronmaskin - også magne-5 e for the machine flux based on the machine currents (i.e. the stator current vector i_ and - in the case of a synchronous machine - also the magnet-5 e

ti ser ingsstrømmen i ) og den malte rotorstilling X eller ten sees the ing current i ) and the painted rotor position X or

- hva som ofte er gunstig i måleteknisk henseende - rotoromdreiningstallet X<*>. Denne "strømmodel 1" gjengir på elektronisk vei de prosesser som opptrer i maskinen, forsåvidt de fører til utforming av fluksen. For denne strømmodell er det gunstig å anvende et feltorientert koordinatsystem hvor rotortidskonstanten tas i betraktning som tidskonstant for et glatteledd og strømmodellen danner en modell-fluksfrekvens ut fra hvilken det så er mulig å danne fluksvinkelen ved integrasjon. - what is often favorable in terms of measuring technology - the rotor speed X<*>. This "current model 1" reproduces electronically the processes that occur in the machine, provided that they lead to the design of the flux. For this current model, it is advantageous to use a field-oriented coordinate system where the rotor time constant is taken into account as the time constant for a smooth joint and the current model forms a model flux frequency from which it is then possible to form the flux angle by integration.

Omregningen fra ett koordinatsystem til et annet som The conversion from one coordinate system to another as

er dreiet en på forhånd gitt vinkel, skjer ved at de tilsvarende komponenter av den vektor som skal transformeres, tilføres et såkalt "vektordreieledd" ved hvis vinkel inngang der påtryk-kes et tilsvarende vinkelsignal, f.eks. sinus og cosinus til dreievinkelen. if the rotation is a pre-given angle, the corresponding components of the vector to be transformed are supplied to a so-called "vector rotation joint" at whose angle input a corresponding angle signal is applied, e.g. sine and cosine of the angle of rotation.

Ved strømmodellen er det nødvendig å innstille mest mulig nøyaktige modellparametre for maskinparametrene, idet f.eks. temperaturbetingede endringer i rotormotstand både ved stasjonære og ved dynamiske prosesser fører til forfalsk-ninger av modellfluksen. For høyere driftsfrekvenser er derfor spenningsmodellen å foretrekke, mens strømmodellen ved lave driftsfrekvenser til tross for mulige stasjonære unøyaktigheter fører til en bedre modellverdi for fluksen. With the current model, it is necessary to set the most accurate model parameters possible for the machine parameters, as e.g. temperature-related changes in rotor resistance in both stationary and dynamic processes lead to falsifications of the model flux. For higher operating frequencies, the voltage model is therefore preferable, while at low operating frequencies, despite possible stationary inaccuracies, the current model leads to a better model value for the flux.

I den nevnte DE-OS 30 26 202.3 er der derfor gitt anvisning på en kombinasjon av de to modeller. I samsvar med spenningsmodellen blir der ut fra maskinstrømmene og maskin-spenningene dannet to komponenter av en modell-emk-vektor eg(u) som er tilordnet spenningsmodellen, og ut fra disse komponenter dannes så komponentene av den fluksvektor (u) som er tilordnet denne spenningsmodell. Koblingen arbeider i den forbindelse statororientert og inneholder for dannelsen av fluksen en integrator for hver kartesisk emk-komponent. In the aforementioned DE-OS 30 26 202.3 instructions are therefore given for a combination of the two models. In accordance with the voltage model, two components of a model emf vector eg(u) assigned to the voltage model are formed from the machine currents and machine voltages, and from these components the components of the flux vector (u) assigned to this are formed stress model. In this connection, the coupling works stator-oriented and contains an integrator for each Cartesian emf component for the formation of the flux.

For stabilisering av disse integratorer blir en og en komponent av denne fluksvektor i en tilbakeføringsledning påkoblet en regulator hvis utgangssignal er påkoblet integratorinngangen som korreksjonsstørrelse til korreksjon av den tilsvarende komponent av modell-emk-vektoren. Denne regulators ønskeverdiinngang får i den forbindelse tilført som ledestørr-else _T* den tilsvarende komponent av en modellfluksvektor dannet i strømmodellen ut fra statorstrømmen og rotorstillingen For stabilization of these integrators, each component of this flux vector is connected in a feedback line to a regulator whose output signal is connected to the integrator input as a correction quantity to correct the corresponding component of the model emf vector. In this connection, this controller's desired value input receives as control variable _T* the corresponding component of a model flux vector formed in the current model based on the stator current and the rotor position

X. X.

Regulatorene får altså ved sine innganger tilført de kartesiske romfaste komponenter av di f f eransevektoren (u) - _¥* og leverer de kartesiske romfaste komponenter av en korreksjonsvektor hvis påkobling på spenningsmodellen fører til utregulering av en midlere di fferansevektor. Derved blir det oppnådd at spenningsmodellen i det minste med hensyn til sin stasjonære funksjon blir ført etter strømmodellen slik at dennes gode dynamikk blir bibeholdt, men man samtidig får utnyttet strømmodellens bedre stasjonære fluksbestemmelse ved lave frekvenser. The regulators thus receive at their inputs the Cartesian spatially fixed components of the difference vector (u) - _¥* and deliver the Cartesian spatially fixed components of a correction vector whose connection to the voltage model leads to the regulation of a mean difference vector. Thereby, it is achieved that the voltage model, at least with regard to its stationary function, follows the current model so that its good dynamics are maintained, but at the same time the current model's better stationary flux determination at low frequencies is utilized.

Utgangsverdiene fra de to kjente korreksjonsregulatorer utgjør de kartesiske statororienterte komponenter av en korreksjonsvektor som i det vesentlige roterer med frekvensen av vektoren . Regulatorene må altså stadig behandle veksel-størrelser, noe som kan være uheldig ikke bare ved høye driftsfrekvenser, og som særlig byr på vanskeligheter når fremgangsmåten skal gjennomføres med en mikroprosessor. The output values from the two known correction regulators constitute the Cartesian stator-oriented components of a correction vector which essentially rotates with the frequency of the vector. The regulators therefore have to constantly process variable quantities, which can be unfortunate not only at high operating frequencies, and which particularly presents difficulties when the procedure is to be carried out with a microprocessor.

Oppfinnelsens oppgave er derfor å skaffe en annen mulighet for å bestemme en dreiefeltmaskins fluksvektor. The task of the invention is therefore to provide another possibility for determining a rotating field machine's flux vector.

Denne oppgave blir løst ved en fremgangsmåte med de særtrekk som er angitt i patentkrav 1 og/eller 2. En gunstig anordning til gjennomførelse av fremgangsmåten er angitt i krav 17. De uselvstendige patentkrav gjelder ytterligere gunstige realisasjonsformer for oppfinnelsen. This task is solved by a method with the special features specified in patent claims 1 and/or 2. A favorable device for carrying out the method is specified in claim 17. The non-independent patent claims apply to further favorable forms of realization of the invention.

Når det gjelder den foreliggende oppfinnelse, tar man likeledes til utgangspunkt at dreiefeltmaskinens emk-vektor først dannes ut fra spenning og strøm ved hjelp av en emk-detektor og den oppnådde emk-vektor så modifiseres ved hjelp av et tilbakeføringssignal avledet fra den utledede fluksvektor, for ved integrasjon av den modifiserte emk-vektor å danne den ønskede fluksvektor. As far as the present invention is concerned, it is likewise taken as a starting point that the rotating field machine's emf vector is first formed from voltage and current using an emf detector and the obtained emf vector is then modified using a feedback signal derived from the derived flux vector, for by integration of the modified emf vector to form the desired flux vector.

Ved to prinsipielle utførelsesformer går man for modi-fikasjon av emk-vektoren ut fra et roterende ortogonalt koordinatsystem, hvori emk-komponentene behandles videre. Da den ene koordinatakse i den forbindelse når alt kommer til alt peker i fluksvektorens retning, slik det vil bli påvist, oppviser den transformerte emk-vektor således de ortogonale komponenter e ^ og eCp2' Flu^svektoren blir så dannet ut fra denne modifiserte emk ved en spesiell integrasjonsmetode. In two principal embodiments, modification of the emf vector is based on a rotating orthogonal coordinate system, in which the emf components are processed further. Since the one coordinate axis in that connection after all points in the direction of the flux vector, as will be demonstrated, the transformed emf vector thus exhibits the orthogonal components e ^ and eCp2' The flux vector is then formed from this modified emf by a special integration method.

For å anskueliggjøre denne fremgangsmåte viser fig. To illustrate this method, fig.

1 en reguleringssløyfe med en operasjonsforsterker 1 som 1 a control loop with an operational amplifier 1 which

er oppbygget som meget hurtigvirkende regulator, og hvis ut-gangsstørrelse z via en tilbakekoblingssløyfe er påkoblet med forsterkningsfaktoren y for regulatorens inngangsstørrelse x. Betegnes forsterkningen i den åpne integrasjonsforsterker 1 med V, fås for denne kobling den matematiske struktur som er vist ved siden av den. For denne gjelder: is structured as a very fast-acting regulator, and whose output quantity z is connected via a feedback loop with the amplification factor y for the regulator's input quantity x. If the gain in the open integration amplifier 1 is denoted by V, the mathematical structure shown next to it is obtained for this connection. For this applies:

Ved tilstrekkelig stor forsterkning fås dermed With a sufficiently large amplification, this is obtained

altså alt i alt en divisjon, som likeledes anskueliggjort på f ig. 1 . thus all in all a division, which is also visualized in fig. 1.

Fig. 2 viser en kobling til dannelse av flukskomponentene ^cp1 ' ^cp2 ^ et referansesystem som roterer med en (i første omgang vilkårlig) frekvens cpg, og et vinkelsignal som fastlegger den respektive momentane dreievinkel mellom det romfaste koordinatsystem (akser sj , s_2) og det roterende koordinatsystem (cp_1 , cp_2), blir dannet ut fra et tilsvarende frekvenssignal Fig. 2 shows a connection to form the flux components ^cp1 ' ^cp2 ^ a reference system which rotates with an (initially arbitrary) frequency cpg, and an angle signal which determines the respective instantaneous angle of rotation between the spatially fixed coordinate system (axes sj , s_2) and the rotating coordinate system (cp_1 , cp_2) is formed from a corresponding frequency signal

cp ved hjelp av en integrator 2. Ved hjelp av vinkelen cp danner et vinkeldreieledd 3 ut fra de statororienterte emk-komponenter eg2de transformerte komponenter e ^, cp with the help of an integrator 2. With the help of the angle cp, an angular pivot joint 3 forms from the stator-oriented emf components eg2 the transformed components e ^,

og i den forbindelse er det særlig gunstig ut fra vinkelen cps ved hjelp av en vinkelfunksjonsgiver 4 å danne vinkelfunk-sjonene cos cpg, sin cpg, altså de sta toror ienterte kartesiske komponenter av en tilsvarende enhetsvektor cp_g og føre dem til vinkeldreieleddet 3 som tilsvarende dreievinkel-signalpar, så vektordreieleddet 3 bare får å utføre noen få enkle algebra-iske operasjoner. and in that connection, it is particularly advantageous from the angle cps with the help of an angle function generator 4 to form the angle functions cos cpg, sin cpg, i.e. the stationary cartesian components of a corresponding unit vector cp_g and feed them to the angle rotary joint 3 as the corresponding angle of rotation -signal pair, so the vector rotary joint 3 only has to perform a few simple algebraic operations.

For å komme fra emk til fluks er det nå i og for seg To get from emf to flux is now in and of itself

ikke nok bare å integrere de transformerte komponenter e^, e - (integratorer 5, 6). Isteden må i samsvar medRden allerede nevnte vektorrelasjon de rotatoriske komponenter e^ = not enough just to integrate the transformed components e^, e - (integrators 5, 6). Instead, in accordance with R, the already mentioned vector relation, the rotatory components e^ =

cp . ¥ og e<R>„ = -cp . V tilføres disse integratorer. Fig. cp. ¥ and e<R>„ = -cp . V is supplied to these integrators. Fig.

2 viser de tilsvarende tilbakeføringssløyfer med multiplikasjonsledd 7 og 8. Det roterende koordinatsystem blir nå feltorientert dersom koordinataksen cp_^virkelig peker i f luksvektorens retning. Da angir e ^ og e^ de feltorienterte emk-komponenter, og følgende relasjoner gjelder 2 shows the corresponding feedback loops with multiplication terms 7 and 8. The rotating coordinate system now becomes field oriented if the coordinate axis cp_^ really points in the direction of the flux vector. Then e ^ and e^ denote the field-oriented emf components, and the following relations apply

Dette blir oppnådd idet en nullpunktregulator 9 som arbeider meget raskt, foreskriver frekvensen cpg ved utregulering av komponenten F:"-9- 2 angir således hvorledes emk-vektoren i det feltorienterte koordinatsystem blir å integrere under hensyntagen til de rotatoriske komponenter. This is achieved as a zero-point regulator 9, which works very quickly, prescribes the frequency cpg by regulating out the component F:"-9- 2 thus indicates how the emf vector in the field-oriented coordinate system is to be integrated taking into account the rotary components.

Da den hurtigvirkende regulator 9 imidlertid stadig Then the fast-acting regulator 9, however, constantly

skal frembringe relasjonen ¥ 2 = 0 hurtigst mulig, kan multi-plikasjonsleddet 7 på fig. 2 falle bort. Det fører til den kobling som er vist på fig. 3, og hvor en og en vektor som er gitt ved sine kartesiske komponenter, er vist ved en dob-beltpil svarende til de to signalledninger for dens kartesiske komponenter. must produce the relation ¥ 2 = 0 as quickly as possible, the multiplication term 7 in fig. 2 fall away. This leads to the connection shown in fig. 3, and where each vector given by its Cartesian components is shown by a double arrow corresponding to the two signal lines for its Cartesian components.

For de deler som er overtatt fra fig. 2, er samme hen-visningsbetegnelser benyttet. Man ser nå ut fra denne figur at der ved tilstrekkelig stor forsterkning av den byggegruppe som består av integratoren 6 og den meget raske regulator 9 fremkommer en struktur som allerede behandlet i forbindelse med fig. 1 hvor elementene 6, 8 og 9 på fig. 3 resp. elementene 6-9 på fig. 2 kan erstattes med et enkelt divisjonsledd 11 (fig. 4). For the parts taken over from fig. 2, the same reference designations are used. It can now be seen from this figure that with a sufficiently large reinforcement of the construction group consisting of the integrator 6 and the very fast regulator 9, a structure that has already been treated in connection with fig. 1 where the elements 6, 8 and 9 in fig. 3 or elements 6-9 in fig. 2 can be replaced with a single division link 11 (fig. 4).

Man kommer dermed til en fremgangsmåte hvor der dannes et signal (cpg) som fastlegger et roterende ortogonalt koordinatsystem (cp 1 , cp2) og hvormed det med en emk-vektor eg som ved hjelp av en emk-detektor er fastlagt i et statororientert koordinatsystem, blir transformert til et roterende koordinatsystem (vektordreieledd 3). Emk-vektorens feltorienterte komponenter e^ og e^2representerer således den modifiserte emk-vektor. One thus arrives at a method where a signal (cpg) is formed which determines a rotating orthogonal coordinate system (cp 1 , cp2) and with which, with an emf vector eg which is determined by means of an emf detector in a stator-oriented coordinate system, is transformed into a rotating coordinate system (vector pivot 3). The emf vector's field-oriented components e^ and e^2 thus represent the modified emf vector.

Verdien | av fluksvektoren blir nå dannet ved integrasjon av den første modifiserte emk-komponent e^(integrator 5). Ut fra kvotienten e -/^ dannes fluksvektorens frekvens The value | of the flux vector is now formed by integration of the first modified emf component e^ (integrator 5). The frequency of the flux vector is formed from the quotient e -/^

5). e 5). e

cps (divis jonsledd 11). Ved integrasjon av denne frekvens (integrator 2) fås tilbakeføringssignalet cpg som samtidig fastlegger det roterende koordinatsystems dreievinkel og fluksvektorens retning. Dermed er allerede fluksvektorens statororienterte polare komponenter bestemt. cps (division section 11). By integrating this frequency (integrator 2), the return signal cpg is obtained which simultaneously determines the rotation angle of the rotating coordinate system and the direction of the flux vector. Thus, the stator-oriented polar components of the flux vector are already determined.

Fig. 5 viser nå hvorledes denne metode kan innlemmes Fig. 5 now shows how this method can be incorporated

i den feltorienterte styring av en dreiefeltmaskin 21, i dette tilfelle en asynkronmaskin, som mates av en omretter 20. Ved hjelp av 3/2-koordinatomformere 22, 23 dannes ut in the field-oriented control of a rotating field machine 21, in this case an asynchronous machine, which is fed by an inverter 20. With the help of 3/2 coordinate converters 22, 23 are formed

fra måleverdier for strøm og spenning de tilsvarende statororienterte vektorer i_ og u , og ut fra disse danner emk-detektoren 24 så den statororienterte emk-vektor —e s . Dette blir ifølge fig. 5 oppnådd ved at vektoren r . i_ for det ohmske spenningsfall og vektoren £ • di^/dt for sprednings-spenningsfallet blir dannet ved hjelp av multiplikasjonsledd 25, 26 og et differensieringsledd 27 og blir subtrahert fra spenningsvektoren på addisjonssteder 28 og 29. from measured values for current and voltage the corresponding stator-oriented vectors i_ and u , and from these the emf detector 24 then forms the stator-oriented emf vector —e s . According to fig. 5 obtained by the vector r . i_ for the ohmic voltage drop and the vector £ • di^/dt for the dispersion voltage drop are formed by means of multiplication terms 25, 26 and a differentiation term 27 and are subtracted from the voltage vector at addition locations 28 and 29.

Vektordreieleddet 3, den av elementene 2, 5 og 11 be-stående koblingsgruppe 30 og vinkel funksjonsgeneratoren 4 danner ut fra resultatet fluksverdien |¥_ | og de kartesiske statororienterte komponenter av enhetsvektoren £g som peker The vector rotary joint 3, the coupling group 30 consisting of the elements 2, 5 and 11 and the angle function generator 4 form from the result the flux value |¥_ | and the Cartesian stator-oriented components of the unit vector £g which point

"i fluksvektorens retning. I det feltorienterte koordinatsystem får man å sette 1^ I = y og Y^ = 0, og i det statororienterte koordinatsystem fremkommer de polare flukskomponenter "in the direction of the flux vector. In the field-oriented coordinate system one can set 1^ I = y and Y^ = 0, and in the stator-oriented coordinate system the polar flux components appear

'—cp' = ^ ol3 cp resP-ve<3 multiplikasjon av enhetsvektor-komponentene med fluksverdien ¥ de statororienterte kartesiske komponenter ¥ . = ¥•cos cp og ¥ = Y-sin cp av vektoren Y = Y-cp . '—cp' = ^ ol3 cp resP-ve<3 multiplication of the unit vector components by the flux value ¥ the stator-oriented Cartesian components ¥ . = ¥•cos cp and ¥ = Y-sin cp of the vector Y = Y-cp .

Dermed står den nødvendige informasjon om dreiefeltmaskinens fluks til rådighet for den feltorienterte drift av dreiefeltmaskinen. Ved en slik feltorientert drift kan der f.eks. være anordnet en omdreiningstallregulering (om-dreiningstallregulator 31) som innregulerer omdreiningstallet X*, dvs. derivatet av den av en dreievinkelgiver 32 leverte dreievinkel, til en tilsvarende ønskeverdi X<*>. Utgangssignalet fra omdreiningstallregulatoren 31 leverer så ønskeverdien for det moment som maskinen må prestere for å opprettholde omdreiningstallet,. resp. den dermed proporsjonale ønske-virke- Thus, the necessary information about the turning field machine's flux is available for the field-oriented operation of the turning field machine. In such a field-oriented operation, there can e.g. be arranged a speed control (speed controller 31) which regulates the speed X*, i.e. the derivative of the angle of rotation supplied by a rotation angle encoder 32, to a corresponding desired value X<*>. The output signal from the rpm regulator 31 then delivers the desired value for the torque that the machine must perform to maintain the rpm. respectively the thus proportional desire-effect-

* *

strøm i' Ved "virkestrøm" forstås i den forbindelse den cp2 komponent av statorstrømmen som står loddrett på fluksen og dermed gir dreiemomentet. Føringsstørrelsen for denne virkestrøm kan selvsagt også foreskrives ved hjelp av en dreiemomentstyring eller -regulering eller også på annen måte. current i' By "active current" is understood in this connection the cp2 component of the stator current which is perpendicular to the flux and thus provides the torque. The lead size for this operating current can of course also be prescribed by means of a torque control or regulation or in another way.

På fig. 5 er der ennvidere ved en fluksvinkelregulator In fig. 5 is also there by a flux angle regulator

33 antydet at dreiefeltmaskinens fluks kan reguleres på en på forhånd gitt ønskeverdi |¥|<*>. Utgangssignalet fra denne fluksregulator 33 paratstiller da føringsstørrelsen i ^ for "magnetiseringsstrømmen", dvs. den med fluksen parallelle komponent av statorstrømmen. Ofte gir man riktignok avkall på å foreta noen fluksregulering og foreskriver magnetiserings-strømmen svarende til en konstant fluks ved normaldrift og en avtagende fluks i feltsvekningsområdet. Føringsstørrelsene for virkestrøm og magnetiseringsstrøm utgjør således de kartesiske komponenter av ønske-statorstrømmen i det feltorienterte koordinatsystem (vektor i_ \ og det behøves bare ut fra disse feltorienterte føringsstørrelser og under utnyttelse av in-formasjonen om fluksvinkelen å danne egnede statororienterte føringsstørrelser for den statorstrøm som drives inn i maskinen via omretteren 20 og dens styresett 34. 33 suggested that the rotating field machine's flux can be regulated to a previously given desired value |¥|<*>. The output signal from this flux regulator 33 then prepares the lead value in ^ for the "magnetizing current", i.e. the component of the stator current parallel to the flux. Admittedly, one often foregoes any flux regulation and prescribes the magnetizing current corresponding to a constant flux during normal operation and a decreasing flux in the field weakening area. The leading quantities for active current and magnetizing current thus form the Cartesian components of the desired stator current in the field-oriented coordinate system (vector i_ \ and it is only necessary from these field-oriented leading quantities and using the information about the flux angle to form suitable stator-oriented leading quantities for the stator current that is driven into the machine via the inverter 20 and its control system 34.

Styresettet 34 har i utførelseseksempelet på fig. 5 The control set 34 has in the design example in fig. 5

to adskilte innganger for statorstrømvektorens størrelse og retning (fase). Innstillingsstørrelsen for strømverdien kan dannes ut fra den feltorienterte ønskevektor i_^ ved hjelp av en vektoranalysator 35 som ved sin verdiutgang stiller |i|<*>parat og ved sin vinkelsignalutgang vinkel funksjons-paret cos a^, sin for ønskevinkelen mellom statorstrøm-vektor og aksen cp_1 = cp_g (fluksakse). two separate inputs for the magnitude and direction (phase) of the stator current vector. The setting value for the current value can be formed from the field-oriented desired vector i_^ by means of a vector analyzer 35 which, at its value output, sets |i|<*>parat and at its angle signal output the angle function pair cos a^, sin for the desired angle between the stator current vector and axis cp_1 = cp_g (flux axis).

Denne ønskestrømvektor som forskrives i det "feltorienterte" koordinatsystem, benyttes som ønskeverdi for en strøm-regulering som da skal få de tilsvarende feltorienterte komponenter av målestrømvektoren tilført. Til formålet transformerer et vektordreieledd 36 målestrømvektoren _i ved hjelp av fluksvinkelen cpg til det feltorienterte koordinatsystem, og en påfølgende vektoranalysator 37 leverer måleverdien |i| og den feltorienterte strømvinkel a (vinkel mellom fluks og strøm). Ved regulering av en strømverdi som er bestemt på denne måte (beløpsregulator 38) dannes således verdi-innstil-1ingsstørrelsen for styresettet 34, mens den tilsvarende vinkelregulator 39 foreskriver innstillingsstørrelsen for frekvensen slik at den feltorienterte strømvinkel a blir This desired current vector, which is prescribed in the "field-oriented" coordinate system, is used as the desired value for a current regulation which will then have the corresponding field-oriented components of the measuring current vector supplied. For this purpose, a vector rotary joint 36 transforms the measurement current vector _i by means of the flux angle cpg into the field-oriented coordinate system, and a subsequent vector analyzer 37 delivers the measurement value |i| and the field-oriented current angle a (angle between flux and current). When regulating a current value determined in this way (amount regulator 38), the value setting value for the control set 34 is thus formed, while the corresponding angle regulator 39 prescribes the setting value for the frequency so that the field-oriented current angle a becomes

*<<>P *<<>P

lik den tilsvarende ønskeverdi a . For denne feltorienterte vinkelregulering kan man i og for seg gjøre bruk av vinkelen a , tangens til denne vinkel eller en annen funksjon av den. På fig. 5 har man benyttet den feltorienterte kartesiske koordinat sin a som opptrer ved vektorutgangene fra vektor-analysatorene 35 og 37, som måle- og ønskeverdi. equal to the corresponding desired value a . For this field-oriented angle regulation, one can in and of itself make use of the angle a, the tangent of this angle or another function of it. In fig. 5, the field-oriented Cartesian coordinate sin a which appears at the vector outputs from the vector analyzers 35 and 37 has been used as the measurement and desired value.

Fig. 5 representerer bare et eksempel på en feltorientert regulering hvor reguleringen av strømmen på de feltorientert foreskrevne ønskeverdier blir foretatt i det feltorienterte koordinatsystem, dvs. at strømmenes ønskeverdier blir transformert til det feltorienterte koordinatsystem ved hjelp av vektordreieleddet 36 for å gjøre det mulig å forhåndslevere likestrømstørrelser; til regulatorene 38 og 39. Regulatoren 39 kan i den forbindelse langt på vei avlastes, idet felt-frekvensen kan være påkoblet et etterkoblet addisjonssted Fig. 5 represents only an example of a field-oriented regulation where the regulation of the current on the field-oriented prescribed desired values is carried out in the field-oriented coordinate system, i.e. that the current's desired values are transformed into the field-oriented coordinate system by means of the vector pivot 36 to make it possible to pre-deliver direct current sizes; to the regulators 38 and 39. In this connection, the regulator 39 can be largely relieved, as the field frequency can be connected to a downstream addition point

40 for å gi en forhåndsstyring. 40 to provide an advance control.

Takket være den feltorienterte regulering av maskinen Thanks to the field-oriented regulation of the machine

blir styringen av denne sluttelig bestemt av de i samsvar med oppfinnelsen bestemte verdier for fluksverdien ¥ og fluksvinkelen cpg. Ved lavere frekvenser ligger riktignok nivået av de spenningsmåleverdier som behøves for fluksbestemmelsen, the control of this is ultimately determined by the values determined in accordance with the invention for the flux value ¥ and the flux angle cpg. At lower frequencies, it is true that the level of the voltage measurement values needed for the flux determination,

så lavt at denne kan bli unøyaktig. Slike unøyaktigheter gjør seg fremfor alt bemerket ved stasjonær drift med lave frekvenser, mens dynamiske prosesser ennå kan beherskes for-holdsvis nøyaktig med anordningen. Derfor er der på fig. 6 vist en anordning hvor koblingen av føringsstørrelser for verdi og vinkel av fluksen er ført slik at stasjonære feil langt på vei blir utregulert, men beherskelsen av dynamiske prosesser forblir opprettholdt. so low that this may become inaccurate. Such inaccuracies are above all noticeable during stationary operation with low frequencies, while dynamic processes can still be controlled relatively accurately with the device. Therefore, in fig. 6 shows a device where the coupling of control variables for the value and angle of the flux is carried out so that stationary errors are largely out-regulated, but control of dynamic processes remains maintained.

Da fluksvinkelen altså ved lave frekvenser blir bestemt As the flux angle is thus determined at low frequencies

av en føringsstørrelse, i dette tilfelle enhetsvektoren cps * for en fluks-føringsvektor ¥s*, er det nok ved en etter-f ør ingsregula tor 40 å føre vinkelen cpg resp. dens enhetsvektor ( £_ s etter tilsvarende. På fig. 6 har man valgt for bestemmelse av f ør ingsstørrelsen cp<*>å anvende en strømmodell 41 matet med strømmens måleverdi og rotorens stillingsvinkel og transformere cp_* til det feltorienterte koordinatsystem med et vektordreieledd 42. Denne transformasjon tilsvarer en vinkeldiffe-ranse-dannelse. Istedenfor med strømmodellen 41 kan førings-størrelsen cp<*>også bestemmes på annen måte, f. eks. ut fra ønskeverdier dannet i den feltorienterte styring. of a lead quantity, in this case the unit vector cps * for a flux lead vector ¥s*, it is sufficient by means of a post-lead regulator 40 to lead the angle cpg resp. its unit vector ( £_ s according to the corresponding. In Fig. 6 it has been chosen to determine the leading quantity cp<*> to use a current model 41 fed with the measured value of the current and the position angle of the rotor and to transform cp_* into the field-oriented coordinate system with a vector rotary joint 42 This transformation corresponds to an angular difference formation. Instead of using the current model 41, the control quantity cp<*> can also be determined in another way, for example from desired values formed in the field-oriented control.

Vinkel-etterføringsregulatoren 40 leverer således frekvensen slik at retningen av den konstaterte feltvektor gjen-nomsnittlig tilsvarer den retning som er foreskrevet ved cp<*>. Felt frekvensen kan derfor tas ut ved utgangen fra regulatoren 40, mens feltretningen (altså den ene koordinatakse i det feltorienterte koordinatsystem) blir dannet ved integrasjon (integrator 43) og påfølgende dannelse av vinkel funksjonene cos <Ps-|f sin cps (f unks jonsgiver 44). På fig. 6 er det i den forbindelse vist at den således tilveiebragte retningsinforma-sjon f.eks. kan benyttes til transformasjon av statorspennings-vektoren eller andre størrelser fra det statororienterte til det feltorienterte koordinatsystem forsåvidt den felt orienterte styring av maskinen krever dette (vektordreieledd 36). The angle follow-up controller 40 thus supplies the frequency so that the direction of the ascertained field vector corresponds on average to the direction prescribed by cp<*>. The field frequency can therefore be taken out at the output of the regulator 40, while the field direction (i.e. the one coordinate axis in the field-oriented coordinate system) is formed by integration (integrator 43) and subsequent formation of the angle functions cos <Ps-|f sin cps (f unks iongiver 44). In fig. 6, it is shown in this connection that the directional information thus provided, e.g. can be used to transform the stator voltage vector or other quantities from the stator-oriented to the field-oriented coordinate system, provided that the field-oriented control of the machine requires this (vector pivot 36).

Da vinkel-etterføringsregulatoren 40 allerede leverer den feltorienterte retning av fluksvektoren, kan man ved denne kobling sløyfe de elementer 2 og 11 som på fig. 5 skal til for å bestemme denne retning. Men det fører til at det tilbakeføringssignal som dermed avledes fra utgangen fra integratoren 5, nå kommer ut av funksjon og derfor ikke lenger behøves. Integratoren 5 leverer imidlertid nå bare integralet av den feltparallelle emk-komponent, et integral som ikke er matematisk identisk med fluksverdien. Denne feil kan imidlertid under stasjonære forhold utreguleres ved at integratorens utgang føres til et subtraksjonssted 45 som leverer reguleringsdifferansen for en verdi-etterføringsregulator 46 som får verdi føringsstørrelsen ¥<*>tilført som ønskeverdi. As the angle follow-up regulator 40 already supplies the field-oriented direction of the flux vector, the elements 2 and 11 which in fig. 5 is needed to determine this direction. But this leads to the fact that the feedback signal which is thus derived from the output of the integrator 5, now comes out of function and is therefore no longer needed. However, the integrator 5 now only delivers the integral of the field-parallel emf component, an integral which is not mathematically identical to the flux value. This error can, however, under stationary conditions be regulated out by the integrator's output being fed to a subtraction point 45 which delivers the regulation difference for a value follow-up controller 46 which gets the value lead quantity ¥<*> added as the desired value.

Utgangssignalet fra denne verdi-etterføringsregulator 46 The output signal from this value tracking regulator 46

er sammen med den feltorienterte emk-komponent e ^ tilkoblet inngangen til integratoren 5. is together with the field-oriented emf component e ^ connected to the input of the integrator 5.

Man kommer således i henhold til fig. 6 til en kobling hvor den statororienterte emk-vektor —e s som leveres av emk- One thus arrives according to fig. 6 to a coupling where the stator-oriented emf vector —e s supplied by the emf-

detektoren 24, blir modifisert ved at emk-vektoren e ved the detector 24, is modified by the emf vector e at

—s —p

hjelp av signalet cpg som fastlegger et roterende ortogonalt koordinatsystem, blir transformert til det roterende koordinatsystem (vektordreieledd 3) og tilbakeføringssignalet AY<*>using the signal cpg which defines a rotating orthogonal coordinate system, is transformed into the rotating coordinate system (vector pivot 3) and the feedback signal AY<*>

(utgangssignal fra verdietterføringsregulatoren 46) blir addert til den feltparallelle komponent e^ av den transformerte emk-vektor. Fluksvektorens verdi blir så dannet ved integrasjon av denne modifiserte emk-komponent og ut fra reguleringsavviket mellom verdien og verdiføringsstørrelsen V<*>blir selve verdi-tilbakeføringssignalet bestemt. Ut fra reguleringsavviket mellom et signal som fastlegger det roterende koordinatsystems dreievinkel cpg/ og et f ør ingssignal cp<*>for fluksvektorens retning dannes fluksvektorens frekvens cps<og ved integrasjon av denne frekvens dannes det signal (output signal from the value adjustment regulator 46) is added to the field-parallel component e^ of the transformed emf vector. The value of the flux vector is then formed by integration of this modified emf component and based on the regulation deviation between the value and the value input quantity V<*>, the value feedback signal itself is determined. Based on the regulation deviation between a signal that determines the rotation angle of the rotating coordinate system cpg/ and a control signal cp<*> for the direction of the flux vector, the frequency of the flux vector cps< is formed and by integrating this frequency a signal is formed

cp_ssom på en gang bestemmer fluksvektorens dreievinkel og retning. cp_swhich simultaneously determines the flux vector's rotation angle and direction.

I emk-detektoren fører dannelsen av vektoren i.° di /dt In the emf detector, the formation of the vector i.° di /dt

—s til vanskeligheter, da en eksakt differensiering av hurtig varierende størrelser ikke lar seg gjennomføre teknisk. På fig. 12 og 13 i DE-OS 30 34 275 er der imidlertid vist en kobling som ved integrasjon av en størrelse a og påfølgende subtraksjon av en størrelse b med integrasjonskonstanten t gjør det mulig å regne ut en størrelse c som i tilfellet av at denne størrelse c påkobles integratorinngangen med negativt fortegn, er gitt ved —s to difficulties, as an exact differentiation of rapidly varying quantities cannot be carried out technically. In fig. 12 and 13 in DE-OS 30 34 275, however, there is shown a connection which by integration of a quantity a and subsequent subtraction of a quantity b with the integration constant t makes it possible to calculate a quantity c as in the case that this quantity c is connected to the integrator input with a negative sign, is given by

hvor 1/(1 + st) betegner den kronologiske funksjon av et glatteledd med tidskonstant t. where 1/(1 + st) denotes the chronological function of a smooth joint with time constant t.

Ved å anvende denne kobling på komponentene av vektorene u_sog i_ s kommer man således i henhold til fig. 7 til en kobling som gjør det mulig ved hjelp av integratoren 50, de med statormotstandsparameteren t sog induktivitetsparameteren S.° pådratte multiplikatorer 51 og 52 samt subtraks jonsstedene By applying this connection to the components of the vectors u_ and i_ s, one thus arrives according to fig. 7 to a connection which makes it possible by means of the integrator 50, the multipliers 51 and 52 induced by the stator resistance parameter t and the inductance parameter S.° as well as the subtraction sites

53 og 54 å regne ut vektoren 53 and 54 to calculate the vector

som utgjør vektoren for maskinens med tidskonstant t glattede emk. which constitutes the vector for the machine's smoothed emf with time constant t.

Den glattede emk-vektor e_s som dannes med denne byggegruppe 55, har nå et kronologisk forløp som i og for seg ville forfalske dannelsen av fluksvektoren som integral av emk-vektoren. Blir denne intetrasjon imidlertid gjennomført komponentvis ved hjelp av integratorer 52 hvis utganger på addisjonsstedet 57 får tilkoblet komponentene av den glattede emk-vektor multiplisert med glattings-tidskonstanten t (resp. tidskonstantenes kvotient t/T), så får man som utgangssignal en vektor fe • dt = ¥ /T, altså dreief eltmaskinens fluks-T —s —s The smoothed emf vector e_s which is formed with this building group 55 now has a chronological course which in itself would falsify the formation of the flux vector as an integral of the emf vector. However, if this integration is carried out component by component using integrators 52 whose outputs at the addition point 57 are connected to the components of the smoothed emf vector multiplied by the smoothing time constant t (or the quotient of the time constants t/T), then the output signal is a vector fe • dt = ¥ /T, i.e. the turning machine's flux-T —s —s

vektor. Den integrasjons-tidskonstant t som av normerings-"grunner blir å innføre ved alle integrasjoner, ytrer seg her likedan som overalt ved de betraktede koblinger bare som proporsjonalitetsfaktor, som det ikke er nødvendig å gå nærmere inn på. vector. The integration time constant t, which for standardization reasons must be introduced in all integrations, manifests itself here as everywhere in the considered connections only as a proportionality factor, which it is not necessary to go into in more detail.

Integrasjonen i byggegruppen 58 kan også på den måte The integration in building group 58 can also be done in that way

som allerede ble beskrevet i forbindelse med fig. 1-4, dannes ved transformasjon av den glattede emk-vektor til det roterende referansesystem (vektordreieledd 3) og etterfølgende integrasjon i dette roterende referansesystem. Dette er anskueliggjort på fig. 8. which was already described in connection with fig. 1-4, is formed by transformation of the smoothed emf vector to the rotating reference system (vector pivot 3) and subsequent integration in this rotating reference system. This is illustrated in fig. 8.

Den dreievinkel som behøves for transformasjonen ved vinkelsignalinngangen til vektordreieleddet 3, er her dannet ut fra integralet av det tilbakeføringssignal som i form av kvotient fra divisjonsleddet 11 dannes av den annen komponent og den ved hjelp av integratoren 5 integrerte første komponent av den modifiserte emk-vektor som tas ut ved klemmen 60. The angle of rotation required for the transformation at the angular signal input to the vector rotation element 3 is here formed from the integral of the feedback signal which, in the form of a quotient from the division element 11, is formed by the second component and the first component of the modified emf vector integrated with the help of the integrator 5 which is removed at terminal 60.

Da elementene 2-5 og 11 danner integralet av vektoren e , betegner utgangssignalet fra integratoren 5 verdien av den glattede fluksvektor som tilhører den glattede emk. På tilsvarende måte leverer integratoren 2 resp. funksjonsgiveren 4 retningsvinkelen cpg resp. den tilhørende enhetsvektor jp_sfor den glattede fluksvektor, som ved dynamiske prosesser som følge av glattevirkningen av byggegruppen 55 avviker fra den virkelige (uglattede) fluksvektors retning cpg. Derfor svarer den ved klemmen 60 opptredende første roterende emk-komponent e-^til den på den glattede fluks loddrette komponent av den glattede emk, mens den annen komponent As the elements 2-5 and 11 form the integral of the vector e, the output signal from the integrator 5 denotes the value of the smoothed flux vector belonging to the smoothed emf. In a similar way, the integrator delivers 2 resp. the function encoder 4 the direction angle cpg resp. the associated unit vector jp_for the smoothed flux vector, which by dynamic processes as a result of the smoothing effect of the building group 55 deviates from the real (unsmoothed) flux vector's direction cpg. Therefore, the first rotating emf component appearing at terminal 60 corresponds to the smoothed flux vertical component of the smoothed emf, while the second component

e-~tilsvarer den på den glattede fluksvektor ¥ loddrette e-~corresponds to the smoothed flux vector ¥ vertical

CpAS CPAS

komponent av den glattede emk. component of the smoothed emf.

Virkningen av glattingen kan nå kompenseres ved hjelp The effect of the smoothing can now be compensated by using

av mutliplikasjonsleddet 61 og addisjonsleddet 62, idet den størrelse f som leveres av integratoren 5 og som verdi av den glattede fluksvektor er lik den med den glattede fluksvektor parallelle komponent av denne vektor, blir addert med størrelsen^• e-^, altså med et signal som er proporsjonalt med glattingens tidskonstant t og den første komponent (e t) av den modifiserte emk-vektor. Derved dannes første «Pl emk-vektor. _ komponent Y-^ av fluksvektoren i koordinatsystemet cp1 , cp2. of the mutliplication term 61 and the addition term 62, since the quantity f supplied by the integrator 5 and as value of the smoothed flux vector is equal to the component of this vector parallel to the smoothed flux vector, is added with the quantity ^• e-^, i.e. with a signal which is proportional to the smoothing time constant t and the first component (e t) of the modified emf vector. Thereby, the first "Pl emf vector is formed. _ component Y-^ of the flux vector in the coordinate system cp1 , cp2.

Da den annen komponent av den glattede fluksvektor er null Then the second component of the smoothed flux vector is zero

i dette koordinatsystem, kan annen komponent av den uglattede fluksvektor tas ut direkte ved utgangen fra multiplikasjons- in this coordinate system, the second component of the unsmoothed flux vector can be taken out directly at the output of the multiplication

leddet 63 som et signal som er proporsjonalt med glat- term 63 as a signal proportional to smooth-

tingens tidskonstant og den annen komponent e-~av den modi-cpz the time constant of the thing and the other component e-~of the modi-cpz

fiserte emk-vektor. faceted emf vector.

Som følge av differansen mellom retningene av den glattede fluksvektor (dreievinkel cpg ) og den virkelige fluksvinkel (cp ) står således ved utgangen fra byggegruppen 58 den kartesiske komponent av den virkelige fluksvektor til rådighet, men i et koordinatsystem som er orientert på den glattede fluksvektor. En vektoranalysator 64 kan ut fra den bestemme den virkelige fluksverdi 4<*>såvel som vinkeldi f f eransen mellom virkelig fluksvektor og glattet fluksvektor, altså vinkelen cp- resp. dennes på den glattede fluksvinkel orienterte kartesiske komponenter cos cp- og sin cp-. Den statoror ienterte virkelige fluksretning cpg fås da som vinkelsum cp- + cpg (vektordreieledd 65). As a result of the difference between the directions of the smoothed flux vector (rotation angle cpg ) and the real flux angle (cp ), the Cartesian component of the real flux vector is thus available at the output of the building group 58, but in a coordinate system which is oriented on the smoothed flux vector. A vector analyzer 64 can use it to determine the real flux value 4<*> as well as the angular difference between real flux vector and smoothed flux vector, i.e. the angle cp- or of this on the smoothed flux angle oriented Cartesian components cos cp- and sin cp-. The statoror iented real flux direction cpg is then obtained as angular sum cp- + cpg (vector pivot 65).

Skulle man.i den forbindelse behøve den virkelige fluksvektors frekvens, så må den bestemmes ut fra den glattede fluksvektors frekvens cp og den deriverte av vinkelen cp-. Should one need the real flux vector's frequency in that connection, it must be determined from the smoothed flux vector's frequency cp and the derivative of the angle cp-.

Ts ^ cp Ts ^ cp

Den frekvens som tilsvarer dette derivat, utgjør imidlertid sjelden mer enn 1 °/oo av den glattede fluksfrekvens. Såfremt denne frekvens f.eks. bare behøves til forhåndsstyring av en vinkelregulering i samsvar med fig. 5 eller til den dempe-kobling som vil bli belyst i det følgende, kan denne tilleggs-frekvens settes ut av betraktning, så man med god tilnærmelse kan benytte den glattede fluksvektors frekvens som fluksfrekvens. The frequency corresponding to this derivative, however, rarely amounts to more than 1 °/oo of the smoothed flux frequency. If this frequency e.g. is only needed for advance control of an angle adjustment in accordance with fig. 5 or to the damping coupling which will be explained in the following, this additional frequency can be taken out of consideration, so that one can with a good approximation use the frequency of the smoothed flux vector as the flux frequency.

Integratorer har i alminnelighet tendens til "skjening" Integrators generally tend to "skew"

(avdrift) av nullpunktet.og til andre integrasjonsfeil som fremfor alt ved lave frekvenser (stasjonære og kvasistasjonære tilstander av dreiefeltmaskinen) gjør seg bemerket i sjenerende grad. På fig. 9 er stedskurven for fluksvektoren V_ i det statororienterte koordinatsystem sl, s2 angitt for det tilfelle at dreiefeltmaskinen arbeider stasjonært, men de anvendte integratorer undergår en nullpunktforskyvning. Stedskurven for den utregnede fluksvektor ligger da eksentrisk, dvs. (drift) of the zero point. and to other integration errors which, above all, at low frequencies (stationary and quasi-stationary states of the rotating field machine) become noticeable to an embarrassing degree. In fig. 9, the location curve for the flux vector V_ in the stator-oriented coordinate system sl, s2 is indicated for the case that the rotating field machine works stationary, but the integrators used undergo a zero-point shift. The location curve for the calculated flux vector is then eccentric, i.e.

at stedskurvens midtpunkt 0 er forskjøvet en vektor fluksvektorens "likeandel", i forhold til koordinatsystemets origo Oo. De fluksvektorkomponenter som bestemmes beregningsmessig that the center point 0 of the location curve is shifted by a vector the "equal part" of the flux vector, in relation to the origin Oo of the coordinate system. The flux vector components that are determined computationally

av koblingen, er da blandingsstørrelser hvor den sinusformede bevegelse av de statororienterte kartesiske koordinater for den virkelige maskinfluks er overlagret på den respektive kartesiske komponent av 1 ikeandelsvektoren _A. For å undertrykke denne likeandel i det stasjonære tilfelle blir der til emk-vektoren fordelaktig addert en korreksjonsvektor 6_Y som er slik avledet fra fluksvektoren at den ved jevn rotasjon av fluksvektoren ¥g blir null og i stasjonær drift av dreiefeltmaskinen undertrykker en likeandel i fluksvektorens "romfaste" stedskurve. Korreksjonsvektorens størrelse skal altså være proporsjonal med en "flyktig størrelse" av fluksvektoren, hvormed der forstås en slik størrelse av denne som forsvinner ved sentrisk stedskurve (jevn rotasjon). of the coupling, are then mixing quantities where the sinusoidal movement of the stator-oriented Cartesian coordinates of the real machine flux is superimposed on the respective Cartesian component of the 1 ike proportion vector _A. In order to suppress this equal proportion in the stationary case, a correction vector 6_Y is advantageously added to the emf vector which is derived from the flux vector in such a way that it becomes zero during steady rotation of the flux vector ¥g and in stationary operation of the rotating field machine suppresses an equal proportion in the flux vector's "space constant " location curve. The magnitude of the correction vector must therefore be proportional to a "volatile magnitude" of the flux vector, by which is understood a magnitude of this which disappears with a centric locus curve (smooth rotation).

En slik flyktig størrelse er f.eks. fluksvektorens vinkel-akselerasjon cpg som ovenfor de stiplede linjer 0Q-0 på fig. Such a volatile quantity is e.g. the flux vector's angular acceleration cpg as above the dashed lines 0Q-0 in fig.

9 er positv og i halvdelen under 0q-0 er negativ. En annen 9 is positive and in the half below 0q-0 is negative. Another

foretrukken flyktig størrelse er tidsderivatet *F av fluksverdien, hvor fortegnet forholder seg omvendt. the preferred volatile quantity is the time derivative *F of the flux value, where the sign is reversed.

Gir man nå korreksjonsvektoren en retning som står loddrett på selve fluksens retning, så gjelder f.eks. i det feltorienterte koordinatsystem If you now give the correction vector a direction that is perpendicular to the direction of the flux itself, then e.g. in the field-oriented coordinate system

Statororientert fås da et bilde som vist på fig. 10, hvor man ser korreksjonsvektoren dannet ut fra fluksvektoren V ved dreining en vinkel på = + it/2, svarende til det negative fortegn av H7, dvs. til det positive fortegn av «S^2-Ved gjennomgangen gjennom den rette linje Oq-0 gjelder Oriented to the stator, a picture is then obtained as shown in fig. 10, where one sees the correction vector formed from the flux vector V by turning an angle of = + it/2, corresponding to the negative sign of H7, i.e. to the positive sign of «S^2-By passing through the straight line Oq- 0 applies

6^/dt = 0, og korreks jonsvektoren 6_¥ blir derfor ved denne gjennomgang null for så i halvdelen nederst til høyre svarende til fortegnsskiftet av f nå å være dreiet en vinkel -e = 6^/dt = 0, and the correction ion vector 6_¥ therefore becomes zero in this review so that in the half at the bottom right, corresponding to the sign change of f, it has now been turned by an angle -e =

-it/2 i forhold til vektoren V . -it/2 relative to the vector V .

—s —p

Som vist på fig. 10 jevner altså den på likeandels-- vektoren A^ loddrette komponent av korreksjonsvektoren seg ut ved en omdreining langs stedskurven, mens den med likeandels-vektoren parallelle komponent 6¥A stadig har samme retning motsatt 1ikeandelsvektoren. As shown in fig. 10, the vertical component of the correction vector on the equal-proportion vector A^ thus levels out by a revolution along the location curve, while the component 6¥A parallel to the equal-proportion vector always has the same direction opposite the equal-proportion vector.

Påkoblingen av denne korreksjonsvektor på vektoren for den transformerte emk ved inngangen til den kobling som tjener til integrasjon i det feltorienterte koordinatsystem, bevirker altså at stedskurven for den fluksvektor som fås ved integrasjonen, blir desto sterkere forskjøvet motsatt likeandels-vektoren jo større denne likeandelsvektor er. I stasjonær tilstand forsvinner imidlertid korreksjonsvektoren fullstendig og fører dermed ikke til noen stasjonær middelverdi av fluks-feil. En slik kobling er vist på fig. 11. The connection of this correction vector to the vector for the transformed emf at the input to the connection that serves for integration in the field-oriented coordinate system, therefore causes the location curve for the flux vector obtained by the integration to be shifted the more strongly opposite to the proportional vector, the larger this proportional vector is. In the stationary state, however, the correction vector disappears completely and thus does not lead to any stationary mean value of flux error. Such a connection is shown in fig. 11.

I denne kobling er der som nye elementer tilføyet en verdi-etterføringsregulator 70 og en vinkel-etterførings-regulator 71 samt en omkobler 72. Blir de to regulatorer 70, 71 avaktivert ved slutning av sine kortslutningsbrytere og omkobleren 72 satt i den viste stilling, finner man igjen den konfigurasjon som ble beskrevet i forbindelse med fig. In this connection, a value follow-up regulator 70 and an angle follow-up regulator 71 as well as a switch 72 have been added as new elements. If the two regulators 70, 71 are deactivated by closing their short-circuit switches and the switch 72 is set in the position shown, the configuration that was described in connection with fig.

8. Foran emk-detektoren 55, som ut fra måleverdier av strøm 8. In front of the emf detector 55, as from measured values of current

og spenning danner emk-vektoren resp. den glattede vektor e_s, sitter her en likeandels-reguleringsenhet som med relativt liten forsterkning fastslår likeandelene i spenningsvektorens komponenter og subtraherer dem komponentvis fra denne. Denne likeandels-reguleringsenhet er utført så svak at den praktisk talt ikke fremkaller noen forvrengning av spenningsvektorens fase. and voltage form the emf vector resp. the smoothed vector e_s, there is an equal proportion control unit which, with relatively small amplification, determines the equal proportions in the components of the voltage vector and subtracts them component by component from this. This proportional control unit is made so weak that it practically does not cause any distortion of the phase of the voltage vector.

Emk-detektoren etterfølges av et regnetrinn 74 som leverer den modifiserte emk-vektor og inneholder vektordreieleddet 3 som danner de ortogonale emk-komponenter i et roterende The emf detector is followed by a calculation step 74 which delivers the modified emf vector and contains the vector rotary term 3 which forms the orthogonal emf components in a rotating

koordinatsystem som er dreiet vinkelen cpg i forhold til det statororienterte koordinatsystem. Til regnetrinnet 74 slutter seg integrasjonstrinnet 58, hvis integrator 5 leverer fluksvektorens verdi (i dette tilfelle i første omgang verdien av den glattede fluksvektor). Dreievinkelen cjF" leveres i sin tur av en vinkelsignaldanner som inneholder den annen integrator 2 samt - dersom der som vinkelsignalet stadig anvendes vinkelfunksjonspar - også funksjonsdanneren 4. Inngangssignalet til denne integrator er det fra integrasjonstrinnet tilbakeførte signal cpg som angir frekvensen av den glattede fluksvektor. coordinate system which is rotated by the angle cpg in relation to the stator-oriented coordinate system. The calculation stage 74 is joined by the integration stage 58, whose integrator 5 delivers the value of the flux vector (in this case initially the value of the smoothed flux vector). The angle of rotation cjF" is in turn supplied by an angle signal generator which contains the second integrator 2 and - if angular function pairs are constantly used as the angle signal - also the function generator 4. The input signal to this integrator is the signal cpg returned from the integration step which indicates the frequency of the smoothed flux vector.

Den ovenfor omtalte korreksjonsvektor j5_¥ leveres av The above-mentioned correction vector j5_¥ is provided by

en korreksjonsvektor-danner. I det hittil betraktede enkle tilfelle at &V_ står loddrett på f luksvektoren resp. på den glattede fluksvektor og derfor bare inneholder en på fluksen loddrett komponent resP-^T- , behøver korreks jonsvektor-danneren bare å inneholde en signalledning som er avgrenet fra verdiutgangen fra vektoranalysatoren 64 og inneholder et di fferensieringsledd 16'. Også denne differensiering er i alminnelighet overflødig, da den deriverte av fluksverdien i det vesentlige stemmer overens med inngangssignalet til integratoren 5 og korreksjonsvektorens verdi derfor med tilstrekkelig nøyaktighet kan tas ut på det tilsvarende komponent av den transformerte emk-vektor resp. av den modifiserte emk-vektor. a correction vector generator. In the hitherto considered simple case that &V_ is perpendicular to the flux vector resp. on the smoothed flux vector and therefore only contains a component perpendicular to the flux resP-^T- , the correction ion vector generator only needs to contain a signal line which is branched off from the value output of the vector analyzer 64 and contains a differentiation term 16'. This differentiation is also generally redundant, as the derivative of the flux value essentially corresponds to the input signal of the integrator 5 and the value of the correction vector can therefore be extracted with sufficient accuracy from the corresponding component of the transformed emf vector or of the modified emf vector.

Med korreksjonsvektoren blir der sluttelig oppnådd ikke bare en 1ikeandelsregulering, men også en dempning for den samlede fluksbestemmelsesanordning. Derved blir riktignok fluksbestemmelsens dynamikk forringet. Men det kan unngås ved at verdien av korreksjonsvektoren blir bestemt ikke ved V alene, men ut fra differansen - ¥<*>, hvor f* betegner With the correction vector, not only a proportional regulation is finally achieved, but also a damping of the overall flux determination device. Thereby, the dynamics of the flux determination is admittedly impaired. But it can be avoided by the value of the correction vector being determined not by V alone, but from the difference - ¥<*>, where f* denotes

en føringsstørrelse for endringen av fluksen. Spesielt kan tas ut fra den innledningsvis omtalte strømmodell eller fra dreiefeltmaskin-styringens ønskeverdier. a guide quantity for the change of the flux. In particular, it can be taken from the current model mentioned at the outset or from the rotary field machine controller's desired values.

Det har vist seg gunstig ikke alltid å fastlegge korreksjonsvektoren nøyaktig loddrett på fluksvektoren resp. den glattede fluksvektor. Fremfor alt ved lave frekvenser er det gunstig om korreksjonsvektoren også har en komponent parallell med fluksvektoren. På fig. 12 ses den feltorienterte stedskurve for en fordelaktig foreskrevet styrevektor It has proven advantageous not always to determine the correction vector exactly perpendicular to the flux vector or the smoothed flux vector. Above all, at low frequencies, it is beneficial if the correction vector also has a component parallel to the flux vector. In fig. 12 shows the field-oriented location curve for an advantageous prescribed control vector

for de enkelte angitte respektive verdier av fluksfrekvensen cps resp. cps . for the individual specified respective values of the flux frequency cps or cps.

Man ser ut fra dette at den på feltet loddrette komponent ved frekvenser over 0,1 dominerer vesentlig i forhold til den feltparallelle komponent. Ved lave frekvenser forskyver riktignok vinkelen seg fra 30° til 180°, men den verdi som tilhører frekvensen null, og hvor den på feltet loddrette komponent ville forsvinne helt, blir ikke oppnådd, da det her dreier seg om en egenartet driftstilstand hvor fluksvektoren ikke lenger roterer, men står stille. Skal anordningen også tjene til å bestemme fluksen i stasjonær tilstand, blir påkoblingen av korreksjonsvektoren gjort uvirksom. It can be seen from this that the field vertical component at frequencies above 0.1 dominates significantly in relation to the field parallel component. At low frequencies, the angle does indeed shift from 30° to 180°, but the value that belongs to frequency zero, and where the vertical component of the field would disappear completely, is not achieved, as this is a peculiar operating condition where the flux vector no longer rotates but stands still. If the device is also to be used to determine the flux in a stationary state, the connection of the correction vector is disabled.

Innføringen av den foreskrevne vinkel mellom korreks jonsvektoren & V_ og f luksvektoren ved hjelp av den program-merte stedskurve på fig. 12 betyr at man for korreksjonsvektoren i det roterende koordinatsystem legger til grunn styrevektoren hvis verdi blir modifisert ved multiplikasjon med den flyktige størrelse. Den således dannede korreksjonsvektor oppviser således ikke bare en vinkel som er avhengig av .cp resp. cp, men dens verdi er proporsjonal med den flyktige størrelse med en proporsjonalitetsfaktor som likeledes er avhengig av cp (nemlig den f unks jonsavhengig foreskrevne verdi av styrevektoren). The introduction of the prescribed angle between the correction vector &V_ and the flux vector by means of the programmed location curve in fig. 12 means that for the correction vector in the rotating coordinate system the control vector whose value is modified by multiplication with the volatile quantity is used as a basis. The thus formed correction vector thus not only exhibits an angle which is dependent on .cp or cp, but its value is proportional to the volatile quantity with a proportionality factor which is likewise dependent on cp (namely the function ion-dependent prescribed value of the control vector).

Blir anordningen på fig. 11 benyttet til å gripe inn If the device in fig. 11 used to intervene

i styringen av dreiefeltmaskinen med den resulterende fluksvektor, kan det vise seg gunstig også under drift å endre denne stedskurve for styrevektoren e_ . Spesielt kan det være gunstig å endre styrevektoren e_ som funksjon av lasttil-standen, f.eks. av vinkelen mellom dreiefeltmaskinens strøm og spenning, eller av en annen tilstandsstørrelse W for maskinen. in the control of the rotating field machine with the resulting flux vector, it may prove beneficial also during operation to change this location curve for the control vector e_ . In particular, it can be beneficial to change the control vector e_ as a function of the load state, e.g. of the angle between the rotating field machine's current and voltage, or of another state variable W for the machine.

Inngrepet via tilstandsstørrelsen W kan eventuelt virke slik at korreksjonsvektoren etter informasjon om et omløp av fluksvektoren på stedskurven ikke lenger er antiparallell til 1ikeandelsvektoren og denne 1ikeandelsvektor derfor ikke blir korrekt utregulert, men der allikevel på grunn av veksel-virkningen med maskinen og dens styring blir oppnådd en stabil stasjonær drift av maskinen. The intervention via the state variable W can possibly act so that the correction vector, after information about a revolution of the flux vector on the location curve, is no longer antiparallel to the 1-fold vector and this 1-fold vector is therefore not correctly regulated, but where, due to the interaction with the machine and its control, it is still achieved a stable stationary operation of the machine.

Den negative gren (e^^) i stedskurven på fig. 12 gjelder det tilfelle at fluksen roterer i matematisk negativ retning. The negative branch (e^^) in the location curve in fig. 12 applies to the case that the flux rotates in a mathematically negative direction.

I den eksentriske stedskurve på fig. 10 blir størrelsen In the eccentric location curve in fig. 10 will be the size

T i så fall positiv i venstre øvre halvdel og negativ i den annen halvdel, så der også her fås samme retning av styrevektoren i begge halvdeler. In that case, T is positive in the upper left half and negative in the other half, so here too the same direction of the control vector is obtained in both halves.

Innføringen av den foreskrevne styrevektor _e resp. e_- i samsvar med fig. 12 kan således ved anordningen på fig. 11 skje med et funksjonslager 75 (PROM) som påstyres av inngangssignalet cpg til annen integrator 2 og eventuelt av dreiefeltmaskinens lastvinkel eller en annen driftsstørrelse W for dreiefeltmaskinen. Denne styrevektor kan så multipliseres komponentvis med resp. e-^ eller med en differanse dannet ved hjelp av føringsstørrelsen for så å tilføres et addisjonssted 77 i regnekoblingen 74. Eventuelt kan der i den forbindelse alt etter motor- eller generatordri ft også fore- The introduction of the prescribed control vector _e resp. e_- in accordance with fig. 12 can thus by the device in fig. 11 happen with a function memory 75 (PROM) which is controlled by the input signal cpg to another integrator 2 and possibly by the rotary field machine's load angle or another operating variable W for the rotary field machine. This control vector can then be multiplied componentwise by resp. e-^ or with a difference formed with the help of the control variable to then be added to an addition point 77 in the calculation link 74. Optionally, depending on engine or generator operation, there may also be

komme verdier av vinkelen le I < 90°. come values of the angle le I < 90°.

' cp 1 'cp 1

Utgangene fra integrasjonstrinnet 58 representerer som allerede forklart de på den glattede fluksvektor orienterte kartesiske komponenter av den uglattede fluksvektor. Om-'regningen fra kartesiske til polare komponenter resp. omregningen til andre koordinatsystemer byr ikke på vanskeligheter. F.eks. bestemmer vektoranalysatoren 64 verdikoordinaten y og vinkelkoordinaten cp- (behandlet som enhetsvektor). Vektor-cp • The outputs from the integration stage 58 represent, as already explained, the Cartesian components of the unsmoothed flux vector oriented on the smoothed flux vector. The conversion from Cartesian to polar components resp. the conversion to other coordinate systems presents no difficulties. E.g. the vector analyzer 64 determines the value coordinate y and the angular coordinate cp- (treated as a unit vector). Vector cp •

dreieleddet 65 danner så ut av disse koordinater den statororienterte vinkelkoordinat cpg = cpg + cp- , og et multiplikasjonsledd 80 kan ut fra denne som enkeltvektor representerte vinkelkoordinat og verdikoordinaten ¥ levere de statororienterte kartesiske koordinater for vektoren —¥ s . Videre er det vist på fig. 11 at en målevektor eller en ønskevektor (f.eks. sta tor strømvektoren _i ved en dreief eltmaskinstyring i samsvar med fig. 6) ved transformasjon ved hjelp av det av cp_s pådratte vektordreieledd 81 kan transformeres til cp-koordinatsystemet og ved hjelp av et vektordreieledd 82 til det statororienterte koordinatsystem for siden å behandles videre i dreiefeltmaskin-styringen. the rotary joint 65 then forms from these coordinates the stator-oriented angular coordinate cpg = cpg + cp- , and a multiplication link 80 can, based on this angular coordinate represented as a single vector and the value coordinate ¥, deliver the stator-oriented Cartesian coordinates for the vector —¥ s . Furthermore, it is shown in fig. 11 that a measurement vector or a desired vector (e.g. the stator current vector _i in the case of a rotating field machine control in accordance with Fig. 6) by transformation using the vector pivot 81 imposed by cp_s can be transformed into the cp coordinate system and by means of a vector pivot 82 to the stator-oriented coordinate system in order to be processed further in the rotating field machine control.

Legger man nå omkobleren 72 over fra den viste stilling til den annen stilling, fås konfigurasjonen på fig. 6, hvor divisjonsleddet 11 ikke lenger griper inn. Som vinkeldanner for dreievinkelen cpg virker riktignok fremdeles integratoren 2, men foran denne sitter nå vinkeletterførings-regulatoren 71. Blir denne aktivert ved åpning av sin bryter, utregulerer den dreievinkelen cpg til f ør ingsvinkelen cp<*>(som f.eks. foreskrives av strømmodellen), idet den forskyver frekvensen cps for den av integratoren 2 dannede dreievinkel cpg. Da vinklene ved denne anordning benyttes som vinkel signalpar, dannes vinkeldif feransen ved hjelp av et vektordreieledd 83 som imidlertid for påstyringen av vinkeletterførings-regulatoren 71 bare behøver én komponent, f.eks. komponenten sin (cps - q>s) . If the switch 72 is now moved from the position shown to the other position, the configuration in fig. 6, where division section 11 no longer intervenes. The integrator 2 still functions as an angle generator for the rotation angle cpg, but in front of it is now the angle follow-up regulator 71. If this is activated by opening its switch, it regulates the rotation angle cpg to the lead angle cp<*> (which is e.g. prescribed by the current model), as it shifts the frequency cps for the turning angle cpg formed by the integrator 2. As the angles in this device are used as angle signal pairs, the angle difference is formed by means of a vector rotary joint 83 which, however, only needs one component for the control of the angle follow-up regulator 71, e.g. its component (cps - q>s) .

Som allerede belyst er det i dette tilfelle sørget for også å aktivere verdietterføringsregulatoren 70 ved åpning av dens kortslutningsbryter. Denne regulator utregulerer differansen - ¥ i samsvar med en verdiføringsstørrelse V<*>og den ved utgangen fra integratoren 5 uttatte fluksverdi As already explained, in this case provision is made to also activate the value follow-up regulator 70 when its short-circuit switch is opened. This regulator regulates the difference - ¥ in accordance with a value entry value V<*> and the flux value taken at the output of the integrator 5

Y ved at den påkobler komponenten e-^av den modifiserte emk-vektor sitt regulator-utgangssignal. Y in that it switches on the component e-^ of the modified emf vector's regulator output signal.

I denne bryterstilling er en i henhold til fig. 11 til-veiebragt glatting av den elektromotoriske kraft og den etter-følgende korreksjon i integrasjonstrinnet 58 fortsatt virk-somme. Likeledes kan den med korreksjonsvektoren utførte dempning innkobles, dersom det er ønskelig. Denne bryterstilling blir særlig benyttet ved lave frekvenser i dreiefeltmaskinen. Også da bestemmer i det vesentlige føringsstørrelsene utledningen av fluksen. Feil forårsaket av det lave nivå In this switch position, a according to fig. 11 provided smoothing of the electromotive force and the subsequent correction in the integration stage 58 still active. Likewise, the damping carried out with the correction vector can be switched on, if desired. This switch position is particularly used at low frequencies in the rotating field machine. In that case, too, the guiding quantities essentially determine the derivation of the flux. Error caused by the low level

av spenningsmåleverdiene gjør seg ikke bemerket i det stasjonære tilfelle, mens spenningsmodellens gode dynamikk allikevel praktisk talt forblir opprettholdt. of the voltage measurement values is not noticeable in the stationary case, while the good dynamics of the voltage model nevertheless remain practically maintained.

Anordningen ifølge oppfinnelsen kan dels benyttes uavhengig av styringen av en dreiefeltmaskin for å overvåke dreiefeltmaskinens fluks for justerings- og kontrollformål. Dels kan den også anvendes til å gripe inn i maskinstyringen The device according to the invention can partly be used independently of the control of a rotary field machine to monitor the rotary field machine's flux for adjustment and control purposes. In part, it can also be used to intervene in the machine control

i det øvre frekvensområde, men å løpe med i beredskapsdri ft i det nedre omdreiningstallområde dersom maskinen styres på annen måte (f.eks. ved hjelp av en strømmodell). Ved egnet valg av foreskrevne f ør ingsstørrelser cp<*>, W<*>og V<*>kan det oppnås at spenningsmodellen bestemmes stasjonært av førings-størrelsene (f.eks. etter en strømmodell) i det nedre omdreiningstallområde hvor det lave nivå av spenningsverdiene i og for seg vanskeliggjør anvendelsen av spenningsmodellen, samtidig som spenningsmodellen tar korrekt dynamisk hensyn til dynamiske avvik fra den stasjonære tilstand. Overgangen in the upper frequency range, but to run along in standby mode in the lower rpm range if the machine is controlled in a different way (e.g. using a current model). By suitable selection of the prescribed lead sizes cp<*>, W<*>and V<*>, it can be achieved that the voltage model is determined stationary by the lead sizes (e.g. according to a current model) in the lower rpm range where the low level of the stress values in and of itself makes the application of the stress model difficult, while the stress model takes correct dynamic account of dynamic deviations from the stationary state. The transition

fra ført tilstand til ikke-ført tilstand kan i den forbindelse skje diskontinuerlig rett og slett ved innkobling av bryteren 72 til tilstanden på fig. 11, men det er også mulig å benytte from the conducted state to the non-conducted state can in this connection occur discontinuously simply by switching on the switch 72 to the state in fig. 11, but it is also possible to use

en kontinuerlig overgang hvor bryteren 72 kobles alternerende med et frekvensavhengig samplingsforhold. a continuous transition where the switch 72 is switched alternately with a frequency-dependent sampling ratio.

Claims

1. Method for determining a rotating field machine's (21) flux vector (_^g = V cp_g) from the stator current (i_ ) and the stator voltage (u ), comprising the following steps:

a) from measured values for current (i. ) and voltage (ug) is formed the machine's emf vector (e ), —s b) the emf vector is modified by means of a feedback signal (cpg) derived from the derived flux vector, and c) by integration of the modified emf vector (£m) is formed the flux vector (_¥ )# characterized by further steps: d) the modified emf vector is determined using orthogonal components in a rotating coordinate system, e) the value of the flux vector (¥) is formed by integration of the first rotating emf component ^ e^-\ \°9f) the feedback signal is formed from the quotient of the other rotating emf component (e^^°9the flux vector (f) as the frequency (cp ) of the flux vector ), and by integration of the frequency (cp ) an angle signal (cp_s) is formed which at once determines the rotation angle of the rotating coordinate system (cp ) and the direction of the flux vector (Fig. 5).

2. Procedure for determining a rotating field machine's flux vector (4^s) from stator current (i.s) and stator voltage (u_ comprising the following features: a) from measured values for current and voltage are determined the machine emf vector (e ), —s b) the emf vector (e ) is modified by means of a feedback signal (<PS) derived from the derived flux vector, and c) by integration of the modified emf vector (£„) is formed the flux vector (^ , characterized by further features: d) the modification of the emf vector is determined by the sum (e^.|+ Al7*) of a first orthogonal emf component (^i^ in a rotating coordinate system and a first feedback signal (AT<*> ) as well as by means of another orthogonal component (e^^ in the rotating coordinate system, e) the value of the flux vector (¥) is formed by integration of the first modified emf component + ) t and the first feedback signal is formed from the value's regulation deviation (¥<*>- ¥) and a value input quantity (f<*>), and f) another feedback signal (q>s) is based on the regulation deviation of a signal (cp_s) which determines the rotation angle of the rotating coordinate system ( cpg)/and an angular leading signal (cp_<*>) for the direction of the flux vector formed as frequency (q>s) of the flux vector, and by integration of the frequency an angular signal ($_ s) is formed which at once determines the flux vector's turning angle (cps) and direction ( fig.. 6 ) .

3. Procedure as stated in claim 1 or 2, characterized by that when transforming a vector that corresponds to a smoothed emf and is formed from measured values for current and voltage, corresponding orthogonal emf components are formed in the rotating coordinate system, that first Cartesian component (^~-|) of the f flux vector (.¥.-) in the rotating coordinate system is formed by addition (addition term 62) of the integrated first component of the modified emf vector and a signal that is proportional (multiplication term. 61) to the smoothing time constant (t) and first component of the modified emf vector, and that the flux vector's second component (^~2^ * ^a rotating coordinate system is formed from a signal that is proportional (multiplication term 63) to the time constant (t) of the smoothing and second Cartesian component (e~2^ of ^a 'codified emf -vector (£~) (Fig. 8).

4. Method as stated in claim 1, 2 or 3, characterized in that a correction vector (6¥_) is added to the transformed emf vector which is derived from the flux vector and during stationary operation of the rotating field machine suppresses an equal proportion in the flux vector's space-stationary location curve (fig . 11).

5. Method as set forth in claim 4, characterized in that for the correction vector (6HM) a pre-determined directional difference in relation to the flux vector is prescribed as well as a value that is proportional (multiplication term 76) to a vanishing quantity in the case of a centric locus curve (-¥ resp .-e~2^ of the flux vector (Fig. 11).

6. Method as stated in claim 5, characterized in that the correction vector is prescribed so that it - equalized over one revolution of the location curve - is directed opposite the equal part in the space-stationary location curve (fig. 11).

7. Method as stated in claim 5, characterized in that the value of the correction vector with a previously given factor, in particular one as a function of the flux vector's frequency (cpg) and/or a state variable (W) for the rotary field machine determined proportionality factor, is proportional to the derivative (Y ) of the flux value or proportional to the first orthogonal emf component (e^-j) of the transformed emf vector or proportional to the difference - resp. e-^ - •) between the derivative or first component of the transformed emf vector and an unstationary leading quantity (V*) (fig.11).

8. Method as stated in claim 5, characterized in that for the direction of the correction vector a component is prescribed which is perpendicular to the flux vector, and which is dependent on the frequency of the flux vector - in particular on the frequency of the flux vector and a state variable of the rotating field machine - and does not disappear at frequencies other than zero (Fig. 12).

9. Method as stated in claims 6 and 7, characterized in that the component perpendicular to the flux is positive or negative, depending on the sign of the product of the flux frequency and the value of the correction vector (fig. 10).

10. Method as specified in claim 2 or 6, characterized in that the guide values are formed as desired values for the machine or by rendering the flux based on measured values for the machine's current and rotor position.

11. Application of the method for field-oriented operation of an inverter-fed rotating field machine, during which the position of the flux is determined and the inverter is controlled in such a way as a function of the determined flux position that the component parallel to the flux and the component perpendicular to this component of the stator current can be influenced independently of each other (fig. 5) .

12. Device for determining a rotating field machine's flux from voltage and current, comprising a) an emf detector (55) which forms an emf vector (e ) from measured values for current (_ig) and voltage (ug), b) a calculation step (74) which, with the help of a feedback signal (tps) derived from the flux vector, forms a modified emf vector (e-), and c) an integration step (58) which forms the flux vector (T.-) by integration of the modified emf vector, characterized by) that the calculation step contains means (3, 79) for forming the orthogonal emf components in a rotating coordinate system, e) that the integration step for forming a first integrator signal contains a first integrator (5 ) to which the first orthogonal emf component (e-^) is applied, and whose output signal determines the first component of the flux vector in the rotating reference system or - in the case of a flux-parallel coordinate axis - the value coordinate of the vector, and f) that an angle value generator (2, 4) is arranged with another integrator (2) which serves to form another integrator signal, and which is applied with a feedback signal (cpg) derived from a quantity (cpg or _cp_ ) of the derived flux vector and assigned to the frequency of the flux vector, and the second integrator signal (cp_g) is supplied to the calculation step (74) as the angle of rotation for the rotating coordinate system (fig. 11).

13. Device as stated in claim 12, characterized in that the integration step (58) contains a division term (11) to form the quotient of the orthogonal emf component and first integration signal, and that the output signal of the dividing line (cpg) is fed to the input of another integrator (2) and the other integrator signal is fed to a delivery device (65, 80) for the angle or Cartesian components of the flux vector (fig. 11).

14. Device as stated in claim 12 or 13, characterized by the correction vector generator (75, 76) to prescribe a correction vector ( 6V_) which is rotated in relation to the flux vector, in particular is not parallel to the flux vector and disappears in a stationary state, as well as organs ( 77) to addition of emf vector and correction vector (fig. 11).

15. Device as stated in claim 14, characterized by means for forming a with the derivative (<4>1) of the flux approximately proportional size based on the first component of the modified emf vector or the value of the flux vector, as well as subordinate value forming means (76) to to determine the "correction vector's value (Fig. 11).

16. Device as specified in claim 14 or 15, characterized by a control vector generator (75) which is induced by the frequency of the flux vector or the rotating reference system and preferably also by a quantity (W) that characterizes the load state of the machine, and in functional dependence of its input quantities determines the components of a control vector in the rotating reference system, and by a multiplication step (76) which delivers the correction vector by multiplying the control vector by a value-determining quantity (Fig. 11).

17. Device as stated in claim 12, characterized by that the angle signal generator (2, 4) contains an angle tracking regulator (71) which is connected in front of another integrator (2) and is affected by the difference between the rotation angle (cps) and a leading rotation angle (?<*>) to form the feedback s » p the signal (<P^) , that a value follow-up regulator (70) induced by the first integrator signal and a lead value (¥*) forms a further feedback signal (AT), and that the calculation step (74) contains an addition term (79) for the further feedback signal and first orthogonal emf component.

18. Device as specified in one of claims 13-16 and claim 17, characterized by means of coupling (72), with the help of which the input to another integrator can be optionally or alternately switched between the output of the division link (11) and the angle tracking regulator (71).

19. Device as stated in one of claims 12-18, characterized by that the emf detector (55) contains means to form a smoothed emf vector (£g) which is supplied to the calculating stage (74) for transformation to the rotating reference system, that first Cartesian component (^~-|) of the f flux vector in the rotating reference system is formed from the first integration signal (4'-^) and a signal which is proportional (multiplicative term 61) to the smoothing time constant (t) and is taken out at the output of the calculation step for the first orthogonal emf component, and that a signal which is proportional (multiplication term 63) to the time constant of the smoothing and is taken out at the output of the calculation stage for another orthogonal emf component, is formed as another Cartesian component (^~2^ of the ^lux vector in the rotating reference system.

20. Device as stated in claim 18, characterized by means (65, 80) for transforming the flux vector into the stator-oriented coordinate system.

21. Device as stated in one of claims 11-19, characterized in that a device (23) is connected in front of the voltage input to the emf detector to suppress the voltage.

22. Device as specified in one of claims 11-20, characterized by that the rotation angle (o?s) of the rotating coordinate system is supplied to means (81, 82) for the coordinate transformation of measurement and/or desired vectors, and that the transformed measurement and/or desired vectors are supplied to the control input of an inverter which supplies the rotating field machine's stator current.