NO830379L - System for overfoering av digitale signalpulser over et vekselstroem-fordelingsnetts ledninger - Google Patents

Description

Oppfinnelsen angår et system for overføring av digitale signalpulser over ledningene til et vekselstrømfordelingsnett, stort sett motsatt i forhold til strømningsretningen til nettenergien under anvendelse av en "Chirp"^frekvensmodulasjon og frekvensmultipleksmetoden så vel som en synkronise-ring av signalfrembringelsen i en sender og signalbearbeidelsen i en mottager ved hjelp av frekvensen til nettvekselspenningen.

Et slikt system er kjent fra DE-AS 2727263. I dette utleg-ningsskriftet blir beskrevet tidsmessig ideal "Chirp"-modulasjon med konstant amplitude, som imidlertid har ulempen til et for stort frekvensspektrum, noe som vanskeliggjør reduk-sjonen av støyfrekvensen. Dessuten er det i dette utlegnings-skriftet beskrevet en frekvensmultipleksmetode med ikke overlappende frekvensområder for tilliggende sendere. Denne metoden muliggjør dermed ved gitt båndbredde så vel for overføringsveien som også for sendesignalet kun samtidig drift av et relativt begrenset antall overføringskanaler på samme overføringsbanen.

Oppfinnelsen har til oppgave å tilveiebringe en modulasjons-art så vel som sende- og mottagermiddel for øking av infor-masjonstettheten på overføringsbanen og for å overvinne spesielle overføringsbetingelser, som vanligvis er fremher-skende på denne overføringsbanen. Dette kan f.eks. være: Overdreven høy lednings- og transformatordempning.

Kraftig fase- og frekvensforskyvning.

Stor utbredelsestid.

Forskjellige kraftige og mangfoldige støyarter, f.eks.

nettharmoniske, forskjellige lange bryterpulser, tråle-støy og ikke hvit støy.

Ovenfor nevnte oppgave blir ifølge oppfinnelsen løst ved hjelp av de i karakteristikken til krav angitte trekk.

Et utførelseseksempel av oppfinnelsen skal beskrive nærmere med henvisning til tegningene, hvor:

Fig. 1 viser et blokkdiagram av et overføringssystem.

Fig. 2 viser et blokkdiagram av en klargjøringskrets.

Fig. 3. viser et kretsdiagram over en analog/digital-omformer.

Fig. 4 viser et blokkdiagram over en'styrekrets.

Fig. 5 viser et blokkdiagram over en fjernstyringssender. Fig. 6 viser forholdet mellom en "Chirp"-modulasjon med

konstant og ikke-konstant amplitude.

Fig. 7 viser frekvensoppdelingen til overføringskanalene.

Fig. 8 viser signalf orholdet på overf øringsbanen ..

Fig. 9 viser et blokkdiagram over en fjernstyringsmot-tager. Fig. 10 viser et blokkdiagram til en mottagersignal-klargjøringskrets.

Fig. 11 viser blokkdiagrammet over en demodulator.

Samme henvisningstall betegner på alle figurene på tegningene samme deler. Alle i beskrivelsen med 74LS... betegnede komponenter stammer fra firmaet Texas Instruments, Dallas, Texas. Alle med MC... betegnede komponenter stammer fra firmaet Motorola, Phenix, Arizona og alle komponentene med betegnelsen LM... henholdsvis LF... stammer fra firmaet National Semiconductor, Santa Clara, California.

Det på fig. 1 viste blokkdiagram av et overføringssystem viser et trefaset vekselstrømtordelingsnett, en sentral 1

og minst et underordnet sted 2. Først tilføres en høy-spenning 3 fra f.eks. 50 kV og en frekvens på 50 hhv. 60

Hz over en høyspenningsbryter 4 og en første transformator

5 til et øvre, likeledes trefaset mellomspenningsnivå 6

med en spenning fra 16,5 kV. Dette mellomspenningsnivået

6 deler seg i flere f. eks. tre. trefase-matere" 7a, 7b og 7c idet hver av disse "matere" har en egen trepolet mellom-spenningsbryter 8a, 8b hhv. 8c og en egen, f.eks. hver av tre enfasede omformere bestående måleomformere 9a, 9b hhv. 9c. Disse måleomformerne kan være strøm- eller spennings-omformere. På fig. 1 ble antatt at det var en strømomfor-mer .

Sekundærviklingen til de tre enfaseomformerne mater en av

de tre måleomformerne 9å, 9b hhv. 9c hhv. en målekrets som består av et måleapparat, f.eks. et amperemeter og en av primærviklingene til en trefaset tilkoplingsomformer. Hver "måter" 7a, 7b hhv. 7c er anordnet en slik trefaset,- f.eks. også av tre enfaseomformere bestående tilkoplingsomformer som kan være så vel en strøm- som også en spenningsomformer. Her ble også antatt at det var en strømomformer, hvis primær-krets således er koplet i serie med det tilhørende måle-apparatet. "Materen" 7a er f.eks. tilordnet tilkoplings-omf ormeren 10 og amperemeteret 11. På fig. 1 er vist kun en eneste, nemlig den fra "materen" 7a matede målekrets.

Til de tre sekundærviklingene til trefasetilkoplingsom-formeren 10. ligger inngangen til sentralen 1.

"Materen" til detøvre.mellomspenningsnivået 6 er ofte forbundet via deres mellomspenningsbrytere 8a, 8b hhv. 8c primærkretsen til deres som strømomformer anordnet måle-omf ormer 9a, 9b hhv. 9c og respektiv andre transformator,

f.eks. i "materen" 7a over den andre transformatoren 12 med et nedre likeledes trefaset mellomspenningsnivå, f.eks. mellomspenningsnivået 13 i tilfelle av "materen" 7a. Dette nedre mellomspenningsnivået 13 f ører f. eks .... en spenning på 4 kV. Parallelt med hver andre transformator er henholdsvis en isolasjonsforsterker koplet motsatt energi-strømningsretningen til vekselstrømsfordelingsnettet, f.eks. parallelt i forhold til den andre transformatoren 12 til isolasjonsforsterkeren 14.

Det nedre mellomspenningsnivået 13 til "materen" 7a mater over en tredje transformator 15 et lavspenningsnett 16 på

f.eks. 220 V. I sistnevnte tilfelle er på fig. 1 det underordnede stedet 2 tilsluttet. Dette kan'imidlertid også være forbundet via en ikke vist spenningsomformer med mellomspenningsnivået 13.

Sentralen 1 inneholder en kjent lydfrekvensenergistyresentral 13, som styrer over en likeledes kjent lydfrekvensener-gistyresender 18, over en "mater" til det øvre mellomspenningsnivået 6, f.eks. over "materen" 7a, det nedre mellomspenningsnivået 13 og lavspenningsnettet 16 en kjent lydfrekvensenergistyremottager 19 i det underordnede stedet 2. De nevnte styringsapparatene danner et kjent lydfrekvens-energistyresystem, som ikke er gjenstand for kravene og derfor ikke nærmere beskrevet. Det tjener her utelukkende til overføring av anropskommandoer fra sentralen 1 til det underordnede stedet 2. Derfor ligger den eneste på fig. 1 viste utgangen til lydfrekvensenergistyremottageren 19 - det ble antatt tilstedeværelsen av en relékontaktutgang - ved anropsinngangen 20 til en fjernstyringssender 21.

Inngangen til lydfrekvensenergistyremottageren 19 og utgangen til f jernstyresende.ren 21 er forbundet med hverandre i det underordnede stedet 2 og med mellomspenningsnettet 16. Utgangssignalet til fjernstyringssenderen 21 når over lavspenningsnettet 16, det nedre mellomspenningsnivået 13, "materen" 7a, måleomformeren 9a og tilkoplingsomformeren 10 inngangen til sentralen 1, som samtidig er inngangen til en fjernstyremottager 22, hvis utgang igjen styrer inngangen til et fjernstyrevurderingsapparat 23...

Det underordnede stedet har forøvrig en styrekrets 24, en klargjøringskrets 25, en måleverdiinngangsbuss 26, en tall-verdiinngangsbuss 27, en kommandoinngangsbuss 27 og en tilbakestillingskrets 29. Dessuten er mellom annet antydet en systemtaktutgang 30 og en systemtaktinngang 31.

Et blokkdiagram av klargjøringskretsen 25 er vist på fig. 2.

Systeminngangen 31 til klargjøringskretsen 25 blir matet av den nevnte systemtaktutgangen 30 til styrekretsen 24 med en systemtaktfrekvens på 2 MHz og er samtidig inngangen til en frekvensdeler 32 som deler denne frekvensen med fire. Frekvensdeler 32 er bygt ved hjelp av en kaskadekrets av to flipp-flopper 32a og 32b, f.eks. av typen 74LS74 og har to 90° faseforskjøvne 500 kHz-utganger.

De to med hverandre forbundne taktinngangene til disse

to flipp-floppene danner inngangen til frekvensdeleren og Q-utgangen til den første flipp-floppen 32a styrer D-inngangen til det påfølgende antallet flipp-flopper 32b mens Q-utgangen på sin side er tilbakekoplet med D-inngangen til det første flipp-floppet 32a. Et med inngangssignalet til frekvensdeleren 32 faselikt utgangssignal fremkommer ved Q-utgangen til det første flipp-floppet 32a og ligger ved taktinngangen T til en tallkjede 33 og det om det 90°

faseforskjøvne signalet ved Q~-utgangen til det andre flipp-floppet 32b mater en rampeinngang R til en første transfor-matorkrets 34". Systemtaktfrekvensen på 2 MHz når likeledes over en første inngang til en OG-port 35 med to innganger,

f.eks. av typen 74LS08, taktinngangen til en Johnson-teller 36, f.eks. oppbygd ved hjelp av et.skyveregister av typen 74LS164 og hvis parallellutganger mater en dekoder 37. Den

siste biten til Johnson-telleren 36 er tilbakekoplet på denne datainngangen. Dekoderen 37 er oppbygd ved hjelp av flere OG-porter, f.eks. av typen 74LS08 og invertere, f.eks. av typen 74LS04. Den første utgangen til dekoderen 37 sperrer over denne andre utgangen OG-porten 35, mens en andre utgang er forbundet med taktinngangene til et første og andre bufferlager 38 og 39 og en tredje utgang er forbundet med styreinngangen til en strømkilde 40. Ved disse tre utgangene til dekoderen 3 7 fremkommer henholdsvis ved riktige, ved hjelp av Johnson-telleren 36 angitteøyeblikk et sperresignal (første utgang) hhv. et åpningssignal (andre og tredje utgang).

Det underordnede stedet 2 (fig. 1) tjener til registrering og overføring av fjernstyringsinformasjonen fortrinnsvis i motsatt retning av energistrømmen til vekselstrømtor-delingsnettet.. En eller flere underordnede steder kan bli drevet med en overføringskanal.

Følgende informasjoner skal overføres:

a) Spontane meldinger innenfor sekunder så vel som gjen-tagelser, f.eks. alle sekunder, men uten kvittering.

b) ; Sykliske måleverdier alle 1 til 5 minutter.

c) Sykliske tallverdier alle 5 til 30 minutter, med en fast "frysesyklus", som er uavhengig og vesentlig lang-sommere enn overføringssyklusen, slik at i hver "fryse-periode" er det mulig med flere overføringer av samme tellerstand. Det finner ikke sted noen ikke-tapbar tallverdilagring.

Hvert telegram inneholder all informasjon.

Måleverdi-, telleverdi- og meldeinngangsbussen 26, 27 og 28 er samtidig bussinnganger med samme navn for klargjørings-

kretsen 25 (fig. 2). Med fordel har hver inngangsbuss 26,

27 og 28 et likt antall, f.eks. åtte ledninger. I dette tilfellet kan åtte måleverdier, åtte tallverdier og åtte meldinger bli. overført.

Hver ledning til måleverdiinngangsbussen 26 er belagt med

en analog måleverdi. Nivået til en av disse måleverdiene, f.eks. fra 22 til 100 V hhv. fra 1 VA til 50 VA blir begrenset i en tilhørende nivåtilpasningskrets 41a til 41g, bestående av et respektivt motstandsnettverk med innebygt potensiometer til et til den påfølgende krets tilpasset spenningsområde fra f.eks. +2 til — 2 V og til slutt tilført over et respektivt RC-filter første ordning 42a til 42g som tjener til eliminiering av bromforstyrrelse > 50 Hz, til signalinngangene til en analog multiplekser 43a. Måleverdi-inngangssignalet er bi- eller unipolare likestrømmer eller likespenninger.

De av en styrebus 43b styrte adresseinnganger til multiplekseren 4 3a velger i løpet av den for måleverdivurderingen reserverte tid i tidsmultipleksmetoden tidsmessig etterhverandre de enkelte signalinngangene til multiplekseren 43a og kopler de der stående klargjorte analoge måleverdiene tidsmessig etterhverandre gjennom på inngangen til den på-følgende bufferforsterkeren 44, som arbeider som impedanse-omformer og som f.eks. er en ved hjelp av en operasjonsforsterker LM 30IA oppbygt ikke-inverterende forsterker med forsterkerfaktoren 1. Gjennom dennes høyohmige inngangsimpedans blir belastningen til inngangskretsen holdt lav.

Utgangen til bufferforsterkeren 44 ligger ved en første inngang til en ved frjélp av en operasjonsforsterker LM 301A oppbygget summeringsforsterker 45, hvis utgang igjen styrer inngangen til en spennings/tidsomformer 46, f.eks. av typen MC1405. Denne spennings/tidsomformeren 46 inneholder f.eks. en spenningsreferansekilde, hvis utgang mater en andre inngang til summeringsforsterkeren 45, slik at nullspenningen til kretsen blir forskjøvet ved hjelp av et ikke-vist potensiometer innenfor summeringsforsterkerens 45 innstilte refe-ransespenning. Potensiometeret er en del av summeringsforsterkeren 45 og utgangsspenningen til sistnevnte beløper seg f.eks. til 0 V til 2 V. Utgangen til spennings/tids-omf ormeren 46 mater tallkjeden 33, som f.ek.s inneholder mellom annet en kaskadekrets 47 av flere binærtellere av typen MC 40161 over en til galvanisk avkoplingstjenende andre tranformatorkrets 48. Spennings/tidsomformeren 46 tallkjeden 33 og begge transformatorkretsene 34 og 48 danner sammen en analog/digitalomformer 49, som arbeider etter det kjente "dual-slope"-prinsippet. Kretsoppbygningen i blokkene 33, 34 og 48 blir senere ved hjelp av fig. 3 nærmere beskrevet.

Et fra styrebussen 43b leverte .startsignal tetter alle binærtallene til kaskadekretsen 47 i tellerkjeden 33 så

vel som en "ramp"-flipp-flopp 50 til null. Sistenevnte sperrer over en første inngang en åpningsport 51 med to innganger den ved dens andre inngang, som samtidig er rampetaktinngangen R til den første transformatorkretsen 34, stående 500 kHz-rampetaktfrekvens slik at ved rampe-inngangen til spennings/tidsomformeren 4 6 står den logiske verdien "0".

I spennings/tidsomformeren 46 tilfører så en "rampestyrer"-bryter en til inngangsspenningen proporsjonal strøm til integratorens inngang, hvis utgangsspenning deretter stiger kontinuerlig fra 0 til den når terskelverdien til en etterkoplet komperator. Fra dette øyeblikket blir fra utgangen til komperatoren, som samtidig er utgangen til spennings/- tidsomformeren 46, via den andre transformatorkretsen 48

i tallkjeden "33 et åpningsf lipp-f lopp 52 omkoplet slik at ved hjelp av kaskadekretsen 47 til tallkjeden 33 blir ut-regnet en fast integrasjonstid ved opptelling av 500 kHz-taktpulser, som blir tilført fra frekvensdeleren 32 over taktinngangen T til tallkjeden 33 til taktinngangen for

binærtelleren til kaskadekretsen 47.

Rampetaktinngangen R til den første transformatorkretsen 34 er forbundet med en første inngang og taktinngangen T til tellekjeden 33 med en andre inngang til en NOG-port 53 med to innganger, som tjener som pulsformer og hvis utgang styrer leseinngangen til den andre transformatorkretsen 48 og taktinngangen til åpningsflipp-floppen 52 for tellekjeden 33.

En tredje til tiende parallellutgang for kaskadekretsen

47 til tellekjeden 33 danner en digital 8-bits databuss,

som over en første av styrebussene 43b styrt "tre-tilstands"-datavelger 54 er forbundet med en måleverdiutgangsbuss 55 til klargjøringskretsen.25.

Telleverdi-.og meldebryterkretsen til klargjøringskretsen

25 er identisk oppbygd da ved hver ledning til telleverdi og meldeinngangsbussen 27 hhv. 28 er den logiske verdien "1" hhv. "0". I tilfelle av at telleverdien er denne digitale impulsrekken, hvis frekvens er proporsjonal telleverdien og i tilfelle av melding er det tale om digitale, kontinuer-lige signaler.

Telleverdiinngangsbussen 27 mater den første filtergruppen 56, hvis utganger styrer inngangene til en første trans-forma torgruppe 57 og hvis utganger igjen styrer inngangene til en første detektorgruppe 58. De enkelte pulsene til enhver: pulsrekke ved utgangen til detektorgruppen 58 blir til slutt kortidig lagret i det første bufferlageret 38 og så tilført over en andre likeledes av styrebussens 43b styrt "tre—tilstånds"-datavelger 59 til en telleverdiut-gangsbuss 60 for klargjøringskretsen 25.

Meldeinngangsbussen 28 mater igjen i den angitte rekkefølgen over en andre filtergruppe 61, en andre transformatorgruppe 62, en andre detektorgruppe 63, det andre bufferlageret 39 og en tredje, også av styrebussen 43b styrt "tre-tilstands"-datavelger 64 til en meldeutgangsbuss 68 for klargjørings-kretsen 25.

Alle tre datavelgerne .54, 59 og 64 er f.eks. av typen 74LS257. I stedet for dette kan også "portene" til.et skrive/lese-lager bli anvendt.

Den tredje utgangen til dekoderen .37 styrer i riktige av Johnson-telleren 36 angitte øyeblikk styreinngangen til strømkilden 40, hvis utganger igjen mater den første og den andre transformatqrgruppen 57 og 62. Den andre utgangen til dekoderen 37 styrer likeledes i riktige, av Johnson-telleren 36, angitte øyeblikk taktinngahgene til det første og andre bufferlageret 38 og 39.

Styrebussen 4 3b virker som allerede nevnt på styreinngangene til de tre datavelgerne 54, 59 og 64 og inntar disse datavelgerne i gitte øyeblikk tidsmessig etter hverandre i drift og da slik at henholdsvis en eneste av disse datavelgerne er gjennomkoplet.

Hver av begge filtergruppene 56 og 61 til begge transfor-matorgruppene 57 og 62 og begge detektorgruppene 58 og 63

har for hver leder telleverdi hhv. til meldeinngangsbussr forbindelsen 27 og 28 et respektivt filter og for hvert lederpar en transformator hhv. en detektor. Også strøm-kilden 40 har for hvert lederpar til et av hvert av begge inngangsbussforbindelsene 27 og 28 en bipolar transistor. Alle disse transistorne blir innenfor strømkilden 40 styrt

av en felles, ikke vist ytterligere strømkilde. Virkningen av to ledninger innenfor telleverdi- hhv. meldeklargjørings-kretsen med den der tilhørende strømkilde er også nærmere vist i tysk patent nr.. 25 33 483 og blir derfor ikke videre beskrevet her.

På fig. 3 er vist et kretsdiagram av analog/digitalomformeren 49 som består som tidligere nevnt av spennings/tidsomformeren 46, den første transformatorkretsen 34, den andre transformatorkretsen 48 og tellekjeden 33.

I den andre transformatorkretsen 48 ligger den første

polen til primærviklingen for en andre transformator 69 over en første formotstand 70 til masse og den andre polen over kollektor-emitter-strekningen til en bipolar transistor 71 til den positive polen til likespenningskilden V . Basisen

CG

til transistoren 71 er forbundet over en basismotstand 72 med leseinngangen til den andre transformatorkretsen 48

og blir samtidig med taktinngangen til åpningsflipp-floppen 52 for tellekjeden 33 tastet fra utgangen til NOG-porten 53 med dens 500 kHz-utgangssignal. Ligger i øyeblikket av den positivt blivende flanken til dette utgangssignalet en logisk "0" ved utgangen til spennings/tidsomformeren 46 så blir sekundærviklingen til den andre skilletransformatoren 6 9 kortsluttet over en første diode 7 3 i gjennomstrømnings-retningen og en lavohmig seriemotstand 74, dvs. denne sek-undærkrétsen er lavohmig. Det strømmer dermed i den og derfor også i den der tilhørende primærkretsen, hvis transistor 71 på grunn av 500 kHz-utgangssignalet til NOG-porten 53 er ledende, kortsiktig en større strøm, som frem^bringer i den første formotstanden 70 et spenningsfall,

hvis størrelse tilsvarer en logisk "1" og som, da den ligger ved D-inngangen til åpningsflipp-floppen 52, blir litt lagret i denne. Ligger derimot ved utgangen til spennings/tidsomformeren 46 en logisk "1" så er sekundærkretsen på grunn av diodens polaritet: sperret, dvs. høy-ohmig og det kan derfor ikke strømme noen strøm av betydning. Derfor flyter også ved ledende transistor 71 i primærkretsen til den andre skilletransformatoren 69 ingen strøm og en logisk "0" blir lagret i åpningsflipp-floppen 52 til tellekjeden 33. Parallelt med seriekretsen til sekundærviklingen for den andre transformatoren 69 og den første dioden 73 ligger en kondensator 75 for kortslutning av bryterspennings-spissen. Mellom den positive polen til matelikespenningen

Vccog basisen til transistoren 71 er koplet en motstand 76. I den første transformatorkretsen 34 ligger en første pol til primærviklingen for en første transformator 77 over en lavohmig matemotstand 78 forbundet med den positive polen til likespenningen Vcc og den andre polen får fra utgangen til åpningsporten 51 et 500 kHz-taktsignal, idet en inngang til denne åpningsporten 51, som allerede nevnt, blir frigitt av utgangen til "rampe"-flipp-floppen 50. Har.denne den logiske verdien "1" så strømmer i primærkretsen og dermed også i sekundærkretsen til den første skilletransformatoren 77 raskt en strøm, som strømmer over en med sekundærviklingen til denne, første skilletransformatoren 77 i lederetningen i seriekoplet andre diode 79 en last, som består av en R/C-parallellkrets 80. I denne lasten oppstår dermed et spenningsfall, som tilsvarer en logisk "1" og som ligger ved "rampe"-inngangen til spennings/tidsomfor-meren 46. I dette tilfellet blir, som allerede nevnt, "rampestyrer"-omkopleren omkoplet. Parallelt med seriekretsen til primærviklingen for den første skilletransformatoren 77 og matemotstanden 78 ligger en tredje diode 81,. hvis katode er forbundet med den positive polen til likespenningen Vcc. Den ikke med en diode forbundne pol for sekundærviklingen til den første og den andre skilletransformatoren 77 og 69 er forbundet med hverandre og med jord-punktet til spennings/tidsformeren 46.

Q-utgangen til åpningsflipp-floppen 52 er forbundet med åpningsinngangen til kaskadekretsen 47. Den til en eneste linjeredusert styrebuss 43b er forbundet med sletteinngangen til sistnevnte og "rampe"-flipp-floppen 50. Ved de f.eks. tolv parallellinngangene til kaskadekretsen 47 ligger f.eks. binærordet "000000011110" og dets lasteinngang blir styrt av en første styreport 82, hvis første inngang er forbundet med Q-utgangen til "rampe"-flipp-floppen 50.

Begge de laveste bitene til tellekjeden 33 med 12-biter blir ikke anvendt. Den tjener kun til å holde inngangskoplings- feilen til utgangssignalet for spennings/tidsomformeren 46 liten. De følgende åtte bitene inneholder måleverdien. Den ellevte biten utgjør fortegnet til måleverdien og den tolvte biten er f.eks. en kontrollbit....

Fremkommer ved utgangen til den ellevte biten en logisk

"1", noe som skjer etter 1024 taktpulser eller ca. 2 ms blir lasteinngangen til binærtelleren for kaskadekretsen 4 7 aktivert over en andre inngang til den første styreporten

82 slik at med den neste positivt blivende flanken til binærtellertaktfrekvensen blir kaskadekretsen 47 lastet med f.eks. verdien 1920. Med denne verdien blir forstrømmen for frembringelse av en minimal rampe i spennings/tidsomformeren 46 kompensert. Denne verdien blir således valgt at etter 128 taktpulser går kaskadekretsen 47 med en stilling 2048

i utgangsstillingen, som tilsvarer nullpunktet for analog/- digitalomformeren 49. Denne tilstanden utgjør den negative måleverdien ved områdeslutten. Den tilsvarende digitalver-dien består gjennomgående av "0" og fortegnet er "1". Samtidig med ladingen av binærtelleren til kaskadekretsen

47 innstiller utgangen til den ellevte biten over en første inngang til en andre styreport 83 og dens taktinngang også !'rampe"-f lipp-f loppen 50, som frigjør åpningsporten 51 ved hjelp av Q-utgangen slik at rampetaktfrekvensen når den første transformatoren 34 og over denne fremkommer en logisk "1" ved "rampe"-inngangen til spennings/tidsomformeren 4 6 slik at dens rampestyreromkopling blir'påvirket og dermed blir inngangen til denne omformeren adskilt fra inngangssignalet og en konstant referansestrøm med omvendt fortegn blir tilført integratoren. Integratorutgangsspenningen, som til da har hatt et stigende forløp, synker nå mot null og når etter synketiden komperatorterskelverdien. Med den neste positivtblivende flanken til tellertaktfrekvensen blir åpningsflipp-floppen 52 tilbakestilt og sperrer tallkjeden. Da den maksimale spenningen, som når integratoren etter en integrasjonstid t^, er avhengig av måleverdien og skråforløpet til den fallende rampen er konstant er synke tiden t ? proporsjonal med måleverdien ved inngangen til spennings/tidsomformeren 46. Målingen av synketiden ved hjelp av tellekjeden 33 og dens 500 kHz-taktfrekvens gir en digitalverdi som viser den analoge måleverdien. Da det blir anvendt for målingen av begge tidene t^og t_ .den samme tellekjeden t^blir den fordelen tilveiebrakt at taktfrekvensen ikke må være absolutt nøyaktig. Den skal kun være konstant i løpet aven måleperiode (t^+ t^)

Den beskrevne analog/digitalomformeren leverer f.eks. føl-gende forhold:

Dette tilsvarer en toers komplementære binærkode.

Alle flipp-floppene til tellerkjeden 33 er f.eks. av typen 74LS74 og alle deres styreporter NOG-porter av typen 74LS00.

Rampetaktinngangen R til den første transformatorkretsen

34 er koplet over en invertor 84, f.eks. av typen 74LS06, ved den andre inngangen til styreporten 83 med to innganger og har en logisk "1" ved D-inngangen til "rampe"-flipp-floppen 50.. På fig. 4 er vist styrekretsen 24 (fra fig. 1), som består av en mikroprosessor 85, f.eks. av typen 8085 fra firmaet Intel, Santa Clara, California og en styre/lagerkrets 86. Måleverdi-, telleverdi^og meldeutgangsbussene 55, 60 og 68 til klargjøringskretsen 25 (etter fig. 2) mater styre/- lagerkretsen 86 og er alle innenfor denne kretsen forbundet med en felles databuss 87. Også datautgangene til et fast verdilager 88 og et programmerbart fastverdilagér 89 så vel som datatilslutningen til et skrive/leselager 90 ligger ved denne felles databussen 87, som mater over databufferlageret 91 til mikroprosessoren 85 den interne bussen 92 til sistnevnte. Den interne bussen 92 er i mikroprosessoren 85

ved hjelp av bussforbindelsen forbundet i den angitte rekkefølgen over et adresseregister 93 og et adressebuffer-lager 94 med adresseutgangen til mikroprosessoren 85. Sistnevnte styrer ved hjelp av bussforbindelsen adresseinngangene til fastverdilageret 88, til det programmerbare fastverdilageret 89, til skrive/leselageret 90 og til en adressede-koder 95. Disse lagrene og denne dekoderen danner sammen styre/lagerkretsen 86. Innenfor mikroprosessoren 85 styrer den interne bussen 92 dessuten fremdeles i den angitte rekke-følge ved hjelp av bussforbindelsen over et instruksjons-register 96 og en instruksjonsdekoder 97 et styresystem 98, hvis taktinngang ligger ved utgangen til en systemoscil-lator 99 for mikroprosessoren 85. Styresystemet 98 mater ved hjelp av en bussforbindelse instruksjonstilslutningen til adressedekoderen 95, hvis bussutgang på den ene siden styrer styreinngangen til fastverdilageret 88, til det programmerbare fastverdilageret 89 og en i skrive/leselageret 90 anordnede takter og på den andre siden styrebussen 43b til klargjøringskretsen 25. Utgangen til tilbakeinnstillings-kretsen 29 ligger ved tilbakeinnstillingsinngangen 100 til styresystemet 98 og dens taktutgang ved systemtaktutgangen 30 og en taktinngang til takteren til skrive/leselageret 90. Den interne bussen 92 til mikroprosessoren 85 tilfører

over en serieutgangskrets. 101 dens telegramutgang 102, som igjen, som det fremgår av fig. 1, er tilkoplet en telegraminngang 10 3 til fjernstyringssenderen 21. Dens baudtaktutgang 104 (fig. 1) er forbundet med en taktinngang 105 til serieutgangskretsen 101.

Serieutgangskretsen 101 inneholder mellom annet en prøvebit-koderer for frembringelse av paritetsbiter. Den interne bussen 92 ligger dessuten over en bussforbindelse ved data tilslutningen til en aritmetisk logisk enhet (ALU) 106 som mellom annet inneholder en ikke vist akkumulator.

Skrive/leselageret 90 er f.eks. av typen 81.56 fra firmaet Intel, fastverdilageret 88 f.eks. etEPROM 2732 fra samme firma, det programmerbare fastverdilageret 89 er f.eks. oppbygd ved hjelp av en "Dual in line"-bryter og busslinje-driver av typen 74LS368 og adressekoderen 95 er oppbygd ved hjelp av porter av "Low Power Schottky"-serien av typen 74LS.... Som serieutgangskrets 101 kan dessuten bli anvendt foruten mikroprosessoren 85 en USART, f.eks. av typen 8251

fra firmaet Intel.

Mikroprosessoren 85 og lageret til styré/lagerkretsen 86 danner en mikrodatamaskin, som arbeider som sentral styre-enhet for samtlige funksjoner til det underordnede stedet 2.

I fastverdilageret 88 er lagret forløpsprogram for mikrodatamaskinen og i det féltprogrammerbare fastverdilageret 89 er lagret stasjonsspesifikke verdier, som f.eks. sta-sjonsnummer, baudhastighet, sendetidsvindu osv. I skrive/- leselageret 90 blir over tilsvarende inngangsbussforbindelser til styrekretsen 24 og den felles databussen 87 mellomlagret alle digitale måleverdier, meldinger og telleverdier. Sistnevnte, da den opptrer som pulsrekke, hvis frekvens er proporsjonal med telleverdien, blir først mellomlagret etter at det er blitt kontinuerlig oppsummert i akkumulatoren til den aritmetisk logiske enheten 106, dvs. blir tellet i løpet av en bestemt registreringsperiode. Etter dette blir så

den tilveiebrakte frekvensen lagret som digitalverdi i skrive/- leselageret. 90. -

Mikrodatamaskinen må for en sikker drift ha en matespenning V cc mellom 4,75 V og ^ 5,25 V. For å forhindre eventuelle feil-operasjoner ved underspenninger blokkerer tilbakestillingskretsen 29 mikrodatamaskinen ved en matespenning V < 4,75 V. Denne tilbakestillingskretsen 29 er ikke gjenstand for et patentkrav og blir derfor ikke nærmere beskrevet.

De i skrive/leselageret 90 lagrede digitale/data blir ved hjelp av mikroprosessoren 85 anropt etter hverandre tidsmessig i riktig tidsvindu, idet serieutgangskretsen 101 anordner de enkelte bitene til de enkelte dataverdiene tidsmessig seriemessig etter hverandre og tilføyer på kjent måte ytterligere paritetsbiter for prøveformål. De enkelte bitene når dermed seriemessig tidsmessig etter hverandre telegramutgangen 102 til styrekretsen 24. Det således oppståtte datatelegram blir vanligvis anordnet foran for-telegrammet som består likeledes av en seriebit anropt fra det programmerbare fastverdilageret'89. Dette inneholder f.eks. angivelse om det underordnede stedet og typen av den etterpå følgende data. Telegrammene til de forskjellige underordnede stedene 2 blir tidsmessig etter hverandre stablet og sendt i tidsmultipleks. For dette formål blir hver sender tilordnet et tidsvindu og innprogrammert over det programmerbare fastverdilagret 89. Overføringen foregår som følge av den nettsynkrone baudtaktfrekvensen ved taktinngangen 105 til serieutgangskretsen 101 nettsynkront.

På fig. 5 er fjernstyrersenderen 21 vist. Dens telegraminngang 103 styrer over en feilkorrekturkoderer 107 styreinngangen til en logisk multiplekser 108 og kopler derved ved logisk "0" et "0-chirp"-signal og ved logisk "1" et "1-chirp"-signal til dens datautgangsbuss, som er forbundet over et "chirp"-bufferlager 109 med digitalinngangen til en digital/analogomformer 110.

Utgangen til fjernstyrersenderen 21 ligger ved inngangen

til dets nettfilter 111 og samtidig ved lavspenningsnettet 16. Nettfilteret 111 er f.eks. et svært selektivt totrinns aktivt båndpassfilter, som er oppbygd ved hjelp av operasjonsforsterkere, f.eks. av typen LM358. Den eliminerer alle lydfrekvensenergi- og fjernstyringssignalene så vel som

alle i lavspenningsnettet 16 tilstede forstyrrelser slik at ved dens utgang og dermed inngangen til en derpå koplet komperator 112, f.eks. av typen LM311, fremkommer ren 50 •Hz vekselspenning. Komperatoren 112 omformer sinusspenningen til en firkantspenning, hvis frekvens blir forhøyet i den etterkoplede frekvensdobleren 113 til 100 Hz. Denne,

f.eks. bygt opp ved hjelp av to monostabile multivibratorer av typen 74LS221 og en ELLER-port 74LS32, mater en signal-inngang til en faseforskyver 114 med f.eks. 4 us lange firkantpulser. Utgangsfrekvensen til denne faseforskyveren 114 blir ved hjelp av en påfølgende første delerkjede bestående i den angitte rekkefølge av en første deler 115,

en andre deler 116 og en tredje deler 117 delt i to, fire hhv. åtte slik at ved utgangen til faseskyveren 114 til den første deleren 115, den andre deleren 116 og en tredje deler 117 fremkommer i den angitte rekkefølge bittaktfrekven-sene 100 Hz, 50 Hz og 12,5 Hz. En av disse bittaktfrekven-sene blir ved hjelp av en dertil loddet første trådbro 118 valgt ut og tilført baudtaktutgangen 104, som f.eks. er en åpen kollektorutgang. Denne første delerkjeden består f .eks. av en teller delt med N MC14018.

En første lokaloscillator 119 med en utgangsfrekvens på f.eks. 204,8 Hz mater så vel en taktinngang til faseforskyveren 114 som også taktinngangen til en adresseteller 120 og inngangen til et forsinkelseselement 121.

Lokaloscillatoren 119 er bygt opp etter en kjent elektrisk krets ved hjelp av en 4,9152 MHz-kvarts og flere NOG-porter, f .eks. av typen 74LS04, idet den således frembrakte frekvens på 4,9152 MHz blir delt i en etterkoplet, ikke vist deler, som består f.eksr av en kaskadekrets av en delt metallteller av typen 74LS92 og en flipp-flopp 74LS74, med 24 og det til-veiebringes således utgangsfrekvensen 204,8 kHz.

En ved hjelp av ikke vist bryter programmerbar binærteller, f.eks. av typen 74LS193, teller i faseskyveren 114 et program- mert antall perioder av denne utgangsfrekvensen etter at denne på forhånd ble delt f.eks. i tilfelle av en 50 Hz-nettspenning i 341 ved hjelp av en 12-bits binærteller, f .eks. av typen MC14040. En periode.av den således frembrakte 600 Hz-frekvensen tilsvarer en tolvtedel av 50 Hz-nettfrekvensen, dvs. 30°.

Etter tilveiebringelsen av det programmerte antall 600 Hz-perioder blir i faseskyveren 114 innstilt et utgangsflipp-flopp, f.eks. av typen 74LS74, hvis Q-utgang er utgangen til faseskyveren 114. Dette utgangsflipp-floppet blir til-slutt tilbakestilt ved hjelp av 204,8 kHz-utgangssignalet til den første lokaloscillatoren 119. 100 Hz-inngangssignalet til faseforskyveren 114 fremkommer dermed ved dens utgang med en mangfoldig forskyvning på $ = 30°. Samtidig med frekomsten av dette utgangssignalet blir inngangen til faseskyveren 114 ved hjelp av et internt åpningsflipp-

flopp sperret så lenge at dette igjen blir frigitt av en ny positiv flanke til 100 Hz-inngangssignalet. Alle øvrige komponenter til faseskyveren 114 blir ved fremkomsten av et utgangssignal tilbakestilt til dets utgangssignal. Natur-ligvis kan den minste mulige f asef orskyvningen på <p = 30° ved valg av egnet delerforhold i første lokaloscillatoren 119 og/eller i faseforskyveren 114 bli endret til enhver vilkårlig verdi.

Utgangen til faseskyveren 114 mater dessuten en tilbake-stillingsinngang til adressetelleren 120 og en tilbakeinn-stillingsinngang til en fjerde deler 122, som deler utgangsfrekvensen på f.eks. 12,8 kHz i tilfelle av en 50 Hz-nett-spenning til en andre lokaloscillator 123 med 2 9= 512 slik at utgangsfrekvensen er 25 Hz. Den andre lokaloscillatoren 123 er f.eks. oppbygd ved hjelp av en 12,8 kHz-kvarts og flere NOG-porter av typen 74LS04 ifølge en kjent digital teknikkrets. Den fjerde deleren 122 er f.eks. en kaskadekrets til en 12-bits binærteller av typen MC14040 og en toer flipp-flopp av typen MC14013.

25 Hz-utgangsfrekvensen blir delt i en etterkoplet andre delerkretskjede, som består i.den angitte rekkefølgen av en femte deler 124, en sjette deler 125, en syvende deler 126

og en åttende deler 127. Den femte deleren. deler dens inn-gangsfrekvens på 25.Hz med 1500 slik at dens utgangsfrekvens tilsvarer en periode på 1500/25 = 60 sek = 1 minutt. Denne utgangsfrekvensen blir i den sjette deleren 125 delt med 5 slik at utgangsperioden er 5 minutter. Den etterkoplede syvende deleren 126 deler utgangsfrekvensen til den sjette deleren 125 med tre slik at dens utgangsperiode er 15 minutter og den åttende deleren 127 koplet etter den syvende- deleren 126 deler utgangsfrekvensen med to slik at det oppstår en utgangsperiode på 30 minutter. Ved hjelp av en innloddet andre trådbro 128 blir en av utgangene til den femte til åttende deleren 124 til 127 valgt ut og koplet over en basismotstand 129 med basisen til brytertransistoren 130 og tjener til syklisk anrop av fjernstyrersenderen 21. Den femte deleren 124 består f.eks. av en kaskadekrets av tre binærtellere av typen MC14161 og den sjette til åttende deleren 125 til 127 av f.eks. en respektiv slik binærteller MC14161.

Parallellutgangene til adressetelleren 120 er forbundet over bussforbindelsen med ådresseinngangen til et "chirp"-fastverdilager 131. Utgangen til forsinkelseselementet 121 er forbundet med taktinngangen til "chirp"-bufferlageret 109

og den digitale utgangsverdien for den logiske multiplekseren 108 blir der forsinket kortsiktig lagret. I "chirp"-fastverdilageret 131 er lagret så vel "0-chirp"- som også "l-chirp"-signalet og når kontinuerlig over respektiv skilte bussforbindelse en første henholdsvis en andre data-inngang til. logikkmultiplekseren 108.

Analogutgangen til dig.ital/analogomformeren 110 styrer utgangen til fjernstyrersenderen 21 over et første sendefilter 132, som tjener til eliminering av den digitaliserende harmoniske bølgen, en for spenningsforsterkning tjenende driver 133, en effektforsterker 134 og et andre sendefilter 135 for opprettholdelse av radioforstyrrelsesforskriftene. Utgangen til fjernstyrersenderen 21 er forbundet via en relékontakt 136a med vekselspenningsinngangen til et mate-apparat 137, idet sistnevnte samtidig ligger ved anropsinngangen 20 til fjernstyringssenderen 21. Likespennings-utgangen til mateapparatet 137 forsyner effektforsterkeren 134 med sin matespenning.

Emitteren til brytertransistoren 130 ligger til jord og dens kollektor er forbundet over den til relékontakten 136a hørende reléspole 136b med den positive polen til matelikespenningen Vcc.

Enten bevirker relékontaktutgangssignalet til lydfrekvensenergistyremottageren 19 over anropsinngangen 20 til fjernstyrersenderen 21 eller det sykliske anropssignalet med periodene 1, 5, 15 hhv. 30 minutter ved basisen til brytertransistoren 130 over relékontakten 136a innkoplingen av mateapparatet 137 og dermed oppstartingen av effektforsterkeren 134 og fjernstyresenderen 21.

Adressetelleren 120 er f.eks. av typen MC14040, "chi-rp"-fastverdilageret 131 av f.eks. typen 2716 fra firmaet Intel, og "chirp"-bufferlageret 109 f.eks. en sperre av typen 74LS75. Forsinkelseselementet 121 består av f.eks. to monostabile multivibratorer av typen 74LS221 og logikkmultiplekseren 108 av OG-porter f.eks. av typen 74LS08. Begge sendefiltrene 132 og 135 og digital/analogomformeren 110 er f.eks. oppbygt ved hjelp av operasjonsforsterkerne av typen LF353. Drive-ren 133 og effektforsterkeren 134 er bygt opp ved hjelp av bipolare transistorer og består av kjente kretser fra elek-tronikken .

Anvendelsen av feilkorrekturkodereren 107 er fakultativ.

Den frembringer f.eks. en foldekode av klasse (2,1), dvs.

fra hver ikke-kodert bit blir en kodert dobbelbit frem-

brakt. Dette skjer på kjent måte og enklest ved hjelp av et skyveregister. Et visst antall av disse parallellutgangene frembringer ved hjelp av en første eksklusiv-ELLER-port den første bit.av dobbelbiten og et visst antall andre parallellutganger frembringer ved hjelp av en andre eksklu-siv ELLER-port den andre biten til dobbelbiten.

Overføringen tillater følgende driftsarter:

Normal drift når ingen spontane hendelser foreligger.

Sykliske telegrammer blir sendt med forskjellige repeti-sjons tider for hver overføringskanal, dermed blir unngått at to overføringskanaler sender tilfeldigvis alltid samtidig. For hvert telegram må bli regnet med en viss sansynlighet av kollisjon med andre telegrammer.

Generalutspørring ved hjelp av et lydfrekvensenergistyre-anrop, som samtidig tjener som synkroniseringstegn for overføringskanaler. Hver sender sender sitt telegram i det for dem tildelte tidsvindu. Etter en slik general-utspørring går overføringskanalen igjen tilbake til syklisk normal drift. Sistnevnte kan bli undertrykt ved tilsvarende programmering og i dette tilfellet blir utelukkende overført ved en generell utspørring muligvis med ytterligere spontanoverføring.

Spontanoverføring utløst ved hjelp av en endring av melde-tilstanden. Spontantelegrammet følger i stadig større blivende, avstander ytterligere telegrammer inntil senderen til slutt går over igjen til normal drift. Hvert telegram får derved stadig den nyeste tilstanden til meldinn-gangssignalet'og dette blir ikke kvittert.

Synkrondrift. Ved system med generell utspørring kan repetisjonsperioden til alle senderne bli likt program-mert. Derved oppstår en synkron syklisk drift. Tidsstyr-ingen er da nettsynkronisert.

Telegrammet som danner det elektriske signalet blir i overføringskanalen, også ved vekselstrømtorsyningsnett, på den ene siden sterkt dempet, f.eks. ved tap i tverrgrenene og i serieimpedansen og fremfor alt i den tredje transformatoren 15 og på den andre siden sterkt forstyrret av forstyrrelses-frekvenser, f.eks. nettharmoniske og/eller forstyrrelses-tidsimpulser slik at det kan oppstå spennings-, frekvens-og/eller faseforvrengninger henholdsvis hull.

Dette.fører totalt til relativt dårlige støyavstander (S/N-forhold) og betinger for dens forbedring spesielle tiltak, f.eks. mellom annet anvendelse av den kjente "chirp"-frekvens-modulasjonen. Dette er en frekvensmodulasjon, hvis ampli-tudeomhylling er konstant i løpet av pulsvarighéten og hvis frekvens endrer seg ifølge en vilkårlig matematisk funksjon i løpet av signalpulsens varighet. I det følgende blir for enkelhetens skyld antatt uten å begrense beskrivelsen at denne matematiske funksjonen er lineær. Signalpulsen viser f.eks. begge de logiske verdiene "1" og "0" og har vanligvis samme frekvensvariasjoner. De skiller seg ved den klassiske "chirp"-modulasjonen kun derved at frekvens-variasjonsområdet for begge de logiske verdiene er forskjellig og ikke overlappende og at for den ene logikkverdien blir anvendt en stigende og for den andre en synkende matematisk funksjon. Begge de logiske signalpulsene har - som var å vente ved en frekvensmodulasjon - en svært stor, teoretisk uendelig båndbredde. Dette forhindrer driften av flere sendere i frekvensmultipleksmetoden på samme overføringsbanen.

En forbedring blir tilveiebrakt ved anvendelse av en endret "chirp"-modulasjon, hvis ampiitudeomhylling i løpet av en pulsperiode ikke lengre er konstant, men hvis arbeids- og sluttsflanke stiger henholdsvis faller kontinuerlig, f.eks. ifølge en kosinusfunksjon. Flankens varighet er f.eks. henholdsvis 15% av signalpulsens periode idet amplitudeomhyllingen blir konstant og har maksimal verdi for den øvrige 70% av impulsperioden. Flankeperioden.kan f.eks. også være 50% av signalpulsperioden, idet perioden til den konstante maksimale amplitudeomhyllingen er lik null. Den siste "chirp"-modulasjonen blir på fig. 6a til fig. 6c sammenlignet med den klassiske' "chirp"-modulasjonen. Denne verdien for amplitudeomhyllingen til begge "chirp"-signalpulsene "1"

og "0" til en overføringskanal er lagret i "chirp"-fastverdilageret 131.

På fig. 6a er en normert amplitudeomhyllende U mai, estil en klassisk "chirp"-signalpuls A og en endret "chirp"-signal-puls B, idet sistnevnte er vist med respektive 50% inn- og utsvingningstid i funksjon av tiden t. På fig. 6b er angitt det kun svakt dempede, svært bredbåndede frekvensspektrumetD^til den klassiske "chirp"-signalpulsen A som funksjon av frekvensen f. Fig. 6c viser likeledes som funksjon av frekvensen f det sterkt dempede og derfor mindre bredbåndede f rekvensspektrumet D_, til den endrede " chirp"-signalpulsen

B.

Overføringskanaler i frekvensmultipleksmetoden som er drevet på samme overføringsbane kan bli forhøyet ved anvendelse av overlappende frekvensvariasjoner for frekvensmessig tilliggende enkeltkanaler på ene siden og på den andre siden for de begge frekensmessig tilliggende logiske "1" og "0". Dette er mulig under den forutsetningen av at

den matematiske funksjonen til begge logiske verdier og alle overføringskanalene er enten alle stigende eller alle synkende funksjoner med tiden,

den sendte "chirp"-signalpulsen nettsynkroniseres og det anvendes i mottageren egnede demodulatorer.

På fig. 7 er vist til venstre frekvensmessig ikke-overlappende og til høyre overlappende frekvens/tidsdiagram av "chirp"-signalpulser. De matematiske funksjonene blir derved alle antatt som lineært stigende og frekvensvariasjonen AF alle f.eks. lik 2 kHz. To etter hverandre følgende karakteristikker danner en overføringskanal, idet den nederste karakteristikken til et karakteristikkpar viser f.eks. henholdsvis den "l"-"chirp"- og den øvre "0"-"chirp"-signalpuls. "Chirp"-signalpulsen blir samtidig sendt begynnende i øyeblikket- t^ og slutter i øyeblikket t»

Spesielt gunstig for overføring av informasjon over en stør-re avstand i vekselstrømtorsyningsnett er frekvensområdet f^= 5 kHz til f2= 20 kHz. I dette frekvensområdet kan ved ikke-overlappende frekvensvariasjoner bli anordnet kun syv karakteristikker, dvs. 3 1/2 "1/0"-kanaler, men ved overlappende frekvensvariasjoner kan derimot fjorten bli anordnet dvs. syv "1/0"-kanaler under den antagelsen at overlappingen er Af/2 = 1 kHz.

På fig. 8 er vist med kurvene 8a til 8e signalforholdet

på overføringsbanen som funksjon av tiden t, rettnok for enkelhetens skyld under den antagelsen at det anvendes klassiske "chirp"-signalpulser med steile flanker og konstante amplitudeomhyllinger, men med overlappende frekvens-varias jon. Baudtaktfrekvensen ble for disse kurvene valgt lik 100 Bd. I Europa er imidlertid mulig med 50 baud, 25 baud, 12,5 baud og i USA 120 baud, 60 baud, 30 baud og 15 baud. På fig. 8a er vist en ren ikke-støybelagt 50 Hz-spenning uN til et vekselstrømtorsyningsnett. Fig. 8b viser den ikke-støybelagteøyeblikkspenningsverdien uT til et "chirp"-telegram, som består f.eks. av en dobbeltbit "10". Hver bitbegynnelse er synkronisert med nullgjennomganger

til 50 Hz-spenningen uN og hver har i 'tilfelle av en 100 baud-taktfrekvens varigheten av en halv periode av 50 Hz-spenningen uN, dvs. 10 ms. På fig. 8c er det ikke-støy-belagte "chirp"-telegrammet vist enda en gang, men denne gangen som enøyeblikksverdi f som funksjon av tiden.t.

Den første biten med logisk "1" begynner med frekvensen f 1 ^ og stiger lineært innenfor 10 ms til frekvensen f1 . Den andre biten med logisk "0" begynner med frekvensen f og ender etter 10 ms med frekvensen f 4/ idet<f>'^<<><f>'2<<><f1>^<<>f4*Frekvensvariasjonen for begge bitene ble valgt like stor slik at følgende gjelder ;<f>'^<_><=><f>'4- f'2*Fig. 8d viser mulige sterkt støy-belagteøyeblikkspenningsverdier u Rog fig. 8e mulige sterkt støybelagte øyeblikkfrekvensverdier f for "chirp"-telegrammet, slik som de f.eks. kan fremkomme ved inngangen til fjernstyremottageren 22. På fig. 8d er ved stedet a sterke støytidspulser virksomme og ved stedet b er sterke støytidspulsløkker virksomme. I biten "1" på fig. 8e er ved stedet c en sterk .støyf rekvenspuls aktiv.

På fig. 9 er vist enkeltheter ved den på fig. 1 antydede fjernstyremottageren 22. Tilkoplingsomformeren 10 mater over inngangen til denne mottageren direkte inngangen fra dens mottagersignalklargjøringskrets 138, hvis utgang på

sin side styrer signalinngangen til kvadraturdemodulatoren 139. Utgangen til denne demodulatoren 139 er forbundet direkte med inngangen til en PBF-bestemmelseskrets 140

(P = energi, B = båndbredde, F = frekvens) og hvis utgang igjen er forbundet med signalet til en sample-og holdekrets 141. Utgangen til sistnevnte mater direkte analoginngangen til en analog/digitalomformer 142, hvis statusutgang styrer sample- og holdeomkoplingsinngangen til sample- og holdekretsen 141 og hvis digitalutgang er koplet direkte over en signalinngangsbuss 143 på signalinngangen til en mottager-styrerkrets 144. Sample og holdekretsen 141 er f.eks. av typen LF398 og analog/digitalomformeren 142 av f.eks. typen AD ADC 80-12 til firmaet Analog. Devices, Norwood, Massachu-setts, USA. Mottagerstyrerkretsen 144 styrer over en mot-tagerstyrebuss 145 en første styreinngang til analog/digital-omf ormeren 14 2 og mater over en mottagersystemtaktutgang 14 6 enpolet direkte en styreinngang til demodulatoren 139. En mottagertilbakestillingskrets 147 er oppbygt som tilbakestillingskretsen 29 til det underordnede stedet 2 (fig. 1),

utøver samme funksjon og styrer enpolig direkte en mottager-tilbakestillingsinngang 148 for mottagerstyrekretsen 144.

En 50 Hz- hhv. 60 Hz-lavspenning. ved stedet, til sentralen

1 mater over en impedånseomformer 149 med høyohmig inngang en sinus/firkantomformer 150, hvis firkantformet utgangssignal ligger direkte ved inngangen til en innstillbar mottagerfaseskyver 151. En første utgang til sistnevnte er forbundet med en bitsynkroniseringsinngang til demodulatoren 139 og en andre utgang méd inngangen til en binærteller 152, hvis fire parallellutganger mater en tellede-koderer 153. Utgangen til sistnevnte er koplet på en andre styreinngang til analog/digitalomformeren 14 2. Signalutgangen til mottagerstyrekretsen 144 matér i den angitte rekkefølgen over en feilkorrekturdekoderer 155, en prøve-bitdekoderer 156 og et mottagerbufferlager 157 utgangen til fjernstyremottageren 22, dens "nivå god"-utgang 158 styrer respektive første styreinnganger og dens taktutgang 159 styrer respektive andre styreinnganger til feilkorrekturdekoderen 155, prøvebitdekoderen 156 og mottager-buf f erlageret 157.

På fig. 10 er den på fig. 9. antydede mottagersignalklar-gjøringssignal 138 vist nærmere. Den består i den angitte rekkefølge av en kaskadekrets til en summerings- hhv. differanseforsterker 161, båndpassfilter 162, en signalfor-sterker 163, et begrensningstrinn 164, en forutjevner 165, en finutjevner 16 6 og en automatisk volumkontrollkretsen 16 7, idet utgangen til sistnevnte samtidig er utgangen til mottagersignalklargjøringskretsen 138.

Sistnevnte har til oppgave å klargjøre de ved dens inngang stående, muligens svært sterk støybelagte mottakssignaler ifølge fig. 8d og fig.. 8e slik at de ved støy og ikke ideale overføringsegenskaper til overføringsbanen forårsakte signaldeformasjoner helt eller i det minste delvis kan bli annulert. Summerings- hhv. differanseforsterkeren 161 ar beider på ene siden som strøm/spenningsomformer og danner på andre siden summen hhv. differansen av utgangsspenningen hhv. -strømmen f.eks. av flere faser til utgangssignalene fra koplingsomformeren 10 ved hjelp av en operasjonsforsterker f.eks. av typen LE353 koplet på kjent måte som summerings-hhv. differanseforsterker. Båndpassfilteret 162 er f.eks.

et flertrinnet, likeledes kjent smalbåndsfilter, som kan være oppbygt ved hjelp av flere operasjonsforsterkere,

f.eks. av typen LF353 og som eliminerer alle frekvensandeler av støyen som ligger utenfor båndbredden til det ikke-støybelagte mottagersignalet.

Etter en forsterkning i forforsterkeren 163 når mottagersignalet til slutt begrensertrinnet 164. Dette består likeledes av en operasjonsforsterker og utgjør en inverterende forsterker, hvis forsterkerfaktor normalt er 10, men som imidlertid kan bli satt ned til tre på kjent måte ved hjelp av dioder når dens inngangssignal er for stor hvorved det blir unngått en overstyring av de påfølgende kretser.

Utgangssignalet til begrensertrinnet 164 når ved en av strøm-retningen betinget rommessig avstand på f.eks. 100 m de første fire blokkene til mottagersignalklargjøringskretsen 138 fra resten av anlegget over en koaksialkabel inngangen til den dertil koplede forutjevneren 165, hvis oppgave det i det minste er å grovt annullere de av overføringsbanen forårsakte forvrengninger, primært frem for alt fase- og/eller frekvens-forvrengninger til de enkelte frekvenser til det sendte signalet så vel som resonansespisser hhv. -hull. Samtidig med fase- hhn. frekvensforvrengning fremstå en amplitudeforvren-gning, noe som igjen virker gunstig på signal/støyforholdet. Forforvrengeren har adaptive evner, da fjernstyresenderen 21 ikke kan være anbrakt på forskjellige steder i vekselst-rømforsyningsnettet, men også fortløpende i løpet av tiden kan dette nettet og dets topologi endre seg. For dette formål blir hvert telegram sendt på forhånd i en serie på f.eks. ti "1" og "0".

Den påfølgende finutjevneren 166, f.eks. et "lineært forut-sigelsesfilter", tjener til eliminering av alle forutsagbare dvs. gjentagende støyandeler, altså spesielt alle periodiske støytidspulser ("spikes") så vel som nettharmoniske. Denne finutjevneren 166 er kun nødvendig ved svært sterk støy.

Den blir fortrinnsvis bygt opp ved hjelp av et adaptivt styrt analogisk transversaltilter på basis av en "ladet koplet anordning" (CCD). Den dertil ansluttende automatiske volumkontrollkretsen 16 7 regulerer dens inngangssignal med en reguleringskonstant på f.eks. 1 til 10 sekunder på et konstant nivå og utgjør en regulator som f.eks. er oppbygt ved hjelp av operasjonsforsterkere av typen LS353.

På fig. 11 er vist kvadraturdemodulatoren 139 (fig. 9)

hvis inngangssignal er lik klargjøringsmottagersignalet ved utgangen av mottagerklargjøringskretsen 138 og som blir tilført den respektive inngangen til første blandere 168,

en andre blander 169, en tredje blander 170 og en fjerde blander 171. En hjelpeoscillator 172 er forbundet med en første referansegenerator 173 og en andre referansegenerator 174. Den første frembringer f.eks. på samme måte som fjer-styrersenderen 21 sin "chirp"-signalimpuls, en "l"-referanse-"chirp"-signalpuls og sistnevnte en "0"-referanse-"chirp"-signalpuls som mater i den angitte rekkefølgen en respektiv første hhv. andre faseskyver 175 hhv. 176. Hver av disse 90°-faseforskyverne 175 og 176 har to utganger: Ved første fremkommer en om 0° og om den andre en om 9 0° i forhold til inngangssignalet faseforskjøvet utgangssignal. Disse fire utgangssignalene mater hhv. den andre inngangen til de fire blanderne og da om 0° faseforskjøvne utgangssignalet til den første faseforskyveren 175 for den første blanderen 168, den om 90° faseforskjøvne utgangssignal den andre blanderen 169", det om 0° f asef orsk j øvne utgangssignalet til den andre faseforskyveren 176 for den tredje blanderen 170 og den om 90° faseforskjøvne utgangssignal for den fjerde blanderen 171. Utgangen til den første blanderen 178 mater over et første lavpassfilter 177 en første inngang, utgangen til den andre blanderen 169 nver et andre lavriassfilter 178

en andre inngang, utgangen til den tredje blanderen 170 over et tredje lavpassfilter 179 en tredje inngang og utgangen til den fjerde blanderen 171 over et fjerde lavpassfilter 180 en fjerde inngang til en analog demodulatormultiplekser 181, hvis utgang igjen er forbundet med en beregningskrets 182 med utgangen til demodulatoren 139. Bitsynkroniserings-inngangen til demodulatoren 139 ligger ved respektive syn-kroniseringsinnganger for begge referansegeneratorne 173 og 174.

Analogdemodulatormultiplekseren 181 er topolet og har to innstillinger: ved den første stillingen er den første og den andre inngangen forbundet med den topolige utgangen og i den andre stillingen er den tredje og fjerde inngangen forbundet med dens topolige utgang. Styringen av stillingen til demodulatormultiplekseren 181 foregår over dens styreinngang.

Ved de fire blanderne 168 til 171, f.eks. av typen MC14066 blir begge de respektive inngangssignalene, dvs. det klargjorte mottagersignalet og en av de fire referanse-"chirp"-signalene multiplisert med hverandre og de derved fremkomne høyere frekvensene blir eliminert ved hjelp av de påfølgende lavpassfiltre 177, 178, 179 hhv. 180. Den beskrevne demodu-leringen er en kvadraturdetektering og anvender to adskilte demoduleringer, en for det mottatte "l"-"chirp"-signalet og en for det mottatte "0"-"chrip"-signalet og for hver av de to demoduleringene to om 90° faseforskjøvne referansesigna-ler. De to således fremkomne demodulasjonssignalene viser amplituden til mottagersignalet og også dens fasestilling i forhold til referansesignalet (vektorer). Ved utgangen til det første og"andre lavpassfilteret 177 og 178 fremkommer komponentene og 3-^og ved utgangene til det tredje og fjerde lavpassfilteret 179 og 180 fremkommer komponentene etg og 3q for vektorene. Er mottagersignalet et "l"-"chirp"-signal så dominerer komponentene og 3-^men er derimot mottagersignalet et "0"-"chirp"-signal så har komponentene ag og (3q over vekten. Verdien for vektoren er dermed:

Demodulatormultiplekseren 181, f.eks. av typen LF3201, leder tidsmessig etter hverandre verdiparene (a^, (3^) og (aQ, 3 ) til beregningskretsen 182 som beregner følgende verdi av denne:

Beregningskretsen 182 er f.eks. av typen BB4302 fra firmaet Burr-Brown, Tucson, Arizona, USA. Ved utgangen til demodulatoren 139 fremkommer dermed demodulerte analogverdier av mottagersignalet. Ut fra disse analogverdiene blir (se fig.

9) i den følgende PBF-bestemmelseskretsen 140 minst en av de tre parametrene effekt, båndbredde og frekvens bestemt i form av proporsjonale elektriske spenninger. Disse blir i den påfølgende sampel-og holdekretsen 141 avfølt og i løpet av holdetiden omformes ved hjelp av analog/digital-omformeren 142 til digitalverdier og tilført over signalinngangsbussen 143 til mottagerstyrekretsen 144. Sistnevnte er identisk oppbygd med styrekretsen 24> for det underordnede stedet 2 (fig. 2), men her kun en eneste inngangsbuss 143 til stede i steden for dens tre (55, 60, 68). Mottagerstyre-bussen 145 tilsvarer derved styrebussen 43b (fig. 1), til mottagersystemtaktutgangen 14 6, systemtaktutgangen 30 og mottagertilbakeinnstillingsinngangen 148 for tilbakeinnstillingsinngangen 100-(fig. 4). Inngangen tilsvarende taktinngangen 105 til styrekretsen 24 blir ikke anvendt her. Den digitaliserte mottagerverdien for signalinngangsbussen 14 3 blir lagret i skrive/leselagéret til mottagerkretsen 144

og dens mikroprosessor kontrollerer for hver bit om "1"-eller "0"-."chirp"-signalet dominerer og lagrer herfor tilsvarende i en bestemt celle til dette skrive/leselageret en

logisk "1" hhv. "0". Disse logiske verdiene blir til slutt lest ut tidsmessig og seriemessig etter hverandre og til-ført signalutgangen til mottagerstyrekretsen 144. Samtidig blir, i motsetning til styrekretsen 24, et.signal "nivå godt" tilført over "nivået godt" utgangen 158 og et taktsignal over den andre taktutgangen 159 til den påfølgende kretsen og denne frigir på den ene siden det første signalet og på den andre siden forsynes det andre signalet med en taktfrekvens. Begge signalene blir i styresystemet for mottagerkretsen 144 frembrakt hhv. klargjort.

Ved feilkorrekturdekoderen 155 blir foldekoden (2, 1) dekodert og eventuelt korrigert ved hjelp av en kjent viterbi-dekoderer. Til slutt blir det således tilveiebrakt et telegram underlagt i prøvebitdekoderen 156 en kjent paritetsbit-kontroll og om nødvendig korrigert for til slutt å bli mellomlagret i mottagerbufferlageret 157 for ytterligere vurdering.

Impedansevandleren 149 er en ikke-inverterende, f.eks. en forsterker oppbygt ved hjelp av en operasjonsforsterker LM301 med en forsterkningsfaktor 1 og en høy inngangsimpedans. Sinus/firkantomformeren 150 er en komperator f.eks. av typen LM311. Den innstillbare mottagerfaseskyveren 151 er- f.eks. oppbygd likt med faseskyveren 114 for det underordnede stedet 2, med den forskjellen at et ytterligere taktsignal er forbundet over en andre utgang med taktinngangen til binærtelleren 152, som teller dens pulser. Telleverdien blir deretter dekodert i telledekoderen 153 slik at den deretter koplede analog/digitalomformeren 142 blir frigitt i riktig øyeblikk.

Claims (11)

1. System for overføring av digitale signalimpulser over ledningene til et vekselstrømenergifordelingsnett, overveiende motsatt hettenergiens strømningsretning under anvendelse av en "chirp"-frekvensmodulasjon og frekvensmultipleksmetoden så vel som en synronisering av signalfrembringelsen i en sender og signalbearbeidelsen i en mottager ved hjelp av frekvensen til nettvekselspenningen karakterisert ved at frekvensvariasjonen til frekvensmessig tilligende "chirp"-signalpulser seg delvis overlapper.

2. System ifølge krav 1, karakterisert ved at arbeids- og sluttflanken til amplitudeomhyllingen til en respektiv "chirp"-signalpuls har en på forhånd gitt begrenset steilhet.

3. System ifølge krav 1 eller 2, karakterisert ved at frekvensen til "chirp"-signalpulsene "1" og "0" er like funksjoner i forhold til tiden.

4. System ifølge krav 1 til 3, karakterisert ved at arbeids- og avslutningsflanken til amplitudeomhyllingen for "chirp"-signalpulsene er kosinus-funksjoner i avhengighet av tiden.

5. System ifølge krav 1 til 4, karakterisert ved at den tidsmessige varigheten av arbeids-og avslutningsflanken til amplitudeomhyllingen for "chirp"-signalpulsene er hhv. tilnærmet 15% av den totale signalpulsvarigheten.

6. System ifølge et av kravene 1 til 4, karakterisert ved at den tidsmessige varigheten av arbeids-og avslutningsflanken til amplitudeomhyllingen for "chirp"-signalpulsene er hhv. 50% av signalpulsvarigheten.

7. System ifølge et av kravene 1 til 6, karakterisert ved at verdien for amplitudeomhyllingen for "chirp"-signalpulsene er lagret i et fastverdilager (131) til en fjernstyresender (21) og at referansegeneratoren (173, 174) til en fjernstyremottager (22) tilordnet fastverdilageret inneholder verdien for amplitudeomhyllingen til referanse-"chirp"-signalpulsen.

8. System ifølge krav 7, karakterisert ved at i fjernstyremottageren (22) er anordnet blandere (168 til 171), som multipliserer de mottatte og klargjorte "chirp"-signalpulsene med referanse-"chirp"-signalpulsen.

9. System ifølge krav 8, karakterisert ved at amplitudeomhyllingen for referanse-"chirp"-signalpulsene har det samme tidsmessige forløpet som de til respektive sendte "chirp"-signalpulser.

10. System ifølge krav 8, karakterisert ved at referanse-"chirp"-signalpulsen over den totale pulsvarigheten har tilnærmet konstant amplitude.

11. System ifølge et av kravene 1 til 10, karakterisert ved en signaloverføring i frekvensområdet fra 5 kHz til 20 kHz.