NO850599L - Fiberoptisk rotasjonssensor - Google Patents

Description

Den foreliggende oppfinnelse angår rotasjonsensorer, såsom gyroskoper, og spesielt en fiberoptisk rotasjonssensor som har utvidet dynamisk arbeidsområde.

Fiberoptiske rotasjonssensorer består varnligvis av en

sløyfe av fiberoptisk materiale som lysbølger blir koplet inn i, slik at de forplanter seg rundt sløyfen i motsatte retninger. Rotasjon av sløyfen skaper en relativ fasedifferanse mellom motforplatende bølger i samsvar med den vel-kjente "Sagnac-effekt",<x>idet mengden av faseforskjell korresponderer med rotasjonshastigheten. De motforplatende bølgene vil når de rekombineres interferere konstruktivt eller destruktivt for å frembringe et optisk utgangssignal som varierer i intensitet i samsvar med rotasjonshastig-

heten til sløyfen. Rotasjonsavføling blir vanligvis utført ved å detektere dette optiske utgangssignal.

Forskjellige teknikker er blitt foreslått for å øke følsom-heten til fiberoptiske rotasjonssensorer overfor små rotasjonshastigheter. De fleste av disse teknikker har imidlertid ikke vært brukbare for å detektere svært store rotasjonshastigheter siden utgangsfunksjonenene har en tendens til å gjenta seg selv ved forskjellige rotasjonshastigheter. Som et resultat av dette kan ikke utgangssignalet bli brukt til å fastslå hvilke av de mulige rotasjonshastighetene som har den samme utgangssignalbølgeformen som frembringer den bestemte observerte utgangssignalbølgeformen.

Således"vil det være en stor forbedring på området å frembringe en fasemodulasjonsteknikk hvorved rotasjonen kan avføles nøyaktig og pålitelig over et svært bredt område av rotasjonshastigheter. En slik teknikk og innretninger for å utføre denne er beskrevet i det følgende.

Den foreliggende oppfinnelse frembringer en anordning for

å avføle og måle en fysisk parameter under anvendelse av en optisk sløyfe. I dette system frembringer en lyskilde

motforplantende lysbølger i sløyfen og en detektor reagerer på de motforplantende lysbølgene og særlig på faseforskjellen med nevnte motforplatende lysbølger. Denne faseforskjell blir endret i samsvar med den fysiske parameter som ble målt. Slike fysiske parametre kan f.eks. omfatte akustiske bølger, statisk trykk, dynamisk trykk, temperatur eller en rotasjonshastighet av den optiske sløyfen i tilfellet med et optisk gyroskop.

I dette system vil i henhold til oppfinnelsen en fasefor-skjellsmodulator periodisk forspenne faseforskjellen mellom de motforplantende lysbølgene i sløyfen for å motvirke faseforskjellen forårsaket av den fysiske parameteren.

En styreinnretning reagerer på utgangssignalet fra detektoren for å justere den periodiske forspenning av faseforskjellsmodulatoren for å nulle ut faseforskjellen forårsaket av den fysiske parameteren. En krets reagerer på den periodiske forspenning til faseforskjellsmodulatoren for å måle den fysiske parameteren.

I den spesielle utførelse av oppfinnelsen som er beskrevet

i det følgende, blir en tilleggskrets brukt for periodisk å utslette utgangssignalet fra detektoren ved den samme frekvensen som frekvensen hvorved modulatoren periodisk forspenner faseforskjellen i sløyfen. I tillegg forbinder en krets portstyreinnretningen til styreinnretningen og sammneligner utgangssignalet fra portstyreinnretningen med et referansesignal på en annen frekvens^. De motforplantende lysbølgene i den optiske sløyfen blir også modulert med denne andre frekvens som er vesentlig høyere enn nevnte første frekvens.

I en bestemt utførelse av oppfinnelsen påtrykker faseforskjelis modulatoren en i hovedsak likespenningsfaseforspenning på de motforplantende lysbølgene. Denne hovedsakelige likespenningsf asef orspe.nningen blir frembragt ved å kombinere utgangssignalet fra en signalgenerator med utgangssignalet fra en harmonisk fra den samme signalgeneratoren for å frembringe et gjentagende rampesignal som ble brukt for å frembringe den periodiske likespenningsfaseforspenning.

Den foreliggende oppfinnelse omfatter en rotasjonssensor

og en fremgangsmåte for å drive denne for nøyaktig og pålitelig å avføle et bredt område av rotasjonshastigheter. Rotasjonssensoren omfatter helfiberoptiske komponenter

såsom en fiberoptisk retningskopler som (a) splitter lyset fra kilden til to bølger som forplanter seg rundt avfølings-sløyfen i motsatte retninger, og (b) kombinerer de motforplantende bølgene for å frembringe et optisk utgangssignal. Hensiktsmessig polarisering av det påtrykte lyset, de motforplantende bølgene og det optiske utgangssignalet blir etablert, styrt og opprettholdt av en fiberoptisk polarisator og fiberoptiske polarisasjonsstyreinnretninger. En andre fiberoptisk kopler er anordnet for å kople det optiske utgangssignalet fra den kontinuerlige tråden til en fotodetektor som sender ut et elektrisk signal som er proporsjonalt med intensiteten til det optiske signalet.

Forbedret driftsstabilitet og følsomhet til rotasjonssensoren blir oppnådd ved fasemodulering av de motforplantende bølgene ved den første frekvens (forspenningsfasemodulasjons-frekvensen) ved å anvende en første fasemodulator og derved forspenne fasen til det optiske utgangssignalet. Et fase-sehsitivt deteksjonssystem blir brukt for å måle den første harmoniske komponenten til det optiske utgangssignalets intensitet. I det viste deteksjonssystem er amplituden til denne første harmoniske komponenten proporsjonal med rotasjonshastigheten i sløyfen.

Et andre fasemodulasjonssignal blir frembragt med en tilfeldig frekvens som er mye lavere enn frekvensen til forspennings-frekvensen. Det er å foretrekke at den andre fasemodulasjonsfrekvensen ikke er harmonisk relatert til den første fasemodulasjonsfrekvensen. Dette andre fasemodulasjonssignal kan overlagres i systemet via den første fasemodulatoren eller alternativt kan den andre fasemodulator bli brukt.

Det optiske utgangssignalet blir portstyrt synkront med

den andre fasemodulasjonsfrekvensen slik at utgangssignalet representerer faseforskjellsmodulasjon frembragt, f.eks., under den positive halvperioden til den andre fasemodulasjonen, mens det presenterer en verdi på null under den negative halvperioden til den andre fasemodulasjonen. Ved å justere amplituden til modulasjonssignalet kan virkningen av Sagnac-faseskiftet effektivt kanselleres slik at tidsgjennomsnittsverdien til det optiske utgangssignalet under den positive halvperioden til den andre modulasjonen blir null. således vil det sees at amplituden til det andre modulasjonssignalet blir brukt som middelet for å kansellere Sagnac-faseskiftet, og således er denne størrelse representativt for mengden av Sagnac-faseskiftet som er tilstede i systemet.

For å kunne justere størrelsen'på det andre fasemodulasjonssignalet blir den første fasemodulasjonsfrekvenskomponenten i den portstyrte delen av utgangssignalet brukt til å generere et tilbakekoplingsfeilsignal som blir matet tilbake for å styre amplituden til det andre fasemodulasjonsdrive-signalet.

En tilbakekoplingsfeilkorreksjonsmodulator styrer amplituden til det andre modulasjonsdrivesignalet i samsvar med det tilkoplede feilsignalet som korresponderer med amplituden til det optiske utgangssignalet som er frembragt av Sagnac-faseskiftet.

I et minne er det lagret rotasjonshastighetsdata relatert

ved en transfer-funksjon til amplituden til den andre fasemodulasjonen som kansellerer den første fasemodulasjonsfrekvenskomponenten i det optiske utgangssignalet frembragt av rotasjonen. "Kansellerings"-amplituden til det frekvens-signalet som er tilstrekkelig til å kansellere eller begrense den første fasemodulasjonsfrekvenskomponenten frembragt

av Sagnac-effekten blir så omdannet til rotasjonshastigheten ved å gå inn i minnet under anvendelse av amplituden av kanselleringssignalet som adressen. Rotasjonshastighets-

data som det er gitt adgang til på denne måte kan så anvendes direkte eller omdannes til et signal som kan tolkes for å avlede Sagnac-faseskiftet eller rotasjonshastigheten.

Det er blitt funnet at amplitudemodulasjonen i ulike harmoniske i det optiske utgangssignalet forårsaket av fasemodulatoren

(enten direkte eller indirekte under polarisasjonsmodulasjon)

kan elimineres ved å drive fasemodulatoren ved en bestemt frekvens. Siden deteksjonssystemet som anvendes detekterer bare en ulik harmonisk (f.eks. den første harmoniske),

kan virkningene av fasemodulatorpåført amplitudemodulasjon bli eliminert ved drift på en slik frekvens. Dette eliminerer en vesentlig feilkilde i rotasjonsavføling og derved økes nøyaktigheten til rotasjonssensoren.

I en annen foretrukket utførelse av oppfinnelsen frembringer en modifikasjon av fasemodulasjonsbølgeformene en faseforskjellsmodulasjon hvis amplitude har den samme bølgelengde-avhengighet av det påtrykte drivsignalet som Sagnac-faseskiftet har i forhold til rotasjonshastigheten. Således dannes en i hovedsak lineær skalafaktor. Med en linearisert skalafaktor er amplituden til faseforskjellsmodulasjonen ved den andre frekvensen proporsjonal med Sagnac-faseskiftet i de motforplantende lysbølgene i rotasjonssensorsløyfen.

I denne utførelse omfatter faseforskjellsmodulasjonen en hovedsakelig konstant likespenningsverdi som kan justeres for å kansellere likespenningsfaseforskjellsmodulasjonen til de motforplantende lysbølgene (Sagnac-faseskiftet)

med en forenklet lineær funksjon.

En innretning for å danne en hovedsakelig linær skalafaktor frembringes ved anvendelsen av en faserampe som blir påtrykt de motforplantende bølgene ved hjelp av en modulator anordnet ved en asymmetrisk lokalisering i avfølingssløyfen til gyroskopet. Påtrykning av faserampen frembringer et like-spenningsdifferensialfaseskifte mellom motforplantende bølger. Imidlertid kan ikke vanlig brukte fiberoptiske fasemodulatorer frembringe en faserampe. Således blir

faserampen simulert ved anvendelse av periodisk gjentagende bølgeformer som har en rampedel.

En slik bølgeform er en sagtann-bølge som kan simuleres

ved å kombinere fasemodulasjonen ved en frekvens med modulasjonen til sin andre harmoniske frekvens og å justere fasen og amplitudeforholdet slik at de omtrent simulerer sagtanns-modulasjonsbølgeformen. På grunn av tilbakestillngsprosessen ved toppen av hver sagtannsmodulasjonsbølgeform, og på

grunn av resiprositeten til de to optiske banene til det motforplantende bølgene, kan ikke faseforskjellen være konstant i tid. Dette problem overkommes ved å substituere sagtannsbølgeformen for det andre modulasjonssignalet i utførelsen som er beskrevet først ovenfor. Med denne substi-tuering blir det optiske utgangssignalet portstyrt på under tidsperioden når rampedelen av sagtannsbølgen er tilstede,

og utgangssignalet blir portstyrt av i alle andre tidspukter. Ved således å justere amplituden eller frekvensen til den andre modulasjonen på måten som er beskrevet ovenfor, kan likespennings-Sagnac-faseskiftet bli nullet ut ved hjelp av en likespenningsfasediffereansemodulasjon frembragt av faserampen når utgangssignalet blir portstyrt på, og null-Sagnac-faseskiftet blir også simulert under perioden når utgangssignalet blir portstyrt av. Portstyring av utgangssignalet kan finne sted ved lyskilden eller ved eller etter detektoren. Helningen til faserampen som bestemmer differensialfaseskiftet blir styrt ved å justere modulasjons-amplituden til sagtannsbølgemodulasjonssignalet. Dette blir utført ved anvendelse av feiltilbakekoplingssignalet og feilkorreksjonsmodulatoren som ble beskrevet ovenfor.

Selvfølgelig kan en trekantbølgeformfasemodulasjon være

en annen type bølgeform som kan anvendes på samme måte

som sagtannsbølgemodulasjonen. Slik en trekantbølgeform kan dannes ved kombinering av modulasjonsfrekvensen og den tredje harmoniske til modulasjonsfrekvensen.

Oppfinnelsen er nærmere definert ved karakteristikken i

de etterfølgende patentkrav.

De ovenfor og andre fordeler med den foreliggende oppfinnelse vil forstås bedre med referanse til tegningene, hvor: Figur 1 viser skjematisk en grunnleggende rotasjonssensor, og viser de fiberoptiske komponentene anordnet langs en kontinuerlig uavbrutt tråd av fiberoptisk materiale, og viser videre signalgeneratoren, fotodetektoren, innlåseforsterkeren og fremviseren tilknyttet detekteringssystemet; Figur 2 viser et snitt av en utførelse av en fiberoptisk retningskopler for anvendelse i rotasjonssensoren på fig. 1; Figur 3 viser i snitt en utførelse av en fiberoptisk polari sator for anvendelse i rotasjonssensoren på fig. 1; Figur 4 viser i perspektiv en utførelse av en fiberoptisk polarisasjonsstyreinnretning for anvendelse i rotasjonssensoren på fig. 1;

Figur 5 viser skjematisk en rotasjonssensor i henhold

til fig. 1 med polarisatoren, polarisasjonsstyreinnretninger og fasemodulator utelatt;

Figur 6 er en kurve over intensiteten til det optiske utgangssignalet slik det er målt med fotodetektoren,

" som en funksjon av den rotasjonsinduserte Sagnac-fasedifferansen, og illustrerer virkningene av dobbeltbrytningsindusert faseforskjeller og dobbeltbrytningsindusert amplitudevariasjoner;

Figur 7 er en kurve over faseforskjell som en funksjon

av tiden og viser fasemodulasjonen til hver av de motforplantende bølgene og faseforskjellene mellom de motforplantende bølgene;

Figur 8 viser skjematisk virkningen av fasemodulasjonen på intensiteten til det optiske utgangssignalet målt av detektoren når sløyfen er i ro;

Figur 9 viser skjematisk virkningen av fasemodulasjon

på intensiteten til det optiske utgangssignalet målt av detektoren når sløyfen roterer;

Figur 10 er en kurve over forsterkerutgangssignalet som

en funksjon av den rotasjonsinduserte Sagnac-faseforskjell og viser et driftsområde for rotasjonssensoren på fig. 1;

Figur 11 viser skjematisk en foretrukken utførelse av en portstyrt lukket sløyferotasjonssensor med utvidet dynamisk arbeidsområde; Figur 12 er et skjema over den totale faseendring som er resultatet av forspenningsfasemodulasjonen og den nedre frekvensfasemodulasjonen i samband med en konstant forspenning som er resultatet av Sagnac-effekten; Figur 13 viser skjematisk den totale faseendring for den nedre frekvensfasemodulasjonen i samband med en konstant forspenning som er resultatet av Sagnac-effekten og det optiske utgangssignalet som er resultatet av portstyringen; Figur 14 er en kurve over skalafaktoren til rotasjonssensoren vist på fig. 11; Figur 15 er et kretsskjema for en feilkorreksjonsmodulator; Figur 16 er et skjema over reaksjonen til modulatoren på fig. 15 på et prøvefeilsignal; Figur 17 viser skjematisk en foretrukket feilkorreksjons modulator; Figur 18 viser skjematisk hele sensoren som anvender feil korreksjonsmodulatoren på fig. 17; Figur 19 viser skjematisk en annen feilkorreksjonsmodulator som kan anvendes i utførelsen på fig. 11; Figur 20 viser skjematisk den foretrukne utførelse av en utgangskrets til rotasjonssensoren for å omforme amplituden til det nedre frekvensdrivesignalet til rotasjonshastigheten;

Figur 21 viser skjematisk en utgangsfremviserkrets som

kan anvendes i de lineære områdene til skalafaktoren;

Figur 22 viser skjematisk en annen utgangsfremviserkrets

som kan anvendes i de lineære områdene til skalafaktoren; Figur 23 er en kurve som viser faseforskjell mellom de interfererende bølger som blir modulert av en rampebølgeform;

Figur 24 er et diagram som viser den relative fase mellom

de interfererende bølgene som blir modulert av en sagtannbølgeform og faseforskjellen mellom disse interfererende bølger;

Figur 25 er en grafisk fremstilling av en fremgangsmåte

for å danne en sagtannbølge og viser videre den relative fase mellom de interfererende bølger som blir modulert av sagtannbølgeformen så vel som faseforskjellen mellom disse interfererende bølger;

Figur 26 viser den totale faseendring som er resultatet

av forspenningsfasemodulasjonen og den nedre fre-kvenssagtannbølgeformfasemodulasjonen i samband med en konstant forspenning som er resultatet av Sagnac-effekten, og utgangssignalet som er resultatet av portstyringen; Figur 27 viser skjematisk en foretrukken utførelse av en portstyrt, lukket sløyferotasjonssensor som har utvidet dynamisk arbeidsområde og en hovedsakelig linearisert skalafaktor;

Figur 28 er en kurve over skalafaktoren til sensoren vist

på fig. 27; og

Figur 29 viser skjematisk en annen foretrukken utførelse

av en portstyrt, lukket sløyferotasjonssensor som har utvidet dynamisk arbeidsområde og en hovedsakelig lineær transfer-funksjon.

Før en fortsetter med en forklaring av den foretrukne utførelse av oppfinnelsen, er det nødvendig med en forklaring av den grunnleggende rotasjonssensor som anvendes i oppfinnelsen for å få en fullstendig forståelse av forbedringen. Fig. 1 viser en rotasjonssensor som har en grunnleggende struktur av den type som anvendes i den foreliggende oppfinnelse.

Den omfatter en lyskilde 10 for å innmate lys i en kontinuerlig lengde eller tråd av optisk fiber 12, av hvilken en del er viklet til en avfølingssløyfe 14. Som anvendt her, angir henvisningstallet 12 generelt hele den kontinuerlige tråden av optisk fiber, mens tallet 12 med bokstavsuffiksene (A, B, C, etc.) angir deler av den optiske fiberen 12.

I den viste utførelse består lyskilden 10 av en galliumarsen (GaAs)-laser som frembringer lys som har en bølgelengde i størrelsesorden 0,82 |im. Som et spesielt eksempel kan lyskilden 10 omfatte en GO-DIP-lasediode, kommersielt tilgjengelig fra General Optronics Corp., 3005 Hadley, Road, South Plainfield, New Jersey. De fiberoptiske trådene

såsom tråden 12 er fortrinnsvis enkelmodusfibre som har f.eks. en ytre diameter på 80 |im og en kjernedi-ameter på 4 (am. Sløyfen 14 omfatter flere viklinger av fiberen 12 viklet rundt en spolekjerne eller annen egnet opplagring (ikke vist). Som et spesielt eksempel kan sløyfen 14 ha omtrent 1000 viklinger av fiber viklet på en form som har en diameter på 14 cm.

Sløyfen 14 er fortrinnsvis viklet symmetrisk ved at det startes fra senteret, slik at symmetriske punkter i sløyfen 14 ligger nær hverandre. Det antas at dette reduserer omgivelsesfølsomheten til rotasjonssensoren siden slik symmetri forårsaker at tidsvarierende temperatur og trykk-gradienter har en lik virkning på begge de motforplantende bølgene.

Lys fra kilden 10 blir optisk koplet til en ende av fiberen 12 ved å føre fiberen 12 mot lyskilden 10. Forskjellige komponenter for å styre og behandle lyset er anordnet eller tildannet ved forskjellige steder langs den kontinuerlige tråden 12. Ved formålet å beskrive de relative plasseringer av disse komponenter vil den kontinuerlige fiberen 12 bli beskrevet som om den er inndelt i syv deler, merket 12A

til 12G, respektivt, idet delen 12A til 12E er på den siden av sløyfen 14 som er koplet til kilden 10, og delene 12F

til 12G er på den motsatte siden av sløyfen 14.

Tilliggende lyskilden 10, mellom fiberdelene 12A og 12B,

er det anordnet en polarisasjonsstyreinnretning 24. En type polarisasjonsstyreinnretning som er egnet for anvendelse som styreinnretning 24 er beskrevet detaljert i den parallelle patentsøknad med serienr. 183.975, inngitt 4. september 1980 og med tittel "Fiber Optic Polarization Converter",

og som tilhører eieren av den foreliggende oppfinnelse,

og er herved innlemmet som referanse. En enkel beskrivelse av polarisasjonsstyreinnretningen 24 vil bli gitt i det etterfølgende. Det bør imidlertid nå forstås at denne styreinnretningen 24 tillater justering av både tilstanden og retningen av polarisasjonen til det påtrykte-lyset.

Fiberen 12 passerer så gjennom porter merket A og B til

en retningskopler 26, anordnet mellom fiberdelene 12B og 12C. Kopleren 26 kopler optisk energi til den andre tråden av optisk fiber som passerer gjennom portene merket C gil D til kopleren 26, idet porten C er på samme side av kopleren som porten A, og porten D er på den samme side av kopleren som porten B. Enden av fiberen 28 som strekker seg fra porten D er avsluttet ikke-reflekterende ved punktet merket "NC" (for "ikke-forbundet"), mens enden av fiberen 29 som strekker seg fra porten C er optisk koplet til en fotodetektor 30. Som et spesielt eksempel kan fotodetektoren 30 omfatte en standard, motsatt polarisert, silisium PIN-type fotodiode.Kopleren 26 er beskrevet detaljert i den parallelle patent-søknaden med serienr. 300.955, inngitt 10. september 1981, med tittel "Fiber Optic Directional Coupler", som er en avledt videreført del av patentsøknad med serienr. 139.511, inngitt 11. april 1980, med tittel "Fiber Optic Directional

Coupler", og begge nevnte patentsøknader tilhører eieren

av den foreliggende oppfinnelse. Disse parallelle patent-søknader er herved innlemmet som referanser.

Fiberdelen 12C som strekker seg fra port B fra kopleren

26 passerer gjennom en polarisator 32, anordnet mellom fiberdelene 12C og 12D. En monomodus optisk fiber har to polarisasjonsmodi for forplantning for enhver lysbølge. Polarisatoren 32 tillater passasje av lys i en av polarisa-sjonsmodiene til fiberen 12, mens den forhindrer passasje av lys i den andre polarisasjonsmodus. Fortrinnsvis blir polarisasjonsstyreinnretningen 24 nevnt ovenfor, brukt til å justere polarisasjonen til det påtrykte lyset slik at slik polarisasjon er hovedsakelig den samme som polarisa-sjonsmodusen som sendes gjennom av polarisatoren 32. Dette reduserer tapet av optisk energi, mens det påtrykte lyset forplanter seg gjennom polarisatoren. En foretrukket type polarisator for anvendelse i den foreliggende oppfinnelse er beskrevet detaljert i den parallelle patentsøknad med serienr. 195.934, inngitt 10. oktober 1980, og med tittel "Polarizer and Method", og som tilhører eieren av den foreliggende oppfinnelse, og herved innlemmet som referanse.

Etter å ha passert gjennom polarisatoren 32, passerer fiberen 12 gjennom porter merket A og B til en retningskopler 34 anordnet mellom fiberdelene 12D og 12E. Denne kopler 34

er fortrinnsvis av samme type som beskrevet ovenfor med referanse til kopleren 26. Fiberen er så viklet i en sløyfe 14 med en polarisasjonsstyreinnretning 36 anordnet mellom sløyfen 14 og fiberdelen 12E. Denne polarisasjonsstyreinnretning 36 kan være av typen som er forklart med referanse til styreinnretningen 24, og blir brukt til å justere polarisasjonen til lysbølgene som motforplanter seg gjennom sløyfen 14 slik at det optiske utgangssignalet som dannes ved interferens av disse motforplantende bølgene har en polarisasjon som på effektiv måte vil bli videresendt av polarisatoren 32 med minimalt optisk energitap. Ved således å anvende begge polarisasjonsstyreinnretningene 24 og 36 kan polarisa-

sjonen til lyset som forplanter seg gjennom fiberen 12

bli justert for maksimum optisk energiutgang.

En fasemodulator 38 som drives av en vekselstrømssignalgene-rator 40 er montert i fibersegmentet 12F mellom sløyfen 14 og den andre retningskopleren 34. Denne modulator 38 består av en PZT-sylinder som fiberen 12 er viklet rundt. Fiberen 12 er festet til sylinderen slik at når sylinderen ekspanderer radielt som reaksjon på modulasjonssignalet fra generatoren 40, så strekkes fiberen 12.

En alternativ type modulator (ikke vist) som er egnet for anvendelse med den foreliggende oppfinnelse består av en PZT-sylinder som strekker longitudinalt fire segmenter

av fiberen 12 som er festet til korte lengder av kapillær rør ved endene av sylinderen. Sakkyndige vil forstå at denne alternative typen modulator kan medføre en mindre grad av polarisasjonsmodulasjon i det forplantende optiske signalet enn modulatoren 38; men det vil sees i_det følgende at modulatoren 38 kan bli drevet ved en frekvens som eliminerer de uønskede virkninger av polarisasjonsmodulasjon. Således er begge typene modulator egnet for anvendelse

i den foreliggende oppfinnelse.

Fiberen 12 passerer så gjennom porter merket C og D i kopleren 34, idet fiberdelen 12 strekker seg fra porten D og fiberdelen 12G strekker seg fra porten C. Fiberdelen 12G avsluttes ikke-reflekterende ved et punkt merket "NC" (ikke-forbundet).

Utgangsssignalet fra vekselsstrømsgeneratoren 40 blir matet på en ledning 44 til en innlåseforsterker 46 som et referansesignal, hvilken innlåseforsterker 46 også er forbundet for å motta utgangssignalet fra fotodetektoren 30 på en ledning 48. Dette signal på ledningen 44 til forsterkeren 46 gir et referansesignal for å sette forsterkeren 46 i stand til synkront å detektere detektorutgangssignalet ved modulasjonsfrekvensen, dvs. den første harmoniske kompo nenten til det optiske utgangssignalet fra modulatoren 38, mens alle de andre harmoniske til denne frekvensen blir blokkert.

Innlåse- eller innfangeforsterkere er vel kjent på området

og er kommersielt tilgjengelige.

Det vil sees nedenfor at størrelsen til den første harmoniske komponenten i detektorutgangssignalet er proporsjonalt over et visst begrenset driftsområde med rotasjonshastigheten i sløyfen 14. Forsterkeren 46 sender ut et signal som er proporsjonalt med denne første harmoniske komponenten og gir således en direkte indikasjon på rotasjonshastigheten som kan fremvises visuelt på et fremvisepanel 47. Detek-teringsoppsettet som er vist på fig. 1 kan imidlertid bare bli brukt for relativt små rotasjonshastigheter, hvilket vil forstås i forbindelse med forklaringen av fig. 9.

En foretrukket fiberoptisk retningskopler for anvendelse

som koplerne 26 og 34 -i rotasjonssensoren eller gyroskopet i henhold til den foreliggende oppfinnelse er vist på fig.

2. Kopleren omfatter to optiske fibertråder merket 50A

og 50B på fig. 2, av et enkelmodusfiberoptisk materiale som har en del av,kappen fjernet fra en side av seg. De to trådene 50A og 50B er montert i respektive buede spalter 52A og 52B tildannet i respektive blokker 53A og 53B. Trådene 50A og 50B er anordnet med tråddelene hvori kappen er blitt fjernet i tett nærhet for å danne et samvirkeområde 54

i hvilket lyset blir overført mellom kjernedelene til trådene. Mengden av materiale som er fjernet er slik at kjernedelen til hver tråd 50A og 50B ligger innenfor flyktigfeltet til den andre. Senter-til-senter-avstanden mellom trådene ved senteret av kopleren er vanligvis mindre enn 2-3 kjerne-diametre.

Det er viktig å merke seg at lyset som overføres mellom trådene i samvirkeområdet 54 er retningsbestemt. Dvs.

at det alt vesentlige av lyset som påtrykkes inngangsporten A blir levert på utgangsportene B og D uten motrettet kopling til port C. På samme måte blir hovedsakelig alt lyset som påtrykkes inngangsport C levert til utgangsportene B og D. Videre er denne retningsbestemthet symmetrisk. Således blir lys som mates på enten inngangsport B og eller inngangsport D levert til utgangsportene A og C. Ennvidere er kopleren vesentlig ikke-diskriminerende med hensyn til polarisasjoner og bevarer således polarisasjonen til det koplede lyset. Dersom f.eks. en lyssstråle som har en vertikal polarisasjon blir matet inn på port A, så vil lyset som koples fra port A til port D, så vel som lyset som passerer tvers gjennom port A til port B, forbli vertikalt polarisert.

Av det forutgående kan det sees at kopleren kan fungere

som en strålesplitter for å dele det påtrykte lyset i to motforplantende bølgerWl og W2 (fig. 1). Videre kan kopleren i tillegg fungere for å rekombinere de motforplantende bølgene etter at de har gjennomløpt sløyfen 14 (fig. 1).

I den viste utførelsen har hver av koplerne 26 og 34 en koplingseffektivitet på 50% siden dette valg av koplingseffektivitet gir maksimal optisk energi på fotodetektoren 30 (fig. 1). Som anvendt her er uttrykket "koplingseffektivitet" definert som energiforholdet til koplet energi i forhold til den totale utsendte energi, uttrykt som en prosentdel. Som eksempel refereres til fig. 2. Dersom lys skulle bli påtrykt port A, så vil koplingseffektiviteten være lik forholdet mellom energien på port D og summen av energien sendt ut på portene B og D. Videre sikrer en koplingseffektivitet på 50% for kopleren 34 at de motforplantende bølgene Wl og W2 har lik størrelse.

En foretrukket polarisator for anvendelse i rotasjonssensoren på fig. 1 er vist på fig. 3. Denne polarisator omfatter et dobbeltbrytende krystall 60, anordnet innenfor flyktigfeltet til lys som sendes av fiberen 12. Fiberen 12 er montert i en spalte 62 so åpner seg mot den øvre flaten 63 av en generelt rektangulær kvartsblokk 64. Spalten 62 har en buet bunnvegg og fiberen er montert i spalten 62 slik at den følger kun konturen til denne bunnvegg. Den øvre overflate 63 av blokken 64 er slipt og polert for å fjerne en del av kappen fra fiberen 12 i et område 67. Krystallet 60

er montert på blokken 64 med den nedre overflate 68 av krystallet vendende mot den øvre overflate 63 av blokken 64 for å plassere krystallet 60 innenfor flyktigfeltet til fiberen 12.

De relative brytningsindekser for fiberen 12 og det dobbeltbrytende materialet 60 er valgt slik at bølgehastigheten til den ønskede polarisasjonsmodus er større i det dobbeltbrytende materialet 60 enn i fiberen 12, mens bølgehastigheten til en uønsket polarisasjonsmodus er større i fiberen 12

enn i det dobbeltbrytende krystallet 60. Lyset med den ønskede polarisasjon forblir styrt av kjernedelen til fiberen 12, mens lys med den uønskede polarisasjonsmodus blir koplet fra fiberen 12 til det dobbeltbrytende krystallet 60.

Således tillater polarisatoren 32 passasje av lys i en polarisasjonsmodus, mens den forhindrer passasje av lys i den andre polarisasjonsmodus. Som tidligere indikert,

kan polarisasjonsstyreinnretningene 64 og 36 (fig. 1) bli brukt for å justere polarisasjonene til det påtrykte lyset og det optiske utgangssignalet respektivt, slik at optisk energitap gjennom polarisatoren blir minimalisert.

En type polarisasjonsstyreinnretning som er egnet for anvendelse i rotasjonssensoren på fig. 1 er vist på fig. 4. Styreinnretningen innbefatter en basis 70 på hvilken flere oppstående blokker 72A til 72D er montert. Mellom tilliggende blokker 72 er spoler 72A til 72C tangentielt montert på aksler 76A til 76C respektivt. Akslene 76 er aksielt innrettet med hverandre og er roterbart montert mellom blokkene 72. Spolene 74 er generelt sylindriske og er

anordnet tangentielt til akslene 76.

Bånd 12 strekker seg gjennom aksiale hull i akslene 76

og er viklet rundt hver av spolene 74 for å danne tre spoler 78A til 78C. Radius til spolen 78 er slik at fiberen 12

blir strukket for å danne et dobbeltbrytende medium i hver spolene 78. De tre spolene 78A til 78C kan roteres uavhengig av hverandre om aksen til akslene 74A til 74C respektivt for å justere dobbeltbrytningen til fiberen 12 og således styre polarisasjonen til lyset som passerer gjennom fiberen 12.

Diameteren og antall turn eller vindinger i spolene 78

er slik at de ytre spolene 78A og C gir en rommelig forsinkelse på en kvart bølgelengde, mens senterspolen 78D gir en rommelig forsinkelse på en halv bølgelengde. Spolene 78A og 78C

med kvart bølgelengde styrer ellipitisiteten til polarisasjonen og den halv bølgelengde-spole 78 styrer retningen til polarisasjonen. Dette gir fullstendig justering av polarisasjonen til lyset som forplanter seg gjennom fiberen 12 .

Det vil imidlertid forstås at polarisasjonsstyreinnretningen kan modifiseres slik at den bare inneholder de to kvart-bølgelengde-spolene 78A og C, siden retningen til polarisasjonen (som ellers blir besørget av senterspolen 78B) kan styres indirekte ved riktig justering av elliptisiteten til polarisasjonen ved hjelp av de to kvart-bølgelengde-spolene 78A og C. Følgelig er polarisasjonsstyreinnretningene 24 og 36 vist på fig. 1 med bare de to kvart-bølgelengde-spolene 78A og C. Siden denne utforming reduserer total-størrelsen til styreinnretningene 24 og 36 kan den være fordelaktig for visse anvendelser av den foreliggende oppfinnelse som involverer plassbegrensninger.

Således gir polarisasjonsstyreinnretningene 24 og 36 muligheter for å etablere, opprettholde og styre polarisasjonen til

både det påtrykte lyset og de motforplantende bølgene.

For fullstendig forståelse av funksjonen og viktigheten

til polarisatoren 32 (fig. 1) og fasemodulator 38, vil virkemåten til rotasjonssensoren først bli beskrevet som om disse komponenter var blitt fjernet fra systemet. Følgelig viser fig. 5 rotasjonssensoren på fig. 1 i et skjematisk blokkdiagram med modulatoren 38, polarisatoren 32 og tilknyt-tede komponenter fjernet.

Lys blir koplet fra laserkilden 10 til fiberen 12 for forplantning i denne. Lyset entrer port A til kopleren 26 hvor en del av lyset tapes via port D. Den gjenværende delen av lyset forplanter seg fra port B til port A i kopleren 34, hvor det blir splittet i to motforplantende bølger Wl og W2 med lik amplitude. Bølgen Wl forplanter seg fra porten B i en retning med klokken rundt sløyfen 14, mens bølgen W2 forplanter seg fra port D i en retning mot klokken rundt sløyfen 14.

Etter at bølgene Wl og W2 har gjennomløpt sløyfen 14, blir

de rekombinert av kopleren 34 for å danne et optisk utgangssignal som forplanter seg fra port A i kopleren 34 til port B i kopleren 26. En del av det optiske utgangssignalet blir koplet fra port B til port C i kopleren 26 for forplantning langs fiberen 29 til fotodetektoren 30. Denne fotodetektor 30 sender ut et elektrisk signal som er proporsjonalt med intensiteten til lyset som blir påtrykt denne av det optiske utgangssignalet.

Intensiteten til det optiske utgangssignalet vil variere

i samsvar med mengde og type, dvs. konstruktiv eller destruktiv interferens mellom bølgene Wl og W2 når de blir rekombinert eller interferert i kopleren 34. Dersom man for øyeblikket ser bort fra virkningene av fiberdobbeltbrytning, vil bølgene Wl og W2 forplante seg i den samme optiske banen rundt

sløyfen 14. Hvis det antas at sløyfen 14 er i hvile når

bølgene Wl og W2 blir rekombinert ved i kopleren 34 så

vil de interferere konstruktivt med ingen faseforskjell dem imellom og intensiteten til det optiske utgangssignalet vil være maksimalt. Når imidlertid sløyfen 14 blir rotert, vil de motforplantende bølgene Wl og W2 være endret i fase i samsvar med Sagnac-effekten, slik at når de blir overlagret i kopleren 34, så vil de interferere destruktivt for å redusere intensiteten i det optiske utgangssignalet. Slik Sagnac-fasedifferanse mellom bølgene Wl og W2 forårsaket

av rotasjon av sløyfen 14 er gitt ved den følgende ligning:

hvor:

A er arealet avgrenset av sløyfen 14 av optisk fiber;

N er antallet turn av optisk fiber om arealet A;

R er vinkelhastigheten til sløyfen rundt en akse som er

perpendikulær på planet til sløyfen; og

X og c er fri-rom-verdiene til bølgelengden og hastigheten,

respektivt til lyset påtrykt sløyfen.

Intensiteten til det optiske utgangssignalet (IT) er en funksjon av Sagnac-f asef orsk j ellen (A<t>„) mellom bølgene Wl og W2 og er gitt ved den følgende ligning:

hvor og 1^ er de individuelle intensitetene til bølgene Wl og W2 respektivt.

Av ligning (1) og (2) kan det sees at intensiteten til det optiske utgangssignalet er en funksjon av rotasjonshastigheten (n). En indikasjon av slik rotasjonshastighet kan således fås ved å måle intensiteten til det optiske utgangssignalet ved anvendelse av detektoren 30.

Fig. 6 viser en kurve 80 som illustrerer dette forhold

mellom intensiteten til det optiske utgangssignalet (IT)

og Sagnac-f asedif f eransen (A<t> ) mellom de motf orplantende bølgene Wl og W2. Kurven 80 har form av en kosinuskurve og intensiteten til det optiske utgangssignalet er maksimalt når Sagnac-fasedifferansen er null. Hvor fasedifferansen mellom de motforplantende bølgene Wl og W2 blir forårsaket fullt og helt av rotasjon av sløyfen 14, vil kurven 80 variere symmetrisk om den vertikale aksen. Som forklart i den parallelle patentsøknad med serienr. 288.212, tittel "Fiber Optic Rotation Sensor Utilizing Unpolarized Light", inngitt 29. juli 1981, kan imidlertid med polarisert lys og en tilleggs, ikke-resiprok, faseforskjell mellom de motforplantende bølgene Wl og W2 være forårsaket av rest-dobbeltbrytningen til den optiske fiberen 12. Denne patent-søknad er herved innlemmet som referanse. Denne tilleggs-ikke-resiproke faseforskjell vil ikke opptre dersom fullstendig upolarisert lys blir brukt.

Dobbeltbrytningsinduserte faseforskjeller opptrer siden lyset som forplanter seg i hver av de to polarisasjonsmodi til enkelmodusfiberen 12 forplanter seg med en forskjellig hastighet. Dobbeltbrytning vil forårsake kopling av deler av lyset som forplanter seg i en polarisasjonsmodus til den andre modus. Dette skaper en ikke-rotasjonsindusert faseforskjell mellom bølgene Wl og W2 som forårsaker at bølgene Wl og W2 interfererer på en måte som forstyrrer eller endrer.kurven 80 på fig. 6. En"slik endring er illustrert ved kurven 82 vist med strekede linjer på fig. 6.

Slik dobbeltbrytningsindusert, ikke-resiprok faseforskjell er uskillbar fra en rotasjonsindusert Sagnac-faseforskjell, og er avhengig av omgivelsesfaktorer som varierer fiberdobbeltbrytning, såsom temperatur og trykk. Fiberdobbeltbrytning er således årsaken til en hovedfeilkilde i fiberoptiske rotasjonssensorer.

Problemet med ikke-resiprok drift på grunn av fiberdobbelt brytning blir løst i rotasjonssensoren i henhold til den foreliggende oppfinnelse ved hjelp av polarisatoren 32

(fig. 1) som, som forklart ovenfor, tillater anvendelse av bare en enkelt polarisasjonsmodus. Når polarisatoren 32 blir introdusert i systemet ved punktet benevnt med henvisningstall 84 på fig. 5, forplanter lys som passerer gjennom polarisatoren 32 seg inn i sløyfen 14 i en valgt polarisasjonsmodus. Når videre de motforplantende bølgene blir rekombinert for å danne det optiske utgangssignalet,

vil alt lys som ikke har den samme polarisasjon som lyset som ble påtrykt sløyfen bli forhindret i å nå fotodetektoren 30 siden det optiske utgangssignalet passerer gjennom polarisatoren 32. Således vil det optiske utgangssignalet, mens det forplanter seg fra port A .-.i . kopleren 34 til port B i kopleren 26 ha nøyaktig den samme polarisasjonen som lyset som blir påtrykt sløyfen.

Ved å sende det innmatede lyset og det optiske utgangssignalet gjennom den samme polarisatoren 32, vil derfor bare en enkel optisk bane bli benyttet og derved elimineres problemet med dobbeltbrytningsindusert faseforskjell forårsaket av de forskjellige forplantningshastighetene i de to mulige polarisasjonsmodi. Dvs. ved å filtrere ut alt lys som ble overført fra den valgte modus til den ikke-valgte modus av dobbeltbrytningen i fiberen, er det mulig å eliminere alle lysbølger i den ikke-valgte modus som kunne øke eller tape fase i forhold til den valgte modus på grunn av den forskjellige forplantningshastighet. Videre bør en merke seg at polarisasjonsstyreinnretningene 24 og 36 (fig. 1)

kan anvendes til å justere polarisasjonen til det påtrykte lys og det optiske utgangssignalet respektivt for å redusere optisk energitap i polarisatoren 32, og således maksimali-sere signalintensiteten ved detektoren 30.

Med henvisning igjen til fig. 6 vil det sees at siden kurven 80 er en kosinusfunksjon, så er intensiteten til det optiske utgangssignalet ikke-lineært for små Sagnac-faseforskjeller

(A*) mellom bølgene Wl og W2. Videre er intensiteten til det optiske utgangssignalet relativt ufølsomhet overfor endringer i f asef orsk j ell for små verdier av A4>R. Slik ikke-linearitet og ufølsomhet gjør det vanskelig å omdanne den optiske intensiteten (IT) målt av detektoren 30 til et signal som indikerer rotasjonshastigheten til sløyfen 14 (via ligning 1).

Selv om dobbeltbrytningsindusert faseforskjell mellom bølgene Wl og W2 er eliminert, som forklart ovenfor ved anvendelse

av polarisatoren 32, vil det videre finne sted krysskopling mellom polarisasjonsmodi forårsaket av fiberdobbeltbrytning. Denne krysskopling reduserer den optiske intensiteten til

det optiske utgangssignalet siden det krysskoplede lyset blir hindret i å nå fotodetektoren 30 på polarisatoren 32. Således vil endringer i fiberdobbeltbrytningen forårsake at amplituden til kurven 80 på fig. 6 vil variere, f.eks.

som vist ved kurven 84. Det vil forstås at kurvene 80,

82, 84 på fig. 6 ikke er opptegnet i riktig målestokk.

De forutgående problemer er løst ved hjelp av et synkrondetek-teringssystem som anvender fasemodulatoren 38, signalgeneratoren 40 og innlåseforsterkeren 46 vist på fig. 1.

Med henvisning til fig. 7 vil fasemodulatoren 38 modulere fasen til hver av de forplantende bølgene Wl og W2 med frekvensen til signalgeneratoren 40. Som det imidlertid kan sees av fig. 1, er fasemodulatoren 38 anordnet ved en ende av sløyfen 14. Således er modulasjonen av bølgen Wl ikke nødvendig, hvis i fase med modulasjonen av bølgen

W2. I virkeligheten er det å foretrekke for riktig drift

av dette synkrone detekteringssystemet at modulasjonen av bølgene Wl og W2 er 180° ute av fase. Med henvisning til fig. 7 er det å foretrekke at modulasjonen av bølgenWl, representert av sinuskurven 90, er 180° ute av fase med-modulasjonen av bølgen W2 representert med kurven 92. Anvendelse av en modulasjonsfrekvens som gir et slikt 180°-faseforskjell mellom modulasjonen av bølgenWl i forhold

til W2 er spesielt fordelaktig ved at den eliminerer modulatorindusert amplitudemodulasjon i det optiske utgangssignalet som måles av detektoren 30. Denne modulasjonsfrekvens (fm) kan beregnes ved å .anvende den følgende ligning:

hvor:

L er differensialfiberlengden mellom kopleren 34 og modula toren 38 for de motforplantende bølgene Wl og W2, dvs. avstanden målt langs fiberen mellom modulatoren 38 og

et symmetrisk punkt på den andre siden av sløyfen 14;

n er den ekvivalente brytningsindeksen for enkelmodusfiberen

12; og

c er fri-rom-hastigheten til lyset påtrykt sløyfen 14.

Ved denne modulasjonsfrekvens (fm) som er kalt den "riktige" frekvensen, er faseforskjellen (A^) mellom de motforplantende bølgene Wl og W2 som stammer fra fasemodulasjonen av disse bølgene i samsvar med kurvene 90 og 92 vist med sinuskurven 94 på fig. 7. Kurven 94 frembringes ved å subtrahere kurven 92 fra kurven 90 for å få frem faseforskjellen mellom Wl og W2. Denne modulasjon av faseforskjellen mellom bølgene Wl og W2 vil også modulere intensiteten (IT) til det optiske utgangssignalet i samsvar med kurven 80 på fig. 6 på samme måte som en Sagnac-faseendring ville," siden slik fasemodulasjon er uskillbar fra rotas jonsindusert Sagnac-f asef or-skjeller A<)> .

Det foregående kan forstås bedre med referanse til fig.

8 og 9 som illustrerer grafisk virkningen av (a) fasemodulasjonen A^, definert ved kurve 94 på fig. 7, og (b) Sagnac-f asef orsk jellen A<t> , på intensiteten (Im) til det optiske utgangssiganlet. Før en går videre med en forklaring av fig. 8 og 9, bør det først forstås at intensiteten (I T) til det modulerte optiske utgangssignalet er en funksjon av den totale faseforskjellen mellom bølgene Wl og W2. Slik total faseforskjell er sammensatt av både den rotas jonsinduserte Sagnac-f asef orsk j ellen A<t> og den tidsvarierende modulas j onsinduserte f asef orsk jellen A<t>^. Den totale f asef orskjellenA<t> mellom bølgene Wl og W2 kan ut-trykkes på følgende måte:

Følgelig vil siden virkningene av den modulasjonsinduserte f asef orsk j ellen A<t>^, så vel som den rotas j onsinduserte f asef orsk j ellen A<|> , bli betraktet med referanse til fig. 8 og 9, og den horisontale aksen til kurven 80 er blitt gjenmerket som A<)) for å indikere at den totale faseforskjellen blir betraktet, snarere enn bare den rotasjonsinduserte faseforskjellen, som på fig. 6.

Med henvisning nå til fig. 8, vil virkningen av fasemodulasjonen A<t>^(kurve 94) på intensiteten ±T til det optiske utgangssignalet bli forklart. Kurve 80 representerer forholdet mellom intensiteten til det optiske utgangssignalet som er resultatet av to interfererende koherente bølger på f asef orsk jellen A tj> mellom bølgene. Når den relative fasevinkel mellom bølgene er null, som vist ved 93, er den resulterende intensiteten til den kombinerte bølgen ved et maksimum, som illustrert ved 95. Når den relative faseforskjellen mellom bølgene Wl og W2 er ikke-null, vil det kombinerte optiske signalet ha en lavere intensitet som er avhengig av størrelsen på f asef orsk j ellenA<t>. Intensiteten fortsetter å minske med økende A<t> inntil den relative faseforskjell er enten pluss eller minus 180°,

som illustrert ved 97 og 99 respektivt. Ved en faseforskjell på pluss eller minus 180°, interfererer de to motforplantende bølgene fullstendig destruktivt og den resulterende intensiteten er null som illustrert ved 97 og 99.

På fig. 8 er det forutsatt at sløyfen 14 er i ro, og således blir ikke det optiske signalet påvirket av Sagnac-effekten. Spesielt kan det sees at den modulasjonsinduserte fasefor-skjellskurve 94 forårsaket at det optiske utgangssignalet varierer som illustrert med kurven 96. Kurven 96 frembringes ved å overføre punktene på kurven 94 som representerer den momentane f asef orsk j ell A<t>^mellom Wl og W2 til kurven 80 som representerer den resulterende optiske intensiteten for en faseforskjell av denne størrelse. Når alle punktene på kurven 94 er overført på kurven 80, og de korresponderende intensitetene er avmerket, er kurven 96 resultatet. Over-føringen fra kurven 94 via kurven 80 er symmetrisk om verti-kalaksen til kurven 80 slik at den optiske intensiteten målt av detektoren 30 varierer periodisk med en frekvens som er lik den andre harmoniske til modulasjonsfrekvensen som vist ved kurven 96.

Siden, som forklart ovenfor, innlåseforsterkeren 46 er avstemt av referansesignalet til modulasjonsfrekvense fm fra signalgeneratoren 40 (fig. 1), detekterer innlåseforsterkeren synkront bare detektorutgangssignalet ved modulasjonsfrekvensen 'f , dvs. første harmoniske til modulatoren 38. Men siden utgangssignalet fra detektoren er ved den andre harmoniske til modulasjonsfrekvensen, som vist ved kurven 96, vil utgangssignalet fra forsterkeren 46 være null og fremviseren 47 vil indikere en rotasjonshastighet på null.

Det bør merkes at selv om dobbeltbrytningsindusert amplitudevariasjoner opptrer i det optiske utgangssignalet,

som forklart med referanse til kurven 84 på fig. 6, så

vil kurven 96 på fig. 8 forbli ved en andre harmonisk frekvens. Således vil slik dobbeltbrytningsindusert amplitude-variasjon ikke påvirke forsterkerens 46 utgangssignal. Detekteringssystemet beskrevet hittil gir derfor et vesentlig mer stabilt arbeidspunkt som er ufølsomt overfor endringer i dobbeltbrytning.

Når sløyfen 14 blir rotert, endrer de motforplantende bølgene Wl og W2 seg i fase som forklart ovenfor, i samsvar med Sagnac-effekten. Sagnac-faseskiftet gir en konstant faseforskjell A$ for en konstant rotasjonshastighet. Denne Sagnac-faseendring legger seg til f asef orsk j ellen A<)> dannet av modulatoren 38 slik at hele kurven 94 blir overført i fase fra posisjonen vist på fig. 8 i en mengde lik A*, som vist på fig. 9. Dette forårsaker at det optiske utgangssignalet varierer ikke-symmetrisk langs kurven 80 mellom punktene 99 og 101. Dette forårsaker et optisk utgangssignal som illustrert med kurven 96.

Punktene på kurven 96 er avledet på følgende måte. Den kombinerte faseforskjell, illustrert ved 103 på kurve 94, overføres via punktet 101 på kurven 80 til punktet 105

på kurven 96. Punktet 107 på kurven 94 overføres via punktet 109 på kurven 80 til et punkt 111 på kurven 96. På samme måte overføres punktet 113 via punktet 99 til punktet 115,

og punktet 117 overføres via punktet 109 til punktet 119.

Til slutt overføres punktet 121 via punktet 101 til punktet 123 .

Det optiske utgangssignalet 96 har en første harmoniske komponent som illustrert med strekede linjer på sinuskurven 98. Toppamplituden til den første harmoniske komponenten 98 trenger imidlertid ikke nøyaktig å passe til amplituden til det optiske utgangssignalet på punkt 115 selv om det kan være tilfellet noen ganger.

Det vil sees i det følgende at RMS-verdien til denne sinuskurven 98 er proporsjonal med sinus til den rotasjonsinduserte Sagnac-f asef orsk j ellen A<t> Siden forsterkeren 46 detekterer synkront signaler som har grunnfrekvensen til modulatoren 38, vil forsterkeren 46 sende ut et signal som er proporsjonalt med RMS-verdien til kurven 98. Dette signal kan bli brukt for å indikere rotasjonshastigheten til sløyfen. Tegningene på fig. 9 illustrerer intensitetsbølgeformen til det optiske utgangssignalet for en rotasjonsretning (f.eks. med klokken) til sløyfen 14. Det vil imidlertid forstås at dersom sløyfen 14 blir rotert i den motsatte retningen (f.eks. mot klokken) med en lik hastighet, så

vil intensitetsbølgeformen 96 til det optiske utgangssignalet være nøyaktig det samme som illustrert på fig. 9, unntatt for at det vil bli overført slik at kurven 98 er endret 180° fra posisjonen vist på fig. 9.

Innlåseforsterkeren 46 detekterer denne 180° faseforskjell for kurven 98 ved å sammenligne fasen til den første harmoniske 98 med fasen til referansesignalet fra signalgeneratoren 40 for å fastslå hvorvidt rotasjonen av sløyfen er med klokken eller mot klokken. Avhengig av rotasjonsretningen sender forsterkeren 46 enten et positivt eller et negativt signal ut til fremviseren 47. Uavhengig av rotasjonsretningen er imidlertid størrelsen på dette signalet den samme for like rotasjonshastigheter av sløyfen 14.

Bølgeformen til forsterkerutgangssignalet er vist på fig.

10 som kurven 100. Det vil sees at denne kurve 100 er sinusformet og varierer positivt eller negativt fra den null-rotasjonshastighetsutsendte spenningen, illustrert ved 125, i avhengighet av hvorvidt rotasjonen til sløyfen 14 er med klokken eller mot klokken. Videre har kurven 100 en vesentlig lineær del 102 som varierer symmetrisk om startpunktet og gir et relativt bredt arbeidsområde for å måle rotasjonen. Ennvidere gir helningen til kurven 100 utmerket følsomhet over det lineære arbeidsområdet 102 overfor små Sagnac-faseendringer.

Ved å anvende det synkrone detekteringssystemet blir således de ovenfor beskrevne problemer med ikke-linearitet, ufølsomhet overfor små Sagnac-faseendringer og dobbeltbrytningsindusert amplitudevariasjoner redusert eller eliminert for rotasjonshastigheter til sløyfen 14 som holder punktene 99 og 101

på fig. 9 et sted på kurven 80 mellom punktene 97 og 95.

En ytterligere fordel med deteksjonssystemet beskrevet

så langt knytter seg til det faktum at kjente fasemodulatorer såsom modulatoren 38 induserer at amplitudemodulasjon i det optiske utgangssignalet enten direkte eller indirekte ved polarisasjonsmodulasjon, dvs. at fasemodulatoren også endrer noe av lyset som passerer gjennom denne til den ikke-valgte polarisasjonsmodus. Det vil imidlertid gjenkalles fra forklaringen med referanse til ligning (3) at ved å arbeide ved en spesiell eller "riktig" frekvens hvorved faseforskjellen mellom modulasjonen til bølgene Wl og W2

er 180°, så vil de ulike harmoniske frekvenskomponentene til denne amplitudemodulasjon som blir indusert i hver av de motforplantende bølgene Wl og W2 av modulatoren 38 kansellere hverandre når bølgene blir overlagret for å

danne det optiske utgangssignalet. Siden det ovenfor beskrevne detekteringssystemet detekterer bare en ulik harmonisk,

dvs. grunnfrekvensen til det optiske utgangssignalet, vil således virkningene av-den uønskede amplitudemodulasjonen bli eliminert. Ved å arbeide ved en spesiell frekvens gitt av ligning (3) og ved å detektere bare en ulik harmonisk av det optiske utgangssignalet kan derfor rotasjonssensoren i henhold til den foreliggende oppfinnelse arbeide uavhengig av modulatorindusert amplitude og polarisasjonsmodulasjon.

En ytterligere fordel ved å arbeide ved en egnet eller

riktig frekvens er at like harmoniske av fasemodulasjonen, indusert av modulatoren 38 i hver av de motforplantende fasene Wl og W2 kansellerer hverandre når disse bølgene blir overlagret for å danne det optiske utgangssignalet.

Siden disse like harmoniske kan, ved overlagring, frembringe falske ulike harmoniske i det optiske signalet som ellers kan detekteres av detekteringssystemet, vil deres eliminering forbedre nøyaktigheten ved rotasjonsavføling.

I tillegg til å drive fasemodulatoren 38 ved frekvensen

gitt av ligning (3), er det også fordelaktig å justere størrelsen eller mengden av fasemodulasjon slik at amplituden til den detekterte første harmoniske av det optiske utgangssignalets intensitet blir maksimalisert siden dette gir forbedret rotasjonsavfølingsfølsomhet og nøyaktighet.

Det er blitt funnet at den første harmoniske til det optiske utgangssignalets intensitet er ved maksimum, for en gitt rotasjonshastighet, når amplituden til modulatoren til den modulatorinduserte f asef orsk j ellen A<)>^ mellom bølgene Wl og W2, indikert ved avstanden merket Z på fig. 7 og

8 og 9, er lik 1,84 radianer. Dette kan forstås mer fullstendig med referanse til den følgende ligningen for den totale intensiteten (IT) til to overlagrede bølger som har individuelle intensiteter på 1^og 1^respektivt, med en faseforskjell A<)> på imellom.

te

hvor ( z ) er den n Bessel-funksjon av den variable z, og z er toppamplituden til den molatorinduserte fasefor-

skjell mellom bølgene Wl og W2.

Derfor gir detektering av bare den første harmoniske av I :

Således er amplituden til den første harmoniske til det optiske utgangssignalets intensitet avhengig av verdien til den første Bessel-funksjonen J1(z). Siden J1(z) er ved maksimum når z er lik 1,84 radianer, bør amplituden til fasemodulasjonen fortrinnsvis velges slik at størrelsen (z) til den modulatorinduserte f asef orsk j ellen mellom bølgene Wl og W2 er lik 1,84 radianer.

Som vel kjent er dagens optiske fibre ikke optisk perfekte, men de har mangler såsom tetthetsvariasjoner i grunnmate-rialet til fiberen. Disse mangler forårsaker variasjoner i brytningsindeksen til fiberen, hvilket forårsaker spredning av små deler av lys. Dette fenomen er vanligvis referert til som Rayleigh-spredning. Selv om slik spredning forårsaker at noe lys tapes fra fiberen, er mengden av slike tap relativt liten, og dette er derfor ikke et vesentlig problem. Hovedproblemet tilknyttet Rayleigh-spredning relaterer seg ikke til spredt lys som tapes, men snarere til lys som blir reflektert slik at det forplanter seg gjennom fiberen i en retning motsatt den opprinnelige for-plantningsretning. Dette er vanligvis referert til som "bakspredt" lys. Siden slik svikt bakspredt lys er koherent ved lyset som utgjør de motforplantende bølgene Wl og W2,

kan det interferere konstruktivt eller destruktivt med slike forplantende bølger og derved forårsake variasjon i intensiteten til det optiske utgangssignalet slik denne måles av detektoren 30.

Mengden av bakspredt lys fra en bølge som vil være koherent med den motforplantende bølgen er den som blir spredt innenfor en koherenslengde av senteret til sløyfen 14. Ved å redusere koherenslengden til kilden blir således koherensen mellom det bakspredte lyset og de motforplantende bølgene redusert. Den gjenværende delen av det bakspredte lyset vil være ikke-koherent med den motforplantende bølgen og således vil interferensen mellom dem variere tilfeldig slik at den får en gjennomsnittsverdi. Derfor vil denne inkoherente delen av bakspredt lys være av en hovedsakelig konstant intensitet og følgelig vil den ikke forårsake tydelige variasjoner i intensiteten til det optiske utgangssignalet.

I den foreliggende oppfinnelse blir følgelig virkningen

av bakspredning redusert ved å anvende som lyskilde 10

en laser som har en relativt kort koherenslengde, f.eks.

1 meter eller mindre. Som et spesielt eksempel kan lyskilden 10 omfatte modell GO-DIP-laserdioden som er kommersielt tilgjengelig fra General Optronics Corp. som nevnt ovenfor. En alternativ fremgangsmåte for å hindre destruktiv eller konstruktiv interferens mellom de bakspredte bølgene og de forplantende bølgene involverer inklusjon av en tilleggs-fasemodulator i systemet ved senteret av fibersløyfen 14. Denne fasemodulator er ikke synkronisert med modulatoren 38.

De forplantende bølgene vil passere gjennom denne tilleggsfase-modulator bare en gang og deres forplantning rundt sløyfen. ■ For bakspredning som finner sted fra en forplantende bølge

før bølgen når tilleggsmodulatoren, vil bakspredningen ikke være fasemodulert av denne tilleggsmodulator siden hverken kildens forplantende bølge eller bakspredningen selv har passert gjennom tilleggsmodulatoren.

På den annen side vil ved bakspredning som opptrer fra

en forplantende bølge etter at bølgen passerer gjennom denne tilleggsfasemodulatoren, bakspredningen bli effektivt fasemodulert to ganger, en gang når den forplantende bølgen passerer gjennom tilleggsfasemodulatoren og en gang når

bakspredningen passerer gjennom tilleggsmodulatoren.

Dersom tilleggsfasemodulatoren introduserer en faseendring

på <t> ( t ) , vil således den bakspredte bølge som starter ved ethvert punkt unntatt ved senteret av sløyfen 14 ha en faseendring på enten null, eller 2<j>(t), hvor hver er tidsvarierende med hensyn til <t> ( x )-f aseendringen for den forplantende bølgen. Denne tidsvarierende interferens vil anta et gjennomsnitt over tiden og effektivt eliminere virkningen av bakspredningen.

I nok en annen alternativ fremgangsmåte for å forhindre destruktiv eller konstruktiv interferens fra bakspredning kan tilleggsfasemodulatoren som ikke er synkronisert med modulatoren 38 være innført ved utgangen fra lyskilden 10.

I dette tilfellet vil bakspredning.som opptrer ethvert

sted unntatt ved senteret av sløyfen 14 ha en forskjellig optisk banelengde fra -lyskilden 10 til detektoren 30 enn den forplantende bølge som bakspredningen startet fra.

Således vil den forplantende bølgen gjennomløpe sløyfen

14 en gang, mens den bakspredte bølgen og den forplantende bølge som bakspredningen kommer fra, vil ha gjennomløpt en del av sløyfen 14 to ganger. Dersom denne del ikke er en halvdel av sløyfen, vil banelengdene være forskjellige.

Siden banelengdene er forskjellige, vil en forplantende

bølge som når detektoren 30 ha blitt generert ved kilden 10 i et forskjellig tidspunkt fra den bakspredte bølgen som når detektoren 30 samtidig.

Faseendringen introdusert av tilleggsfasemodulatoren ved kilden 10 medfører en faseendring <t> ( t ) i forhold til den forplantende bølgen, men en faseendring på <|>(t+K) i den bakspredte bølgen, hvor K er tidsdifferansen mellom passeringen av bølgene gjennom modulatoren. Siden <t>( t+K) er tidsvarierende i forhold til <t> ( t ) , vil den bakspredte interferensen utgjøre et gjennomsnitt over tiden, og effektivt eliminere virkningen av bakspredningen.

Detekteringssystemet beskrevet ovenfor med referanse til

fig. 1-10 er et svært effektivt rotasjonsavfølingssystem innenfor et visst område av rotasjonshastigheter for sløyfen 14. Det dynamiske området er imidlertid begrenset av visse fenomen. Under henvisning til fig. 9 kan det sees at kurven 80 er periodisk. Dersom en stor rotasjonshastighet forårsaker stor nok A<j> R slik at kurven 94 forflyttes forbi enten punkt 97 eller punkt 95, kan derfor funksjonen 96 gjenta seg selv i et sekund for den høyere rotasjonshastighet.

Denne andre rotasjonshastighet vil være vesentlig større

enn rotasjonshastigheten som forårsaket Sagnac-faseendringen A(j> utledet i fig. 9, men vil være uskillbar fra den lavere hastigheten ved anvendelse av det utsendte optiske signalet 96. Det vil si at dersom aa R fra en større rotasjonshastighet var tilstrekkelig stor-til å forflytte kurven 94 slik at den arbeidet mellom to nye punkter 99' og 101' på den andre loben til kurven 80, så ville det utsendte optiske signalet 96 være uskillbart i et slikt tilfellet fra tilfellet vist hvor kurven 94 arbeider mellom punktene 99 og 101.

Den foreliggende oppfinnelse innbefatter-en ny fremgangsmåte og tilhørende anordning for å utvide området med detektering av optiske fibergyroskoper. Ved utførelse av denne fremgangsmåte er det fiberoptiske gyroskopet beskrevet ovenfor modifi-sert for å innbefatte modulasjon av de motforplantende lysbølgene ved et tilleggsfrekvensnivå (f ) som er mye lavere enn den "riktige" frekvensen eller forspennings-frekvensen (fb) beskrevet ovenfor av ligning (3).

Med den resiproke fasemodulator anordnet asymmetrisk i avfølingssløyfen kan påtrykning av et signal til denne modulator frembringe en dif f erensiell endring A<t>cmellom fasene til de to motforplantende bølgene i sløyfen. DenneA<() er tidsvarierende ved modulas j onsf rekvensen f , og inneholder ingen likespenningskomponent siden faseendringen frembragt av modulatoren i en halvpart av modulasjonsperioden blir kansellert av det som frembringer i den neste halvperioden .

I motsetning til dette kan den differensielle faseendringen Aij)^ som forårsakes av rotasjon være en likespenningsenhet

og således kan ikke a<}>cbli brukt til direkte å nulle utA<jiR. Dersom gyroskopet blir portstyrt av under annenhver halvperiode av modulasjonsbølgeformen, kan imidlertid den gjennomsnittlige A<|> cfrembragt i de gjenværende halvperioder bli brukt til direkte å nulle ut eller kansellere det rota-sjonsproduserte signalet i de samme halvperioder og overvåke amplituden til signalet som frembringer A<)) cunder de portstyrte på halvperioder, er det mulig å bestemme rotasjonshastigheten til sensoren.

Med en forspenningsfre-kvens f^for å forspenne arbeidspunktet, som beskrevet ovenfor, ved å overlagre en tilleggsmodulasjons-frekvens f msom er mye lavere enn forspenningsfasemodula-sjonsfrekvensen, og så ved å portstyre gyroen av under annenhver halvperiode av f -bølgeformen, blir en fasefor-skjellsmodulasjonsbølgeform frembragt hvis tidsgjennomsnitts-verdi har et netto likespenningsnivå. Ved å justere amplituden til den andre fasemodulasjonen ved frekvensen f^

,kan denne tidsgjennomsnittlige likespenningsverdi til faseforskjellsmodulasjonen bli justert slik at den på effektiv måte.kansellerer A* frembragt i de samme halvperioder. Teknikker beskrevet ovenfor fungerer for effektivt å kansellere virkningene av rotasjon på utgangssignalet siden ingen rotasjon blir identifisert under tidsperioden i hvilken det portstyrte signalet er av og virkningene av A<t> blir kansellert av fasemodulasjonen med frekvensen f mnår det portstyrte signalet er på. Siden mengden av rotasjon er proporsjonal med amplituden av faseforskjellsmodulasjonen

-F Trav217

Aita f kan rotasjonshastigheten bli bestemt ved å overvåke amplituden til det andre modulasjonssignalet. Denne fremgangsmåte vil bli beskrevet mer detaljert i det etterfølg-ende i forbindelse med en beskrivelse av anordningen som anvendes ved utførelse av fremgangsmåten.

Under henvisning til fig. 11 er det vist en foretrukket utførelse av en innretning som når den brukes i forbindelse med fremgangsmåten beskrevet her, gir en tydelig økning i deteksjonsområdet så vel som en forbedring av påliteligheten til resultatene frembragt av slik detektering. Detekteringssystemet på fig. 11 anvender mange av komponentene til systemet vist på fig. 1. For enkelhets skyld er komponentene på fig. 1 og 11 som har den samme struktur og funksjon gitt korresponderende henvisningstall.

I kretsen på fig. 11 blir det optiske utgangssignalet fra detektoren 30 sendt via ledning 48 gjennom en forsterker 300, hvor dens intensitet blir forsterket tilstrekkelig slik at det kan anvendes i den elektroniske kretsen. Fra forsterker 300 passerer utgangssignalet på ledning 302

til en konvensjonell elektronisk port 304. Driften av porten 304 blir styrt av et portstyresignal som mottas gjennom ledning 306 fra en vekselsstrømssignalgenerator 308. Fasen til signalet på ledning 306 kan justeres ved anvendelse av konvensjonelle faseforsinkelsesretninger i ledning 306.

Signalgenerator 308 frembringer et andre fasemodulasjonssignal ved en frekvense f msom kan være tilfeldig valgt,

men som bør være mye lavere enn frekvensen til forspenningsfasemodulasjonen som vanligvis er innstilt, som beskrevet tidligere, til den "riktige" frekvensen f .

Signalet fra porten 304 blir synkront portstyrt på ledning

310 ved den andre fasemodulasjonsfrekvensen f mfrembragt i signalgeneratoren 308. Signalet blir så sendt inn i et båndpassfilter 312 som overfører bare f^-frekvenskomponenten

til signalet mottatt fra ledning 310 til ledning 314.

I fraværet av andre signaler som kunne endre størrelsen,

er signalet ved frekvens ffa på ledning 314 representativt for mengden rotasjon som sløyfen 14 gjør.

Som beskrevet nedenfor blir signalet på ledning 314 anvendt

i forbindelse med innlåseforsterkeren 46 for å frembringe et tilbakekoplingssignal som styrer amplituden til den andre fasemodulasjonen med frekvens f . Ved riktig amplitude-justering av denne andre faseforskjellsmodulasjon kan et signal bli generert som forårsaker at fasemodulatoren 38 innvirker på de motforplantende bølgene i sløyfen slik at, på en tidsgjennomsnittsbasis, signalet ved frekvens fk på ledningen 314 blir drevet mot null, uavhengig av sløyferotasj onshastigheten.

For å kunne frembringe tilbakekoplingssignalet beskrevet ovenfor, blir signalet på ledning 314 sendt til innlåseforsterkeren 46. I tillegg mottar innlåseforsterkeren et referansesignal fra le_dning 316 som korresponderer med forspenningsmodulasjonsfrekvensen f^frembragt av veksels-strømssignalgeneratoren 40. Generelt korresponderer denne frekvens ffamed den "riktige" frekvens som beregnet tidligere ved anvendelse av ligning (3).

Som reaksjon på signalene mottatt fra ledningene 314 og

316 genererer innlåseforsterkeren 46 et "feilsignal" som er proporsjonalt med amplituden til inngangssignalet fra ledning 314 og som er tilpasset frekvensen til referansesignalet fra ledning 316. Dette feilsignal vil ligge et eller annet sted på kurven 100 på fig. 10. I dette spesielle tilfellet vil feilsignalet være et likespenningsnivå på kurven 100 for en fast rotasjonshastighet som resulterer i en fast amplitude til den første harmoniske komponenten på inngangsledningen 48. Dersom amplituden til den første harmoniske komponenten endrer seg, vil likespenningsnivået til feilsignalet endre seg, siden arbeidspunktet endrer seg langs kurven 100.

Som forklart tidligere, uten den andre fasemodulasjonen ved frekvens f , er kurven 100 periodisk siden kurven 80

på fig. 9 er periodisk. Derfor vil størrelsen til ^-frekvens-komponenten til det optiske utgangssignalet 96 variere periodisk ettersom økende Sagnac-faseendring skyver den totale faseendringskurven 94 ut i andre lober av kurven 80. Dvs. at punktet 134 (fig. 10) på kurven 100 representerer en situasjon hvor Sagnac-faseendringen har skjøvet kurven

94 langt nok ut slik at maksimums- og minimumspunktene til den totale resulterende faseendringskurven overføres gjennom symmetriske balanserte punkter til den andre loben til kurven 80. Den resulterende utgangsbølgeformen 96

ville være lik det optiske utgangssignalet 96 opptegnet på fig. 8 ved null rotasjonshastighetstilfellet og ville ha ingen første hamonisk komponent. Siden bølgeformen 96 ikke har noen første harmonisk komponent i denne situasjonen, vil utgangssignalet fra innlåseforsterkeren være null til tross for det faktum åt rotasjonshastigheten er ikke-null.

Detekteringssystemet i henhold til den foreliggende oppfinnelse løser dette problem ved anvendelse av tilbakekoplingsfeilsignalet ved å justere amplituden til det andre fasemodulasjonssignalet ved frekvense f msom reaksjon på endringer i det første harmoniske signalet på ledning 314. Det justerte andre fasemodulasjonssignalet blir så~benyttet som beskrevet nedenfor til å justere fasemodulasjonen til de motforplantende bølgene i sløyfen slik at signalet ved frekvens f^på ledning 314 på effektiv måte blir kansellert. Som et resultat,

selv når rotasjonen er slik at Sagnac-faseendring blir skjøvet til punkt 134 på kurve 100 (fig. 10), vil amplituden til det andre fasemodulasjonssignalet gi en klar indikasjon på den virkelige rotasjonshastigheten ved høye hastigheter og uten slik tilbakekopling ville kurven 94 være plassert forbi punktet representert ved 134 på fig. 10.

Funksjonen med å justere amplituden til det andre fasemodulasjonssignalet som reaksjon på tilbakekoplingsfeilsignalet blir utført av feilkorreksjonsmodulatoren 130. For å få

til dette mottar feilkorreksjonsmodulatoren 130 et feilsignal fra innlåseforsterkeren 46 via ledning 318 og mottar også

det andre modulasjonssignalet fra signalgenerator 308 på ledning 320. Fortrinnvis definerer det andre modulasjonssignalet en sinusbølgeform.

Ved mottak av et ikke-null-feilsignal på ledning 318 øker eller minsker feilkorreksjonsmodulatoren 130 amplituden til det andre fasemodulasjonssignalet som reaksjon på størrelse og polaritet til feilsignalet for å kunne redusere størrelsen av feilsignalet på ledningen 318 til null, eller til innenfor en forutbestemt avstand fra null. Når det forutbestemte nivået for feilsignalet på ledning 318 blir nådd, opprett-holder modulatoren 130 amplituden til det andre fasemodulasjonssignalet inntil feilsignalet igjen endrer seg.

Ved detektering av en endring i feilsignalet, endrer modulatoren 130 igjen amplituden til det andre fasemodulasjonssignalet inntil feilsignalet på ledningen 318 igjen blir redusert til null eller til innenfor en forutbestemt avstand fra null. Det justerte andre fasemodulasjonssignalet blir sendt fra feilkorreksjonsmodulatoren 130 på ledning 322. Tilbakekoplingstilnærmningen beskrevet her, kan også anvendes på^andre typer gyroskoper såsom hydroskoper som er laget av høydobbeltbrytende fiber.

Det justerte andre fasemodulasjonssignalet på ledning 322

blir kombinert med forspenningsmodulasjonssignalet fra signalgeneratoren 40 på ledning 324. Dette kombinerte signal fra ledning 324 blir påtrykt fasemodulatoren 38

for å påvirke de motforplantende bølgene og følgelig utgangssignalet fra detektoren 30, i samsvar med fremgangsmåten beskrevet foran. Således fungerer det andre fasemodulasjonssignalet slik at det forspenner faseforskjellen til de

motforplantende lysbølgene slik at disse i hovedsak kansellerer faseendringen frembragt i de motforplantende lysbøl-gene av rotasjonshastigheten. I denne sammenheng tjener ikke bare forspenningen påtrykt av det andre fasemodulasjonssignalet bare til å kompensere for komponentene av utgangssignalet ved frekvens f^forårsaket av rotasjonshastigheten, men det kansellerer på effektiv måte faseforskjells-signalet frembragt av denne rotasjonshastighet og derved fjernes den relaterte komponenten fra utgangssignalet.

Rotasjonshastigheten kan bestemmes ved hjelp av utgangsfremviseren 208 som er forbundet via et båndpassfilter 326

til ledning 324. Spesielt er modulasjonssignalet fra ledning 324 forbundet ved hjelp av ledning 330 til filteret 326

som tillater at bare signalet med den andre modulasjonsfrekvensen f mkan passere. Signalet fra filteret 326 passerer på ledning 332 til utgangsfremviseren 208. Signalet på fremviseren 208 korresponderer'med amplituden til det andre modulasjonssignalet med frekvens f mog kan således brukes for å bestemme rotasjonshastigheten. Fremviseren 208 og tilhørende kretser for å bestemme rotasjonshastigheten vil bli beskrevet detaljert i det etterfølgende.

Med henvisning til fig. 12, er det mulig grafisk å beskrive den resulterende relative faseendring som skjer mellom de motforplantende bølgene som et resultat av sløyferotasjon og-fasemodulasjon i anordningen vist på fig. 11. På fig.

12 kan det sees at det optiske utgangssignalet (ikke vist) tatt ved fotodetektoren 30 består av den resulterende eller totale faseendringskurven 350 som representerer summen av Sagnac-faseendring A<{> (representert ved den konstante forspenning 352 for konstant rotasjonshastighet) og den sinustidsvarierende andre faseforskjellsmodulasjonssignalA<t>m(cos <»> t) representert ved kurven 354 , og den sinustidsvarierende forspenningsfasedifferansemodulasj onsdifferanse-signalet (cos w^t). Den resulterende faseendringA<t>

er således gitt som:

A<)> = ( A <)) COS w t) + (A4> COS w t) + A<t> (11)

Db m m R

Tidsgjennomsnittsverdien til A<)> kan justeres til en verdi på omtrent null ved å portstyre av en del av signalet. Således, som vist på fig. 12, er annenhver halvperiode

av den andre fasedifferansemodulasjonen med frekvens fm 354 portstyrt av. Ved å justere amplituden til den andre fasedifferansemodulasjonen 354 i denne situasjonen, kan delen av forspenningsmodulasjonssignalet 350 som blir portstyrt på være anordnet om den vertikale aksen 355.

I kretsen vist på fig. 11 blir porten 304 skrudd på og

av synkront med det andre fasemodulasjonssignalet ved hjelp av et portstyresignal fra signalgenerator 308. Ved portstyresignalet på ledning 306 synkront med bryterport 304 ved hver halvperiode av det andre fasemodulasjonssignalet med frekvens f kan således bølgeformen på fig. 12 frembringes. Det vil sees at under tiden hvor signalene blir portstyrt

av, som indikert på fig. 12, vil verdien null være tilstede på utgangen av detektoren 30 (fig. 11).

Utgangssignalet med frekvens f^som er frembragt som et resultat av tilstandene beskrevet ovenfor er illustrert ved 360 på fig. 13. Det er å merke seg at ledningen 360

for illustrasjonsformål ikke er opptegnet i riktig skala med hensyn til den andre fasemodulasjonsbølgeformen 354.

Det kan således sees at ved å justere amplituden til det andre fasemodulasjonssignalet 354 inntil tidsgjennomsnittsverdien til den portstyrte delen av utgangssignalet med frekvens f^er lik null, er det mulig å bestemme rotasjonshastigheten til sløyfen. Spesielt blir rotasjonshastigheten bestemt ved å observere amplituden til det andre fasemodulasjonssignalet som forårsakte null-feilsignalet.

I fraværet av modulasjonssignalet, kan detektorutgangs-amplituden I med forspenningsmodulasjonsfrekvensen f^beskrives matematisk som:

hvor:

C er en konstant;

Pq er den optiske energien som føres inn på detektoren;

A<t>k er amplituden til f asedif f eransemodulas j onen mellom

de motforplantende bølger;

er den første ordens Bessel-funksjon av det første slag; og

A<t> er f asedif f eransen mellom de motf orplantende bølgene

i avfølingsspolen.

Når det andre fasemodulasjonssignalet i tillegg blir påtrykt med en frekvens f mmye lavere enn forspenningsmodulasj onsf rekvensen fk, blir følgeformen til fasedifferansemodulasjonen i nærværet av rotasjonsindusert ikke-resiprok-faseendring A4>som illustrert på fig. 12. Når signalet fra fotodetektoren 30 blir avbrutt under 50% av hver periode av fasemodulasjon med frekvens fm, blir den demodulerte utgangsenergien med forseppningsmodulasjonsfrekvens f^

som illustrert på fig. 13. Under vi.lkåret at innlåseforsterkeren integrerer signalet over mange perioder av fasemodulasjon med frekvens fm, kan den demodulerte utgangsenergien bli gjort lik null ved å justere amplituden til f asedif f eransemodulas jonen A<(> . Dette betyr at den rotasjonsinduserte ikke-resiproke faseendring kan kanselleres i tidsgjennomsnittet ved hjelp av fasemodulasjon med portstyring. Den demodulerte utgangsenergien er vist ved 360 på fig. "13. Tidsgjennomsnittet av dette utgangssignalet 360 er beskrevet som:

in ni

A<j>m er amplituden til f asedif f eransemodulas j onen med frekvens

f .

m

Forholdet mellom Sagnac-faseendringen A* og størrelsen A<t> til det andre modulasjonssignalet ved frekvensen f^for å kansellere den demodulerte energien til null kan bestemmes fra forholdet:

hvor:

te

J ner den n ordens Bessell-funksjon.

Forholdet mellom amplituden til den andre fasedifferanse-modulas jonen og verdien av A $ , beskrevet av ligning 14

er grafisk illustrert på fig. 14. Kurven 370 på fig. 14 representerer reaksjonen til sensorene overfor rotasjon når gyroen blir drevet i en elektronisk lukket sløyfeut-forming. Kurve 370 illustrerer grafisk overføringsfunksjo-nen eller skalafaktoren som beskriver amplituden til den andre f asedif f eransemodulas jonén å<s>msom var nødvendig for hovedsakelig å kansellere Sagnac-f aseendringen (A<t>R)

i den portstyrte anordningen vist på fig. 11.

Det vil sees at skalafaktoren på fig. 14 oppfører seg mono-tont hvilket sørger for at det dynamiske området for gyro-skopdriften blir begrenset bare av den anvendte fasemodulator. Det lille avviket til skalafaktorkurven 370 fra fullstendig linearitet er resultatet av det faktum at den netto ikke-resiproke faseendring er gjort gjennomsnittlig til null for å anvende en tidsvarierende faseendring i stedet for en likespenningsfaseendring. Således frembringer oppfinnelsen en innretning til å eliminere tvetydigheten i detektorens utgangssignaler for høyere rotasjonshastigheter hvor tidligere kjente sensorer ikke ville vite hvilken av flere mulige rotasjonshastigheter som forårsaket detektorutgangssignalet med denne bestemte karakteristikk.

Siden frekvensen til det andre fasemodulasjonssignalet

med frekvens f er tilfeldig, behøver ikke denne frekvens

og fase å ha noe fast forhold til forspenningsfasemodulasjonen drevet med den riktige frekvens. Som et resultat kreves mindre stabilitet av komponentene som genererer og styrer de to eksitasjonssignalene. I tillegg tillater denne mangel på frekvens og faseforhold mellom de to modu-lasjonene den elektriske kombinasjon av de to eksitasjonssignalene og deres påtrykning på en enkel fasemodulator uten at dette går utover rotasjonssensorens følsomhet.

Flere av de andre komponentene i anordningen på fig. 11

er beskrevet mer detaljert nedenfor.

Fig. 15 viser en utførelse av feilkorreksjonsmodulatoren 130. I denne utførelse blir feilsignalet på ledningen 318 koplet til den inverterende inngang til en operasjons-forsterker forbundet som en integrator. De nøyaktige struktu-relle detaljer vedrørende praktiske integratorer er vel kjente for fagkyndige og ingen ytterligere forklaring av disse detaljer vil bli gitt her.

Som er vel kjent på området operasjonsforsterkere, har

den negative tilbakekoplingsspenningen som leveres over kondensatoren en tendens til å holde punktet 170 på et virtuelt jordpotensial. Dvs. at spenningen på punktet 170 blir holdt på eller nær null volt av den negative tilbakekopling. Ingen strøm flyter imidlertid til jord gjennom denne virtuelle kortslutning. Inngangsstrømmen i^ntil operasjonsforsterkeren 169 gjennom utgangsimpedansen til innlåseforsterkeren 46, representert ved impedansenRq172,

er lik utgangsfeilspenningen fra innlåseforsterkeren 46 dividert med dens utgangsimpedans R , siden motstanden mot jord fra punket 170 er lik null. Men siden ingen strøm flyter til jord fra punket 170, flyter inngangsstrømmen<i>^n gjennom kondensatoren 168 og en utgangsspenning VQ

i forhold til jord bygger seg opp på ledningen 174 som en funksjon av tiden. Uttrykket for utgangsspenningen Vq som en funksjon av tiden er:

hvor C er verdien til kondensatoren 168.

Under henvisning til fig. 16, er reaksjonskarakteristikken for operasjonsforsterkerintegratoren 169 som vist. Fig. 16(A) viser et hypotetisk feilsignal på ledningen 318. Utgangsspenningen Vq fra integratoren på ledningen 174

er opptegnet på fig. 16(B).

Det kan sees av fig. 16(B) at ved null feilsignal, så har utgangsspenningskurven null helning og får økende størrelser av ikke-null feilsignaler så øker helningen av utgangsspenningskurven for Vq. Dvs. at fortegnet for helningen avhenger av hvorvidt feilsignalet er positivt eller negativt, og brattheten til hellingen i ethvert tidspunkt avhenger av størrelsen på feilsignalet i det samme tidspunkt.

Ettersom feilsignalet øker fra start til punket 176, øker integratorutgangssignalet Vq til punket 176B. Under henvisning igjen til fig. 15, omformer en konvensjonell balansert modulator såsom enMC1496L, fremstilt av Motorola og tilhør-ende kretser denne inngangsspenning Vq på ledningen 174

til korresponderende endringer i omhyllingen av drivsignalet på ledningen 322. Dvs. at modulatoren 188 amplitudemodulerer det faste amplitudesignalet på ledningen 320 med signalet på"ledningen. 174. Dette drivsignal på ledningen 322 blir så sendt til ledning 324 hvor det blir kombinert med forspenningsmodulasjonssignalet fra generator 40 og påtrykt fasemodulatoren 38.

Ettersom amplituden til drivsignalet på ledningen 322 øker, begynner amplituden til lavfrekvenskomponenten i det optiske utgangssignalet å stige. Når den stiger langt nok, vil tidsgjennomsnittsverdien til det portstyrte signalet ha en tendens til å kansellere den første harmoniske komponenten frembragt av rotasjonen. Dette har en tendens til å redusere feilsignalet som vist mellom punktene 176 og 177 på fig. 16(A). Det minskende feilsignalet endrer brattheten på helningen til integratorutgangsspenningen Vq på fig. 16(B) som vist mellom punktene 176B og 177B. Ved punktet 177

på fig. 16(A) er størrelsen på drivsignalet akkurat tilstrekkelig til å forårsake kansellering av hele den rotasjons-forårsakede første harmoniske komponenten i det optiske utgangssignalet og således vil feilsignalet bli null.

Dette er vist ved en flat ikke-null del av integratorutgangs-spenningskurven for Vq mellom punktene 177B og 178B.

Ved tidspunktet 178 i denne hypotetiske situasjon vil rotasjonshastigheten til sløyfen 14 endre seg slik at feilsignalet endrer fortegn og begynner å øke i størrelse som vist mellom 178 og 180 på fig. 16(A). Dette forårsaker en minsking i utgangsspenningen Vq siden strømmen i^nendrer retning og spenningen over kondensatoren 168 begynner å endre seg. Dette er vist mellom punktet 178B og 180B på fig. 16(B). Virkningen er å minske amplituden og drivsignalet som forårsaker feilsignalet til å gå tilbake mot null som det sees mellom punktene 180 og 182 på fig. 16(A).

Ved tidspunktet 182 i den hypotetiske situasjonen endrer rotasjonen av sløyfen 14 seg igjen slik at mer første harmonisk komponent blir generert av Sagnac-faseendringen for å utflate feilsignalkurven som illustrert mellom punktene 182 og 184..Dette forårsaker at integratorutgangsspenningen faller nedover med en konstant helning for å minske amplituden til det andre eller lavfrekvensfasemodulasjonssignalet mellom punktene 182B og 184B.

Ved tidspunktet 184, endrer rotasjonshastigheten til sløyfen seg igjen, men feilsignalet er fremdeles negativt og ikke null. Ikke-null feilsignalet forårsaker at integratorutgangsspenningen Vq fortsetter å minske og derved endres amplituden til drivsignalet og forårsaker at feilsignalet forflytter seg mot null som vist mellom punktene 184 og 186.

Når feilsignalet når null, holdes integratorutgangsspenningen seg konstant på denne amplitude som forårsaket kanselleringen av hele eller hovedsakelig hele den Sagnac-genererte første harmoniske komponenten. Situasjonen ved tidspunktet 186 representerer en ikke-null konstant rotasjonshastighet i sløyfen 14 hvor amplituden til drivsignalet på ledningen 140 er blitt justert til det riktige nivå slik at det akkurat forårsaker kansellering av den Sagnac-genererte første harmoniske komponenten i det optiske utgangssignalet.

Sakkyndige vil se at dersom rotasjonen fortsetter å akselerere i en retning, så kan utgangsspenningen Vq stige over trygge nivåer og forårsake komponentfeil i f.eks. amplitudemodulatoren 188 i kretsen på fig. 15. For å forhindre at dette skal skje, bør spenningsbegrensende innretninger være koplet til integratoren for å begrense den maksimale positive og negative spenningsverdi til Vq.

Under henvisning til fig. 17 er det vist den foretrukne utførelse av en del av_.feilkorreksjonsmodulatorkretsene 130 som skal erstatte integratoren 190 på fig. 15. I denne utførelse har en differensialforsterker 192 sin inverterende inngang koplet til feilsignalet på ledningen 318 og har sin utgang koplet til amplitudemodulatoren 188 ved hjelp av ledningen 174.

Hvorledes systemet vist på fig. 17 arbeider, forstås bedre med henvisning til fig. 18 som viser hele rotasjonssensoren skjematisk med komponentene i sensoren representert ved et treport nettverk 196 koplet til differensialforsterkeren 192. Den optiske delen og de fleste av de elektroniske komponentene til sensoren er blitt representert ved spennings-delerimpedansnettverket 196 som har to innganger koplet til hver av endene til de to impedansene Z^og Z^. Midt-punktet av denne delekretsen er, koplet til den inverterende inngangen til differensialforsterkeren 192.

Når en rotasjon blir påtrykt sløyfen, vil et rotasjonssignal (symbolsk) bli påtrykt den andre inngangen til treport-nettverket 196 hvilket resulterer i at et feilsignal blir påtrykt ledningen 318 koplet til den inverterende inngangen til differensialforsterkeren 192. Forskjellen mellom dette inngangsfeilsignal og referansesignalet på ledningen 133,

som i dette tilfellet er jordpotensial, blir forsterket av differensialforsterkeren 192 og det inverterte forsterkede differansesignalet blir påtrykt utgangsledningen 194.

Denne utgangsledning er også koplet til den første inngangen til nettverket 196 slik at negativ tilbakekopling finner sted gjennom impedansen og har en tendens til å kansellere spenningen på punktet 198 forårsaket av rotasjonssignalet.

Signalet på ledningen 194 har så en tendens til å minimalisere spenningsutsvingene på punktet 198. Punktet 198 representerer fysisk utgangen fra innlåseforsterkeren 46 på fig. 11. Impedansene Z^og Z ? er virtuelle impdanser som representerer hele overføringsfunksjonen og sløyfeforsterkningen til de optiske og elektroniske delene i systemet.

Tidsreaksjonen, fasemargin, båndbredde og følsomhet til systemet er resultater av utformingsvalg og avhenger av anvendelsen, og standardtilbakekoplingssystemanalyser kan anvendes for å etablere systemparametre.

Virkningen av tilbakekoplingen gjennom impedansen Z-^er

å begrense svingningene i feilsignalet på utgangsledningen 318 til innlåseforsterkeren til et lite område representert av blokken 200 på fig. 10. Området er et resultat av utformingsvalg og avhenger av forsterkningen til differensialforsterkeren 192. Høyere forsterking resulterer i et mindre variasjonsområde for inngangssignalet, dvs. en mindre blokk, men mindre stabilitet.

Enhver struktur som reagerer på ikke-null feilsignalet

for å redusere feilsignalet til null eller hovedsakelig

null ved å øke eller minske størrelsen til det andre fasemodulasjonsdrivsignalet på ledningen 322 vil være egnet for formålet med oppfinnelsen. I noen utførelser vil det være ønskelig å opprettholde nivået til det andre fasemodulasjonssignalet på kanselleringsamplituden som reduserer feilsignalet til null eller nær null. Den nøyaktige krets som anvendes for å utføre denne funksjonen er ikke kritisk for oppfinnelsen.

En alternativ krets som kan brukes som feilkorreksjonsmodulator er som vist på fig. 19. I denne utførelse blir feilsignalet på ledningen 318 koplet til inngangen til en sammenlig-ningsprosessor 201. Sammenligningsprosessoren har en refe-ransespenning påtrykt sin referanseinngang 203 som er jord-potensialet i dette tilfellet. Sammenligningsprosessoren sammenligner feilsignalet på ledningen 318 med referansesignalet på ledningen 203 og genererer et av tre utgangssignaler. Dersom feilsignalet er positivt og ikke null, blir utgangsledningen 205 aktivert som med et logisk en nivå. Dersom feilsignalet er negativt og ikke null, blir ledningen 207 aktivert. Til slutt, -dersom feilsignalet er lik referansesignalet, blir ledningen 205 aktivert.

En opp-ned teller 211 har sin opp-inngang koplet til ledningen 205 og begynner å telle opp fra null når ledningen 205

er aktiv. Den binære tellingen endrer kontinuerlig det digitale mønsteret på utgangsbussen 213 ettersom tellingen fremskrider, hvor dataene på bussen 213 i ethvert øyeblikk representerer den binære representasjonen av tellingen.

En digital til analog omformer sampler kontinuerlig eller periodisk verdiene av den binære tellingen og bussen 213

og omformer de digitale data til et analogt utgangssignal på ledningen 174. Dette analoge signal blir brukt av den konvensjonelle amplitudemodulatoren 188 til å amplitudemodu-lere det andre fasemodulasjonsdrivsignalet på ledningen 320 og påtrykke dette på ledningen 322.

Endringsamplituden til det andre fasemodulasjonsdrivsignalet er vist som et endrende feilsignal på ledningen 318. Dvs.

at feilsignalet vil ha en tendens til å gå mot referanse-signalspenningen.

Når feilsignalet når referansespenningen, aktiverer sammenligningsprosessoren 201 ledningen 209 som er koplet til stopp-inngangen til telleren 211 og dermed stoppes tellingen. Digital-analog-omformeren holder så amplitudenivået til

det andre harmoniske drivsignalet konstant på det nå eksisterende nivået inntil feilsignalet endrer seg igjen.

Når feilsignalet blir negativt og ikke-null, gjentar prosessen seg selv, men telleren 215 starter nedtelling fra null eller fra den nå eksisterende positive tellerverdi. Dersom tellingen var null, når ledningen 207 ble aktivert, aktiverer en dekoder 217 en endringsfortegnslinje 219 hvilket forårsaker at D/A-omformeren endrer fortegnet på den analoge utgangsspenningen på ledningen 174 . Dersom tellingen -ikke var null, når ledningen 20-7 ble aktivert, aktiverer ikke dekode-ren 217 ledningen 219, og D/A-omformeren etterlater det analoge signalet på ledningen 174 med det samme fortegn som når ledningen 205 blir aktivert, men begynner å minske amplituden ettersom tellerverdien avtar. Denne prosess fortsetter inntil ledningen 209 blir aktivert.

Siden transfer-funksjonen er ikke-lineær i noen områder introduserer lineære elementer som anvendes for å overføre amplituden til det andre harmoniske drivsignalet til størrel-sen til Sagnac-faseendringen feil. En innretning kan bli brukt på utgangen for å lagre transfer eller overførings-funksjonen eller for å løse transfer-funksjonen for rotasjonshastigheten eller Sagnac-faseendringen som gir kanselleringsamplituden til det andre harmoniske drivsignalet. Dvs.

at det er fordelaktig å omforme amplituden til drivsignalet på ledningen 322 som kansellerer den første harmoniske komponenten i utgangssignalet på grunn av Sagnac-faseendringen

til rotasjonshastighet eller til Sagnac-faseendring. Dette er formålet med utgangsfremviserkretsen 208 på fig. 11.

Fig. 20 viser den foretrukne krets for utgangsfremviseren 208. Den første harmoniske til drivsignalet som passerte gjennom båndpassfilteret 326 til ledning 322 blir koplet til inngangen til en innlåseforsterker 210. Innlåseforsterkeren er avstemt til drivsignalet, dvs. at den har som sitt referansesignal det umodulerte signalet på ledningen 320

fra signalgeneratoren 308 på fig. 11. Formålet med innlåseforsterkeren 210 er å filtrere ut all støy på ledningen 332 som utydeliggjør den ønskede bølgeform. Denne støy kan være resultatet av støy på krafttilførselsledningene, elektromagnetiske forstyrrelser, krysstale med drivsignalet på ledningen 324 og andre feilkilder.

Utgangssignalet på ledningen 212 er proporsjonal med amplituden til det filtrerte drivsignalet på utgangen 212 til innlåseforsterkeren og blir koplet til en analog-til-digital (A/D)-omformer 214 hvor det blir oppvarmet til digitale data. Disse data blir brukt av en mikroprosessor eller datamaskin 216 til å adressere en oppslagstabell i et minne 218 som lagrer digitale data vedrørende rotasjonshastigheten som korresponderer med hver amplitude til drivsignalet slik dette er bestemt av overføringsfunksjonen til ligning (15) .

De digitale data på utgangen 217 til A/D-omformeren 214

blir brukt av mikroprosessoren 216 for å få adgang til den riktige adresse i ROM 218 som lagrer de digitale data som indikerer den korresponderende Sagnac-faseendring eller rotasjonshastighet for denne spesielle amplitude av drivsignalet på ledningen 332. Programmet for mikroprosessoren 216 for å utføre denne adresseringsfunksjon vil være åpenbar for fagkyndige, og ethvert program for å utføre denne funksjonen vil egne seg. De digitale data som sendes ut fra ROM, kan så omformeres til analog form av en digital-til-

form.

I andre utførelser kan mikroprosessoren 216 være programmert for å løse overføringsfunksjonen til ligning (14) ved å anvende dataene fra A/D-omformeren 214 som den variable A<|> .

I disse utførelser vil ROM 218 inneholde programmet for

å utføre beregningen som er nødvendig i ligning (14). Det nøyaktige programmet som anvendes for å utføre denne beregningen er ikke kritisk og programmet vil være kjent for fagkyndige for å utføre denne beregning. Ethvert program som kan utføre denne beregning vil være adekvat for formålet med oppfinnelsen.

Andre utførelser kan anvende et RMS-voltmeter i stedet

for innlåseforsterkeren 210, men en slik struktur vil føre til feil siden enhver støy på ledningen 332 kan bli utjevnet og mistolket som falsk amplitude til drivsignalet. RMS-voltmeteret har sin inngang på'midtpunktet til en spennings-deler som vist på fig. 21. Drivsignalet blir påtrykt punktet 221 til en spenningsdelekrets som består av motstandene RI og R2. Motstandene Ri og R2 er valgt for å vise helningen til overføringsfunksjonen i det lineære området slik at for en gitt amplitude av drivsignalet på punktet 221, så

vil et signal som har en amplitude som er proporsjonal med rotasjonshastigheten bli levert i punktet 222. Dette blir koplet til inngangen til et RMS-voltmeter for å bli avlest som Sagnac-faseendringen eller rotasjonshastigheten.

Videre kan også det oscilloskop bli brukt i stedet for

et RMS-voltmeter som vist på fig. 23, for å detektere amplituden til drivsignalet. Igjen blir et lineært skaveringsnett-verk som består av motstandene R3 og R4 brukt for å skavere inngangen til oscilloskopet. Utførelsene på fig. 21 og 22 er mest nøyaktige i de lineære områdene til overførings-funksj onen.

Enhver annen innretning som er i stand til å måle bølgeformer med den lavere modulasjonsfrekvensen kan også anvendes for utgangsfremviserkretsen 208. F.eks. kan en analog kurvetilpassende innretning bli brukt for å kompensere for overføringsfunksjonskurven og gi et utgangssignal proporsjonalt med rotasjonshastigheten. Videre kan ROM-oppslags-tabellen og mikroprosessoren på fig. 20 unngås i de tilnærmet lineære områdene av overføringsfunksjonskurven slik at en forenklet fig. 20-utførelse også kan anvendes i det tilnærmet lineære området for et tilnærmet resultat.

En annen foretrukket utførelse av fremgangsmåten og anordningen for å avføle rotasjon med en generelt lineær skalafaktor over et utvidet dynamisk arbeidsområde kan beskrives med referanse til fig. 23-29.

I en innretning som illustrert på fig. 1 forårsaker innmating av et tidsvarierende signal gjennom den asymmetrisk anordnede fasemodulatoren 38 en faseforskjell mellom motforplantende bølger når det blir målt på utgangen fra detektoren 30.

Denne induserte dif f erensialf aseendring A<t>(t) er gitt som:

hvor

<t>(t) er f aseendringen frembragt av f asemodulatoren i tiden

t; og

t er tidsdifferansen mellom interfererende bølger som

passerer gjennom fasemodulatoren 38.

Med henvisning til fig. 23 vil det sees at en likespenningsfasedifferanse mellom motforplantende bølger i et gitt tidspunkt A<j>(t) kan oppnås ved å påtrykke en lineær faserampe slik som indikert ved 400 på de motforplantende bølgene gjennom fasemodulatoren 38. Spesielt representerer den lineære faserampen 400 innvirkningen av rampesignalet innmatet gjennom modulatoren 38 på bølgen som forplanter seg mot klokken i avfølingssløyfen. Innvirkningen av det samme inngangssignalet på signalet som forplanter seg med klokken er vist med linje 402. Forskjellen mellom rampene 400 og 402 er avhengig av den asymmetirske lokalisering av fasemodulatoren 38 i avfølingssløyfen.

Faseforskjellsignalet A<}>(t) mellom bølgene som forplanter seg mot klokken og med klokken er indikert ved 404. Av spesielle interesse er det faktum at denne faseforskjell er en likespenningsverdi hvis størrelse kan varieres ved å justere helningen av rampesignalet. Såldes blir det åpenbart at rampesignalet kan påtrykkes gjennom fasemodulator 38 for å frembringe en likespenningsfasedifferanse hvis størrelse kari justeres for effektivt å kansellere den rotasjonsinduserte Sagnac-faseendring.

En innretning for å frembring en slik rampefunksjon vil være å anvende en frekvensskifter anordnet i en asymmetrisk ' posisjon i avf ølingssløyf en. i dette tilfellet vil A<f)

være definert som

Hvor Af er mengden frekvensendring. Anvendelsen av en frekvensskifter vil gi en tilleggsfordel ved at det tillates at frekvensen som sendes ut kan anvendes som et mål på rotasjonsheten. Det er imidlertid ikke kjent frekvens-skiftere i en fiberform som er egnet for gyroskopanvendelse.

Vanlig brukte fiberoptiske fasemodulatorer såsom modulatoren 38 som modulerer fiberlengde kan ikke gi en kontinuerlig faserampe for å frembringe likespenningsdifferensialfase-endringen mellom de motforplantende bølgene. For å anvende en fasemodulator i denne anvendelse kreves således simuler-ingen av en faserampe.

Fig. 24 illustrerer en bølgeform som kan anvendes for å simulere en faserampe. Spesielt illustrerer linje 406 på fig. 24(A) anvendelsen av en sagtannbølge på et signal som forplanter seg mot klokken i avfølingssløyfen. Linje 408 indikerer innvirkningen av den samme sagtannbølgeformen påtrykt fra en asymmetrisk anordnet fasemodulator på et signal som forplanter med klokken i avfølingssløyfen.

Linje 410 på fig. 24(B) representerer fasedifferansesignalet

( (t)) frembragt av faseforskjellen mellom de interfererende bølgene illustrert på fig. 24(A).

Det kan sees av bølgeformen representert ved linje 410

at fasedifferansen ikke kan være konstant til alle tider på grunn av tilbakestillingsprosessen og resiprositeten til de to optiske banene. Under de perioder som er indikert ved 412 når linje 410 definerer en likespenningsverdi,

kan imidlertid likespennings-Sagnac-faseendringen bli kansellert ved å justere amplitudene eller frekvensen til fasemodulasjonen. Ved å påtrykke den hovedsakelig likespennings-faseforspenningen og fasedifferansen til de motforplantende lysbølgene blir således Sagnac-faseendringen som de motforplantende lysbølgene utsettes for, i det vesentlige kansellert. Det er videre å merke seg at under periodene som ikke er inkludert i segmentene merket 412, kan null Sagnac-faseendring bli simulert ved å skru av rotasjonssignalet som mottas fra detektoren 30 på fig. 1.

Som et resultat kan den rotasjonsinduserte Sagnac-faseendringen effektivt bli null-stilt av en fasemodulasjonsindusert fasedifferanse for deler av tiden og ved å skru av signalet ved lyskilden 10 eller ved eller etter detektoren 30 for resten av tiden. Helningen til rampen som bestemmer differen-sialfaseendringen kan styres ved å justere amplituden til modulasjonssignalet.

Det vil selvfølgelig forstås av andre bølgeformer som har

en rampetypeutforming også kan anvendes for å frembringe en lignende effekt. F.eks. kan en trekantbølgeformfasemodula-sjon bli brukt, underforstått at frembringelsen av et like-

spenningsfasemodulasjonsutgangssignal ville kreve at signalet ble skrudd av en lengre periode enn med sagtannbølge på

grunn av den kortere rampelengde i trekantbølgeformen.

En av de mest vanlig brukte fiberoptiske fasemodulatorer

er en piezo-elektrisk sylinder med flere viklinger av fiber viklet rundt seg, som beskrevet tidligere. Uheldigvis er frekvensreaksjonen til denne innretning ikke lik over et bredt frekvensområde. Som et resultat var det nesten umulig å oppnå en sagtannbølgefasemodulasjon av typen vist på fig. 24, dersom ikke amplituden og fasene til hver Fourier-komponent til bølgeformen blir styrt.

En fremgangsmåte for å overkomme problemet med ikke-likheten beskrevet ovenfor, er å frembringe sagtann- eller trekant-bølgeformen på en tilnærmet måte ved å kombinere sinusfasemodu-lasjoner i den helfiberoptiske rotasjonssensoren. F.eks.

kan en sagtannbølgeform bli simulert ved å kombinere fasedifferansemodulasjonen ved en frekvens med den andre harmoniske til denne frekvens, med amplituden til den andre harmoniske og faseforholdet til bølgene riktig justert. På

samme måte kan trekantbølgeformen bli frembragt ved å kombinere fasedifferansemodulasjonen ved en frekvens med den tredje harmoniske til frekvensen som er blitt riktig justert med hensyn på amplitude og faseforhold.

Fig. 25 illustrerer en foretrukket samling av bølgeformer som kan anvendes i et helfiberoptisk gyroskop for å simulere en sagtannbølgeform. Spesielt består det første fasemodulasjonssignalet for å simulere sagtannbølgen av en sinusbølge 450 på fig. 25(A), som definerer <t>^(t). Linjen 450 er illustrativ for virkningen av sinusfasemodulasjonssignalet på bølgen som forplanter seg mot klokken i avfølingssløyfen og linje 450 illustrerer virkningen av det samme sinusmodulasjonssignalet på bølgen som forplanter seg mot klokken.

På fig. 25(B) beskriver linje 454 virkningen av et andre fasemodulasjonssignal som er ved den andre harmoniske frekvensen til sinusmodulasjonssignalet 450 på en bølge som forplanter seg mot klokken. Dette andre harmoniske fasemodu-las j onssignal blir referert til som (^(t). Linje 456 på

fig. 25(B) illustrerer virkningen av det andre harmoniske fasemodulasjonssignalet på bølgen som forplanter seg med klokken.

Fig. 25(C) illustrerer bølgeformene som omfatter summen av modulasjonssignalene på fig. 25(A) og 25(B). Spesielt omfatter sagtanntypebølgeformen indikert ved 458 summen av bølgeformer 450 og 454 og illustrerer reaksjonen til bølgen som forplanter seg mot klokken på dette modulasjonssignalet. På samme måte beskriver sagtanntypebølgeformen illustrert ved 460 summen av bølgeformene 452 og 456, og illustrerer virkningen av denne bølgeform på bølgene som forplanter seg med klokken i rotasjonssensoren. Fig. 25(D) illustrerer faseforskjellsmodulasjonen med hensyn til tid. Dette signal, indikert ved 462, omfatter således differansen mellom bølgeformen 458 ($(t)) og bølgeform 460 (<t> (t —t ) ) , hvor x er tidsdif f eransen mellom interfererende bølger som passerer gjennom fasemodulatoren. Bølge-formen på fig. 25(D) kan beskrives som

Som beskrevet med hensyn til fig. 24, vil det sees at bølgeformen 462 (A<t>(t)) innbefatter deler indikert ved 464 som er generelt lineære. Ved å portstyre fasedifferansesignalet som beskrevet tidligere, er det mulig å anvende disse generelle lineære eller likespenningsdelene av fasedifferansemodulasjonen 462 for effektivt å kansellere den rotasjonsinduserte Sagnac-faseendringen. Som med sagtann-bølgeformen på fig. 24 kan amplituden til likespennings-delen 464 bli styrt ved å justere amplituden eller frekvensen til fasemodulasjonen. Således kan de likespenningslike seksjonene av fasedifferansemodulasjonen 464 bli brukt for å kansellere Sagnac-f aseendringen A<(> og signalavskruingen under periodene som ikke er innbefattet i 464-seksjonene kan bli brukt for å simulere null A<|> for resten av tiden.

Fig. 26 illustrerer grafisk den kombinerte innvirkning av fasemodulasjonene som kan finne sted dersom sagtannbølge-formen 458 på fig. 25(C) ble innmatet som et andre modulasjonssignal med en lavere frekvens (fm) i rotasjonssensoren på fig. 11. Fig. 26 illustrerer også utgangssignalet som ville bli detektert som et resultat av fasemodulasjon under disse omstendigheter.

Spesielt er likespenningsverdien for faseendringen som

er resultatet av Sagnac-faseendringen ved en fast rotasjonshastighet illustrert ved 352. Fasemodulasjonssignalet som blir frembragt av det sagtannformede andre modulasjonssignalet er illustrert ved 354. I tillegg er fasemodulasjonen frembragt av forspenningsmodulasjonssignalet (f^) illustrert ved 350. Det er å merke seg at som ved sinusmodulasjons-bølgeform anvendt i utførelsen på fig. 11, bør sagtannmodulasjonssignalet være ved en frekvens som er mye lavere enn forspenningsmodulasj onsfrekvensen f^.

Det sees av fig. 26 at fasemodulasjonssignalene beskrevet ovenfor oscillerer om likespenningsfaseendringen 352 som er lik A(t>D. Det er også å merke seg at amplituden til den lavere frekvens, andre fasemodulasjon 354 er blitt justert slik at den generelt flate eller likespenningsdel av linjen 354 befinner seg på den vertikale aksen 355.

Ved å portstyre enten utgangen fra detektoren 30 eller lyskilden 10 til anordningen på fig. 11, er det således mulig å sende ut bare de deler av det resulterende utgangssignalet som blir frembragt under likespenningssegmentet til det lavere frekvensmodulasjonssignalet 354 som indikert ved 464. Under denne portstyrte periode 464, vil de resul-

terende signaler oscillere om den vertikale aksen 355.

Under de gjenværende periodene vil utgangssignalene være

lik null og således simuleres en situasjon hvor Sagnac-faseendringen er kansellert.

Utgangssignalet som er resultatet av å portstyre rotasjonssensoren som beskrevet ovenfor og under perioden indikert ved 464 på fig. 26, frembringer et utgangssignal som har en bølgeform som er tilnærmet av bølgeformen indikert ved 466 på fig. 26.

Av spesiell interesse er det faktum at utgangssignalet

466 ikke innbefatter første harmoniske, hvilket indikerer at Sagnac-faseendringen A* er blitt i det alt vesentlige kansellert under de portstyrte periodene, og blir ikke overvåket under av-periodene. Ved å overvåke amplituden til det andre fasemodulasjonssignalet, er det således mulig å bestemme mengden av rotasjon som avføles av gyroskopet selv i utstrakte dynamiske tilstander av høyrotasjon. Foretrukne kretser for å detektere denne signalamplitude

og å bestemme rotasjonshastigheten ble beskrevet tidligere med hensyn til sensoren vist på fig. 11.

Fig. 27 illustrerer en foretrukken utførelse av en rotasjonssensor som kan anvendes for å overvåke rotasjonen ved anvendelse av et simulert rampemodulasjonssignal. Det er å

merke seg at. mange av komponentene til anordningen vist på fig. 27 korresponderer både i konstruksjon og drift med elementer inneholdt i anordningen på fig. 11. Derfor er korresponderende elementer identifisert med det korresponderende henvisningstall.

Basert på sin konstruksjon blir det åpenbart at rotasjonssensoren vist på fig. 27 fungerer på en måte som er hovedsakelig identisk med sensoren på fig. 11. Sensoren vist på

fig. 27 erstatter imidlertid det sinusformede andre modulasjonssignalet med et lavfrekvensmodulasjonssignal som er

generelt av form som en sagtannbølge. For å kunne frembringe sagtannmodulasjonssignalet sender signalgeneratoren 308

en sinusformet bølge på ledning 500. Denne sinusbølge kan være hovedsakelig identisk med bølgeformen sendt på ledning 320 fra generator 308 på fig. 11. I tillegg blir sinusbølgeformen fra signalgenerator 308 også sendt på ledning 502 til en frekvensmultiplikator 504 som mottar sinusmodulasjonssignalet med frekvens f mog dobler dets frekvens for å frembringe en andre harmonisk med frekvens 2f som blir sendt til en amplitudejusteringsinnretning 506 .

Innretning 506 kan omfatte en hvilken som helst konvensjonell innretning for å justere amplituden av signalet, såsom et potensiometer. Fra amplitudejusteringsinnretningen 506 blir signalet sendt til faseendringskretsen 136 hvor dets fase blir endret i forhold til det første harmoniske fasemodulasjonssignalet fra generatoren 308 i et forhold som generelt korresponderer til forholdet mellom bølgeformene illustrert på fig. 25(A) og 25(B). Amplitudejusterings-kretsen 506 og faseendringskretsen 508 kan innstilles manuelt ved en engangsjustering så lenge som sinusmodulasjonsbølge-formen frembragt av signalgeneratoren 308 blir opprettholdt

på en konstant frekvens f .

rm

Den andre harmoniske bølgeformen fra faseendringskretsen

508 blir sendt på ledning 510 som er forbundet med ledning 500. Det første harmoniske signalet på ledning 500 og det andre harmoniske signalet på ledning 510 blir således kombinert for å frembringe en fasemodulasjonsbølgeform som har en generelt sagtannformet utforming såsom illustrert på fig. 25(C). Signalene fra ledningene 500 og 510 blir kombinert og sendt via ledning 320 til feilkorreksjonsmodulatoren 130, hvor det kombinerte signalet blir behandlet på måten som ble beskrevet med referanse til rotasjonssensoren illustrert på fig. 11.

Som det ble forklart ovenfor, fungerer rotasjonssensoren på fig. 27 for å kansellere likespenningsinnvirkningen til Sagnac-effekten ved å portstyre utgangssignalet for å detektere bare den delen av utgangssignalet som er resul-

tatet av fasemodulasjonen frembragt av rampedelen av sagtann-bølgen. Som et resultat må portstyresignalet på ledning 306 fra signalgeneratoren 308 bli justert slik at porten 304 blir skrudd på bare under den rampede delen av sagtannbøl-gen. Det er blitt funnet at portstyresignalet fra signalgenerator 308 bør være innstilt for å portstyre omtrent 30% av hver periode av modulasjonssignalet på ledning 320.

Delen av bølgeformen på ledning 320 som blir portstyrt

kan identifiseres ved ganske enkelt å ekstrapolere oppover den portstyrte perioden identifisert ved 464 på fig. 25(D).

Med henvisning til fig. 28, vil det sees at overf©ringsfunk-sjonen eller en skalafaktor som resulterer fra anvendelsen av rotasjonssensoren på fig. 27, er hovedsakelig lineær.

Dette resultat oppnås på grunn av det faktum at Sagnac-f aseendringen (A<t> ) blir kansellert av f asedif f eransemodulas jonen (A<t> ) som definerer et hovedsakelig likespennings-signal. Som indikert ved kurven på fig. 28 kan således enhver økning i størrelsen av fasedifferansemodulasjon frembragt av Sagnac-effekten på effektiv måte bli kansellert av den korresponderende økning i størrelsen av fasedifferansemodulasjon frembragt av rampedelen til sagtannbølgemodulasjons-signalet.

Som ved rotasjonssensoren på fig. 11 sender båndpassfilteret

326 signaler med frekvens f mfra ledning 330 til en utgangs-fremviser 208 som kan anvendes for å bestemme rotasjonshastigheten ved å identifisere amplituden til fasemodulasjonssignalet som er nødvendig for å kansellere Sagnac-fase-

endringen.

Lineariteten til skalafaktoren gis på fig. 28 eliminerer

i praksis kildebølgelengdens avhengighet av gyroskopskala-

faktoren. Dette er mulig siden amplituden til fasedifferansemodulasjonen har den samme bølgelengdeavhengighet til det påtrykte signalet som Sagnac-faseendringen har til rotasjonshastigheten (y). Ved å ta hensyn til faktumet at bølgelengden til en lyskilde er vanskelig å styre, kan denne fasemodula-sjonstilnærming forbedre stabiliteten til skalafaktoren. Stabiliteten til systemet blir ytterligere forbedret dersom tilbakekoplingsmodulasjonsfrekvensene f m og 2f ikke sammenfaller med resonansefrekvensen til fasemodulatoren. Dersom harmoniske frekvenser til f m ikke sammenfaller med forsp^en-ningsmodulasjonsfrekvensen f^, blir i tillegg også tilleggs-forskyvning eller støy i rotasjonssignalet eliminert.

I rotasjonssensoren på fig. 27 kan portstyretidsintervaller

og relative amplituder til de to frekvenskomponenter bli justert for å frembringe en linearitet i skalafaktoren i størrelsesorden 10 ^ opptil 20 radianer av Sagnac-faseendringen antatt at en lineær respons av fasemodulatoren på det påtrykte signalet (f.eks. når

A 4> (t) a (cos Ut) + 0,4 cos (2(d t)).

I både rotasjonssensoren på fig. 11 og på fig. 27, introduserer portstyreprosessen en mulighet for tap av optisk energi og tap av rotasjonsinformasjon under den tiden som sensoren blir portstyrt av. Innretningen på fig. 11(A) medfører typiske tap av halvparten av den optiske energien siden innretningen er portstyrt av omtrent halvparten av tiden. I innretningen på fig. 27 med portstyring av omtrent 30% av bølgeformen, kan tapet av optisk utgangsenergi finne sted under omtrent 70% av tiden. Dette informasjonstap kan resultere i en feil i målt rotasjonsvinkel, ø, når en plutselig endring i vinkelen opptrer innenfor et portstyrt ut tidsintervall. Ta f.eks. tilfellet med en fullperiode av firkantbølgevinkelakselerasjon med en akselerasjonshastig-het på (t 2 ø/dt 2 ) = 1000°/sek 2, som er en verdi som blir brukt for å representere maksimalt forventet akselerasjon i mange anvendelser. For en vanlig portstyrefrekvens fm

på 15 kHz, og med portstyring under halvparten av tiden,

vil en akselerasjon med den ovennevnte størrelse innenfor den første halvpart av portstyrt ut tidsintervallet fulgt av en retardasjon av den samme størrelsesorden innenfor den andre halvparten av intervallet føre til en feil i ø på omkring 2,8x10 ^ grader. Det blir således åpenbart at påliteligheten til den faseavfølende innretningen beskrevet her er svært god, idet innvirkningen av portstyrearrangementet forårsaker bare svært liten sannsynlighet for feil i målingen av rotasjonshastigheten.

Fig. 29 illustrerer en annen utførelse av rotasjonssensoren som anvender sagtannbølgeform. Denne utførelse frembringer signalgeneratoren 308 et modulasjonssignal med frekvensen f som omfatter et tog av firkantbølgepulser. Disse firkant-bølgepulser inneholder harmoniske av frekvens f , innbefattet 2f . Disse firkantbølgepulser blir sendt via ledning 320 til feilkorreksjonsmodulatoren 130 og blir behandlet på samme måte som beskrevet tidligere med hensyn til sensorene illustrert på fig. 11 og 27.

Firkantbølgesignalet frembragt av modulator 130 blir sendt via ledning 530 til et lavpassfilter 532. Filteret 532 eliminerer alle unntatt den første og andre harmoniske til signalet som blir sendt fra feilkorreksjonsmodulatoren 130. Det filtrerte signalet blir så sendt via ledning 534 til en fasejusteringskrets 536. En spesiell utførelse av fasejusteringskretsen 536 omfatter et avstembart båndpassfilter som blir brukt til å modifisere fasen til den andre harmoniske med hensyn til den første harmoniske for å frembringe den ønskede sagtannbølgeform for fasemodula-sj onen.

Sagtannbølgemodulasjonssignalet fra fasejusteringskretsen 536 blir sendt på ledning 538 hvor det blir kombinert med sinusmodulasjonsfrekvensen f^frembragt av signalgeneratoren 40 på ledningen 324. Det resulterende signalet blir påtrykt fasemodulatoren 38 som modulasjonssignalet. I alle andre henseender fungerer sensoren på fig. 29 på en måte som er identisk med sensoren på fig. 27.

En spesiell utførelse av rotasjonssensoren vist på fig.

29, er konstruert og vurdert på følgende måte. Fiberlengden og radius til avfølingsspolen er omtrent 580 meter, og 7 cm respektivt. Bølgelengden til lyskilden som anvendes er omtrent 830 nanometer. Fasemodulatoren 38 omfatter en piezoelektrisk hul sylinder med flere viklinger av fiber viklet rundt seg. Den første resonansfrekvensen til den piezoelektriske sylinderen er omtrent 20 kHz. 'Forspenningsmodulasjonsfrekvensen f^frembragt av signalgeneratoren 40 er 172 kHz, hvilket gir en amplitude av fasedifferansemodulasjon (A^) som er omtrent lik 1,8 radianer.

Sagtannbølgeformfrekvensmodulasjonen kan frembringes på følgende måte. Et tog av firkantbølgepulser blir generert av signalgeneratoren 308 som omfatter en pulsgenerator med en repetisjonsfrekvens f på 15 kHz. Frekvensspekteret til dette signal inneholder harmoniske av grunnfrekvensen f . Et lavpass elektrisk filter 532 undertrykker alle frekvenskomponenter og etterlater bare den første og andre harmoniske av f . Den relative amplituden til disse frekvenskomponenter (15 kHz og 30 kHz) kan justeres ved å variere bredden av firkantpulsene fra pulsgeneratoren. Et variabelt båndpassfilter omfatter fasejusteringskretsen 536 som blir brukt til å justere den relative fase til de to frekvenskomponentene. Dette signal kombinert med forspenningsmodulasjonssignalet fra generatoren 40 blir påtrykt fasemodulatoren 38 .

Det elektriske signalet fra silisiumfotodetektoren 30 blir portstyrt med en elektrisk bryter eller port 304 ved hjelp av et synkroniseringssignal fra pulsgeneratoren 308 sendt på ledning 306. Fasen til portstyringen kan bli justert ved å justere pulsforsinkelsen til utløsersignalet. Omtrent 30% av signalet fra detektoren 30 tillates å passere gjennom porten 304 for å oppnå en linearisert skalafaktor. Signalet fra porten 304 blir sendt over ledning 310 og gjennom båndpassfilteret 312 som tillater passasje bare av forspenningsmodulasj onsf rekvensen fk. Dette signal blir så målt i innlåseforsterkeren 46 og sammenlignet med referansesignalet med frekvensen f^fra signalgeneratoren 40. Sammenligningen av signalet fra filteret 312 mot referansesignalet frembringer feilsignalet fra innlåseforsterkeren 46 som blir sendt til feilkorreksjonsmodulatoren 130 som beskrevet tidligere i fremstillingen. Den virkelige skalafaktor som resulterer av driften av kretsen på fig. 29 korresponderer med skalafaktoren illustrert ved 520 på fig. 28.

Selv om rotasjonssensorene beskrevet her illustrerer anvendelse av en fasemodulator, vil det være åpenbart for fagkyndige at adskilte fasemodulatorer kan anvendes for forspenningsfase-modulasjon og den lavere frekvens andre fasemodulasjon.

Videre vil det forstås at andre bølgeformer kan anvendes

i forbindelse med portstyrearrangementet beskrevet her og med brukbare resultater.

Slike alternative utførelser ansees å ligge innenfor rammen

av oppfinnelsen som beskrevet og angitt i de etterfølgende patentkrav.

Oppsummert omfatter ikke bare oppfinnelsen beskrevet her

en vesentlig forbedring av de tidligere kjente rotasjonssensorer med utstrakt dynamisk arbeidsområde for et svært bredt område av rotasjonshastigheter, men oppfinnelsen overkommer også andre problemer som har eksistert lenge i industrien ved (1) å gi en innretning for å oppnå utstrakt dynamisk rotasjonsavføling ved optimal anvendelse av bare en enkelt fasemodulator; (2) det sørges for slik rotasjons-avføling med vesentlig forbedret stabilitet ved hovedsakelig å undertrykke kildebølgelengdeavhengigheten til skalafaktoren; og (3) det sørges for en rotasjonssensor med vesentlig

økt nøyaktighet og pålitelighet ved å linearisere skalafaktoren eller overføringsfunksjonen og derved vesentlig forenkle signalbehandlingen som er nødvendig i avfølings-innretningen.

Oppfinnelsen kan utføres i andre spesielle former uten

å forlate den grunnleggende ide og vesentlige karakteristikker. De beskrevne utførelser må forstås på alle måter som illustra-tive og ikke begrensende. Omfanget av oppfinnelsen er derfor angitt i de etterfølgende patentkrav mer enn i den forutgående beskrivelse.. Alle endringer som kommer innenfor forståelsen og området som er ekvivalente med kravomfanget må forstås å ligge innenfor rammen av oppfinnelsen.

Claims (10)

1. Anordning for å avføle og måle en fysisk parameter under anvendelse av en optisk sløyfe, hvilken anordning innbefatter en lyskilde som gir motforplantende lysbølger i nevnte sløyfe, og en detektor som reagerer på nevnte motforplantende lysbølge, og fasedifferansen mellom nevnte motforplantende lysbølge blir endret i samsvar med nevnte fysiske parameter, karakterisert ved en fasedifferansemodulator (38) for periodisk å forspenne den motforplantende lysbølges fasedifferanse i nevnte sløyfe for å motvirke fasedifferansen forårsaket av nevnte fysiske parameter; en styreinnretning (130) som reagerer på utgangssignalet fra nevnte detektor for å justere den periodiske forspenning til nevnte fasedifferansemodulator for å nulle ut eller kansellere fasedifferansen forårsaket av nevnte fysiske parameter; og en krets (326, 208) som reagerer på den periodiske forspenning av nevnte fasedifferansemodulator for å måle nevnte fysiske parameter.

2 . Anordning for å avføle og måle en fysisk parameter som angitt i krav 1, karakterisert ved at nevnte styreinnretning er kjennetegnet av en krets (304) som periodisk utsletter utgangssignalet fra nevnte detektor.

3 . Anordning for å avføle og måle en fysisk parameter som angitt i krav 2, karakterisert ved at nevnte fasedifferansemodulator (38) periodisk forspenner med den samme frekvensen som frekvensen hvorved nevnte styreinnretningskrets (304) periodisk utsletter.

4 . Anordning for å avføle og måle et fysisk parameter som angitt i krav 1, karakterisert ved en første signalgenerator (308) for å frembringe et modulasjonssignal mellom første frekvens, idet nevnte første signalgenerator driver nevnte fasedifferansemodulator (38) via nevnte styreinnretning (130).

5. Anordning for å avføle og måle en fysisk parameter som angitt i krav 4, karakterisert ved en portstyreinnretning (304) forbundet med nevnte detektor og som reagerer på nevnte første signalgenerator (308) for å slette ut valgte deler av de motforplantende lys-bølgene; og en krets (46, 312) som forbinder nevnte portstyreinnretning (304) med nevnte styreinnretning (130) og sammenligner utgangssignalet fra nevnte styreinnretning (304) med et referansesignal med en andre frekvens.

6 . Anordning for å avføle og måle en fysisk parameter som angitt i krav 1, hvor nevnte fasedifferansemodulator (38) modulerer nevnte motforplantende lysbølger med en første frekvens og en lavere andre frekvens, karakterisert ved en portstyreinnretning (304) for å forbinde nevnte detektor med en utgang (310) under bare en del av hver periode av nevnte andre frekvens; og en tilbakekoplingskrets (312, 46) forbundet til nevnte utgang (310) for å drive nevnte styreinnretning (130) for å justere amplituden til modulasjonen ved nevnte andre frekvens for å kansellere signalet på nevnte utgang (10) ved nevnte første frekvens forårsaket av nevnte fysiske parameter.

7. Anordning for å avføle og måle en fysisk parameter som angitt i krav 1, karakterisert ved at nevnte fasedifferansemodulator (38) påtrykker en hovedsakelig likespenningsfaseforspenning på de motforplantende lysbølgene.

8. Anordning for å avføle og måle en fysisk parameter som angitt i krav 7, karakterisert ved en første signalgenerator (308) for å frembringe et første modulasjonssignal; en andre signalgenerator (504, 506, 508) som reagerer på nevnte første modulasjonssignal for å modifisere dette første modulasjonssignalet for å frembringe et resulterende modulasjonssignal som innbefatter en rampebølgeform.

9. Anordning for å avføle og måle en fysisk parameter som angitt i krav 8, karakterisert ved en portstyreinnretning (304) forbundet med nevnte detektor og som reagerer på nevnte første signalgenerator (308) for å slette ut valgte deler av nevnte motforplantende lysbølger.

10. Anordning for å avføle og måle en fysisk parameter som angitt i krav 8, hvor nevnte andre signalgenerator er karakterisert ved en frekvensmultiplikator (504) koplet til nevnte første signalgenerator (308) for å frembringe en harmonisk av nevnte første modulasjonssignal; en amplitudejusteringskrets (506) for å justere amplituden til nevnte harmoniske slik at den korresponderer med amplituden til nevnte første modulasjonssignal; en faseskifter (508) for å endre fasen til nevnte harmoniske i forhold til nevnte første modulasjonssignal og en elektrisk forbindelse for å kombinere utgangssignalet fra nevnte faseskifter (508) med nevnte første modulasjonssignal.