NO800839L - Fremgangsmaate til og mottaker for demodulering av et tonivaa-kvadruppelfasekodet datasignal - Google Patents

Description

Oppfinnelsen angår en fremgangsmåte til og en mottager .for demodulering av et tonivå-kvadruppelfasekodet datasignal som omfatter dataord'som består av første., andre, tredje og fjerde like lange, etter hverandre følgende halvbitintervall.

Kvadruppelfasekoding er kjent fra en artikkel av

U. Appel og K. Trondle betegnet "Zusammenstellung und Gruppierung verschiedener Codes fur die tlbertragung digi-taler Signale", publisert i Nachrichtentechnische Zeit-schrift, volum 1, 1970, side 11-16, og figur 7- Et kvadruppelfasekodet signal oppnås ved å dele et ikke-kodet binært datasignal i grupper av to bits, nedenfor betegnet dibits,

og anbringe første respektivt andre bit av denne dibit i første respektivt andre halvbitintervall av et kodet ord som består av to bitintervaller, og ved å anbringe den inverterte verdi av første respektivt andre bit av denne dibit i tredje og fjerde halvbit intervall av det kodete ord.

Uttrykket kvadruppelfase betegner at fire elemen-tært kodete ord kan tilkjennegis nemlig 0011, 1001, 0110

og 1100, fordelt på dibits 00, 10, 01 og 11.

Ifølge oppfinnelsen er en fremgangsmåte av den innledningsvis nevnte artkarakterisert vedat en.første differanseverdi bestemmes fra en bit-ordsynkron sammenligning av en samplingsv-erdi- i det tredje halvbitintervall rned en samplingsverdi i det første halvbitintervall, at en andre differanseverdi bestemmes fra en bit- og ordsynkron sammenligning av en samplingsverdi i det fjerde halvbitintervall rned en samplingsverdi i det andre halvbitintervall, og at den første og andre differanseverdi av hvilke den sistnevnte''er forsinket et halvt b it intervall, etter kombinering danner etter hverandre følgende bitverdier i et demodulert ord.

Oppfinnelsen gjelder videre en mottager for ut-førelse av denne fremgangsmåte,karakterisert veden for-sinkelsesinnretning og en sammenligningsinnretning, hvor forsinkelsesinnretnihgens inngang og en første inngang i sammenligningsinnretningen er forbundet med en inngangs-klemme i mottageren, og en utgang fra forsinkelesinnret-.

c

ningen er forbundet med en andre inngang i sammenligningsinnretningen for fra datasignalet og datasignal som er' forsinket et bitintervall å utlede' et differansesignal,. en ord-og bitsynkroniseringsinnretning som er forbundet med inngangsklemmen og med styreinngangene i en samplingsinnretning som'er forbundet rned utgangen fra sammenligningsinnretningen for sampling av differansesignalet i tredje og fjerde halvbitintervall, og med en.-kombineringsinnretning for kombinering av det aamplede differansesignal for å danne et de- . kodet datasignal.

En slik fremgangsmåte respektivt mottager er særlig egnet for anvendelse ved dataoverføring via ledningspar og for magnetisk og optisk opptegning. I tillegg hertil har fremgangsmåten respektivt mottageren mange fordelaktige aspekter.

Et første aspekt er at bare et smalt frekvensbånd er nødvending (tilnærmet halve frekvensbåndet som kreves for en mottager for bifasekodete signaler). Et annet aspekt er at middelverdien av en nullgjennomgang opptrer hvert bitintervall T, slik at synkroniseringen kan være enkel. Et tredje aspekt er at mottageren er lite følsom for interferer-ende frekvenser nær nullfrekvensen og bitfrekvens fordi fire samplinger tas som sammelignes to og to. I tillegg har kvadruppelkodete signaler den egenskap at de er binære, slik at når denne koding anvendes for magnetisk opptegning er det mulig å opptegne inn i magnetisk metning slik at sletting før opptegning ikke er nødvendig. En ytterligere fordelaktig egenskap ved et kvadruppelkodet signal er at det ikke omfatter likestrømskomponent slik at likestrøm- • gjenopprettelse vanligvis kan unngås i en kvadruppelfase-mottåger.

Ved en første ut førelsesform av en kvadruppelfasemottager ifølge oppfinnelsen omfatter forsinkelsesinnretningen en første sample- og holdekrets og en andre sample-

og holdekrets som hver har en styreinngang, sammenligningsinnretningen har en første sammenligningskrets og en andre sammenligningskrets, hvis første inngang er forbundet med den første inngang i sammenligningsinnretningen og hvis

andre inngang er forbundet med utgangen i den første respektivt andre sample- og holdekrets hvis inngang er forbundet med inngangen i forsinkelsesinnretningen, og styreinngangen i den første og andre sample- og holdekrets er forbundet rned syn.kroniseringsinnretningen for å sample det kvadruppelfasekodete datasignal i det første respektivt andre halvbitintervall.

I en andre utførelsesform av en kvadruppelmottager ifølge oppfinnelsen omfatter forsinkelsesinnretningen et forsinkelseselement, sammenligningsinnretningen er en differ-ensialf orsterker , inngangen i forsinkelseselementet danner inngangen i forsinkelsesinnretningen og utgangen fra forsinkelseselementet danner utgangen fra forsinkelsesinnretningen, og den ikke-verterende inngang i differensialforsterkeren danner en første inngang i sammenligningsinnretningen, og den inverterende inngang' i differensialforsterkeren danner den andre inngang i ;sammenligningsinnretningen. Dette har den fordel at det bare er'nødvendig med<;>et for-sinkelseselernent, f.eks. i form av en spole, og en differensialforsterker, og samplingen av signalet i det første bitintervall er således ikke nødvendig.

Oppfinnelsen skal nedenfor beskrives nærmere under henvisning til tegningene. Figur 1 viser fire elementærsigrialer som til sammen danner et kvadruppelfasekodet signal. Figur 2 viser et blokkskjema for en første utfør-elsesform av en kvadruppelfasemottager ifølge oppfinnelsen. Figur 3 viser et blokkskjema for en synkroniseringsinnretning for anvendelse i kvadruppelfasemottageren på figur 2. Figur<l>\ viser et blokkskjema for en andre utfør-elsesform av en kvadruppelfasemottager ifølge oppfinnelsen.

Figur 5 viser et blokkskjema for en modifikasjon

av den andre utf ørelsesf orm på figur k.

Figur 6 viser noen signalkurver som opptrer- i kvadruppelfasemottageren på figur 4 eller 5-Figur 7 viser et blokkskjema for en synkroniseringsinnretning for anvendelse i en kvadruppelfasemottager ifølge figur 4 eller 5-Figur 8 viser et blokkskjema for en synkroniseringsinnretning for anvendelse i en mottager ifølge figur.2, k eller 5. Figur 9a viser et blokkskjema for en annen utfør-elsesform av en synkroniseringsinnretning for anvendelse i kvadruppelfasemottager ifølge figur 2, 4 eller 5. Figur 9b viser en signalkurve som opptrer i synkroniseringsinnretningen ifølge figur 9a.

For dataoverføring blir digitale informasjonssig-naler ofte omformet på sendersiden til signaler som er mer egnet for overføring over en overføringskanal enn de opprinnelige signaler. Omformingen kan utføres ved modulasjon, koding eller filtrering eller en kombinasjon av disse.

En mottager foretar den inverse omforming slik at informa-sjonssignalene bringes tilbake til sin opprinnelige form.

En binær kode som er særlig egnet for dette formål er kvadruppelfasekode som vist på figur 1. Kodesystemet for kvadruppelfasekoding er som følger. Databits i en binær informasjonsbitrekke er i sin opprinnelige form gruppert i etter hverandre følgende tobits ord, betegnet dibits. Et kvadruppelfasekodet ord består av to like lange bitintervaller som hver deles i halvbitintervaller. En dibit overføres i det første 'respektivt andre halvbitintervall av det kvadruppelfasekodete ord og den inverterte del av denne dibit overføres i tredje respektivt fjerde halvbitintervall av.det kvadruppelfasekodete ord. Figur 1 viser de fire mulige elementærsignaler som danner et kvadruppelfasekodet ord, hvor f.eks. logisk "en" er representert ved et positivt signalnivå og logisk "null" er representert ved et negativt signalnivå. En dibit 00 blir kvadruppelfasekodet 0011 som vist på figur la, dibit 01 blir 0110 som vist på figur lb, dibit 10 blir 1001 som vist på figur lc og dibit 11 blir 1100 som vist på figur ld. Kodebetegnel-sen skyldes at det dannes fire elementærsignaler eller kodeord som kan tilkjennegis i et kvadruppelfasekodet signal. I den -tidligere nevnte artikkel er denne kode betegnet en binær blokk-kode. De 'kvadruppelfasekodete ord 0011, 0110, 1001 og 1100 er bare fire av seksten mulige kodeord som kan dannes av fire bits. Kvadruppelfasekoding har derfor et stort overskudd som med fordel kan anvendes for synkronisering.

På den annen side er det også mulig å overføre i første og andre halvbitintervall av kodeordet den inverterte verdi av denne dibit. I tredje og fjerde halvbitintervall overføres denne dibit. Ved kvadruppelfasekoding vil dibit 00 levere 1100, dibit 01 vil levere 1001, dibit 10 vil levere 0110 og dibit 11 vil levere 0011. Det kvadruppelfasekodete ord som oppnås på denne måte avviker ikke fra det som er beskrevet ovenfor. Den videre beskrivelse er basert på tidligere innførte forhold mellom de kvadruppelfasekodete ord og bit i den binære informasjon.

Figur 2 viser en første utførelsesform av en kvadruppelfasemottager. Et kvadruppelfasekodet signal til-føres inngangsklemmen 5 i mottageren, og denne klemme er forbundet med en inverterende inngang i en første komparator 6 og en andre komparator 7 og rned inngangen i en for-sinkelsesinnretning 8. Forsinkelsesinnretningen omfatter en første sample- og holdekrets som inneholder en første bryter 9 og en første kondensator 10, og en andre sample-

og holdekrets som inneholder en andre bryter 11 og en andre kondensator 12. En styreinngang i den første respektivt andre bryter 9 respektivt 11 er koplet med en synkroniseringsinnretning 13 som antydet på figur 2 med strekede linjer. Synkroniseringsinnretningen 13 er forbundet med inngangsklemmen 5 -for gjenvinning av bit- og ordsynkroni-serings-signalene fra de mottatte signaler. På tidspunktet-pl på figur 1 mottar styreinngangen i bryteren 9 en samplingspuls som har til hensikt å slutte bryteren 9 -i et kort tidsrom (kortere enn. T/2), og dermed lades kondensatoren 10 til en verdi som er et mål for verdien av signalet på inngangsklemmen 5 i tidsrommet pl.'På samme måte mottar-styreinngangen i bryteren 11 i den andre sample- og holdekrets i tidsrommet p2 en samplingspuls. for å slutte bryteren 11 slik at kondensatoren 12 lades til en verdi som er et mål for verdien av signalet på inngangsklemmen 5 i

tidsrommet p2. Komparatorene 5 og 7 tilveiebringer et

differansesignal fra signalet på inngangsklemmen 5 og spenn-ingen på kondensatoren 10 respektivt 12, og disse differanse-signaler tilføres en bryter 14 respektivt 15 som er forbundet med utgangene fra komparatorene 6 og 7- En styreinngang i

hver av bryterene 14 og 15 er forbundet med synkroniseringsinnretningen 13 som antydet med strekede■linjer på figur 2. Virkemåten som er forklart ovenfor kan summeres på følgende måte. Signalet korreleres med en forsinket versjon av dette signal uten at det oppstår interferens mellom symbolene. Denne virkemåte resulterer i en tilpasset filtervirkning

som bl.a. resulterer i optimal undertrykning av støykompo-nentene i forhold til informasjonen.

Et kvadruppelfasekodet ord omfatter den originale ikke-kodete informasjon i første og andre halvbitintervall

og den originale ikke-kodete informasjon i den inverterte tilstand i tredje og fjerde halvbitintervall. Ved å be-stemme det kvadruppelfasekodete ' signal i tidsrommene pl og

ql respektivt p2 og q2 er den korrelerte informasjon derved kombinert. Denne kombinerte informasjon må deretter detekteres i et egnet tidsrom. En samplingspuls som skal anvendes for å slutte bryteren 14 i et kort tidsrom (kortere enn T/2) tilføres styreinngangen i bryteren 14 i tidsrommet, ql, og derved opptrer et differansesignal'på utgangen av-komparatoren 6 i tidsrommet ql, og dette signal tilføres inngangen i en kombineringsinnretning 16. På samme måte blir en samplingspuls som skal slutte bryteren 15 i et kort tidsrom tilført styreinngangen i bryteren 15 i tidsrommet q2, og derved opptrer et differansesignal på utgangen'av komparatoren 7 i- tidsrommet q2, og dette signal tilføres kombinerigsinnretnihgen 16 via et forsinkelseselement 17. Hvert ord i et kvadruppelfasekodet signal med en ordrepeti-sjonsfrekvens 1_ blir derfor samplet i fire forhåndsbestemte tidsrom. Denne 2Tdetektering har den fordel at utgangs signalet fra mottageren økes (3dB) slik at en mer pålitelig mottager oppnås. Videre er nå mottageren beskyttet i større grad mot variasjoner i likespenningsnivået for det mottatte signal. Også støysignaler med' en frekvens som

er lik eller tilnærmet lik frekvensen (l/T) undertrykkes i høy grad ved denne dobbeltdetektering.

Samplingstidsrommene ql og q2 differerer med et halvt bitintervall (T/2). For å oppnå informasjonsbit i ekvidistante tidsrom forsinkes differansesignalet som samples av bryteren 15 i tidsrommet q2 i differensialforsterkeren 7 i et tidsrom er lik.halvparten av et bitintervall (T/2). Komb inas j onsinnretningen 16 stokker, samplingsverdien i tidsrommet ql med samplingsver.dien- i tidsrommet q2 forsinket T/2 for levering av det dekodete originale datasignal på utgangsklemmen 18. Triggerkretser og elek-troniske brytere kan alternativt anvendes i stedet for de beskrevne mekaniske brytere. Bryterene 9 og 11 kan f.eks. være transistorer og bryterene 14 og 15 kan være intergrerte triggerkretser.

Det er alternativt .mulig å anvende diff.erensial-forsterkere i stedet for komparatorene 6 og 7• En komparator leverer på utgangen et .tonivå digitalt signal som er et mål for differansen mellom to' analoge signaler på de to innganger. Med en differensialforsterker vil et analogt signal som er et mål for differansen mellom analoge signaler på de to innganger, opptre på utgangen. Når en differensialforsterker anvendes, er det derfor ofte nødvendig å utføre en tilleggsbehandling av utgangs signalet (tilpasning av spenningsnivået, likeretning) for å gjøre signalet egnet for sampling ved hjelp av bryterene 14 respektivt 15, som f.eks. har form av triggere.

Det er ikke nødvendig å ta ekstra forhåndsregler for utladning av kondensatorene 10 og 12 for samplings-holdekretsene fordi verdien av disse kondensatorer kan velges slik at for den etterfølgende sampling er hovedsakelig uavhengig av den tidligere lagrede ladning.

I den ovenfor beskrevne .utførelsesform bestemmes verdien av det kvadruppelfasekodete datasignal en gang hvert halvbitintervall. Hvis datasignalet inneholder meget sterke støykomponenter, f. eks. fordi båndbredden av overføringskanalen er forholdsvis bred sammenlignet med båndbredden av det kvadruppelfasekodete signal,- kan pålitelig- heten av detekteringen økes ved filtrering av datasignalet før tilførselen til mottageren eller ved integrering av datasignalet i løpet av halvparten av et bitintervall.

En slik mottager er særlig egnet for anvendelse for dataoverføring over ledningspar og ved magnetisk eller optisk opptegning. Mottageren har flere fordeler. En fordel er at mottageren bare behøver ha et smalt frekvensbånd. Sammenlignet med en kode som ofte anvendes ved magnetisk opptegning med bifasekoding, er tilnærmet bare halve frekvensbåndet nødvendig. I mot setning.til en kode som er kjent

som Miller-kode, vil kvadruppelfasekoding gi et signal som ikke inneholder en likestrømskomponent. Gjenvinningen av likestrømmen i en kvadruppelfasemottager skjer derfor ikke.

I tillegg hertil har et kvadruppelfasesignal et tilstrekkelig antall nullgjennomganger (gjennomsnittelig en for hvert bitintervall), slik at tidsstyrefrekvensen kan regenereres på enkel måte i en kvadruppelfasemottager. En fordel som kvadruppelfasekoding har til felles'med alle tonivåkoder,

er at opptegning til magnetisk metning er mulig, når koden anvendes ved magnetisk opptegning. Informasjon som opp-tegnes på en magnetisk opptegningsbærer, blir opptegnet over en annen opptegning slik at sletting før opptegning ikke er nødvendig. En ytterligere fordel er at energi-spektere i et kvadruppelfasekodet signal har en nullgjennomgang ved bitfrekvensen (l/T) og gir mulighet for lokaliser-ing av en pilot frekvens. Spekteret for et bifasekodet signal har naturligvis også en nullgjennomgang som imidlertid ved en bestemt båndbredde opptrer bare med en repeti-sjonsfrekvens som er to ganger bitrepetisjonsfrekvensen (2/T). Derfor vil en øvre grensefrekvens for bifasesystemet i mange tilfeller være en hindring for anvendelse av denne nullgjennomgang.

Figur 3 viser en annen utførelsesform av en synkroniseringsinnretning for anvendelse i en kvadruppelfasemottager, f.eks. en kvadruppelfasemottager som vist på

figur 2. Ved synkroniseringsanordningen kan en frekvens som er to ganger bitfrekvensen (2/T) gjenvinnes fra det mottatte signal fordi et fasekodet datasignal omfatter

overganger som følger etter hverandre i et tidsintervall på T/2, 2T/2, 3T/2 eller 4T/2. ,Ved å velge repetisjonsfre-kvensen 2/T vil perioden av denne sekvens svare til tidsin-tervallet mellom to etter hverandre følgende samplinger i

mottager (T/2). Samplinger av en bestemt art f.eks. pl opptrer bare en gang hvert ord, følgelig med en repetisjonsfre-kvens som er fjerdedelen. Denne frekvens kan bestemmes fra frekvensen 2/T ved deling. Dette skjer ved at kvadruppel-fasesignalet som mottas på inngangsklemmen 5 tilføres en begrenser 19, hvis utgang er forbundet med et register 21 og et differensieringsnettverk 20. Differensieringsnett-verket 20 ,frembringer en puls ved hver signalovergang. Disse pulser tilføres en toveis likeretter 22 for tilførsel av et pulstog med en midlere synkroniseringstakt på 2/T

til en faselåst sløyfe 23- Den faselåste sløyfe omfatter i tur og orden en fasedetektor 24, en sløyfefilter 25 og en spenningsstyrt oscillator 26.| Utgangen fra oscillatoren 26 er' forbundet med styreinngangen i fasedetektoren 24. Sløyfefilteret 25 leverer en spenning til oscillatoren 26 som er proporsjonal med fasedifferansen mellom inngangssignalet til fasedetektoren og styresignalet til fasedetektoren, og i samsvar hermed vil sløyfen 23 låses på kjent måte til frekvensen 2/T. Denne frekvens som er synkroniseringsfrekvensen, opptrer på utgangen 27 av sløyfen. Synkroniseringsfrekvensen 2/T tilføres en delkrets 29

med en delfaktor 4 via en portkrets 28. Samplingssignalene for bryterene 9, 11, 14 og 15 har hver en repet isjonsfre-kvens på 1_ (halve bitfrekvensen) og en fase på 0°, 90°, l80°C respektivt 270° som opptrer på utgangene fra del-kretsen 29-. Avhengig av fasen med hvilken delingen starter, kan fasen for samplingssignalene variere med 0°, 90°, 180° eller 270° fra de ønskede verdier fordi det ikke er kjent med bestemthet hvor delingen starter. Ved starten av mottagningen er videre heller ikke kjent om mottageren er i synkronisme .eller om synkroniseringen av mottageren mangler som følge av interferenser i det mottatte- signal. For å eliminere slike uvissheter, er synkroniseringsinnretningen

utstyrt med en monitor eller ordsynkroniseringsinnretning. Denne ordsynkroniseringsinnretning omfatter registeret 21 og en sammenligningsinnretning 30.' Signalet som er begrenset av begrenseren 19 samples i samplingstidsrommene pl, p2, ql og q2 og samplingsverdiene Upi, Up2, Uql og Uq2 som representerer polariteten av det mottatte kvadruppelfasekodete signal i tidsrommene pl, p2, ql ogq2, lagres i registeret 21. Etter tidsrommet q2 blir samplingsverdiene tilført sammenligningsinnretningen 30, hvor den logiske funksjon E = .

(Upi<*>Uql) . (Up2<*>Uq2) utføres hvor<*>svarer til modul-2-summering.

Det er da fire bestemte muligheter:

1. E = 0. Modul-2-summering av en signalverdi til den korrelerte signalverdi i den hensikt som er beskrevet ovenfor, og er lik 0, hvis ordsynkroniseringen er riktig. 2. E = 0. Modul-2-summering av en signalverdi til en forskjellig signalverdi som gir tilfeldig (avhengig av den kodete informasjon) E - 0, mens synkroniseringen ikke er riktig. Hvis det kvadruppelfasekodete signal består av en tilstrekkelig lang rekke av slike ord, er synkroniseringen fullstendig uoppnåelig. Dette kan hindres ved kjent teknikk, f.eks. scrambling. 3. E = 1. Selv om ordsynkroniseringen er riktig, er polariteten av en signalverdi uriktig bestemt som følge av en sendefeil, forstyrrelse eller lignende.-

4. E = 1. ■ Ordsynkroniseringen er uriktig.

For å kunne skille mellom disse fire muligheter

e'r utgangen- fra sammenligningsinnretningen 30 forbundet med en summeringskrets 31 som danner en del av bedømmelseskretsen 33- Summeringskretsen 31 summerer etter hverandre følgende

verdier av' E (E, , E~ ... E ) og denne verdi

1 2 m . tilføres en terskelkrets 32 rned innstillbart

terskelnivå. Terskelnivået velges så høyt at når synkroniseringen er riktig, vil terskelverdien ikke overskrides ved den overf ør ingskvalitet (støy, krysstale) som hersker-.-

Det har vist seg at et terskelnivå svarende til 0,4 m er meget tilfredsstillende i praksis. Hvis signalet som til-føres terskelkretsen 32, overskrider terskelnivået, blir et signal tilført styreinngangen i portkretsen 28 i samsvar * med signalet som kommer fra den faselåste sløyfe og undertrykker en gang hver halvperiode (T/2) og fasen for hvert utgangssignal fra delekretsen 29 forskyves 90°. Overskridelse av terskelnivået bevirker også frembringelse av et signal som til-bakestiller summeringskretsen 31 til 0. Summeringskretsen 31 har form av en modul-m teller slik at den tilbakestilles etter m etter hverandre følgende verdier av E. For det tilfellet at det opptrer en faseforskyvning på 270° mellom fasen for hver av de aktuelle samplingspulser fra delekretsen 29 og den ønskede verdi, er den aktuelle synkronisering hovedsakelig lik den ønskede synkronisering etter tre ord.

I praksis har det vist seg at m = 16 er en fordelaktig

verdi. En slik synkroniseringsinnretning har den fordel at det på pålitelig måte kan skilles mellom overføringsfeil som f.eks. støy og uriktig synkronisering. En ytterligere fordel er at når de statistiske verdier av det mottatte kvadruppelfasekodete signal endres.som følge av støy eller interferens, er synkroniseringsinnretningen innrettet for enkel justering av terskelnivået og lengden av rekkefølgen m.

Samplingsverdiene frembringes i mottageren for demodulering av det kvadruppelfasekodete signal som er opp-nådd på annen måte enn samplingsverdien for ordsynkroniseringen. Det er derfor tenkelig at selv om ordsynkroniseringsinnretningen på feil måte detekterer uriktig synkronisering, er signalet som demoduleres av mottageren riktig..

Da dette'opptrer bare tilfeldig er ordsynkroniseringsinnretningen beskyttet mot dette ved terskelkretsen.

Figur 4 viser en andre ut førelsesform'av en kvadruppelfasemottager. Ved den ovenfor beskrevne første utførelsesform bearbeides samplingsverdiene parallelt i tidsrommene pl og ql respektivt p2 og q2, og deretter stokkes disse for å danne et ekvidistant rekkefølgesignal.

Den første utførelsesform kan ansees som et romoppdelings-system. Ved den andre utførelsesform bearbeides først samplingsverdiene i serie, skilles så fra hverandre og stokkes deretter for å danne et.ekvidistant rekkefølge- signal. Den andre utførelsesform kan ansees som et tids-delingssystem.

Det kvadruppelfasekodete signal som tilføres inngangsklemmen 6 ved den andre utf ørelsesf orm, tilføres direkte' og via en forsinkelseskrets 8 til en differensialforsterker 34.- Tidsforsinkelsen i forsinkelseskretsen 8 er lik et bitintervall (T). Forsinkelseskretsen 8 kan enten være et analogt (f.eks. en ladningsoverføringsinnretning eller en samplings- og holdekrets) eller et digitalt skyveregister eller en forsinkelseskrets. Differansesignalet fra det kvadruppelfasekodete signal og det kvadruppelfasesignal som er forsinket et bitintervall, tilføres en .enpolet vender 353hvis styreinngang er forbundet med synkroniseringsinnretning 13 som antydet med en streket linje. Synkroniseringsinnretningen 13 er forbundet med inngangsklemmen 5 for gjenvinning av bit- og ordsynkroniseringssignaler fra det mottatte signal. I tidsrommet ql foretar venderen i sin første posisjon en sampling fra'differensialforsterkeren og tilfører denne til kombinasjonskretsen 16, som følge av styresignal fra synkroniseringsinnretningen 13- På

samme måte utfører venderen 35 i sin andre posisjon i tidsrommet q2 en sampling av utgangssignalet fra differensialforsterkeren, og denne tilføres via et forsinkelseselement 17 til kombinasjonskretsen-16. Det stokkede, dekodete originale datasignal tilføres fra utgangen av. kombinasjonskretsen 16 til utgangsklemmen 18. Den andre utførelses-form skiller seg fra den første"for det første ved at låg-ringsinnretningen ved den andre utførelsesform kan oppnås på meget enkel måte i en mottager for bitfrekvenser over ca. 200 KHz, idet et enkelt forsinkelseselement (spole)

er tilstrekkelig. "I motsetning hertil er mottageren ved den første utførelsesform mer egnet for lavere frekvenser,

men kan bare anvendes opp til noen MHz. En ytterligere forskjell er at den andre utførelsesf orm bare krever'en differensialforsterker fordi denne anvender for å levere et dif f eransesignal i tidsrommet ql og i t ido rommel:, q?..

Hvis det kvadruppelf asekodet e :ri.j/nul nom fc.i .1 f/reM inngangsklemmen 5, er forstyrret i r.tørro |/r;id f.clci. ved støy, kan detekteringen av signalet bedres ved at utførelsen på figur 4 modifiseres ved integrering av utgangssignalet fra differensialforsterkeren som vist på figur 5- Figur 6 viser noen idealiserte signalformer som opptrer ved den modifiserte utførelse på figur 5- Inngangssignalet 6a og inngangssignalet 6b som er for.sinket et bitintervall til-føres dif f erensialf orsterkeren 34. Utgangssignalet 6c fra differensialforsterkeren 34 tilføres integratoren 36 som er forbundet med synkroniseringsinnretningen 13- Ved be-gynnelsen av hvert halve bitintervall tilbakestilles integratoren 36 til 0 og leverer'derfor et signal 6d. Dette signal tilføres venderen 35 via en begrenser 37- Utgangssignalet 6e fra begrenseren 37 omformes til det originale ikke-kodete signal 6f på den måte som er beskrevet i for-bindelse med figur 2.

Som nevnt ovenfor har den'første utførelsesform av synkroniseringsinnretningen den ulempe at i verste tilfellet har ikke ordsynkroniseringen•riktig verdi før etter tre perioder. En synkroniseringsinnretning som opphever denne ulempe er vist på figur 7 som også viser mottageren ifølge figur 5.

Bitsynkroniseringsinnretningen omfatter i dette tilfellet et differensieringsnettverk 20, en toveis likeretter 22, en faselåst sløyfe 23 og en delekrets 44. Bitsynkroniseringsinnretningen arbeider på samme måte som beskrevet under henvisning til figur 3- Ordsynkroniseringsinnretningen omfatter en sammenligningskrets 30, hvis utgang er forbundet med bedømmelseskretsen 33- Sammenlig-ningskret sen 30 er forbundet med utgangen fra integratoren 36. Dette har den fordel at den' integrerte differans mellom datasignalet~og datasignalet som er forsinket et bitintervall T, står til rådighet på utgangen, slik at en lagringsinnretning for ordsynkroniseringsinnretningen ikke er nødvendig. Ved den andre utførelsesform utføres funksjonen av registeret 31 på figur 3 av forsinkelses-■kretsen 8. Sammenlignings innretningen 30 omfatter en topp-detektor 38,.hvis inngang er forbundet med utgangen fra integratoren 36. Toppdetektoren bestemmer på kjent måte øyeblikksverdien av inngangssignalet. Utgangen fra toppdetektoren 38 er forbundet med inngangen i en vinduskrets

39. Styreinngangen i vinduskretsen 39 er forbundet med utgangen fra integratoren 36. Vinduskretsen bestemmer om inngangssignalet ligger innenfor en minimum- og maksimumverdi, og hvis -dette ikke er tilfellet, leverer den en puls på utgangen. En slik vinduskrets er .f.eks. kjent fra ."Operational Amplifiers, Design and Application", av Tobey, Craeme og Huelsman, publisert av McGraw Hill, New York, side 365. Utgangen fra vinduskretsen 39 er forbundet med inngangen i bedømmelseskretsen 33- Bedømmelseskretsen 33 omfatter en seriekopling av en første OG-portkrets 40-1 og en første teller 40, og en andre seriekopling av en andre OG-portkrets 4l-l og en andre teller 4l. En første inngang i OG-port-kretsene er forbundet med inngangen i bedømmelseskretsen 33. En andre inngang i den første OG-portkrets 40-1 er forbundet med delekretsen 44"for å forberede den andre inngang i tidsrommet ql og en andre inngang i den andre OG-portkrets 41-1 er forbundet med delekretsen 44 for forbe-redning av den andre inngang på tidspunktet q2. Hvis den første inngang i den første OG-portkrets 40-1 også utstyres på tidspunktet ql ved en puls fra vinduskretsen 39,"vil telletilstanden i telleren 40 økes med 1 via OG-portkretsen. Hvis på samme måte den første inngang i den andre OG-portkrets 41-1 .utstyres av en puls på tidspunktet q2, vil telleverdien i den teller 41 øke med 1. Denne periode ut-føres i et antall n ganger, dvs. på tidspunktene ql respektivt q2 for en rekke av n etter hverandre følgende dataord bestemt av hvor mange ganger vinduskretsen leverer utgangssignal. Følgende tilfeller er mulige. Når synkroniseringen er riktig, har utgangssignalet fra 6d fra integratoren 36

en verdi ulik 0 i alle tidsrom ql og q2. Vinduskretsen leverer ikke noe utgangssignal, og telleverdiene i tellerene øker ikke, men befinner seg i 0-stilling ved slutten av rekkefølgen. I de tre andre mulige tilfeller nemlig når synkroniseringen er forskutt 1/4, 1/2 eller 3/4 dibit i forhold til riktig synkronisering, vil telleverdien i minst en av tellerene 40, 41 bli øket. For en ordsynkroniserings-

forskyvning på 1/4 dibit, dvs.,i tidsrommet q2 i det opprinnelige signal, vil øyeblikkssignalet samples som om det var ql, nemlig 6d, og et signal'ulik 0 vil opptre på. utgangen av integratoren 36 i alle disse tidsrom. I tidsrommet q2 vil.imidlertid et signal med en verdi 0 bli samplet med en middelverdi 1/2 i disse tilfeller. Dette medfører at telleren 40 har verdien 0 ved slutten av rekkefølgen av n samplinger, og telleren 41 har en verdi ulik 0. I det tilfellet hvor ordsynkroniseringen er forskjøvet 3/4 dibit (eller - 1/4 dibit), vil det komplementære tilfellet opptre, ved at telleren 41 har en verdi .0 ved slutten av rekkefølgen, og telleren 40 har en verdi ulik 0. Når synkroniseringen forskyves 1/2 dibit, vil telleverdiene i begge tellere 40 og '41 øke'i samme grad.

Den første og andre utførelsesform skiller seg

ved et ytterligere trekk. Ved den første utførelsesform blir en periode- av utgangssignalet f.ra den spenningsstyrte oscillator 26 undertrykket ved hjelp av portkretsen 28,

når manglende synkronisering detekteres, og dette medfører at en 'bitinformasjon må ofres i mottageren. I verste tilfellet kan tre bits gå tapt på' denne måte. Ved den andre utførelsesform utføres korreksjon direkte i retning for-over eller bakover, slik at i gjennomsnitt vil ingen bits bli ofret e 1-1 er tilføyet.

Som følge av overføringsfeil, støy og lignende

vil tellerene 40 og 41 generelt ha en sluttverdi som er ulik 0 ved slutten av rekken av n ord.selv om synkroniseringen er riktig.

På tilsvarende måte som for utførelsen på figur

3, har utførelsesformen på figur 7 den fordel at slutt-verdien i tellerene"'som antas å være 0, velges så høy at

den ikke kan overskrides ved den herskende overførings-kvalitet. Av den grunn blir utgangene fra tellerene 40

og 4l-forbundet med en dekoder 42 som danner en del av be-dømmelseskretsen. Dekoderen 42 velger tellerens sluttverdi og koder den som T-^T^ = 00, 01, 10 eller 11, hvor 0 representerer en verdi under terskelverdien og 1 representerer verdien over terskelverdien. Et korreksjonssignal svarende

til en av de fire mulige kombinasjoner av tellerenes sluttverdi tilføres styreinngangen 43 i delekretsen 44 slik at delekretsen 44 innstiller korreksjonsfasen.

Anvendelse av en kvadruppelfasemottager for mot-tagning av datablokker medfører et spesielt problem. Informasjonen i datablokken er av en slik natur at intet tap av informasjon som følge av uriktig synkronisering kan tolereres. For å hindre dette blir det før datablokkene utsendt et syn-kroniseringssignal. Synkroniseringssignalet gjenkjennes'

av mottageren slik at denne på enkel måte kan bedømme om ordsynkroniseringen i mottageren er riktig.

Figur 8 viser en utførelsesform av en synkroniseringsinnretning 13 som er særlig egnet for .dette formål.

En■bitsynkroniseringsinnretning som omfatter en differensieringskrets 20, en toveis likeretter 22, en fase-låsesløyfe 23 og en delekrets 44, er forbundet med inngangsklemmen 5 i mottageren. Bitsynk:roniseringsinnretningen arbeider på samme måte som beskrevet under henvisning til figur.4. Den første og andre utførelsesform av synkroni-seringsregenereringsinnretningen omfatter en sammenligningskrets 30 for sammenligning av samplingsverdiene. Ved den tredje utførelsesform anvendes selve mottageren for dette formål. Her er bedømmelseskretsen forbundet med utgangsklemmen 18- i kvadruppelfasemottageren. Bedømmelseskretsen 33 omfatter et register- 45 som har en inngang som er forbundet med inngangen i bedømmelseskretsen 33. Registeret omfatter to n elementer (n = 3, 4, 5 ...) 45~1 til 45-6.

Et vilkårlig like antall elementer kan anbringes mellom elementene 45-2 og 45_3 og mellom 45_4 og 45_5- Registeret 45 er egnet for lagring av n ord av synkroniseringssignalet. Elementer som svarer til i det minste tre ord er forsynt

med en utgang, nemlig 45~1 til 45~6 på figur 8. Utgangene fra elementene 'i hvilket det første symbol for et synkroniseringsord er lagret, nemlig 45-1, 45~3345~5, er forbundet med en første rnajoritetskrets 46 og utgangene fra elementene i hvilke det andre symbol for et synkroniseringsord er lagret 45-2, 45-4, 45-6 er forbundet med en andre majoritets-krets- 47. Etter at registeret 45 har mottatt synkroniser- •ingssignalet som er .dekodet av mottageren, vil majoritets-kretsen 46 respektivt 47 undersøke hvilket symbol som er lagret i elementene 45-1, 45-3, 45"5og 45-2, 45-4, 45-5 som er i majoritet. Det symbol som er i majoritet tilføres dekoderen 48 som leverer et tilsvarende korreksjonssignal til styreinngangen 43 i delekretsen 44. Derved oppnås at ved slutten av synkroniseringssignalet oppnås riktig ordsynkronisering.

Det er imidlertid ikke nødvendig å anvende majori-tetskretser i alle tilfeller. Hvis det kvadruppelfasekodete signal som tilføres mottageren har en så høy kvalitet at feil i overføringen eller i mottagningen kan neglisjeres,

kan det detekterte signal som opptrer på utgangen 18 av mottageren tilføres direkte til dekoderen 48.

Figur 9a viser en fjerde utførelsesform av en synkroniseringsinnretning. Det kvadruppelfasekodete data- ■ signal tilføres inngangsklemmen 5 direkte og via en forsinkelseskrets 49 til inngangen;! differensialforsterkeren 50. Tidsforsinkelsen i forsinkélseskretsen 49 er lik et bitintervall T. Utgangssignalet fra differensialforsterkeren

50 tilføres en toveis likeretter 51- Synkroniseringsinnretningen er basert på følgende erkjennelse. Hvis det tonivå. kvadruppelfasekodete -signal er representert ved et signal med positiv verdi, f.eks. verdien 1, og et signal med negativ verdi, f.eks. -1, vil utgangssignalet på differensialforsterkeren ha en verdi +2 i samplingstidsrommene som er bit- og ordsynkronisering avhengig av infor-• masjonen, og en signalverdi +2, 0 eller -2 i de øvrige samplingstidsrom. Etter likeretning i det førstnevnte tidsrom har signalet en middelverdi på +2 (bortsett fra overføringsfeil og lignende har det stadig en verdi. +2)

og i de sistnevnte tidsrom en middelverdi +1 (middelverdi +2, 0, 0, -2 for antatt fordeling av positive og negative signalverdier). Figur 9b viser en slik midlere signalform fra hvilken takten 1_ kan velges med en uvilkårlig fase

2T

ved hjelp av faselåsesløyfen som består .av fasekompara-

toren 53, et sløyfefilter 52 og en spenningsstyrt oscilla-

tor 54. Et signal med denne ordtakt tilføres en krets 55

som multipliserer takten med fire og leverer fire samplings-

pulser for hvert ordintervall på utgangen.

Når den fjerde utførelsesform av synkroniseringsinnretningen anvendes for en kvadruppelfasemottager som vist på figur 4 eller 5, kan forsinkelseskretsen 49 og differensialforsterkeren 50 erstattes av den tilsvarende krets som er dannet av forsinkelseskretsen 8 og differensialforsterkeren 34 som danner en del av mottageren. I dette tilfellet er inngangen i likeretteren 51 forbundet med utgangen-av differensialforsterkeren 43 i mottageren som vist på figur 4 eller 5.

Claims (6)

1. Fremgangsmåte til demodulering av et tonivå-kvadruppelfasekodet datasignal som omfatter dataord som består av første, andre, tredje og fjerde like lange, etter hverandre følgende halvbitintervaller, karakterisert ved at en første differensverdi bestemmes fra en bit-og'ordsynkron sammenligning av en samplingsverdi i det tredje halvbitintervall med en samplingsverdi i det første halvbitintervall, at en andre .differensverdi bestemmes fra en bit-og ordsynkron sammenligning av én samplingsverdi i det fjerde halvbitintervall med en samplingsverdi i det andre halvbitintervall, og at den første og andre differensverdi, av' hvilke den sistnevnte er forsinket et halvt bitintervall, etter kombinering danner etter hverandre .følgende bitverdier i-et demodulert ord.

2. Mottager for utførelse av fremgangsmåten ifølge krav 1, karakteriser ;t ved en forsinkel-sesinnretning (8) og en sammenligningsinnretning (6,7), hvor forsinkelsesinnretningens inngang og en første inngang (-) i sammenligningsinnretningen er forbundet med en inn-gangsklemme (5) i mottageren, og en utgang fra forsinkelsesinnretningen er forbundet en andre inngang (+) i sammenligningsinnretningen for fra datasignale.t og datasignalet som er forsinket ett bitintervall å utlede et differens-signal, en ord- og bitsynkroniseringsinnretning (13)' som er forbundet med inngangsklemmen (5) og med styreinngangene i'en samplingsinnretning (14,15) som er forbundet med utgangen fra sammenligningsinnretningen for sampling av differ-enssignalet i tredje, og fjerde halvbitintervall, og med en kombineringsinnretning (16) for kombinering av det samplede differens signal for å danne et dekodet datasignal.

3. Mottager ifølge krav 2, karakterisert ved at forsinkelsesinnretningen (8) omfatter en første sample- og holdekrets (9,10) og en andre sample- og holdekrets (11,12), som hver har en styreinngang, at sammenligningsinnretningen har en første sammenligningskrets (6) og en andre sarnmenligningskrets (7) hvis første inngang (-) er forbundet med den første inngang i sammen ligningsinnretningen og hvis andre inngang (+) er forbundet med utgangen i den første respektivt andre sample- og holde- • krets hvis inngang er forbundet med inngangen i forsinkelsesinnretningen (8), og at styreinngangen i den første og andre sample- og holdekrets er forbundet med synkroniseringsinnretningen (13) for å sample det kvadruppelfasekodete datasignal i det første respektivt andre halvbitintervall.

4. Mottager ifølge krav 2, karakterisert ved at forsinkelsesinnretningen (8) omfatter et forsinkelseselement, at sammenligningsinnretningen er en differ-ensialf orsterker (6,7), at inngangen i forsinkelseselementet danner inngangen i forsinkelsesinnretningen og utgangen fra forsinkelseselementet danner utgangen fra forsinkelsesinnretningen, og at den ikke inverterende inngang i differensialforsterkeren danner den første inngang i sammenligningsinnretningen, og den inverterende- inngang i differensialforsterkeren danner den andre inngang i sammenligningsinnretningen .

5. Mottager ifølge et av kravene 2-4, karakterisert ved at en første utgang fra sarnplings-innretningen (14,15) er forbundet med et forsinkelseselement (17) rned en forsinkelse på et halvt bitintervall, at den andre utgang fra samplingsinnretningen er forbundet - med en første inngang i kornbinasjonsinnretningen (16) hvis andre inngang er forbundet med utgangen fra forsinkelseselementet, for kombinering av det samplede differens- signal for å danne et dekodet datasignal.

6. Mottag.er ifølge krav 3, karakterisert v ed at sample- og holdekretsen omfatter en enpolbryter (9,11) og en kondensator (10,12), hvilken bryter er anordnet mellom forsinkelsesinnretningens inngang og styreinngangene, og kondensatoren er anordnet mellom styreinngangen og jord.