NO743836L - - Google Patents

Description

Pulstoggenerator med innstillbar duty-cycle

Foreliggende oppfinnelse angår en pulstoggenerator for frem-stilling av pulstog med innstillbar pulsbredde.

I elektroniske systemer er dot ofte behov for å generere pulstog bestående av firkantpulser fra sinusformede - eller andre periodiske inngangssignaler. Denne omformingen av et analogt inngangssignal til firkantpulser benevnes oftest begrensing eller klipping. I enkelte anvendelser har man behov for å få forholdet mellom pulsbredden og perioden til signalet, hvilket forholdstall

i det følgende benevnes duty-cycle, til å være©n konstant stør-relse som ikke varierer med kretsparametren© til de aktive ele-mentene, temperatur eller spenning på inngangssignalene.

Betydningen av u ha. en konstant duty-cycle er åpenbar i mange digitale systemer, f.eks. i synkrone systemer hvor begge flankene til tidspulsene benyttes,og i systemer hvor pulstogene benyttes til å filtrere bort signaler av en bestemt bredde, noe som kan forekomme i null-stillingskodning i pulstransmisjon.

Det er tidligere kjent flere ulike prinsipper for å generere firkantpulssignaler fra analoge signaler. Noen eksempler på dette er omtalt nedenfor i forbindelse nod beskrivelsen av figurene la, lb og lc.

Den kjente teknikk vil nå bli beskrevet under henvisning til disse figurer.

Fig. la viser en vanlig type av en begrenser eller klipper utstyrt med en transistor og omfattende motstandene 1, 2 og 3 samt transistoren 4 og kondensatoren 5. Denne kretsen er basert på metning og etterfølgende utkobling av transistoren, og puls-breddene til utgangspulsene avhenger stort sett av amplityden og formen på inngangssignalet samt av transistorens parametre og

således også av temperaturen.

Fig, ib viser også kjent teknikk i form av en firkantpuls-generator som arbeider med sammenligning av inngangssignalet mad en referansespenning. Dette gjøres ved hjelp av differensialforsterkeren bestående av transistorene 11 og 12 samt av motstandene 6, 7, 8, 9 og 10. Når den ønskede pulsbredden skal

vsré lik halve perioden for utgangssignalet, dvs. med en duty-cycle på 505, og inngangssignalet er symmetrisk, vil denne kretsen gi gode resultater. På grunn av en relativ lav forsterkning og interferensproblemer©r det ofte nødvendig med ekstra forsterker-trinn som kan føre til en uønsket forandring av pulsbredden. Videre vil kretsen ofte vise seg å være ufordelaktig dersom det fordres en duty-cycle høyere enn 50% idet utgangen i dette tilfelle blir sterkere avhengig av inngangssignalets form og forsterkningen i kretsen.

Fig. lc viser et ytterligere eksempel på kjent teknikk.

Inngangssignalet passerer gjennom en frekvensdobler 11, hvoretter firkantpulsene frembringes i kretsen 12, hvis utgang benyttes til å trigge en flip-flop 13 som fungerer som en frekvensteller. Utgangen fra flip-flopen er pulser som har en duty-cycle svert nær 50%, og den eneste forstyrrelsen skyldes forskjellen i omkoblingo-tid for positive<p>g negative omkoblinger i flip-flopen. Dessuten

vil kretsen svært ofte bli forholdsvis komplisert og dersom det ønskes en duty-cycle som avviker frå 505, vil kretsen bli betrakte-lig mer komplisert.

Foreliggende oppfinnelse angår et nytt systera for å generere et pulstog med en bestemt og svært nøyaktig relativ pulsbredd© fra et periodisk, men ikke nødvendigvis sinusformet referansesignal. Videre vil oppfinnelsen medføre den fordel at duty-cycle'én om-trent vil være uavhengig av den aktuelle spenning eller den aktuelle form på inngangssignalet innen et svært stort område for inngangsspenninger.

En krets, i henhold til foreliggende oppfinnelse kan f .eks* benyttes til følgende formål i ;Generering av periodiske pulssignaler med forutbestemt duty-cycle fra et periodisk analogt signal, - Generering av periodiske pulssignaler mod en forutbestemt duty-cycle fra et periodisk digitalt signal, ;Digitale filtre for fjerning av f.eks. tidspulser og f.eks. ;benyttet i linjeforsterker© for digitale overføringsanlegg. ;For å gl en klarere forståelse av foreliggende oppfinnelse vises til nedenstående beskrivelse av detaljerte utførelseseksem-pler under henvisning til tegningene, hvors figure la, lb, ic som forklart ovenfor beskriver teknikkens stand, figur 2 viser prinsippet for foreliggende oppfinnelse i form av ;et blokkskjerna,;figur 3 viser et eksempel på aktulle inngangs- og utgangssignaler, ;figur 4 viser en spesiell utførelse av en viktig funksjonsenhet;i systemet, og;figur 5 viser en spesiell utførelse av foreliggende oppfinnelse. ;Av blokkskjemaet i figur 2 fremgår at oppfinnelsen består;av en høyfrekvensdel og en likestrømsdel, og den sistnevnte om-fatter et tilbakekoblingsarrangement som alltid prøver å holde kretsens duty-cycle så konstant som mulig. Inngangssignalene passerer gjennom et lavpassfilter 19 som bare behøver å inngå i kretsen når inngangssignalene er pulsformede. Transistorforsterkeren 14 velger ut den riktige forspenning (f.eks. ved egnet basisstrøm) i henhold til utgangen fra den tilbakekoblede forsterker 18. Utgangen fra transistortrinnet 14 føres til blokken 15 som generelt kan være en hvilken som helst forsterker med stor ;forsterkning og to egnede begrensningsnivåer hva spenningene angår, men som med fordel kan være en digital integrert krets som en inverter, NAND-port, OG-port, ELLEB-port, fra en hvilken som helst ;type av digitale integrerte kretser som f.eks. TTL, CMOS). Utgangen fra kretsen 15 er det utgående pulstog. Dette fører også inn i et lavpassfilter 16 som har den midlere llkespenning fra pulstoget som sin utgang. Denne spenningen sammenlignes med en referansespenning som frembringes av referanséspenningsgeneratoren ;17 ved hjelp av en differensialforsterker 18. Utgangen fra differensialforsterkeren 18 regulerer forspenningsverdiert til inngangs- transistoren slik at utgangspulsene vil ha en duty-cycle som ute-lukkende styres av referanséspenningsgeneratoren. Dette vil være tilfelle for ét stort område av inngangsspenninger og for et utall former på inngangssignalet. Lavpassfilteret 19,.hvis grensefre-kvens ikke er kritisk, hjelper også til å opprettholde duty-cycle'en for det utgående pulstog på en konstant verdi for store variasjoner i duty-cycle'en til det innkommende pulstog. Figur 3a. viser et eksempel på kurveformen til et inngangssignal, og figur 3b viser utgangspulsene som fås. Den relative pulsbredde eller duty-cycle kan defineres soms ;hvor er det tidsrom i en periode hvor 3ignalet har én verdi som er. høyere enn den definerte terskelverdi og T, er den tiden i hver periode som signalet har en verdi V_ som er lavere ehn denne : terskelverdi. Dersom den ønskede duty-cycle eller relative pulsbredde er kQ, så må spenningen fra referanséspenningsgeneratoren 18 være ; Referansespenningsgeneratoren:kan være konstruert på flere ulike måter, og konstruksjonen avhenger i noen grad av verdiene på Vfl, spenningsnivået ved signalets høyeste verdi (logisk 1) og V T " som ér spenningsnivået ved signalets laveste verdi (logisk 0). ;I enkelte arrangementer kan VH og V_ være klart definerte eller stå i et fast forhold til inngangsspenningen. I dette tilfelle kan referanséspenningsgeneratoren lett generere den ønskede referansespenning fra tilførselsspenningen. ;I det mer generelle tilfelle vil ikkeVRog være så godt definert, og for å oppnå en tilstrekkelig nøyaktighet må referanséspenningsgeneratoren 18 benytte de virkelige verdiene for V"H og V^. ;Dette kan gjøres i en krets som vist i figur 4,. Denne kretsen genererer likespenningene V„ - V_. og V_ + V_ ved hjelp av diodene ;n U li U;20 og 21 og kondensatorene 22 og 23. Differansen mellom disse • spenningene deles ved hjelp av motstandene 24 og 25. Denne brøk-del av spenningen kan benyttes direkte som referansespennirigsut-gang når kretsen.er konstruert for en duty-cycle.på 50% eller dersom den høyeste grad av nøyaktighet ikke er påkrevet. ;For duty-cycle verdier som avviker fra 50% vil en kompensa-sjonskrets som kompenserer for spenningsfall i dioden<p>g består av motstandene 26, 27 og 29 samt dioden 28 (28 kan også vare basis-emitterforbindelsen i en transistor) kunne generere en mer nøyaktig referansespenning. ;Fig. 5 viser en spesiell foretrukken utførelse åv foreliggende oppfinnelse. Ved et analogt inngangssignal med en signalform som ikke nødvendigvis er symmetrisk, fører via en motstand 30 og en kondensator 31 til transistoren 32 som er koblet i felles-eraitter kobling. På figuren angir referansetall 33 en kollektormotstand og 34 er en inverter (eller port) fra en hvilken som helst logikk- familie, f.eks. TTL. Motstanden 35 og kondensator 36 frembringer lavpassfiltrerlng av utgangssignalet og diodene 37, 38, 45, kondensatorene 39 og 40, motstandene 41, 42, 43 og 44 utgjør referanséspenningsgeneratoren som forklart ovenfor. ;Differensialforsterkeren er bygget opp av de tilpassende transistorer 47 og 48 samt av motstandene 49 og 50. Denne forsterkeren gir alltid transistoren derr.Nriktige basisstrøm for at kollektoren skal kunne justeres til en forspenning som gir den riktige duty-cycle ved utgangen fra 34. Kretsparametrene til transistorene 32 og 34 er ikke svært kritiske for verdien av duty-cycle* en idet en hvilken som helst variasjon kompenseres ved å regulere basisstrømmen. Likeledes vil den virkelige signalform eller amplityden til inngangssignalet bare påvirke verdien til duty-cycle'en i svært liten grad.

Claims (10)

1. Pulstoggenerator3 om fra et periodisk inngangssignal av ana-log eller digital art genererer et periodisk pulstog med en hvilken som helst ønsket duty-cycle, karakterisert ved at inngangssignalet føres til en transistorforsterker hvis forspenning kan varieres og hvis utgang er likespenningsmessig koblet til inngangen til et annet forsterkerelement hvis mulig spennings-svingninger er begrenset på en egnet måte, at utgangen fra forsterkerelementet føres gjennom et laspassfilter og at utgangen fra dette sammenlignes med en referansespenning hvoretter den fremkomne spenningsdifferansen forsterkes og benyttes til å justere forspen-ningen til transistorforsterkeren på en slik måte at spenningen fra det lavpassf Utrerte utgangspulstog ligger svært nær referansespenningen.

2. Pulstoggenerator ifølge krav 1, karakterisert ved at inngangssignalet føres gjennom et lavpassfilter før det føres til inngangen av transistorforstorkeren.

3. Pulstoggenerator ifølge krav 1 eller 2, karakt© r. 1-sert ved at translstorforsterkeren er av jordet-émitter typen og at de nevnte variasjoner i transistorforsterkerens forspenning frembringes ved å variere likestrømmen til transistorens basiselektrode.

4. Pulstoggenerator ifølge krav 1, 2 eller 3, karakterisert ved at dot forsterkerelement hvis mulig© spennings-svingninger er begrenset på en egnet måte, består av en digital integrert krets som f.eks. en inverter, en inverterende port, en ikke-inverterende port, fremstilt ved en hvilken som helst teknikk benyttet for digitale integrerte kretser.

5. Pulstoggenerator ifølge krav 1, 2, 3 ©Iler 4, k. a r a k t é - r ise r t v e d a t referansespenningen genereres av ©n refe-ransespenningsgenerator som benytter spenningsnivået til inngangs-pulstoget for å oppnå at referansespenningen varierer i overens-stemmelse med variasjonene til spenningsnivåene til inngangspulsene.

6. Pulstoggenerator ifølge krav 1, 2, 3, 4 eller 5, karakterisert ved at referanséspenningsgeneratoren benytter de to eksisterende spenningsnivåer til det innkommende pulstog fra forsterkerelementet ved hjelp av to dioder som begge er koblet til utgangen fra forsterkerelementet idet diodene har motsatt polaritet, at den andre klemmen til hver av diodene er koblet til en tilfor-' ordnet kondensator, , at spenningen over disse to kondensatorene benyttes til å generere den nevnte referansespenning ved hjelp av to motstander som er seriekoblet mellom disse kondensatorene >• idet referansespenningen representeres av spenningen i forbindelsespunktet mellom de to motstander.

7. Pulstoggenerator ifølge krav 1, 2, 3,4, 5 eller 6, karakterisert ved at endringene i duty-cycle <*> n foretas ved å variere én eller begge de to motstander som er koblet mellom de to kondensatorene.

8.. Pulstoggenerator ifølge krav 1, 2, 3, .4, .5, 6 eller 7, karakterisert ved at referansespenningskllden genererer en kompensert referansespenning ved å la referansespenningen i henhold til krav 5 passere gjennom et kompensasjonsnett-verk bestående av to sériekoblede mot3tandér som er shuntet over en diode som energiseres av en foroverrettet forspenning av en motstand til en positiv eller negativ spenning fra kraftforsynings-enheten avhengig av, polariteten til dioden, idet den kompenserende referansespenning er spenningen i forbindelsespunktet mellom de to seriemotstander.

9. Pulstoggenerator ifølge krav 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7 eller 8, karakterisert ved at forsterkeren som utfører forsterkningen av spenningsdifferansen mellom differansespenningen og spenningen som opptrer når det utgående pulstog passerer gjennom lavpassfilteret, er én differensialforsterker omfattende et par transistorer hvis emittere er sammenkoblet og hvis basiselektroder er koblet til disse spenninger, idet kollektorstrømmen til en av transistorene blir benyttet oom basisntrøm i inhgangstransistor-trinnet.

10. Pulstoggenerator ifølge krav 1, 2, 3, 4 eller 5, karakterisert ved at en operasjonsforsterker benyttes til å forsterke forskjellen mellom referansespenningen og spenningen : som opptrer når det utgående pulstog passerer gjennom lavpass-*-filteret, idet utgangsspenningen til operasjonsforsterkeren fast- ' legger båsisstrømmen 1 inngangstransistortrinnét ved hjelp av en egnet motstand.