NO770696L

NO770696L - PROCEDURE AND APPARATUS FOR DECODING MULTI FREQUENCY SIGNALS

Info

Publication number: NO770696L
Application number: NO770696A
Authority: NO
Inventors: Dennis Edwin Rittenhouse
Original assignee: Northern Telecom Ltd
Priority date: 1976-03-03
Filing date: 1977-03-01
Publication date: 1977-09-06
Also published as: SE7702418L; GB1532103A; DE2709370A1; NL186057C; AU508271B2; DK88877A; SE424129B; BE852056A; JPS52107708A; FR2343377A1; FR2343377B1; NL7702219A; NL186057B; CA1031086A; AU2244877A

Description

Mottaker for flerfrekvenssignalering.Receiver for multi-frequency signaling.

Oppfinnelsen angår en mottager for flerfrekvenssignalering for dekoding av forutbestemte kombinasjoner av lydfrekvenssignaler for utledning av signalinformasjon, omfattende en inngang for mottagning av lydfrekvenssignalene, filteret for å skille de mottatte signaler i adskilte høye og lave frekvensbånd, en digitaldetektor for det høye frekvensbånd for detektering av de enkelte forutbestemte frekvenser i dette frekvensbånd og for indikering av disse, en digitaldetektor for det lave frekvensbånd for detektering av de enkelte forutbestemte frekvenser i dette frekvensbånd og for indikering av disse, og en utgangskrets for indikering av de detekterte frekvenser som følge av hovedsakelig samtidig og konstant indikering i de to detektorer i forutbestemte tidsrom. The invention relates to a receiver for multi-frequency signaling for decoding predetermined combinations of audio frequency signals for the derivation of signal information, comprising an input for receiving the audio frequency signals, the filter for separating the received signals into separate high and low frequency bands, a digital detector for the high frequency band for detecting the certain predetermined frequencies in this frequency band and for indicating these, a digital detector for the low frequency band for detecting the individual predetermined frequencies in this frequency band and for indicating these, and an output circuit for indicating the detected frequencies as a result of substantially simultaneous and constant indication in the two detectors in predetermined periods of time.

I telefonanlegg overføres ofte abonnenentenes ved hjelp av fingerskive eller lignende valgte sifre ved kombinasjon av lydfrekvenssignaler. Hvert siffer representeres av en kombinasjon av to lydfrekvenssignaler, en valgt fra en gruppe av høye lydfrekvenser og en andre valgt fra en gruppe lave lydfrekvenser. Da disse lydfrekvenser befinner seg innenfor talefrekvensbåndet er det alltid mulig at lyd som mottas av mikrofonen eller som stammer fra overhøring på en abonnentledning kan omfatte, signaler med samme frekvenser som en eller flere av de nevnte lydfrekvenssignaler. En mottager for flerfrekvenssignaler må skille mellom gyldige lydfrekvenssignaler som representerer signaleringsinformasjon og ugyldige eller falske lydfrekvenssignaler. Analoge lydfrekvenssignalmottagere med tilfredsstillende funksjon er f.eks. kjent fra kanadisk patentskrift nr. 69^ 870. Denne mottager dekoder forutbestemte kombinasjoner av lydfrekvenssignaler til like- In telephone systems, the subscriber's number is often transmitted using a finger dial or similarly selected digits by a combination of audio frequency signals. Each digit is represented by a combination of two audio frequency signals, one selected from a group of high audio frequencies and a second selected from a group of low audio frequencies. As these sound frequencies are within the speech frequency band, it is always possible that sound received by the microphone or originating from overhearing on a subscriber line may include signals with the same frequencies as one or more of the mentioned sound frequency signals. A receiver for multi-frequency signals must distinguish between valid audio frequency signals representing signaling information and invalid or spurious audio frequency signals. Analog audio frequency signal receivers with satisfactory function are e.g. known from Canadian Patent Document No. 69^870. This receiver decodes predetermined combinations of audio frequency signals into equal

strømsignaler, forutsatt at kravene, til signalparametre såcurrent signals, provided that the requirements, for signal parameters so

som frekvens, minste amplitude og varighet under en forutbestemt tid er oppfylt. Senere er det utviklet mottagerkretser for lydfrekvenssignaler hovedsakelig basert på digitale kretser, slik som angitt i kanadiske patentskrifter nr. 858 710 -og which frequency, minimum amplitude and duration during a predetermined time are met. Later, receiver circuits for audio frequency signals have been developed mainly based on digital circuits, as disclosed in Canadian Patent Documents Nos. 858,710 - and

963 593- Begge disse kretser.kan fremstilles med meget mindre omkostninger enn det som er mulig med den ovenfor nevnte analoge lydfrekvenssignalmottager. 963 593- Both of these circuits can be produced at much less cost than is possible with the above-mentioned analog audio frequency signal receiver.

Analoge mottagere for flerfrekvenssignalering slik som angitt i kanadisk patentskrift nr. 69^ 870, er utnyttet i meget stor utstrekning i nordamerikanske telefonanlegg for mottagning av abonnentsløyfesignalering. Lengden og kvaliteten av disse abonnentsløyfer varierer betydelig sammenlignet med hverandre. Tidligere har slike lydfrekvenssignalmottagere vært tvunget til å være tilstrekkelig følsomme for å motta og dekode lydfrekvenssignaler som overskrider et vi sst minimumnivå. Dette minimumnivå ble valgt slik at det var tilstrekkelig lavt for at alltid akseptere gyldige lydfrekvenssignaler, men dette inne-bar ikke at nevnte nivå var tilstrekkelig høyt for å avvise falske lydfrekvenssignaler. I motsetning hertil er sløyfe-kretsene i trykknapptelefonanlegg og ved mange abonnentsentral-bord betydelig kortere enn mange abonnentsløyfer i vanlige telefonanlegg. Disse kortere sløyfekretser har vanligvis mere enhetlig transmisjonskarakteristikk. Signalering i disse sløyfekretser er således enklere å skille fra overhøring og andre støysignaler. I trykknapptelefonanlegg har man funnet . det helt tilfredsstillende å anvende mottagere som inneholder digitalkretser for flerfrekvenssignalering.! I vanlige telefonanlegg har man imidlertid funnet at anvendelsen av digitalkretser, slik som i kanadisk patentskrift nr. 963 593, gir uakseptabel høy feilsannsynlighet. Analog receivers for multi-frequency signaling as disclosed in Canadian Patent Document No. 69,870 have been used to a very large extent in North American telephone systems for receiving subscriber loop signaling. The length and quality of these subscriber loops vary considerably compared to each other. In the past, such audio frequency signal receivers have been required to be sufficiently sensitive to receive and decode audio frequency signals exceeding a certain minimum level. This minimum level was chosen so that it was sufficiently low to always accept valid sound frequency signals, but this did not mean that said level was sufficiently high to reject false sound frequency signals. In contrast, the loop circuits in push-button telephone systems and at many subscriber switchboards are significantly shorter than many subscriber loops in ordinary telephone systems. These shorter loop circuits usually have more uniform transmission characteristics. Signaling in these loop circuits is thus easier to distinguish from overhearing and other noise signals. In push-button telephone systems, one has found . it is completely satisfactory to use receivers containing digital circuits for multi-frequency signaling.! In ordinary telephone systems, however, it has been found that the use of digital circuits, such as in Canadian patent document No. 963,593, gives an unacceptably high probability of error.

Hensikten med oppfinnelsen er å tilveiebringeThe purpose of the invention is to provide

en mottager av den innledningsvis nevnte art som ikke har de ovenfor nevnte ulemper og som anvender frekvensdetektorer med digitale kretser, slik at det oppnås en vesentlig mer økonomisk fremstilling av mottageren. a receiver of the type mentioned at the outset which does not have the above-mentioned disadvantages and which uses frequency detectors with digital circuits, so that a significantly more economical production of the receiver is achieved.

Dette oppnås ifølge oppfinnelsen ved komponenter som er forbundet med filteret for frembringelse av terskel-nivåer for høyfrekvensbåndet og lavfrekvensbåndet i avhengighet av amplitudene i de to bånd, en første signaloverføringsan-ordning mellom digitaldetektoren for høyfrekvensbåndet og filteret for' i avhengighet av terskelnivået for digitaldetektoren for dette bånd å overføre bare signaler i dette bånd som overskrider terskelnivået for lavfrekvensbåndet, og en andre signaloverføringsanordning mellom digitaldetektoren for lavfrekvensbåndet og filteret for i avhengighet av terskelnivået i høyfrekvensbåndet å overføre bare signaler i lavfrekvensbåndet som overskrider terskelnivået i høyfrekvens-båndet til digitaldetektoren for lavfrekvensbåndet. This is achieved according to the invention by components which are connected to the filter for generating threshold levels for the high-frequency band and the low-frequency band depending on the amplitudes in the two bands, a first signal transmission device between the digital detector for the high-frequency band and the filter for' depending on the threshold level for the digital detector for this band to transmit only signals in this band that exceed the threshold level for the low-frequency band, and a second signal transmission device between the digital detector for the low-frequency band and the filter for, depending on the threshold level in the high-frequency band, to transmit only signals in the low-frequency band that exceed the threshold level in the high-frequency band to the digital detector for the low-frequency band.

Ytterligere trekk ved oppfinnelsen vil fremgåFurther features of the invention will become apparent

av kravene 2-5-of requirements 2-5-

Toleransen for sløyfestøy og transientsignaler forbedres ved tillegg av låsetidskretser mellom hver digital-frekvensdetektor og utgangskretsen. Hver låsekrets reagerer umiddelbart på en frekvensdetektering og på opphør av en frekvensdetektering først efter en forutbestemt tidsperiode. The tolerance for loop noise and transient signals is improved by the addition of latch timing circuits between each digital frequency detector and the output circuit. Each locking circuit reacts immediately to a frequency detection and to the cessation of a frequency detection only after a predetermined time period.

Da således noen få perioder av lydfrekvenssignalet avbrytesAs a few periods of the audio frequency signal are thus interrupted

av et sløyfetransientforhold,utelater lydfrekvenssignalmot-tageren avbruddet uten hensyn til om frekvensdetekteringen gjenopptas innenfor en forutbestemt tidsperiode. of a loop transient condition, the audio frequency signal receiver omits the interruption regardless of whether frequency detection resumes within a predetermined time period.

Et utførelseseksempel på oppfinnelsen skal neden-for beskrives nærmere under henvisning til tegningen. Fig. 1 viser et blokkskjema for en mottager ifølge oppfinnelsen. Fig. 2 viser et blokkskjema for en del av mottageren på fig. 1. An embodiment of the invention will be described in more detail below with reference to the drawing. Fig. 1 shows a block diagram for a receiver according to the invention. Fig. 2 shows a block diagram for a part of the receiver in fig. 1.

Den på fig. 1 viste flerfrekvenssignaleringsmot-tager omfatter en høyfrekvensbånddekoder 10a og en lavfrekvens-bånddekoder 10b. Dekoderen 10a mottar :signaler fra et høypass-filter 2a og dekoderen 10b mottar signaler fra et lavpassfilter 2b. Et høypassfilter 2 er anordnet i serie mellom inngangs-klemmen 1 og filtrene 2a og 2b. Høypassfilteret 2 hindrer hver vesentlig mengde lavfrekvenssignaler fra å mottas f.eks. nummerslagningsfrekvenser, brom på mateledningen og ringesignaler. Høyfrekvensfilteret 2a har en grensefrekvens rett under den laveste frekvens som skal detekteres ved hjelp av høyfrekvens-bånddekoderen 10a. På tilsvarende måte har lavpassfilteret 2b en grensefrekvens rett over den høyeste frekvens som skal The one in fig. The multi-frequency signaling receiver shown in 1 comprises a high-frequency band decoder 10a and a low-frequency band decoder 10b. The decoder 10a receives signals from a high-pass filter 2a and the decoder 10b receives signals from a low-pass filter 2b. A high-pass filter 2 is arranged in series between the input terminal 1 and the filters 2a and 2b. The high-pass filter 2 prevents any significant amount of low-frequency signals from being received, e.g. dialing frequencies, bromance on the supply line and ringing signals. The high-frequency filter 2a has a cut-off frequency just below the lowest frequency to be detected by means of the high-frequency band decoder 10a. In a similar way, the low-pass filter 2b has a cut-off frequency just above the highest frequency to be used

.detekteres<y>ed hjelp av lavfrekvensbånddekoderen 10b. En tidsstyrekrets 4 mater symmetriske firkantpulser med frekvensene l60 kHz og 500 Hz til de respektive dekodere. En logisk krets 6 for forberedelse'av utgangen anvender tidsstyresignalet med .is detected using the low-frequency band decoder 10b. A timing control circuit 4 feeds symmetrical square pulses with the frequencies 160 kHz and 500 Hz to the respective decoders. A logic circuit 6 for preparation of the output uses the timing control signal with

frekvensen 500 Hz og logiske signaler fra dekoderne, som til-føres via ledninger 25a og 25b for tilveiebringelse av tilbake-stillingssignaler og forberedelsessignaler på ledninger 7 respektive 8. Virkemåten av disse kretselementer vil fremgå tydeligere av den følgende beskrivelse av høyfrekvensbånd-dekoderen 10a. the frequency 500 Hz and logic signals from the decoders, which are supplied via lines 25a and 25b for the provision of reset signals and preparation signals on lines 7 and 8 respectively. The operation of these circuit elements will appear more clearly from the following description of the high-frequency band decoder 10a.

Dekoderen 10a og dekoderen 10b er hovedsakelig identiske, og derfor skal bare dekoderen 10a beskrives her . i detalj. ' Signaler som mottas fra høypassfilteret 2a til-føres en inverterende forsterker 12 via en motstand 13- En motstand 1H er innkoplet mellom utgangen og inngangen i forsterkeren 12 og bestemmer i kombinasjon med motstanden 13 på kjent måte forsterkningen i forsterkeren 12. Utgangs signalet fra forsterkeren 12 tilføres en ikke-inverterende inngang i en differensialforsterker 15 og en anode i en diode 18. Katoden i denne diode er forbundet med et lavpassfilter 19- Kombi-nasjonen av dioden 18 og lavpassfilteret 19 bevirker et like-rettet høyfrekvensbåndterskelsignal proporsjonalt med signalet på utgangen av forsterkeren 12. Høyfrekvensbåndterskel-signalet tilføres fra utgangen av filteret 19 til dekoderen 10b via en ledning 16a. På tilsvarende måte utledes lav-frekvensbåndterskelsignalet ved hjelp av en likeretter i . dekoderen 10b og tilføres den inverterende ^inngang i differ-ensialforsterkeren 15 i dekoderen 10a via én ledning 16b. Signaler på den ikke inverterende inngang i forsterkeren 15 som har en amplitude som overskrider lavfrekvensbåndterskel-signalet forårsaker at forsterkeren 15 frembringer begrensede signaler. Disse begrensede signaler tilføres fra utgangen i forsterkeren 15 til en styreinngang i en frekvensdetektor 20 med digitale kretser og til en inngang i en tidsstyrekrets 22. Tidsstyresignalene med frekvensen l60 kHz fra tidsstyreinn-retningens 4 utgang tilføres en telleinngang i detektoren 20 og til en annen inngang i tidsstyrekretsen 22. Tidsstyrekretsen 22 leverer et avlesningssignal som faller sammen med den første halvperiode av den første firkantpuls i tidsstyre signalet med frekvensen 160 kHz efter en overgang fra lavt til høyt begrenset signal og frembringer et avlesningssignal på avlesningsledningen 23. Under den andre halvperiode av tidsstyresignalet mates tilbakestillingssignal fra tidsstyrekretsen 22 til detektoren 20 via en tilbakestillingsledning 2 4- Detektoren 20 omfatter en binær teller som ikke er vist, og som teller . tidsstyresignalene med frekvensen 160 kHz som opptrer mellom tilbakestillingssignalene fra tidsstyrekretsen 22 for å gi et mål for perioden av hver mottatt frekvens. En The decoder 10a and the decoder 10b are essentially identical, and therefore only the decoder 10a will be described here. in detail. Signals received from the high-pass filter 2a are fed to an inverting amplifier 12 via a resistor 13. A resistor 1H is connected between the output and the input of the amplifier 12 and, in combination with the resistor 13, determines the amplification in the amplifier 12 in a known manner. The output signal from the amplifier 12 is supplied to a non-inverting input in a differential amplifier 15 and an anode in a diode 18. The cathode of this diode is connected to a low-pass filter 19 - The combination of the diode 18 and the low-pass filter 19 causes a rectified high-frequency band threshold signal proportional to the signal at the output of the amplifier 12. The high-frequency band threshold signal is supplied from the output of the filter 19 to the decoder 10b via a line 16a. In a similar way, the low-frequency band threshold signal is derived by means of a rectifier in . the decoder 10b and is supplied to the inverting ^input in the differential amplifier 15 in the decoder 10a via one line 16b. Signals at the non-inverting input of the amplifier 15 having an amplitude exceeding the low frequency band threshold signal cause the amplifier 15 to produce limited signals. These limited signals are supplied from the output in the amplifier 15 to a control input in a frequency detector 20 with digital circuits and to an input in a time control circuit 22. The time control signals with the frequency 160 kHz from the output of the time control device 4 are supplied to a counting input in the detector 20 and to another input in the timing control circuit 22. The timing control circuit 22 supplies a reading signal that coincides with the first half period of the first square pulse in the timing signal with the frequency of 160 kHz after a transition from low to high limited signal and produces a reading signal on the reading line 23. During the second half period of the timing signal a reset signal is fed from the time control circuit 22 to the detector 20 via a reset line 2 4- The detector 20 comprises a binary counter which is not shown, and which counts . the timing signals with the frequency of 160 kHz occurring between the reset signals from the timing circuit 22 to provide a measure of the period of each received frequency. One

ikke vist innretning i detektoren 20 er innrettet til på en av utgangsledningene H1-H4 å avgi telleverdien. som tilsvarer device not shown in the detector 20 is arranged to output the count value on one of the output lines H1-H4. equivalent

perioden, pluss eller minus noen få prosent, for en av de fire høyfrekvensbånd som opptrer. Denne innretning i detektoren 20 dekoder også et overløp av tellingen som styrer en styreinngang i detektoren 20 for å hindre ytterligere telling inntil tilbakestillingssignalet er frembragt av tidsstyrekretsen 22. Dette hindrer at telleren gir falsk indikering som følge av en telleverdi 0. Fire låsetidskretser 30 har hver en inngang som er forbundet med en av ledningene H1-H4 og en utgang som er forbundet med en av ledningene DH1-DH4. Opptreden av av-lesningssignalet på ledningen 23 bringer hver låsekrets 30 til effektivt å innta tilstanden på inngangsledningen H. I det tilfelle at detektoren 20 indikerer en detektert frekvens på en eller flere av ledningene H1-H4 samtidig med avlesnings-signaiet på avlesningsledningen 23, bringer den tilhørende låsekrets 30 til å la denne indikering passere fra ledningen _.H til den tilsvarende ledning DH og bibeholde denne indikering under 2-3 millisekunder efter den sist opptredende indikering. I dekoderen 10b bibeholder en lignende låse<!>tidskrets en indikering av detektering.under en periode fra 4-6 millisekunder efter den siste indikering. Låsekretsen 30 hindrer avbrudd i en detekteringsindikering i en av ledningene DH1-DH4, som ellers f.eks. kan skje som følge av pulsforstyrrelser i abonnentsløyfen. Ledningene DH1-DH4 er fra utgangene av låsekretsen 30 forbundet med inngangene i et utgangsbuffert-register 28 og med inngangene i en stor ELLER -portkrets 25 som ekskluderer 1 av 4. Utgangen fra portkretsen 25 er via ledningen 25a forbundet med den logiske krets 6 for forberedelse av utgangen og.tilveiebringer en indikering til den logiske the period, plus or minus a few percent, for one of the four high-frequency bands that appear. This device in the detector 20 also decodes an overflow of the count which controls a control input in the detector 20 to prevent further counting until the reset signal is produced by the timing control circuit 22. This prevents the counter from giving a false indication as a result of a count value of 0. Four locking timing circuits 30 each have an input connected to one of the wires H1-H4 and an output connected to one of the wires DH1-DH4. The appearance of the read signal on the line 23 causes each latch circuit 30 to effectively assume the state on the input line H. In the event that the detector 20 indicates a detected frequency on one or more of the lines H1-H4 simultaneously with the read signal on the read line 23, the associated latch circuit 30 to allow this indication to pass from the wire _.H to the corresponding wire DH and to retain this indication for 2-3 milliseconds after the last appearing indication. In decoder 10b, a similar latch<!>timing circuit maintains an indication of detection for a period of 4-6 milliseconds after the last indication. The locking circuit 30 prevents interruption of a detection indication in one of the lines DH1-DH4, which otherwise e.g. can occur as a result of pulse disturbances in the subscriber loop. The lines DH1-DH4 are connected from the outputs of the latch circuit 30 to the inputs of an output buffer register 28 and to the inputs of a large OR gate circuit 25 which excludes 1 of 4. The output of the gate circuit 25 is connected via the line 25a to the logic circuit 6 for preparation of the output and.provides an indication to the logical

krets 6 når ikke flere og ikke færre enn en av ledningene DH1-DH4 har en detekteringsindikering. På lignende måte mottas en indikering av den logiske krets 6 fra dekoderen 10b via ledningen 25b- Den logiske krets 6 anvender tidsstyresignaler med frekvensen^ 500 Hz for å tilveiebringe et forberedelses-signal på ledningen 8 når en avbrutt indikering'har forekommet på begge ledningene 25a og 25b under minst en forhåndsbestemt tidsperiode. I det nordamerikanske telefonsystem frembringes forberedelsessignalene ca. 40 millisekunder efter at mottageren begynner å motta gyldige signaleringssignaler. Forberedelsessignalene bringer registeret 28 til å lagre tilstanden på ledningene DH1-DH4 og til å overføre disse lagrede til-stander til tilsvarende utganger. Disse utganger er på fig. 1 betegnet med det nordamerikanske telefonsystems standard-abonnentsignaleringsfrekvenser. I høyfrekvensbåndet består disse frekvenser av 1209, 1336, 1477 og 1633 Hz og i lavfrekvensbåndet av 697, 770, 852 og 941 Hz. Efter en forutbestemt tidsperiode frembringer den logiske' krets 6 et tilbakestillingssignal som mottas av registeret 28 på tilbakestillings-ledningen 7- Tilbakestillingssignalet fjerner den lagrede tilstand fra registeret 28 og avslutter således indikeringen på circuit 6 when no more and no fewer than one of the wires DH1-DH4 has a detection indication. Similarly, an indication of the logic circuit 6 is received from the decoder 10b via line 25b. The logic circuit 6 uses timing signals with a frequency of 500 Hz to provide a preparation signal on line 8 when an interrupted indication has occurred on both lines 25a. and 25b for at least a predetermined period of time. In the North American telephone system, the preparation signals are produced approx. 40 milliseconds after the receiver starts receiving valid signaling signals. The preparation signals cause the register 28 to store the state of the lines DH1-DH4 and to transfer these stored states to corresponding outputs. These outputs are in fig. 1 denoted by the North American Telephone System standard subscriber signaling frequencies. In the high frequency band these frequencies consist of 1209, 1336, 1477 and 1633 Hz and in the low frequency band of 697, 770, 852 and 941 Hz. After a predetermined time period, the logic circuit 6 produces a reset signal which is received by the register 28 on the reset line 7- The reset signal removes the stored state from the register 28 and thus ends the indication of

utgangen. Den logiske krets 6 kan frembringe et annet for-beredelsessignal bare efter at det har forekommet et avbrudd i indikeringen på en av ledningene 25a eller 25b. Således arbeider flerfrekvensmottageren for å dekode hver opptredende av en gyldig lydfrekvenskombinasjon som mot.tas under en tidsperiode på minst 40 millisekunder. the exit. The logic circuit 6 can produce another preparation signal only after there has been an interruption in the indication on one of the lines 25a or 25b. Thus, the multi-frequency receiver operates to decode each occurrence of a valid audio frequency combination received during a time period of at least 40 milliseconds.

Signalerings frekvenser som mottas fra hver gitt abonnentsløyfe har likeartede lydfrekvenssignalamplituder. Dette oppnås ved at de høye og lave lydfrekvenssignaler frembringes med meget like amplituder i abonnenttelefonen. Ved overføring via abonnentsløyfen til sentralstasjonen utsettes begge signalene for støy og dempning i sløyfen. Fordelen ved denne likhet i signalamplitudene ivaretas som tidligere angitt ved utledningen av det øvre og nedre båndterskelsignal, som krysskoples til de respektive begrensende differential-forsterkere 15 i dekoderen 10a og 10b. Terskelnivåene skal være tilnærmet proporsjonale med de mottatte signalnivåer, særlig, nær eller på de lavere nivåer for gyldige lydfrekvens- amplituder. Ellers svekkes den fordel som oppnås ved kryss-koplingen av terskelnivåene når den er mest betydningsfull. Ved denne utførelsesform er det derfor å foretrekke at dioden 18 har et lavt spenningsfall i passeringsretningen, i det minste så lavt som ved en germaniumdiode eller en' Schottky-barrierediode av silicium; Alternativt kan en karakteristikk med lavt spenningsfall i passeringsretningen oppnås ved an-vendelse av en siliciumdiode med ehPN-overgang i kombinasjon med en forsterker. Ved den viste utførelsesform har dette vist seg å gi tilstrekkelig beskyttelse mot falsk signalering og enda verre tilstrekkelig tolerant for å motta hovedsakelig all gyldig signalering, når terskelnivået er ca. 1/4 av topp-, spenningen for lydfrekvenssignalene fra hvilke terskelspen-ningen utledes. Dette begrenser den tillatte ubalanse mellom signaler som mottas av dekoderne 10a og 10b til ikke å over-stige ca. 6 dB. En større ubalanse hindrer de svakere av de to signaler fra å kunne passere til detektoren 20. I det til-fellet da bare en av dekoderne 10a eller 10b detekterer en frekvens, avgjør den logiske krets 6 for forberedelsen av utgangen, at detekteringen er ugyldig og blokkerer hver utgangs-indikering. Signaling frequencies received from each given subscriber loop have similar audio frequency signal amplitudes. This is achieved by the high and low sound frequency signals being produced with very similar amplitudes in the subscriber telephone. When transmitted via the subscriber loop to the central station, both signals are exposed to noise and attenuation in the loop. The advantage of this similarity in the signal amplitudes is taken care of as previously indicated by the derivation of the upper and lower band threshold signal, which is cross-coupled to the respective limiting differential amplifiers 15 in the decoder 10a and 10b. The threshold levels must be approximately proportional to the received signal levels, in particular, close to or at the lower levels for valid sound frequency amplitudes. Otherwise, the advantage achieved by the cross-coupling of the threshold levels is weakened when it is most significant. In this embodiment, it is therefore preferable that the diode 18 has a low voltage drop in the direction of passage, at least as low as with a germanium diode or a silicon Schottky barrier diode; Alternatively, a characteristic with a low voltage drop in the passing direction can be achieved by using a silicon diode with ehPN transition in combination with an amplifier. In the embodiment shown, this has been shown to provide sufficient protection against false signaling and, even worse, sufficiently tolerant to receive substantially all valid signaling, when the threshold level is approx. 1/4 of the peak voltage for the audio frequency signals from which the threshold voltage is derived. This limits the permissible imbalance between signals received by the decoders 10a and 10b to not exceed approx. 6dB. A larger imbalance prevents the weaker of the two signals from being able to pass to the detector 20. In the event that only one of the decoders 10a or 10b detects a frequency, the logic circuit 6 for the preparation of the output decides that the detection is invalid and blocks every output indication.

Den på fig. 2 viste krets er et eksempel på en egnet låsetidskrets og omfatter en teller og tilhørende NAND-portkretser. Andre kretser for tilveiebringelse av låse-kretsfunksjonen, f.eks. en gjentriggbar monostabil krets kan erstatte den viste krets. Låsekretsen på fig. 2 omfatter' The one in fig. The circuit shown in Figure 2 is an example of a suitable latch timing circuit and comprises a counter and associated NAND gate circuits. Other circuits for providing the latching circuit function, e.g. a retriggerable monostable circuit can replace the circuit shown. The locking circuit in fig. 2 includes'

to hoved/slavekretser 31 og 32 som er innkdplet for å tilveiebringe en tellefunksjon, og tre NAND-portkretser 34, 36 og 38. De monostabile kr'etser har hver en innstillingsinngang S, en tidsstyreinngang CK, en tilbakestillingsinngang CLR og komplementære utganger Q og Q. I dekoderen 10a er inngangene i NAND-portkretsen 38 forbundet med utgangen Q i kretsen 31 og utgangen Q i kretsen 32 for å dekode en telleverdi. på 3 for i positiv logikk å gi et. lavt nivå på utgangsledningen DH, som er en av ledningene DH1-DH4 på figur 1. Låsekretsene for dekoderen 10b skiller seg ved at utgangen Qi begge kretsene 31 og 32 er forbundet med inngangene i NAND-portkretsen 38. two master/slave circuits 31 and 32 connected to provide a counting function, and three NAND gate circuits 34, 36 and 38. The monostable circuits each have a set input S, a timing input CK, a reset input CLR and complementary outputs Q and Q. In the decoder 10a, the inputs of the NAND gate circuit 38 are connected to the output Q of the circuit 31 and the output Q of the circuit 32 to decode a count value. of 3 in order in positive logic to give a. low level on the output line DH, which is one of the lines DH1-DH4 in Figure 1. The latch circuits for the decoder 10b differ in that the output Qi of both circuits 31 and 32 are connected to the inputs of the NAND gate circuit 38.

I drift arbeider de monostabile kretser 31 og 32 som en teller som kontinuerlig tilbakestilles'ved hjelp av et frekvensdetekteringssignal som opptrer på ledningen H. In operation, the monostable circuits 31 and 32 work as a counter which is continuously reset by means of a frequency detection signal acting on the line H.

Bare når telleren når en verdi på 3 for dekoderen 10a og en verdi på 4 for dekoderen 10b, blir utgangen fra NAND-portkretsen 38 bragt på lavt nivå som indikerer ingen detektering. Videre medfører et avlesningssignal på ledningen 23 en tilstand på ledningen H som inverteres av NAND-portkretsen 36 for å til-føres inngangene CLR i kretsene 31 og 32. Når tilstanden på ledningen H indikerer at en frekvens er detektert, tilbakestilles kretsene 31 og 32. Signalet med frekvensen 500 Hz tilføres invertert via NAND-portkretsen 34 til inngangen CK i kretsen 31- Den forreste flanke av signalet med frekvensen 500 Hz bringer tilstanden på utgangen Q til å innta tilstanden på inngangen S og den bakre flanke av dette signal bringer deretter utgangen Q til å innta tilstanden på S-inngangen. Only when the counter reaches a value of 3 for the decoder 10a and a value of 4 for the decoder 10b is the output of the NAND gate circuit 38 brought low indicating no detection. Furthermore, a reading signal on line 23 causes a state on line H which is inverted by NAND gate circuit 36 to be supplied to the inputs CLR in circuits 31 and 32. When the state on line H indicates that a frequency has been detected, circuits 31 and 32 are reset. The signal with the frequency of 500 Hz is supplied inverted via the NAND gate circuit 34 to the input CK of the circuit 31- The leading edge of the signal with the frequency of 500 Hz brings the state of the output Q to assume the state of the input S and the trailing edge of this signal then brings the output Q to assume the state of the S input.

Den monostabile krets 32 arbeider på lignende måte avhengigThe monostable circuit 32 operates similarly dependently

av signalene fra utgangen Q i den monostabile krets 31 som tilføres inngangen CK i den monostabile krets 32. Hvis de monostabile kretser ikke tilbakestilles, fortsetter disse å telle signaler med frekvensen 500 Hz inntil en telleverdi på 3 nås. På dette tidspunkt blir både utgangen Q i kretsen 31 og utgangen Q fra kretsen 32 høye. Utgangen fra NAND-portkretsen 38 blir lav slik at tidsstyresignalene hindres fra å nå kretsen 31. Det forekommer således ikke noen indikering av signaldetektering på utgangen fra låsetidskretsen før et tilbakestillingssignal eventuelt igjen påtrykkes inngangen of the signals from the output Q in the monostable circuit 31 which is supplied to the input CK in the monostable circuit 32. If the monostable circuits are not reset, these continue to count signals with a frequency of 500 Hz until a count value of 3 is reached. At this time, both the output Q of circuit 31 and the output Q of circuit 32 become high. The output from the NAND gate circuit 38 becomes low so that the timing control signals are prevented from reaching the circuit 31. There is thus no indication of signal detection at the output from the latch timing circuit until a reset signal is applied to the input again, if necessary

• CLR i kretsene 31 og 32. • CLR in circuits 31 and 32.

Claims

1. Receiver for multi-frequency signaling for decoding predetermined combinations of audio frequency signals for deriving signal information, comprising an input (1) for receiving the audio frequency signals, filters (2,2a,2b) for separating the received signals into separate high and low frequency bands, a digital detector (20) for the high frequency band for detecting the individual predetermined frequencies in this frequency band and for indicating these, a digital detector for the low frequency band for detecting the individual predetermined frequencies in this frequency band and for indicating these, and an output circuit ( 25,26,28) for indicating the detected frequencies as a result of essentially simultaneous and constant indication in the two detectors in predetermined periods of time, characterized by components (12,18,19) which are connected to the filter (2a) for generating a threshold -levels for the high-frequency band and the low-frequency band depending on the amplitudes in the two bands, a first signal transmission s-device (15) between the digital detector for the high-frequency band and the filter for, depending on the threshold level of the digital detector for this band, to transmit only signals in this band that exceed the threshold level for the low-frequency band, and a second signal transmission device between the digital detector for the low-frequency band and the filter for, depending on the threshold level in the high-frequency band to transmit only signals in the low-frequency band that exceed the threshold level in the high-frequency band to the digital detector for the low frequency band.

2. Receiver according to claim 1, characterized in that the components for deriving the threshold levels comprise rectifiers (18) for the high-frequency band and the low-frequency band which are connected to the filter for rectification of the signals in the high- or the low-frequency band, which rectifiers each have an output, a first low-pass attenuation network (19) between the output of the high-frequency band rectifier and the second signal transmission device for supplying the high-frequency threshold level to the second signal transmission device, and a second low-pass filter attenuation network between the output of the low-frequency band rectifier and the first signal transmission device for supplying the low-frequency band threshold level to the first signal transmission device.

3. Receiver according to claim 1, characterized in that both the first and the second signal transmission device comprise a differential amplifier (15) with a non-inverting input for receiving signals in one of the bands, an inverting input for receiving the threshold level from the other band, and an output which is connected to the input of its associated digital detector.

4. Receiver according to claim 1, characterized by a third device (31-38) between the high-frequency band detector and the output circuit, and a fourth device (31-38) between the low-frequency band detector and the output circuit, which third and fourth devices are designed to extend the respective indications from the high frequency band and low frequency band detectors during the first and second predetermined time periods, the second time period being longer than the first.

5. Method for decoding predetermined combinations of audio frequency signals for deriving signal information therefrom, comprising receiving the audio frequency signals and separating them into a high frequency band and a low frequency band, digitally detecting the signal frequencies in each band, and deriving an output signal representing the detected frequencies only by substantially simultaneous and constant frequency detection in both bands during a predetermined time period, characterized by rectification of the signals in the high frequency band and in the low frequency band, filtering and attenuation of the rectified signals to derive a high frequency band threshold level and a low frequency band threshold level, and limiting in each band of the signals that have an amplitude that exceeds the threshold level for the other band and mainly blocking the signals that have an amplitude that is below the threshold level, so that the limited signals are detected in the digital detector in each band and sig the nal information is decoded from audio frequency signals which appear simultaneously in one of the number of predetermined frequency combinations during at least the predetermined time period and with substantially equal amplitudes and decoding of signals which are unimportant to the signaling is essentially avoided.