NO772324L

NO772324L - DEVICE FOR CONTROLLING THE POWER SUPPLY TO A LOAD

Info

Publication number: NO772324L
Application number: NO772324A
Authority: NO
Inventors: Rodney Livings; Arthur Alexander Collie
Original assignee: Kenwood Mfg Co Ltd
Priority date: 1976-06-30
Filing date: 1977-06-30
Publication date: 1978-01-02
Also published as: DE2728394A1; FR2356992A1; NL7707224A; SE7707593L; AU2665377A

Description

Apparat for styring av krafttilførselen til en last.Apparatus for controlling the power supply to a load.

Den foreliggende oppfinnelse vedrører et apparat for styringThe present invention relates to an apparatus for control

av krafttilførselen til en last.of the power supply to a load.

Ifølge den foreliggende oppfinnelse er det tilveiebragt et apparat for styring av krafttilførselen til en last, hvilket apparat omfatter et halvlederbryterelement for styring av strømmen som tilføres lasten fra en vekselstrømstilførsel, og krets for å levere styrepulser til halvlederbryterelementet for å operere dette på fasestyrt måte, hvor kretsen innbefatter (a) en tidsbestemmelsekrets omfattende et motstandselement og et reaktivt element som bestemmer en tidskonstant og (b) en krets som kan modifisere nevnte tidskonstant avhengig av et styresignal for å oppnå variabel fasestyring av operasjonen av halvlederbryterelementet. According to the present invention, an apparatus is provided for controlling the power supply to a load, which apparatus comprises a semiconductor switch element for controlling the current supplied to the load from an alternating current supply, and circuit for delivering control pulses to the semiconductor switch element to operate it in a phase-controlled manner, where the circuit includes (a) a timing circuit comprising a resistive element and a reactive element which determines a time constant and (b) a circuit which can modify said time constant depending on a control signal to achieve variable phase control of the operation of the semiconductor switching element.

Tilveiebringelsen av et motstandselement og et reaktivt element for å bestemme en tidskonstant og en krets til å modifisere tidskonstanten som er således definert,gjør det mulig å anvende meget enkle kretsanordninger for å utføre fasestyring av halvlederbryterelementet. The provision of a resistive element and a reactive element to determine a time constant and a circuit to modify the time constant thus defined makes it possible to use very simple circuitry to perform phase control of the semiconductor switching element.

Fortrinnsvis er det reaktive elementet en kondensator og anordningen er slik at når spenningen over kondensatoren over-skrider en forutbestemt verdi trygges halvlederbryterelementet Preferably, the reactive element is a capacitor and the device is such that when the voltage across the capacitor exceeds a predetermined value, the semiconductor switch element is secured

ved hjelp av f.eks. en diac• Med fordel er anordningen slikby means of e.g. a diac• Advantageously, the device is like this

at den umodifiserte tidskonstant korresponderer med en begrensende verdi av et område av ledetilstandsvinkler. For eksempel hvor det reaktive element er en kondensator kan den that the unmodified time constant corresponds to a limiting value of a range of conduction state angles. For example, where the reactive element is a capacitor, it can

modifiserende krets kobles i parallell med kondensatoren ogmodifying circuit is connected in parallel with the capacitor and

j . således dirigere strøm som kommer fra motstandselementet, hvilken ellers ville lade kondensatoren, og således redusere ladehastig-j- .heten for kondensatoren og således ledetilstandsvinkelen. Istedenfor kan den modifiserende krets virke som en shunt for således å tilføre ladestrøm til kondensatoren i tillegg til den som tilføres via motstandselementet. I dette tilfelle korresponderer den umodifiserte tidskonstanten med minimums-verdien for ledetilstandsvinkelen for halvlederbryterelementet. j. thus directing current coming from the resistance element, which would otherwise charge the capacitor, and thus reduce the charging rate for the capacitor and thus the conduction angle. Instead, the modifying circuit can act as a shunt to thus supply charging current to the capacitor in addition to that supplied via the resistance element. In this case, the unmodified time constant corresponds to the minimum value of the conduction state angle of the semiconductor switching element.

Ved flere anvendelser slik som f eks. bruken av apparatet forIn the case of several applications such as e.g. the use of the device for

å styre hastigheten av en elektrisk motor, er det hensiktsmessig at styresignalet lagres som et elektrisk signal ved hjelp av et ytterligere reaktivt element. Dette er selvfølgelig mulig selvom det byr på visse vanskeligheter å danne grensesnittet mellom det ytterligere reaktive element og det reaktive element i tidsbestemmelsekretsen, ettersom polariteten av spenningen to control the speed of an electric motor, it is appropriate that the control signal is stored as an electric signal by means of a further reactive element. This is of course possible, although it presents certain difficulties to form the interface between the additional reactive element and the reactive element in the timing circuit, as the polarity of the voltage

over sistnevnte vil endre seg ved slutten av hver halvsyklus-av likestrømstilførselen. Denne vanskelighet kan meget enkelt overvinnes ved å innbefatte en helbølgediodebro i den modifiserende krets, hvor det ytterligere reaktive element kobles over likestrømsnodene i broen og hvor dens vekselstrømsnoder above the latter will change at the end of each half-cycle of the DC supply. This difficulty can be very easily overcome by including a full-wave diode bridge in the modifying circuit, where the additional reactive element is connected across the DC nodes of the bridge and where its AC nodes

er koblet til tidsbestemmelsekretsen. Dette muliggjør at et is connected to the timing circuit. This enables a

enpolete elektriske signal som lagres av det ytterligere reaktive element og øve direkte påvirkning på tidsbestemmelsekretsen som er vekselstrømsoperert. unipolar electrical signal which is stored by the additional reactive element and exert direct influence on the timing circuit which is operated by alternating current.

I utførelsesformene som er beskrevet nedenfor er lasten en dobbeltf e.lt-vekselstrøms-elektrisk motor og styresignalet er et signal som er representativt for forholdet mellom de tider In the embodiments described below, the load is a dual-phase AC electric motor and the control signal is a signal representative of the relationship between the times

som medgår, under en tidsperiode, for mdtorarmaturen og forløpe i overkant av, og under en satt verdi. Hvis armaturhastigheten er i overkant av den ønskede verdi, jo lengre denne situasjon består dessto større vil tidsbrøkdelen være når armaturhastigheten er i overkant av den ønskede verdi og fasen av styrepulsene som påtrykkes bryterelementet retarderes i en grad som er bestemt av denne brøkdel. Dette bevirker at halvlederbryterelementet innkobles senere under halvsyklusene av hovedtil-førselen for således å redusere armaturstrømmen og derved resulterer i en reduksjon i dreiemoment og således armaturhastighet. Når armaturen på tilsvarende måte tilbringer en tidsperiode under den ønskede hastighet,vil tidsbrøkdelen under hvilken armaturhastigheten/under den ønskede verdi, progressivt which is included, during a period of time, for the mdtor armature and progress in excess of and below a set value. If the armature speed is in excess of the desired value, the longer this situation persists, the larger the fraction of time will be when the armature speed is in excess of the desired value and the phase of the control pulses applied to the switch element is retarded to a degree determined by this fraction. This causes the semiconductor switch element to be switched on later during the half-cycles of the main supply to thus reduce the armature current and thereby results in a reduction in torque and thus armature speed. When the fixture similarly spends a period of time below the desired speed, the fraction of time during which the fixture speed/below the desired value will progressively

er is

øke, og dette anvendes til å fremføre styrepulsene sammenlignet med den retarderte situasjon som omtalt ovenfor, slik at halvlederbryterelementet innkobles tidligere under hovedhalvsyklusene for således å tilveiebringe en økning i armaturstrøm og således armaturdreiemoment og hastighet. Ved å anvende et signal som er representativt for tiden som tilbringes av motorarmaturen ved hastigheter i overkant av og under en forutbestemt verdi som feilsignalet for å utføre fasestyring, vil man se at problemet med plutselige endringer i armaturstrømmen og således armaturdreiemomentet også kan unngås ettersom svar på en trinnendring i f.eks. lastdreiemomentet,øker den korrigerende handling progressivt med tiden, istedenfor en trinnendring i lastdreiemomentet som bevirker en trinnendring i en korrigerende handling. increase, and this is used to advance the control pulses compared to the retarded situation as discussed above, so that the semiconductor switch element is switched on earlier during the main half-cycles to thus provide an increase in armature current and thus armature torque and speed. By using a signal representative of the time spent by the motor armature at speeds above and below a predetermined value as the error signal to perform phase control, it will be seen that the problem of sudden changes in armature current and thus armature torque can also be avoided as response to a step change in e.g. load torque, the corrective action increases progressively with time, instead of a step change in load torque causing a step change in a corrective action.

En spesielt enkel måte å oppnå detønskede signal er å tilveiebringe en mekanisk reguleringsanordning som er koblet til motorakselen og anordnet til å ha et par bryterkontakter som lukker eller åpner når en forutbestemt armaturhastighet oppnås eller overskrides. Med bryterkontaktene anordnet til å lukke når armaturhastigheten øker gjennom den ønskede verdi er pulstastforholdet for bryterkontaktene (tidene for lukkede kontakter/ åpne kontakter) representativt for forholdet mellom tiden som forbrukes av armaturen i å løpe ved eller i overkant av den ønskede hastighet og tiden som medgår for armaturen å løpe under den ønskede hastighet, i løpet av et passende tidsintervall. Åpningen og lukkingen av bryterkontaktene kan anvendes for å frembringe en spenning som er proporsjonal med pulstastforholdet, f.eks. ved å lade en kondensator hvilken virker som det reaktive elementet i den modifiserende kretsen, og tilveiebringe en utladningsbane for kondensatoren via bryterkontaktene. I dette tilfellet kan spenningsendringene over kondensatoren utjevnes ved å plassere en motstand i serie med bryterkontaktene. Spenningen over kondensatoren representerer således pulstastforholdet for bryterkontaktene slik den er utjevnet av kondensatoren selv og den tilknyttede motstand, og denne spenning avtar ettersom pulstastforholdet øker. A particularly simple way of achieving the desired signal is to provide a mechanical control device which is connected to the motor shaft and arranged to have a pair of switch contacts which close or open when a predetermined armature speed is reached or exceeded. With the switch contacts arranged to close when the armature speed increases through the desired value, the pulse duty ratio of the switch contacts (contacts closed/contacts open times) is representative of the ratio of the time spent by the armature running at or above the desired speed to the time elapsed for the fixture to run below the desired speed, during a suitable time interval. The opening and closing of the switch contacts can be used to produce a voltage proportional to the pulse key ratio, e.g. by charging a capacitor which acts as the reactive element in the modifying circuit, and providing a discharge path for the capacitor via the switch contacts. In this case, the voltage changes across the capacitor can be equalized by placing a resistor in series with the switch contacts. The voltage across the capacitor thus represents the pulse duty ratio for the switch contacts as equalized by the capacitor itself and the associated resistance, and this voltage decreases as the pulse duty ratio increases.

Oppfinnelsen tilveiebringer også et apparat for å styre kraft-tilførselen til en last, omfattende en triac for å styre strømmen The invention also provides an apparatus for controlling the power supply to a load, comprising a triac for controlling the current

I som tilføres lasten fra en vekselstrømstilførsel, en tidsbestemmelsekondensator koblet til å bli ladet under hver veksel-strømshalvsyklus, et triggerelement for å levere en styrepuls til triacen når spenningen over kondensatoren når en forutbestemt verdi, en tidsbestemmelsemotstand for tilførsel av strøm til å lade tidsbestemmelsekondensatoren, en helbølgediodebro som har sine vekselstrømsnoder koblet for å omdirigere en del av ladestrømmen fra nevnte tidsbestemmelsekondensator for derved å lade en ytterligere kondensator koblet over likestrømsnodene i broen, idet anordningen er slik at delen av strøm som omdirigeres er avhengig av spenningen over den ytterligere kondensator og en variabel motstandsutladningsbane for nevnte ytterligere kondensator og tilveiebragt innvendig i nevnte bro. In which is supplied to the load from an AC supply, a timing capacitor connected to be charged during each AC half cycle, a trigger element for supplying a control pulse to the triac when the voltage across the capacitor reaches a predetermined value, a timing resistor for supplying current to charge the timing capacitor, a full-wave diode bridge which has its alternating current nodes connected to redirect part of the charging current from said timing capacitor in order to thereby charge a further capacitor connected across the direct current nodes in the bridge, the device being such that the part of current which is redirected depends on the voltage across the further capacitor and a variable resistance discharge path for said additional capacitor and provided internally in said bridge.

Oppfinnelsen vil bli videre beskrevet under henvisning til vedlagte tegninger, hvor The invention will be further described with reference to the attached drawings, where

Fig. 1 er et kretsdiagram av en første utførelsesform av begge typer av oppfinnelsen, Fig. 2 er et kretsdiagram av en ytterligere utførelsesform av oppfinnelsen, Fig. 3 er et kretsdiagram av en tredje utførelsesform av oppfinnelsen, Fig. 4 viser monteringsanordningen for avtasteren som anvendes i utførelsesformen i fig. 3. Fig. 1 viser .en utførelsesform av oppfinnelsen i hvilken en vekselstrømsserie viklet motor omfattende dreibar armatur 4 Fig. 1 is a circuit diagram of a first embodiment of both types of the invention, Fig. 2 is a circuit diagram of a further embodiment of the invention, Fig. 3 is a circuit diagram of a third embodiment of the invention, Fig. 4 shows the mounting device for the scanner which is used in the embodiment in fig. 3. Fig. 1 shows an embodiment of the invention in which an alternating current series wound motor comprises rotatable armature 4

og to feltspoler 1 og 1' anvendes. Korresponderende klemmer på feltspolene 1 og 1' er koblet over en vekselstrømshoved-tilførsel, mens de andre klemmer i feltspolene er sammenkoblet ved hjelp av armaturen 4 i den elektriske motoren og en triac 5 som er koblet i serie med hverandre. En kondensator 2 og en motstand 3 som er koblet i serie med hverandre, er koblet mellom anoden og katoden i triacen 5 for således å tjene som and two field coils 1 and 1' are used. Corresponding terminals of the field coils 1 and 1' are connected across an AC main supply, while the other terminals of the field coils are interconnected by means of the armature 4 of the electric motor and a triac 5 connected in series with each other. A capacitor 2 and a resistor 3 connected in series with each other are connected between the anode and cathode of the triac 5 to thus serve as

et beskyttelsesnettverk for triacen. Det faktum at feltspolene j a protective network for the triac. The fact that the field coils j

!1 og 1<1>er i serie med triacen 5 og armaturen og er plassert mellom disse komponenter og hovedtilførselen hjelper til å hindre forstyrrelse frembragt av triacen i å bli innført tilbake i hovedtilførselen. !1 and 1<1> are in series with the triac 5 and the armature and are placed between these components and the main supply helping to prevent disturbance produced by the triac from being introduced back into the main supply.

Ved hensiktsmessig styring av triacen 5 kan strømmen og således kraften som tilføres armaturen 4 i motoren styres. Styrekretsen A for triacen 5 omfatter en motstand 6 og en kondensator 9 som er i serie med hverandre over triacen 5 og en motstand 7 og en diac. 8 som er koblet i serie med hverandre mellom porten i triacen 5 og forbindelsen mellom motstanden 6 og kondensatoren 9. By appropriate control of the triac 5, the current and thus the power supplied to the armature 4 in the motor can be controlled. The control circuit A for the triac 5 comprises a resistor 6 and a capacitor 9 which are in series with each other across the triac 5 and a resistor 7 and a diac. 8 which are connected in series with each other between the gate of the triac 5 and the connection between the resistor 6 and the capacitor 9.

Som man vil lett forstå, utfører kretsen A såkalt fasestyringAs will be easily understood, circuit A performs so-called phase control

av styringen av triacen 5. Det vil si, en styrepuls med passende polaritet påtrykkes via diacen 8 til porten på triacen 5,under hver halvsyklus av hovedtilførselen og tidsforsinkelsene mellom hver null-krysning i hovedtilførselen som inntreffer og den neste styrepuls som påtrykkes triacen 5, bestemmes ved hjelp av en tidskonstant tilknyttet kretsen A. Således blir under hver hovedhalvsyklus kondensatoren 9 ladet via en motstand 6 og når potensialet over kondensatoren 9 når en forutbestemt verdi trig-ges diacen 8 for således å bevirke en strømpuls for å påtrykkes porten i triacen 5. Selvfølgelig, ettersom forsinkelsene mellom hver null-kryssing og den neste styrepuls øker( vil mengden av kraft som tilføres av triacen 5 til motorarmaturen 4, og således armaturdreiemomentet begge minke. Så snart triacen styres på, vil den forbli i ledende tilstand inntil den øyeblikkelige hovedspenning faller i tilstrekkelig grad til at armatur-strømmen faller under "holdestrøm" for triacen. of the control of the triac 5. That is, a control pulse of appropriate polarity is applied via the diac 8 to the gate of the triac 5, during each half cycle of the main supply and the time delays between each zero crossing in the main supply that occurs and the next control pulse applied to the triac 5, is determined by means of a time constant associated with the circuit A. Thus, during each main half-cycle, the capacitor 9 is charged via a resistor 6 and when the potential across the capacitor 9 reaches a predetermined value, the diac 8 is triggered to thus cause a current pulse to actuate the gate of the triac 5 . Of course, as the delays between each zero crossing and the next control pulse increase (the amount of power supplied by the triac 5 to the motor armature 4, and thus the armature torque will both decrease. As soon as the triac is turned on, it will remain in the conducting state until the instantaneous main voltage drops to a sufficient extent that the armature current falls below the "holding current" of the triac.

Operasjonen av kretsen A modifiseres ved hjelp av nærvær av kretsen B som er koblet over kondensatoren 9. Man vil se at denne krets B hovedsakelig omfatter en kondensator 10 i serie med en brokrets som er generelt betegnet 18. Broen 18 omfatter fire dioder 11, 12, 15 og 17 anordnet i en helbølgekonfigurasjon med et par av motstående hjørner i broen, nemlig likestrømsnodene sammenkoblet begge ved hjelp av en motstand 14 og et par bryterkontakter 16 som er anordnet i serie med motstanden 14 og ved hjelp av en kondensator 13. De gjenværende hjørner, dvs. vekselstrømsnodene i broen er koblet til den høyre platen i kondensatoren 10 og den nedre platen i kondensatoren 9. Som det vil bli beskrevet i nærmere detalj senere, danner bryterkontaktene 16 del av en regulator som er festet til utgangsakselen for motoren og disse kontakter 16 er anordnet til å lukke seg når hastigheten av vinkelrotasjonen for motorakselen når The operation of the circuit A is modified by the presence of the circuit B which is connected across the capacitor 9. It will be seen that this circuit B mainly comprises a capacitor 10 in series with a bridge circuit which is generally designated 18. The bridge 18 comprises four diodes 11, 12 , 15 and 17 arranged in a full-wave configuration with a pair of opposite corners in the bridge, namely the DC nodes both interconnected by means of a resistor 14 and a pair of switch contacts 16 arranged in series with the resistor 14 and by means of a capacitor 13. The remaining corners, i.e. the AC nodes in the bridge are connected to the right plate of the capacitor 10 and the lower plate of the capacitor 9. As will be described in more detail later, the switch contacts 16 form part of a regulator attached to the output shaft of the motor and these contacts 16 are arranged to close when the speed of angular rotation of the motor shaft reaches

en forutbestemt verdi.a predetermined value.

Spenningen over kondensatoren 13 er en utjevnet likestrøms-spenning som korresponderer med pulstastforholdet (tid-lukket i forhold til tid-åpen forhold) for kontaktene 16 etter utjevning av kondensatoren 13 og motstanden 14. Ettersom pulstastforholdet for operasjonen av kontaktenel6 øker så vil spenningen over kondensatoren avta og omvendt. Antar man at kondensatoren 13 opprinnelig er utladet vil man se at denne kondensator kan lades gjennom motstanden 6 og kondensatoren 10 og via bryter-nettverket omfattende diodene 11, 12, 15 og 17. Således flyter under hovedhalvsyklusene når den øvre feltspolen 1 er positiv med hensyn til den nedre feltspolen 1',ladestrømmer for kondensatoren via motstanden 6 og kondensatoren 10 og dioden 11 til en plate i kondensatoren og via dioden 17 til den andre platen av kondensatoren. Kondensatoren 13 får således en ladning slik at dens venstre plate er positiv med hensyn til dens høyre plate. Tilsvarende måte flyter under hovedhalvsykluser når den nedre feltspolen 1' er positiv med hensyn til den øvre feltspolen 1, ladestrømmer til venstre plate i kondensatoren 13 via dioden 12 og til dens høyre plate via dioden 15, motstanden 6 og kondensatoren 10. Igjen har den venstre platen i kondensatoren en tendens til å bli positiv med hensyn til den høyre platen. Ser man nu bort i fra lekkasje i diodene under drift i sperreretning og dens egen indre lekkasje, er de eneste midler ved hvilke kondensatoren 13 kan utlade seg er via motstanden 14 og bryterkontakten 16. Hvis kontaktene 16 var The voltage across the capacitor 13 is an equalized direct current voltage which corresponds to the pulse duty ratio (time-closed in relation to time-open ratio) of the contacts 16 after equalization of the capacitor 13 and the resistor 14. As the pulse duty ratio for the operation of contact 16 increases, the voltage across the capacitor decrease and vice versa. Assuming that the capacitor 13 is initially discharged, it will be seen that this capacitor can be charged through the resistor 6 and the capacitor 10 and via the switch network comprising the diodes 11, 12, 15 and 17. Thus, during the main half-cycles when the upper field coil 1 is positive with respect to the lower field coil 1', charging currents for the capacitor via the resistor 6 and the capacitor 10 and the diode 11 to one plate of the capacitor and via the diode 17 to the other plate of the capacitor. The capacitor 13 thus receives a charge such that its left plate is positive with respect to its right plate. Similarly, during main half cycles when the lower field coil 1' is positive with respect to the upper field coil 1, charge flows to the left plate of capacitor 13 via diode 12 and to its right plate via diode 15, resistor 6 and capacitor 10. Again, the left has plate in the capacitor tends to become positive with respect to the right plate. Disregarding leakage in the diodes during blocking operation and its own internal leakage, the only means by which the capacitor 13 can discharge is via the resistor 14 and the switch contact 16. If the contacts 16 were

åpne hele tiden,ville spenningen over kondensatoren 13 øke inntil den var fullt oppladet. Når kontaktene 16 lukker seg vil kondensatoren 13 bli utladet med en tidskonstant som bestemmes av kapasitansverdien for kondensatoren 13 og motstandsverdien for motstanden 14. open all the time, the voltage across capacitor 13 would increase until it was fully charged. When the contacts 16 close, the capacitor 13 will be discharged with a time constant determined by the capacitance value of the capacitor 13 and the resistance value of the resistor 14.

i in

'Tar man nå i betraktning samvirket mellom kretsene A og B,'Now taking into account the interaction between circuits A and B,

vil man se at det under hver halvsyklus, før diacen 8. trigger, flyter det en ladestrøm via ladestrømmen 6 for å lade kondensatoren 9. Størrelsen av strømmen som kan strømme gjennom motstanden 6 er begrenset av dens egen motstand i forhold til hovedtilførselsspenningen, slik at hvis man antar at potensialet over kondensatoren 9 ikke er tilstrekkelig til å bevirke trigging av diacen 8, kan strømmen som flyter til motstanden 6 lade enten kondensatoren 9 eller kondensatoren 10 eller begge. Endringshastigheten for potensialet over hver av disse konden-satorer 9 og 10 vil selvfølgelig avhenge av de respektive ladestrømmer som tilføres dem( og fordi den totale tilgjengelige strøm for lading av kondensatoren er begrenset av motstanden 6, vil man forstå at hvis mere strøm trekkes av kondensatoren 10 vil økningshastigheten i spenningen over kondensatoren 9 med hensyn til tiden være mindre, slik at tidsforsinkelsen mellom hver hovedtilførsels-null-kryssing og triggingen av diacen 8 it will be seen that during each half cycle, before the diac 8. triggers, a charging current flows via the charging current 6 to charge the capacitor 9. The amount of current that can flow through the resistor 6 is limited by its own resistance in relation to the main supply voltage, so that assuming that the potential across the capacitor 9 is not sufficient to effect the triggering of the diac 8, the current flowing to the resistor 6 can charge either the capacitor 9 or the capacitor 10 or both. The rate of change of the potential across each of these capacitors 9 and 10 will of course depend on the respective charging currents supplied to them (and because the total current available for charging the capacitor is limited by the resistor 6, it will be understood that if more current is drawn from the capacitor 10, the rate of increase in the voltage across the capacitor 9 with respect to time will be less, so that the time delay between each main supply zero crossing and the triggering of the diac 8

(og således styring av triacen 5) vil være lenger. Strømmen som vil flyte for å lade kondensatoren 10 vil avhenge av spenningen på høyre plate av kondensatoren 10 og denne spenning bestemmes av spenningen over kondensatoren 13. (and thus control of the triac 5) will be longer. The current that will flow to charge the capacitor 10 will depend on the voltage on the right plate of the capacitor 10 and this voltage is determined by the voltage across the capacitor 13.

Det antas at motoren løper med en hastighet i overkant av armaturhastigheten ved hvilken kontaktene 16 lukker. ' Ettersom denne situasjonen vedvarer øker tiden som kontaktene 16 er lukket, slik at pulstastforholdet for operasjonen av kontaktene 16 øker. Således minsker spenningen over kondensatoren 13, hvilken korresponderer med pulstastforholdet for kontaktene 16, utjevnet i tid, ettersom kondensatoren utlades via motstanden 14. Under disse omstendigheter vil spenningen over kondensatoren 13 falle dessto lavere jo lenger motoren forblir i overhastighet. Med kondensatoren som har kun en lav spenning over seg, kan en relativt stor ladestrøm flyte via motstanden 6 til kondensatoren 10 for således å omdirigere strøm fra kondensatoren 9 med det resultat at kondensatoren 9 lader kun meget langsomt. Kompo-nentverdier er fortrinnsvis kun valgt slik at under disse tilstander trigger diacen 8 meget sent, hvis i det hele tatt, It is assumed that the motor runs at a speed in excess of the armature speed at which the contacts 16 close. As this situation persists, the time that the contacts 16 are closed increases, so that the pulse key ratio for the operation of the contacts 16 increases. Thus, the voltage across the capacitor 13, which corresponds to the pulse key ratio of the contacts 16, decreases in time, as the capacitor discharges via the resistor 14. Under these circumstances, the voltage across the capacitor 13 will drop all the lower the longer the motor remains in overspeed. With the capacitor having only a low voltage across it, a relatively large charging current can flow via the resistance 6 to the capacitor 10 to thus redirect current from the capacitor 9 with the result that the capacitor 9 only charges very slowly. Component values are preferably only chosen so that under these conditions the diacen 8 triggers very late, if at all,

under hver hovedtilførselshalvsyklus, med det resultat at meget liten eller ingen strøm leveres til armaturen i den elektriske motoren. during each main supply half cycle, with the result that very little or no current is supplied to the armature of the electric motor.

<!>Armaturdreiemomentet faller således til en lav eller ubetydeligj verdi og armaturen senker derfor farten ned mot den ønskede hastighet. <!>The armature torque thus falls to a low or negligible value and the armature therefore slows down towards the desired speed.

I overhastighetssituasjonen, dvs. hvor armaturhastigheten er i overkant av den ønskede hastighet, øker graden av korrigerende handling, nemlig retarderingen av fasen av styrepulsene til triacen 5, progressivt jo lengre overhastighetssituasjonen vedvarer. Økningshastigheten i korrigerende handling bestemmes av tidskonstanten tilknyttet utladningen av kondensatoren 13 via motstanden 14 når kontaktene 16 er lukket. Det er klart at graden av korrigerende handling ikke kan øke uendelig og er begrenset til en verdi som korresponderer med situasjonen hvor kondensatoren 13 er stort sett fullt utladet. Således, som svar på en reduksjon i en last på motoren, istedenfor at armaturen akselererer plutselig gjennom den ønskede hastighet med en høy armaturstrøm og så øyeblikkelig får armaturstrømmen avbrudt for således å redusere det akselererende dreiemoment til null, In the overspeed situation, i.e. where the armature speed is in excess of the desired speed, the degree of corrective action, namely the retardation of the phase of the control pulses of the triac 5, increases progressively the longer the overspeed situation persists. The rate of increase in corrective action is determined by the time constant associated with the discharge of the capacitor 13 via the resistor 14 when the contacts 16 are closed. It is clear that the degree of corrective action cannot increase infinitely and is limited to a value corresponding to the situation where the capacitor 13 is substantially fully discharged. Thus, in response to a reduction in a load on the motor, instead of the armature suddenly accelerating through the desired speed with a high armature current and then instantly having the armature current cut off so as to reduce the accelerating torque to zero,

slik det ville skje med en enkel på/av form av hastighets-styring, som følge av en endring i lastdreiemoment, vil armaturen akselerere gjennom den ønskede hastighet og så snart som dette skjer vil korrigerende handling i form av retardasjon av fasen av styrepulsene begynne å finne sted og retardasjonen vil øke progressivt med tiden inntil armaturstrømmen er i alt vesentlig fullt avbrudt. Armaturhastigheten går således jevnt tilbake til denønskede verdi. as would happen with a simple on/off form of speed control, as a result of a change in load torque, the armature will accelerate through the desired speed and as soon as this happens, corrective action in the form of deceleration of the phase of the control pulses will begin take place and the deceleration will increase progressively with time until the armature current is essentially completely interrupted. The armature speed thus returns smoothly to the desired value.

Hvis motoren løper med en hastighet under hastigheten ved hvilken kontaktene 16 lukker, vil kondensatoren 13 være fullt ladet med det resultat at den høyre platen i kondensatoren 10 vil opprettholdes på en korresponderende spenning. Ettersom hovedtilførselsspenningene øker i en retning efter en null-kryssning, kan lite av strømmen som flyter gjennom motstanden 6 flyte til å lade kondensatoren 10 med det resultat at istedenfor lader den kondensatoren 9. Når spenningen over kondensatoren når tilstrekkelig verdi trigger diacen 8, hvilket bevirker at en strømpuls påtrykkes porten i triacen 5 for således å muliggjøre at armaturstrømmen kan flyte for den gjenværende del av den hovedtilførselshalvsyklusen. Verdiene av komponentene i kretsen A og spesielt motstandsverdien i motstanden 6 og kapasi- ,tansen i kondensatoren 9 velges slik at når kondensatoren 13 er fullt ladet og således hindrer kondensatoren 10 i å lade seg, vil kondensatoren 9 lade seg tilstrekkelig hurtig til at triacen styres på meget tidlig under hver halvsyklus, med det resultat If the motor runs at a speed below the speed at which the contacts 16 close, the capacitor 13 will be fully charged with the result that the right plate of the capacitor 10 will be maintained at a corresponding voltage. As the main supply voltages increase in one direction after a zero crossing, little of the current flowing through the resistor 6 can flow to charge the capacitor 10 with the result that it instead charges the capacitor 9. When the voltage across the capacitor reaches a sufficient value the diode 8 triggers, causing that a current pulse is applied to the gate in the triac 5 to thus enable the armature current to flow for the remaining part of the main supply half-cycle. The values of the components in the circuit A and especially the resistance value in the resistor 6 and the capacitance in the capacitor 9 are chosen so that when the capacitor 13 is fully charged and thus prevents the capacitor 10 from charging, the capacitor 9 will charge sufficiently quickly for the triac to be controlled on very early during each half-cycle, with the result

at praktisk talt full effekt påtrykkes motorarmaturen 4.that practically full power is applied to the motor armature 4.

Man vil se at motstanden 14 fremkommer kun i utladningsbanen for kondensatoren 13, mens kondensatoren 13 lades via diodene som danner broen. Dette betyr at hastigheten med hvilken kondensatoren 13 lader seg som følge av motordriften under den ønskede hastighet kan anordnes til å være større enn dens utladningshastighet når motoren løper med overhastighet. Således kan økningshastigheten i den korrigerende handling It will be seen that the resistance 14 appears only in the discharge path for the capacitor 13, while the capacitor 13 is charged via the diodes which form the bridge. This means that the rate at which the capacitor 13 charges as a result of the engine running below the desired speed can be arranged to be greater than its discharge rate when the engine is running at overspeed. Thus, the rate of increase in the corrective action can

som tas, nemlig fasefremføring av styrepulsene til triacen 5, som følge av at motoren løper under hastigheten, øke tilstrekkelig hurtig ettersom den lave hastighetssituasjon vedvarer slik at den korrigerende handling kan foretas relativt tidlig slik at armaturhastigheten ikke faller til en uønsket lav verdi. which is taken, namely phase advance of the control pulses to the triac 5, as a result of the motor running under speed, increase sufficiently quickly as the low speed situation persists so that the corrective action can be taken relatively early so that the armature speed does not fall to an undesirably low value.

Små variasjoner i armaturhastigheten tar en relativt kortere tid å korrigere enn relativt store variasjoner og kan korrigeres før kondensatoren 13 kan anta den ene eller den andre av sine begrensende tilstander (dvs. fullt utladet eller fullt ladet). For således relativt små variasjoner i armaturhastighet foretas relativt mindre grader av korrigerende handling for således å unngå den situasjon f.eks. at et lite fall i hastighet motvirkes ved påtrykning av full armaturstrøm. Kretsen opererer slik at akkurat tilstrekkelig kraft tilføres til armaturen for å opprettholde den ønskede hastighet. Small variations in the armature speed take a relatively shorter time to correct than relatively large variations and can be corrected before the capacitor 13 can assume one or the other of its limiting states (ie fully discharged or fully charged). Thus, for relatively small variations in armature speed, relatively minor degrees of corrective action are taken in order to thus avoid the situation, e.g. that a small drop in speed is counteracted by applying full armature current. The circuit operates so that just enough power is supplied to the armature to maintain the desired speed.

Som beskrevet tidligere danner kontaktene 16 del av en mekanisk regulator som er koblet til utgangsakselen for motoren og er anordnet til å lukke når hastigheten av vinkelrotasjonen for utgangsakselen øker gjennom en forutbestemt verdi. En slik regulator kan f.eks. omfatte et par armer som bæres av, og montert for dreiebevegelse relativt til, akselen og som er anordnet til å øke deres helningsvinkel med hensyn til akselen som følge av økning i sentrifugalkraft som tilveiebringes ved As described earlier, the contacts 16 form part of a mechanical regulator which is connected to the output shaft of the motor and is arranged to close when the rate of angular rotation of the output shaft increases through a predetermined value. Such a regulator can e.g. comprising a pair of arms carried by, and mounted for rotary motion relative to, the shaft and arranged to increase their angle of inclination with respect to the shaft as a result of increase in centrifugal force provided by

i øket vinkelmessig rotasjonshastighet for akselen. Til disse to in increased angular rotational speed of the shaft. To these two

'kobles et element som bærer en av bryterkontaktene, og anordningen er slik at etter som helningene av armene relativt akselen øker, beveger elementet som bærer bryterkontaktene seg aksielt relativt akselen. En stasjonær kontakt kan anordnes relativt kontakten som bæres av det roterende element slik at når hastigheten av vinkelrotasjonen for utgangsakselen når en forutbestemt verdi danner kontaktene forbindelse med hverandre. De relative posisjoner for de to kontaktene kan være justerbare slik at hastigheten ved hvilken kontaktene lukker kan forut-velges. En tilsvarende anordning til den som er beskrevet ovenfor med unntagelse av at dens kontakter åpner ved en forutbestemt hastighet,er vist i britisk patent nr. 1,222,893, og det vil være innlysende for fagfolk hvordan bryterkontaktene som er vist der, kan anordnes for å lukke når en forutbestemt hastighet overskrides. an element carrying one of the switch contacts is connected, and the arrangement is such that as the inclinations of the arms relative to the shaft increase, the element carrying the switch contacts moves axially relative to the shaft. A stationary contact can be arranged relative to the contact carried by the rotating element so that when the speed of the angular rotation of the output shaft reaches a predetermined value, the contacts form a connection with each other. The relative positions of the two contacts can be adjustable so that the speed at which the contacts close can be preselected. A similar arrangement to that described above except that its contacts open at a predetermined rate is shown in British Patent No. 1,222,893 and it will be apparent to those skilled in the art how the switch contacts shown therein can be arranged to close when a predetermined speed is exceeded.

Man vil forstå at selvom halvlederbryterelementet fortrinnsvis er en triac trenger det ikke å være dette. F.eks. kunne to SCR-organer plassert rygg mot rygg i en brokonfigurasjon anvendes. It will be understood that although the semiconductor switching element is preferably a triac, it need not be this. E.g. two SCR devices placed back to back in a bridge configuration could be used.

Likeledes er betydelig variasjon mulig i operasjonsmåten for bryterkontaktene. Således kunne kretskonfigurasjonen endres til å anvende kontakter som åpner når en forutbestemt hastighet nåes eller overskrides, i hvilket tilfelle regulatoren, som er beskrevet i britisk patent nr. 1,222,893, kunne anvendes uten modifikasjon. Likewise, considerable variation is possible in the mode of operation of the switch contacts. Thus, the circuit configuration could be changed to use contacts which open when a predetermined speed is reached or exceeded, in which case the regulator described in British Patent No. 1,222,893 could be used without modification.

Fig.. 2 viser en slik utførelse hvor like henvisningstall er blitt anvendt for å indikere komponenter som utfører den samme funksjon som i fig. 1. Hovedforskjellen mellom denne utførelse og den i fig. 1 er at utførelsen i fig. 2 er anordnet til å operere méd et par bryterkontakter 16<1>som åpner med økende armaturhastighet. Spenningen over kondensatoren 13 i diodebroen øker således jo lengre motorarmaturen 4 tilbringer i overkant av hastigheten ved hvilken kontaktene 16 åpner, og i betraktning av dette modifiseres kretsen slik at ledetilstandsvinkelen avtar ettersom kondensatoren 13 lades. Fig. 2 shows such an embodiment where the same reference numbers have been used to indicate components that perform the same function as in fig. 1. The main difference between this embodiment and the one in fig. 1 is that the embodiment in fig. 2 is arranged to operate with a pair of switch contacts 16<1> which open with increasing armature speed. The voltage across the capacitor 13 in the diode bridge thus increases the longer the motor armature 4 spends in excess of the speed at which the contacts 16 open, and in consideration of this the circuit is modified so that the conduction angle decreases as the capacitor 13 is charged.

I utførelsesformen i fig. 2 er derfor verdiene av tidsbestemmelsemotstanden 6' anordnet slik at når kondensatoren 13 er fullt ladet leveres styrepulsene for triacen 5 sent, hvis i det hele tatt, under hver hovedtilførselshalvsyklus. Diodebroen er koblet i serie med en motstand 20 og disse samvirker til å tilveiebringe en alternativ bane for ladestrømmen for tidsbestemmelsekondensatoren 9. Dessto lavere spenningen er over kondensatoren 13, dess mer strøm trekkes for å lade denne kondensator via diodebroen, og øker således ladestrømmen via motstanden 20 til kondensatoren 9. Følgelig vil spenningen over kondensatoren 13 være lavere, styrepulsen leveres til triacen 5 tidligere i hver hovedtilførselshalvsyklus og derfor er kraften som leveres til motorarmaturen 4 større. Man vil forstå at justering av motstandsverdien i motstanden 20 kan utføres til å bestemme den maksimale kraft som påtrykkes motorarmaturen 4. In the embodiment in fig. 2, the values of the timing resistor 6' are therefore arranged so that when the capacitor 13 is fully charged, the control pulses for the triac 5 are delivered late, if at all, during each main supply half cycle. The diode bridge is connected in series with a resistor 20 and these cooperate to provide an alternative path for the charging current for the timing capacitor 9. The lower the voltage across the capacitor 13, the more current is drawn to charge this capacitor via the diode bridge, thus increasing the charging current via the resistor 20 to the capacitor 9. Consequently, the voltage across the capacitor 13 will be lower, the control pulse is delivered to the triac 5 earlier in each main supply half-cycle and therefore the power delivered to the motor armature 4 is greater. It will be understood that adjustment of the resistance value in the resistor 20 can be carried out to determine the maximum force applied to the motor armature 4.

Bortsett fra de ovenfor nevnte forskjeller er operasjonenApart from the above mentioned differences is the operation

av utførelsesformen i fig. 2 helt analog med den i utførelsen i fig. 1. Som med utførelsen i fig. 1 er spenningen over kondensatoren 13 representativ for pulstastforholdet av operasjonen av bryterkontaktene og utjevnes av motstanden 14. Når en overhastighet eller underhastighet situasjon inntreffer øker den korrigerende handling som foretas progressivt ettersom situasjonen vedvarer for derved å oppnå en jevn operasjon av motoren. of the embodiment in fig. 2 completely analogous to the one in the embodiment in fig. 1. As with the embodiment in fig. 1, the voltage across the capacitor 13 is representative of the pulse key ratio of the operation of the switch contacts and is equalized by the resistor 14. When an overspeed or underspeed situation occurs, the corrective action taken increases progressively as the situation persists to thereby achieve a smooth operation of the motor.

Pulsutmatningen som er tilgjengelig fra bryterkontaktene enten de nå er anordnet til å lukke eller åpne når en forutbestemt hastighet nås, kan formes på andre måter. F.eks. kan en bryter tilveiebringes som opererer ved hver omdreining av armaturen. The pulse output available from the switch contacts whether they are now arranged to close or open when a predetermined speed is reached can be shaped in other ways. E.g. a switch can be provided which operates at each turn of the armature.

En slik bryter kunne være mekanisk, magnetisk eller optisk f.eks., og fra utgangen fra en slik bryter kan det frembringes en pulsbølgeform som har et pulstastforhold som er bestemt av forholdet i tiden som tilbringes av armaturen overfor eller under den ønskede hastighet. En slik anordning ville imidlertid være ganske mer komplisert enn den spesielt enkle og effektive anordning i utførelsesformene i fig. 1 og 2. Such a switch could be mechanical, magnetic or optical for example, and from the output of such a switch a pulse waveform can be produced which has a pulse key ratio which is determined by the ratio of the time spent by the armature above or below the desired speed. However, such a device would be rather more complicated than the particularly simple and effective device in the embodiments in fig. 1 and 2.

Utførelsesformen i fig. 3 er generelt lik den i fig. 1 og den etterfølgende beskrivelse vil derfor bli begrenset stort sett til forskjellene. Det finnes en liten forskjell i tidsbestemmelsekretsen slik at for enkelthets skyld er motstanden 6 koblet til i forbindelsen mellom motstanden 2 og kondensatoren 3 istedenfor til topp-(i figuren) enden av motstanden 6. Hovedforskjellen finnes imidlertid i kretsblokken B. Således er det istedenfor bryterkontaktene 16 tilstede en.NPN-transistor 51 og en avtastingsspole 50 koblet over emitteren og basisen av transistoren 51. Avtastingsspolen 50 er tilknyttet en eller flere permanente magneter som er koblet til armaturen for motoren for rotasjon med denne og avtastingsspolen 50 er plassert til-liggende banen for den permanente magneten eller magnetene, slik at EMF-pulser induseres i denne som følge av de magnetiske fluksvariasjoner som tilveiebringes av rotasjonen av magneten eller magnetene. Det er klart at dessto hurtigere motorarmaturen 4 rotererer, dess større vil amplituden av de induserte EMF-pulser som leveres av avtastingsspolen 50 til basisen av transistoren 51 bli. Hver puls fra avtastingsspolen 50 bevirker transistoren 51 til å lede for derved å tilveiebringe en utladningsbane for kondensatoren 13 via motstanden 14, slik at transistorens 51 kollektorstrøm øker med økende armaturhastighet. The embodiment in fig. 3 is generally similar to that of FIG. 1 and the subsequent description will therefore be largely limited to the differences. There is a slight difference in the timing circuit so that, for simplicity, the resistor 6 is connected in the connection between the resistor 2 and the capacitor 3 instead of to the top (in the figure) end of the resistor 6. The main difference, however, is in the circuit block B. Thus, instead of the switch contacts 16 present an NPN transistor 51 and a sense coil 50 connected across the emitter and base of the transistor 51. The sense coil 50 is connected to one or more permanent magnets which are connected to the armature of the motor for rotation with it and the sense coil 50 is located adjacent to the path for the permanent magnet or magnets, so that EMF pulses are induced therein as a result of the magnetic flux variations provided by the rotation of the magnet or magnets. It is clear that the faster the motor armature 4 rotates, the greater will be the amplitude of the induced EMF pulses delivered by the sensing coil 50 to the base of the transistor 51. Each pulse from the pickup coil 50 causes the transistor 51 to conduct thereby providing a discharge path for the capacitor 13 via the resistor 14, so that the collector current of the transistor 51 increases with increasing armature speed.

Hvis man antar at kondensatoren 13 opprinnelig er utladet ved starten av en hovedtilførselshalvsyklus, vil den starte lading ettersom hovedtilførselsbølgeformen øker i størrelse via kondensatoren 10 og de dioder i broen, f.eks. diodene 11 og 11, som er drevet i fremretningen under denne hovedtilførselshalv-syklus. Kondensatoren 9 lader således mere langsomt enn hvis kretsblokken B ikke var tilstede og dette fører til en for-sinkelse i diacens8påstyring av triacen 5. Ettersom kondensatoren 13 befinner seg i diodebroen og den eneste rute ved hvilken den kan utlades er via motstanden 14 og kollektoren til emitterkretsen i transistoren 51, er den effektive motstand i utladningsbanen avhengig av amplituden av pulsene som tilføres av avtastingsspolen 50 og således rotasjonshastigheten for armaturen 4. Man vil forstå at kretsblokken B og også rotasjonshastigheten for armaturen 4 når likevektverdier når ladings- dg utladingsstrømmene for kondensatoren 13 balanseres. Hvis således armatur-rotasjonshastigheten er større enn dens likevektsverdi vil spenningen over kondensatoren 13 ha tendens til å falle og som følge av dette vil den ha tendens til å gjen-lade via kondensatoren 10 og således omdirigere strøm fra kon- . Assuming that capacitor 13 is initially discharged at the start of a main supply half cycle, it will start charging as the main supply waveform increases in size via capacitor 10 and the diodes in the bridge, e.g. diodes 11 and 11, which are driven in the forward direction during this main supply half cycle. The capacitor 9 thus charges more slowly than if the circuit block B were not present and this leads to a delay in the control of the triac 5. As the capacitor 13 is located in the diode bridge and the only route by which it can be discharged is via the resistor 14 and the collector of emitter circuit in the transistor 51, the effective resistance in the discharge path depends on the amplitude of the pulses supplied by the sensing coil 50 and thus the rotation speed of the armature 4. It will be understood that the circuit block B and also the rotation speed of the armature 4 reach equilibrium values when the charging and discharging currents for the capacitor 13 be balanced. If the armature rotation speed is thus greater than its equilibrium value, the voltage across the capacitor 13 will tend to fall and, as a result, it will tend to recharge via the capacitor 10 and thus redirect current from the capacitor.

densatoren 9. Som et resultat av dette vil påstyring av j triacen 5 under hver hovedtilførselshalvsyklus forsinkes, slik ' at armaturdreiemomentet og således armaturehastigheten falle tilbake mot likevektsverdien og denne prosess fortsetter inntil likevekt nåes. Hvis likeledes motoren er igang under likevektsverdien, vil kondensatoren 13 bli fullt ladet slik at hele lade-strømmen fra tidsbestemmelsemotstanden 6 vil være tilgjengelig the densator 9. As a result of this, control of the j triac 5 during each main supply half cycle will be delayed, so that the armature torque and thus the armature speed fall back towards the equilibrium value and this process continues until equilibrium is reached. If the motor is also running below the equilibrium value, the capacitor 13 will be fully charged so that the entire charging current from the timing resistor 6 will be available

til å lade kondensatoren 9. Påstyringen av triacen 5 under hver halvsyklus vil således fremføres, hvilket gir opphav til en økning i armaturdreiemoment og således hastighet. Igjen vil prosessen fortsette inntil armaturhastigheten når likevektsverdien . to charge the capacitor 9. The control of the triac 5 during each half cycle will thus be advanced, which gives rise to an increase in armature torque and thus speed. Again, the process will continue until the armature speed reaches the equilibrium value.

Man vil forstå at som i de tidligere utførelser tar spenningen over kondensatoren 13 en bestemt tid for å endre verdi og ved hensiktsmessig valg av tidskonstant tilknyttet kondensatoren 13 er det mulig å tilveiebringe at kretsen vil ta en jevn korrigerende handling som følge av en plutselig endring i, f.eks., lastdreiemomentet på armaturen. Det faktum at kondensatoren 13 er koblet til likestrømsnodene i helbølgebroen muliggjør at denne kondensator kan øve innflytelse på ladingen av kondensatoren 9 under positive og negative hovedtilførselshalvsykluser mens polariteten for spenningen over kondensatoren 13 tillates å opprettholde en konstant polaritet slik at tidskonstanten tilknyttet kondensatoren 13 kan bli lenger, i betydelig grad hvis ønskelig, enn hovedtilførselsbølgeformens tidsperiode. It will be understood that, as in the previous embodiments, the voltage across the capacitor 13 takes a certain time to change value and by appropriate selection of the time constant associated with the capacitor 13 it is possible to provide that the circuit will take a smooth corrective action as a result of a sudden change in , e.g., the load torque on the armature. The fact that the capacitor 13 is connected to the DC nodes of the full-wave bridge enables this capacitor to exert an influence on the charging of the capacitor 9 during positive and negative main supply half-cycles while the polarity of the voltage across the capacitor 13 is allowed to maintain a constant polarity so that the time constant associated with the capacitor 13 can be longer , significantly if desired, than the main supply waveform's time period.

Fig. 4 viser hvorledes avtastingsspolen 50 kan monteres med hensyn til motoren. Som vist strekker motorakselen som bærer armaturen,seg fra en ende av motorrammen 53 og har festet der-til en knott 54 som bærer en kjølevifte 55 for motoren. Også festet til knotten 54 er en permanent magnetenhet 56 som omfatter fire magnetiske polpar, hvor parene er adskilt fra hverandre med lik vinkel. Avtastingsspolen 50 er montert på en monteringsplate 52 som er dreibart koblet ved hjelp av et hengsel 57 til et støtteelement 58 koblet til motorrammen 53. Ved enden av monteringsplaten 52 motsatt hengselet 57 står monteringsplaten 52 i inngrep med en justeringskam 59 anordnet slik at rotasjonen av justeringskammen bevirker at avstanden mellom magnetene i enheten 56 og polstykket i avtastingsspolen 1 Fig. 4 shows how the sensing coil 50 can be mounted with respect to the motor. As shown, the motor shaft which carries the armature extends from one end of the motor frame 53 and has attached thereto a knob 54 which carries a cooling fan 55 for the motor. Also attached to the knob 54 is a permanent magnet unit 56 comprising four magnetic pole pairs, the pairs being separated from each other by an equal angle. The sensing coil 50 is mounted on a mounting plate 52 which is rotatably connected by means of a hinge 57 to a support element 58 connected to the motor frame 53. At the end of the mounting plate 52 opposite the hinge 57, the mounting plate 52 engages with an adjustment cam 59 arranged so that the rotation of the adjustment cam causes the distance between the magnets in the unit 56 and the pole piece in the sensing coil 1

,50 kan justeres. Det er klart at dessto nærmere polstykket er j til magnetenheten 56, dessto større vil størrelsen av pulsene som induseres i avtastingsspolen 50 være for en gitt armaturhastighet og derfor dessto høyere vil den gjennomsnittlige ut-ladningsstrøm gjennom motstanden 14 være. Således er en spesielt enkel måte for å justere likevektshastigheten for motoren å justere kammen 59 for derved å variere avstanden mellom magnetenheten 56 og polstykket i avtasteren 50 inntil ønsket armaturhastighet nåes. .50 can be adjusted. It is clear that the closer the pole piece is to the magnet assembly 56, the greater the size of the pulses induced in the sensing coil 50 will be for a given armature speed and therefore the higher the average discharge current through the resistor 14 will be. Thus, a particularly simple way to adjust the equilibrium speed for the motor is to adjust the cam 59 to thereby vary the distance between the magnet unit 56 and the pole piece in the pickup 50 until the desired armature speed is reached.

Claims

1. Apparatus for controlling the power supply to a load, comprising a semiconductor switch element for controlling the current supplied to the load from an alternating current supply, and circuitry for delivering control pulses to the semiconductor switch element for operating it in a phase-controlled manner, the circuit comprising (a) a time determination circuit comprising a resistance element and a reactive element which determines a time constant, characterized by a circuit (B) which can modify said time constant depending on the control signal to achieve a variable phase control of the operation of the semiconductor switch element (5).

2. Apparatus as stated in claim 1 where the phase control circuit is capable of controlling the semiconductor switching element over a range of conduction state angles, characterized in that the unmodified time constant determined by the resistance (6; 6') and the reactive elements (9) corresponds with one of the limiting values of the conduction angle and where the modifying circuit (B) is arranged to provide variation in the time constant to correspond with the remaining conduction angle values within the said range.

3. Apparatus as stated in claim 2, characterized in that the unmodified time constant corresponds to the minimum conduction state angle in said area.

4. Apparatus as specified in claim 2, characterized in that the unmodified time constant corresponds to the maximum conduction angle in the said range.

5. Apparatus as stated in one of the preceding claims, characterized in that the modifying circuit (B) comprises a further reactive element (13) arranged to store said signal between successive half-cycles of said supply and a full-wave diode bridge (11, 12, 15 , 17) whose alternating current nodes are connected to the timing circuit, and the further reactive element (13) is connected across the bridge's direct current nodes.

6. Apparatus as stated in claim 5, characterized in that the alternating current nodes in the bridge (11, 12, 15, 17) are finally connected in parallel with the resistance element (6 <1> ) in the timing circuit.

7. Apparatus as stated in claim 5, characterized in that the alternating current nodes in the bridges are connected in parallel with the reactive element (9) in the timing circuit.

8. Apparatus as stated in claim 5, 6 or 7, characterized in that the reactive element (9) in the timing circuit is a capacitor.

9. Apparatus as stated in claim 8, characterized in that the capacitor (9) is arranged to be charged via the resistance element (6, 6') during half cycles of the alternating current supply and the modifying circuit (B) is able to redirect charging current from the capacitor (9) to thus vary its charge rate.

10. Apparatus as stated in claim 8 or 9, characterized in that the further reactive element (13) is a further capacitor.

11. Apparatus as stated in claims 9 and 10, characterized in that the modifying circuit (A) is connected in such a way that the part of current that is redirected is dependent on the voltage across the additional capacitor (13). :

12. Apparatus as stated in claim 11, characterized ! in that a discharge path (14, 16) is provided for the further capacitor (13) inside the bridge (11, 12, 15, 17) and that the device is such that the conductivity in the discharge path is dependent on the control signal.

13. Apparatus as stated in one of the preceding claims, characterized in that the modifying circuit includes a transducer (16) to perform closed-loop control of the operation of the load (4).

14. Apparatus as specified in claims 12 and 13, characterized in that the output from the transducer (16) controls the conductivity of said discharge path.

15. Apparatus as stated in claim 13 or 14, characterized in that the load (4) is an electric motor and the transducer (16) is adapted to provide a signal which is representative of the motor armature speed.

16. Apparatus as stated in claim 15, characterized in that the device is such that the electrical signal stored by the further reactive element is representative of the ratio of the times that have been spent, during a period of time, of the motor armature while running above or below a predetermined speed.

17. Apparatus as stated in claim 15 or 16, characterized in that the transducer (16) consists of a pair of mechanical switch contacts capable of changing switch states at a predetermined motor armature speed.

18. Apparatus as stated in claim 17 and claim 10, 11 or 12, characterized in that the switch contacts (16) are connected in parallel with the further capacitor (13) ..

19. Apparatus as stated in claim 17 and in claim 10, 11 or 12, characterized in that the transducer is a sensing coil (50) arranged to have EMF pulses induced in it with amplitudes proportional to the motor armature speed^; where the sensing coil (50) is arranged to operate a transistor (51) connected across said additional capacitor (13).

20. Apparatus as set forth in claim 19, characterized in that the transducer (50) is mounted on an element (52) which is movable towards and away from the path of movement of at least one magnet (53) which is carried by the motor armature so as to provide adjustability for the set fixture speed.

21. Apparatus as stated in one of claims 16-20, characterized in that the motor is a double field motor, where the field coils (1, 1') for the motor are arranged in series with resp. supply lines to the semiconductor switch element (5).

22. Apparatus as stated in one of the preceding claims, characterized in that the semiconductor switch element (5) is a triac.

23. Apparatus as stated in claim 22, characterized by a diac (8) connected between a gate in the triac and the timing circuit.