NO336955B1 - Høyeffekt kraftomformer, og moduler og sender som anvender den - Google Patents

Abstract

En kraftomformer er beskrevet som er tilpasset for å bli tilkoblet en elektrisk kraftkilde, især en spenningskilde (Vcc), med formål å motta ved inngangen et styringssignal (A(t)) for omformingen som omfatter en første regulatorkrets (L1, C1, M1, D1) av typen pulsbreddemodulering for nedtransformering, og en energigjenvinningskrets for å håndtere en toveis strøm av energi fra kilden til belastningen og fra belastningen til kilden. En slik energigjenvinningskrets kan fordelaktig realiseres ved anvendelse av en andre reguleringskrets (L2, M2, D2) av typen pulsbreddemodulasjon for opptransformering.

Description

Oppfinnelsens fagfelt

Foreliggende oppfinnelsen angår en kraftomformer ifølge ingressen i krav 1.

Bakgrunn

En slik omformer er typisk anvendt til amplitudemodulatorer for radiosendere, og foreliggende oppfinnelse angår også en amplitudemodulator og en radiosender.

Generelt kan en slik omformer brukes f. eks. når det er nødvendig å justere eller omforme kraft på en effektiv måte, og som er styrt av et analogt eller et digitalt signal.

For å fremstille en radiosender som er i stand til å utføre enhver type modulering (analog og/eller digital), er den typiske tilnærming å anvende en (kartesisk) modulator med lav I-Q nivå, fulgt av klasse A radiofrekvensforsterkere. Høyeffektivitet er dog ikke oppnådd på denne måten. Den typiske effektivitet av en slik løsning er faktisk lavere enn 50 %.

Dette problemet kan løses ved anvendelse av en polarmodulator (hylster-fjerning og gjenopprettelse) som vist skjematisk i fig. 1. Polarmodulatoren mottar ved dens inngang et modulatorsignal SM som er delt opp i modulatorsignalets amplitude A(t) og fase <(>(t) via f.eks. en DSP-prosessor, og som avleverer ved dens utgang et amplitude-modulert radiofrekvenssignal RF, dvs. X(t)=A(t)-cos(o>ot+<t>(t)). Polarmodulatoren i fig. 1 har: • fasemodulering utført i overensstemmelse med en frekvensgenerator (engelsk:

synthesizer, SYNT),

• forsterkning av signalet som er generert ved frekvensgeneratoren SYNT ved anvendelse av en kjede av radiofrekvenskraftforsterkere (engelsk: radiofrequency power amplifiers, AMP) i en metningsklasse (klasse AB, B, C, D, E eller F) for å

oppnå høy effektiv ved radiofrekvens,

• omhylnings-, dvs. amplitudemodulering som er introdusert ved hjelp av en kraftomformer (power converter, CP) i det siste radiofrekvensforsterloiingstrinn ved å variere dens forsynmgsspenning.

Omhylningsmodulatoren tar hånd om nesten all den kraft som absorberes av senderen. Det er derfor viktig at dens effektivitet er svært høy. Dessuten må omhylningsmodulatoren tilføre en variabel spenning helt fram til det siste forsterlmmgstrinn med det dynamiske området som er satt av moduleringssignalet A(t).

I de siste 70 år har det vært kjent at amplitudemodulering kan oppnås ved å variere tilførselsspenningen i det siste forsterlmmgstrinn. Dette er ofte henvist til som "anodemodulasjon", og kan oppnås ved anvendelse av en modulatoromformer (se f.eks. "Radio Engineers Handbook", McGraw Hill, 1943).

Muligheten for å realisere amplitudemodulatoren ved hjelp av en pulsbredde-modulasjonsregulator for nedtransformering (engelsk: step-down pulse width modula tion regulator), dvs. en "PWM regulator", og derved å fjerne modulasjonsomformeren, ble introdusert omtrent ved slutten av 1960-årene. I dag er det velkjent både i viten-skapslitteraturen (se f.eks. "Polar Modulation-Based RF Power Amplifiers with Enhanced Envelope Processing Technique" av J.K. Jau, F.Y. Han, M.C. Du, T.S. Horng, T.C. Lin ved den 34. europeiske konferanse om mikrobølge, Amsterdam, 2004) og patentdokumentasjon (se f.eks. US3413570, US3506920, US3588744, US4896372).

Generelt er den tilnærming som er foreslått i slik litteratur alltid av type nedtransformeringsregulator som driver en radiofrekvenskraftforsterker av klasse AB, B, C, D, E eller F, eller andre "mettede" klasser, ved å variere dens forsyningsspenning.

En videre forbedring var foreslått i 1999 i patent US 6 636 112, hvor det er tilført en lineær regulator, i kaskade med nedtransformerings-PWM-regulatoren, med en dobbel funksjonalitet: a) å følge den raskere dynamikken av signalet, noe som oppveier for problemene som er iboende i PWM-regulatoren og som er beskrevet senere i det foreliggende

dokument,

b) å redusere støyen som er introdusert ved vekslingen i PWM regulatoren, noe som normalt gir opphav til uønskede (engelsk: spurious) komponenter i det sendte

signal (se patent US6636112 i kolonne 8, linje 34 til 39).

En slik lineær regulator reduserer den totale effektivitet av systemet siden den av natur forbruker noe av energien som er tilført ved PWM regulatoren (se patent US6636112 i kolonne 9, linje 7 til 13).

I patent US6636113 (se kolonne 8, linjer 1 til 14) er det antatt at resistansen som er fremvist ved det siste trinn ved dens tilførselsport er konstant.

Flere relevante patentdokumenter er WO03/021757, US5691631, US6094035, US2003234634 og WO97/08815.

Oppsummering

Foreliggende oppfinnelse er basert på ideen om å gjenvinne overskuddsenergi som er akkumulert ved utgangen ved å benytte en passende krets, og især å overføre den til inngangen.

Det generelle formål med foreliggende oppfinnelse er å fjerne eller redusere ulempene med den kjente teknikk. Dette oppnås ved en kraftomformer ifølge selvstendig krav 1, og - i andre aspekter av oppfinnelsen - en amplitudemodulator ifølge krav 11 så vel en radiosender ifølge krav 12.

Et videre oppfinnerisk aspekt med foreliggende oppfinnelse kan innses ved å ta i betraktning det som er hevdet i patent US6636112 i kolonne 8, linjer 1 til 14, hvor det er antatt at resistansen fremsatt i det siste trinn ved dens tilførselsport er konstant. En slik stadfestelse er sann kun når fullstendig avstemte belastninger er tilstedeværende, og er i den ovenfor beskrevne patent grunnleggende for å lykkes i å beregne, uavhengig av alle omstendigheter, spenningen som anvendes i det siste trinn for å få den ønskede kraft. I løsningen som er foreslått i foreliggende oppfinnelse finnes det ingen slike begrensninger. Styringsfremgangsmåten tillater å beregne (for hver syklus) arbeidssyklusen (engelsk: the duty cycle) som skal virkeliggjøres (for å produsere spenningen som skal anvendes i det siste trinn), selv ved tilstedeværelsen av en kraftforsterker der resistansen fremsatt ved tilførselsporten er variabel. Den reelle resistansen av kraftforsterkeren kan følgelig måles (for hver syklus), og denne verdien (eller en derav midlere verdi) kan anvendes ved den neste syklus.

I foreliggende oppfinnelse (også i kraft av den opprinnelige styringsfremgangsmåten) kan derfor svært uavpassende eller variable belastninger også bli håndtert.

Kort beskrivelse av figurene

Oppfinnelsen skal nå forklares bedre ved hjelp av de vedlagte tegninger, som imidlertid kun er ment å være forklarende, og ikke begrensende, eksempler, hvor:

fig. 1 viser et blokkdiagram av en amplitudemodulatorsender,

fig. 2 viser et forenklet diagram av en første eksempelvis realisering av omformeren

ifølge den foreliggende oppfinnelse,

fig. 3A viser den mulige vei for en vektor på I-Q planet,

fig. 3B viser hvordan amplituden av vektoren i fig. 3A varierer med hensyn på tid,

samt den korresponderende utgangsspenning av en omformer,

fig. 4 viser hvordan strømmen li varierer ifølge formel [3], og hvordan spenningen Vutvarierer ifølge den andre antagelse som den analytiske modell i foreliggende oppfinnelse er basert på, og i lys av formel [4],

fig. 5 viser en mulig måte på hvordan strømmen I2kan variere, og det tilknyttede

integral Qssom er beregnet ifølge formel [19],

fig. 6 viser et forenklet diagram av en andre eksempelvis realisering av omformeren

ifølge foreliggende oppfinnelse og

fig. 7 viser et forenklet diagram av en tredje eksempelvis realisering av omformeren

ifølge den foreliggende oppfinnelse.

Detaljert beskrivelse

For å oppnå høy effektivitet benytter omformeren ifølge foreliggende oppfinnelse pulsbreddemodulasjons-, eller PWM-teknikken som vist i figurene 2, 6 og 7.

En av de innovative aspekt av foreliggende oppfinnelse er å kombinere to ulike PWM regulatorer. Den første, som er fremstilt av en induksjonsspole Llsen kondensator Ci, en transistor Mi og en diode Di, er en nedtransformeringsregulator og håndterer kraftstrømmen fra den elektriske hovedkraftkilde, dvs. den positive spenningskilde Vcc, til belastningen RL, som anses å være i all hovedsak resistiv. Den andre, fremstilt av en induksjonsspole L2, en transistor M2og en diode D2, er en opptransformeringsregulator og tilveiebringer rask utladning av kretskomponentene Li og Ci, dvs. de to komponenter av den første regulator som lagrer energi.

Med andre ord er opptransformeringsregulatoren i stand til å overføre, uten å forbruke, energi fra kretskomponentene Li og Citil hovedkilden Vcc. For å gjøre dette tilstrekkelig raskt er en sekundær elektrisk kraftkilde fortrinnsvis anvendt, nemlig den negative spenningskilde Ydd-

De to PWM regulatorer og deres vekslingskretskomponenter Mi og M2er naturligvis styrt med en passende styringsenhet, indikert som UC i fig. 2, fig. 6 og fig. 7. Komponenten Mi er drevet ved hjelp av et vekslingssignal med en arbeidssyklus Dc, og komponenten M2er drevet av et vekslingssignal med en arbeidssyklus Ds.

Når det gjelder vekslingskretskomponentene kan transistorene Mi og M2, ved passende valg av styringsdrivmekanismen, være N-kanal eller P-kanal MOSFETer, og uavhengig av hverandre, evt. andre typer transistorer.

Når det gjelder diodene Di og D2kan disse være PN-overgangssjikts-, eller Schottky-dioder. Disse diodene kan dessuten erstattes eller satt sammen av transistorer av eksempelvis MOSFET-typen som er passende drevet slik at de har en svært begrenset spenningsfall over disse kretskomponentene i løpet av ledningsfasene. Dette bidrar til videre økning i effektiviteten.

Hovedgeneratoren Vccmå utvikles for å kunne forsyne all den kraft som er krevet for det siste radiofrekvensforsterkningstrinn.

Nedtransformeringsregulatoren, som er styrt ved signalet med arbeidssyklus Dc, overfører kraft til utgangen ved å tillate utgangsspenningen Vutå variere som krevet ifølge moduleringssignalet A(t).

Den stasjonære respons av en nedtransformeringsregulator er:

hvor:

Vcc= hovedkildespenning;

Vut e [0, Vcc]= utgangsspenning,

Dc e [0, 1] = arbeidssyklus.

Den dynamiske respons er ulik. Grunnen til dette er to ulike, fysiske fenomen: • den lineære lavpassrespons av komponentene Lt, Ci, RL; • den ikke-lineære respons på grunn kretskomponentenes Mi og Di topologi, som tillater strøm å flyte fra Vcctil Vut, men ikke vice versa.

Det lineære forløp av nedtransformeringsregulatoren kan kompenseres for ved å påvirke arbeidssyklusen Dc for signalet som driver transistoren Mi.

Nedtransformeringsregulatoren fremviser dens ikke-lineære forløp når en steil, negativ helning er påkrevet for utgangsspenningen Vut- Her er verken transistoren Mi eller dioden Di i stand til å fjerne energi fra induksjonsspolen Li og kondensatoren Ci, og utgangsspenningen faller i overensstemmelse med regelen (RL-Ci)/Li.

Ved henvisning til fig. 3B er det mulig å vise at den ikke-lineære forvrengning starter når den (negative) helning av den ønskede utgangsspenning overskrider relaksasjonstiden for kretsene Li, Ci, RL.

Den direkte konsekvens av formel [2] er at den maksimale tillate helning går mot null med utgangsspenningen Vo. Hvis spenningen Voer nær null er utgangs-resistansen RLikke i stand til raskt å utlade kondensatoren Ci, og dette gir som resultat at spenningen Vutvil gi en (negativ) derivativ som er nær null.

Dette resultat viser hovedproblemet relatert til nedtransformeringstopologien. Kretsen kan ikke reprodusere bølgeformer med vendepunkter ned mot null.

Et typisk eksempel er indikert på fig. 3. Især fig. 3A viser veien av en vektor X{ t) av modulus A(t) og fase <)>(t) som, på I-Q planet, passerer gjennom origo av aksen. Denne type kurver er vanlig i mange moduleringssystemer (slik som QAM, SSB, DSB eller andre). Fig. 3B viser den tilsvarende variasjon av amplituden A(t) av vektoren X( t) og av den reelle utgangsspenning Vut-Nær vendepunktet er utgangs-resistansen RLikke i stand til å utlade kondensatoren Ciraskt nok, og som et resultat går Vutbort fra A(t).

Opptransformeringsregulatoren har blitt inkludert for å løse dette spesifikke problem. Denne andre regulator som er drevet av et signal med arbeidssyklus Ds er ment for å reversere retningen av energistrøm fra utgangen, eller enda bedre fra komponentene Li og Ci, til hovedkilden Vcc.

Opptransformeringsregulatoren anvender en støttende negativ spenningskilde Våafor å øke utladningshastigheten av utgangskretsen. Denne modulator kan følgelig følge både den faste dynamikk av moduleringssignalet og passasjen gjennom null, samt tilnærmelsen mot null med ikke-null derivert av moduleringssignalet.

Opptransformeringsregulatoren kan dessuten holde den totale effektivitet høy ved å muliggjøre overskytende energi ved utgangen å bli fjernet ved å overføre den til hovedgeneratoren Vcc.

Anvendelsen av nedtransformerings- og opptransformerings-PWM-regulatorer for å variere spenningen Vutresulterer i høy effektivitet og høy dynamikk, men introduserer støy ved vekslingsfrekvensen og ved dets harmoniske. Denne støy kan ses ved tilstedeværelse av sporadiske komponenter i amplitudemoduleringen (ved vekslingsfrekvensen og ved dens harmoniske) med mulige problemer med hensyn til "tilgrensningskanalstøy".

Vekslingsfrekvensen må være (i overensstemmelse med Nyquist teoremet) minst det doble av den maksimale båndvidde av moduleringssignalet. Resultatet er at problemet ved overføring av sporadiske komponenter ikke påvirker innenbåndssignalet med i stedet de tilgrensende kanaler.

For å løse dette problem tar foreliggende oppfinnelse i betraktning to ulike tilnærmelser.

Den første tilnærmelse omfatter fjerning av de uønskede frekvenser (vekslingsfrekvensen fswog dens harmoniske 2 fsw, 3 fsw, ...) med et flerbåndssperrefilter («Multiple notch filter»).

Fasevariasjonen som introduseres ved dette filter ved omhylningsfrekvensene av modulatoren vil bli antatt å være en del av den totale faseforskyvning mellom A(t) og Vut-

Flerbåndssperrefilteret vil ha en struktur som minimaliserer den ekvivalente kapasitans i forhold til jord siden den vil legges til kapasitansen av kondensatoren Ci, og den er hovedkomponenten som er ansvarlig for de ikke-lineære forvrengninger som er beskrevet tidligere.

I fig. 2, fig. 6 og fig. 7 er flerbåndssperrefilteret merket F.

Den andre tilnærmelse omfatter å spre de uønskede frekvenser ved å anvende en tilfeldig og variabel tidsdomenedirring til vekslingen og dermed forårsake varig-heten T av vekslingsperioden å svakt og kontinuerlig variere på en tilfeldig måte.

Denne løsning, som er enkel sett i forhold til selve kretsen, øker kompleksite-ten av styringsenheten UC (se fig. 2, fig. 6 og fig. 7), ikke bare ved introduksjonen av en tilfeldighetsgenerator, men også siden variasjonen av vekslingsperioden i styre-algoritmeformlene blir en variabel.

Med fordel kan disse to tilnærmelser anvendes i kombinasjon.

Fra styringens ståsted kan systemet anses å ha to innganger, dvs. arbeids-syklusene Dc og Ds, en utgang, dvs. utgangsspenningen Vut- Det er derfor blitt utviklet en analytisk modell med hensikt å bli anvendt for en digital elektronisk styring.

Denne modell beregner verdien av utgangsspenningen Vutsom funksjon av arbeidssyklusen Dc ved enden av hver vekslingssyklus. Denne modell kan på en enkel måte inverteres noe som medfører at arbeidssyklusen Dc er en funksjon av utgangsspenningen Vut- Det tillatte verdiområdet for Dc er mellom 0 og 1. Dersom den beregnede verdi for Dc er mindre enn null beregner algoritmen arbeidssyklusen Dc som sikrer den ønskede utgangsspenning.

Med henvisning til fig. 2 er de følgende seks antagelser gjort.

Ifølge den første antagelse er spenningen Voover kondensatoren Cilik utgangsspenningen Vuti A(t)-båndet. En slik antagelse er rettferdiggjort ved flerbånds-sperring av utgangsfilteret som derfor ikke demper signalene i betydelig grad i modulatorsignalets bånd.

Ifølge den andre antagelse er spenningen Voover kondensatoren Cikonstant i løpet av hver vekslingssyklus.

Ifølge den tredje antagelse er kraftforsterkeren modulert som en resistor med verdi RL. I beskrivelsen som følger vil resistansen RLantas å være konstant i hver vekslingssyklus. Følgelig, dersom kraftforsterkeren er modulert med en karakteristikk Rl= Rl(Vut) kan mulige ikke-lineære forløp av forsterkeren også bli tatt i betraktning i modellen. Ved dette tilfellet kan det følgende uttrykk anvendes: RL(<n>) = Rl (Vut(<d>))-Ifølge den fjerde antagelse er terskelspenningen av dioden Di og dioden D2antatt å være null.

Ifølge den femte antagelse er strømmen I2som flyter gjennom induksjonsspolen L2null ved enden av hver vekslingssyklus. Dette valg har blitt gjort ved å anta at energiflyten hovedsakelig er rettet fra kilden Vcctil belastningen RL, og kun i noen spesielle tilfeller i den motsatte retning.

Følgelig oppstår to fordeler:

Den første fordel er relatert til det faktum at det vil kun være to (i stedet for tre) tilstandsvariabler for systemet siden to er komponentene som lagrer energi fra en syklus til den neste, dvs. induksjonsspolen Li og kondensatoren Ci.

Den andre fordel er relatert til det faktum at energisløyfer er følgelig ved konfigurasjon unngått. Med andre ord oppstår den uønskede betingelse hvor energi er tatt fra kilden Vcc, overført til utgangen (ved nedtransformeringsregulatoren) og så returnert (ved opptransformeringsregulatoren) til kilden Vccaldri.

Ifølge den sjette antagelse er variasjonen i arbeidssyklusen Dc fra en vekslingssyklus til den neste liten sammenlignet med den nevnte arbeidssyklus.

Modellen anvender to forhold:

kontinuiteten av strømmen li gjennom induksjonsspolen Li, representert ved

formel [3] under, og

ladningsbevaringen på kondensatoren Ci, representert ved formel [4] under.

Fig. 4 viser hvordan strømmen li varierer og hvordan spenningen Vutvarierer, i overensstemmelse med antagelsen som er gjort.

Ved å sette inn formler [3] og [4] i de følgende formler [5], [6] og [7]:

hvor I^<n>) =-^—^oppnås de følgende formler [8] og [9]:

RL

Formler [8 ] og [9] representerer en forenklet, men svært effektiv, modell av nedtransformermgs-PWM-regulatoren og tillater beregning av spenningen Voover kondensatoren Ci(som tilsvarer utgangsspenningen Vut), og strømmen li som flyter gjennom induksjonsspolen Li ved syklus "n+1" med grunnlag i verdiene av strømmen li, spenning Vut, arbeidssyklus Dc og varighet T av vekslingsperioden ved syklus "n".

Basert på denne analytiske modell kan effektiv styringsfremgangsmåter iverksettes for styring av vekslingskomponentene av PWM regulatorene som er inkludert i kraftomformeren ifølge den foreliggende oppfinnelse.

En første styringsfremgangsmåte er basert utelukkende på den analytiske modell med formler [8] og [9]. Det forenklede diagram av den tilknyttede omformer er vist i fig. 2.

Problemet som må løses er å beregne hvilken arbeidssyklus Dc som må brukes på syklus "n" (Dc(<n>) i fig. 4), med VUT(<n+1>) (ny målspenning), VUT(<n>) og Ii(<n>) (nåværende verdier av de to tilstandsvariabler av systemet), og T(<n>) som kjente.

Formel [9] trenger derfor å bli behandlet slik at arbeidssyklusen Dc er uttrykt som en funksjon av alle de resterende. Problemet er ikke-lineariteten av formel [9] med hensyn til arbeidssyklusen Dc.

I stedet for å løse en kvadratisk ligning med kompleks behandling og som ville kreve en kompleks logisk krets er den sjette antagelse som ble nevnt tidligere nyttig-gjort sammen med det faktum at variasjonen i uttrykket (l-Dc(<n>)/2) definitivt er mindre enn variasjonen i Dc (hvor begge er tilstedeværende i det andre ledd av formel [9]).

Dette gir følgelig:

Formel [10] er den som tillater at arbeidssyklusen Dc kan realiseres ved syklus V for å oppnå spenningen VUT(n+1), hvor verdiene VUT(n), i 1 i(n), Ii(<n>) og Dc(n_1) er kjente.

Den logiske styringsenhet UC må derfor beregne for hver syklus de følgende par av formler, og især formel [11] først, fulgt av formel [12]:

Når en tar i betraktning at strømmen li ikke kan reversere dens retning må formel [12] være mettet ved null, dvs. hvis Ii(<n+1>) < 0 medrører dette at Ii(<n+1>) = 0.

Imidlertid kan resultatet av formel [11] være positiv eller negativ, men en negativ arbeidssyklus har ikke noen fysisk mening. I dette tilfellet indikerer modellen at for å oppnå mMspenningen Vut(°<+1>) ville spenningen må ha blitt tatt ut fra Ci, og dette kan oppnås ved å sette Dc = 0 og Ds>0.

Formler [8] og [9] av modellen vil i dette tilfellet fortsette å være gyldig ved å sette Dc(<n>) = 0 og med tilføyelsen av ladningskvantitet Qs(<n>) som må fjernes fra Ci. Dermed oppnås:

I den gjeldende syklus kan ladningen Qs(<n>) som skal fjernes fra Cifor å oppnå VuT(<n+1>) derfor beregnes som:

Det skal bemerkes at formel [15], bortsett fra skaleringsfaktoren "-Ci", tilsvarer telleren i formel [11], og trenger derfor ikke å bli beregnet på nytt. Følgelig, dersom ved syklus "n" resultatet er Dc<0, må så Dc=0 benyttes og ladningen som skal fjernes fra kondensatoren Cimå beregnes på grunnlag av formel [15] (hvor en slik ladning definitivt er positiv siden nevneren i formel [11] definitivt er positiv).

Ved også å utnytte den femte antagelse som ble nevnt tidligere kan ved dette punkt arbeidssyklusen Ds(<n>) beregnes fra ladning Qs(<n>) (for bedre forståelse henvises til fig. 5).

Ved å sette formler [16] og [17] like kan tilfellet når strømmen I2returnerer til null beregnes, noe som tilsvarer DAV(<n>) T(<n>):

Begrensningen som inngår i den femte antagelse som tidligere er beskrevet er gjenspeilet i den maksimale verdi av DAV(<n>) som må være lik 1. Dette medfører at Ds(<n>) ikke kan overskride en viss verdi som vi her vil indikere som DsMaks(<ii>):

Qs(<n>) kan nå beregnes som funksjon av Ds(<n>):

Ved å sette formler [15] og [19] like og uttrykke som Ds(<n>), oppnår vi:

Til slutt blir algoritmen for å beregne Dc(<n>) og Ds(<n>) som følger:

Trinn 1 (første fremgangsmåte):

Trinn 2 (første fremgangsmåte): hvor Ds(<n>) må være begrenset til DsMAKs(<n>) i overensstemmelse med [18]. Trinn 3 (første fremgangsmåte):

Trinn 4 (første fremgangsmåte):

Hvislc>0 => Ii(<n+1>) = Ic;

Hvislc<0 => l/n+1> = 0.

Formel [23] er den vanskeligste å beregne ved tilegnet logisk strømkrets på grunn av tilstedeværelsen av uttrykket (Vcc-VuT(<n>))/(Vdd+VuT(<n>)) og kvadratroten.

Siden utladningen (og derfor beregningen av formel [23]) vanligvis skjer når VuT(<n>) er liten kan den følgende tilnærmelse anvendes:

En andre styringsfremgangsmåte er basert på den analytiske modell fra formler

[8] og [9], men i stedet for å oppnå Ii(<n>) fra modellen og å anta at den krevde Vut(<d>) faktisk oppnås måler den disse to kvantiteter.

Det forenklede diagram av den tilknyttede omformer er vist i fig. 6. Denne skiller seg ut fra diagrammet i fig. 2 ved tilføyelsen av to kretskomponenter ADC, analog-til-digital omformere, for å utføre målingene.

Den andre fremgangsmåte fremviser de følgende fordeler:

lavere kompleksitet i algoritmen siden beregningene relatert til trinn 3 og 4

illustrert tidligere unngås,

• mulighet for å omfatte sikkerhetstiltak mot overskytende strømmer og overskytende spenninger, • mer nøyaktig styring i løpet av starttransienten når strømmen li av modellen enda ikke er stabil.

Det er naturligvis nødvendig å tilveiebringe strømkretsen som trengs for å måle de ovenfor nevnte kvantiteter.

Ideen er å benytte de målte kvantiteter, ikke for en lukket sløyfestyring i tradisjonell forstand, men som initielle verdier for syklus "n" for å beregne ved hjelp av modellen arbeidssyklusen.

Med V$ og 71(<n>) anvendt for å indikere målingene vil algoritmen være ganske enkelt utformet av de følgende to trinn:

Trinn 1 (andre fremgangsmåte):

hvor VuT(<n+1>) er den neste verdi av utgangsspenningen som en konsekvens av inngangen A(t).

Trinn 2 (andre fremgangsmåte):

hvor Ds(<n>) må begrenses til DsMAKS(<n>) i overensstemmelse med [18].

En tredje styringsfremgangsmåte er basert på den analytiske modell fra [8] og

[9], men den krever måling av utgangsspenningen Vutog bestemmelse av belastningen som er anvendt ved utgangen, især den aktuelle verdi av den resistive belastning RL.

I eksempelet i fig. 7 er belastningen bestemt ved måling av utgangs strømmen Io. Forholdet mellom den målte verdi av spenningen Vutog den målte verdi av strømmen I0tilsvarer den resistive verdi av belastningen.

Belastningen kan bestemmes på andre måter, f.eks. ved måling av kraften som er overført til belastningen eller ved måling av inngangsstrøm til omformeren og å estimere omformerens utgang.

Et forenklet diagram av en omformer basert på denne fremgangsmåte er vist i fig. 7. Denne skiller seg fra diagrammet i fig. 2 ved tilføyelsen av to kretskomponenter ADC, analog-til-digital omformere, for å utføre målingene.

Den samme resistans av kraftforsterkeren, især dens utgangstrinn, kan følgelig utarbeides (for hver syklus dersom dette er ønsket), og den nevnte verdi (eller en derav midlere verdi) kan anvendes ved den neste syklus for nøyaktig å beregne arbeidssyklusen som er nødvendig for å oppnå den ønskede kraft.

Med V$ og 70(<n>) anvendt for å indikere målingene vil algoritmen være konstruert av de følgende trinn:

Trinn 1 (tredje fremgangsmåte):

Hvor VuT(<n+1>) er den neste verdi av utgangsspenningen som en konsekvens av inngangen A(t). l/n) er verdien av strømmen gjennom induksjonsspolen L! beregnet ved anvendelse av modellen. =V$ //0(n) er den resistive belastning som kraftforsterkeren fremviser ved tilførselsporten.

Trinn 2 (tredje fremgangsmåte):

hvor Ds(<n>) må være begrenset til DsMAKs(<n>) i overensstemmelse med [18]. Trinn 3 (tredje fremgangsmåte):

Trinn 4 (tredje fremgangsmåte): Hvislc>0 => Ii(<n+1>) = Ic;

Hvislc<0 => l!(<n+1>) = 0.

Diagrammene i fig. 2, fig. 6 og fig. 7 er ganske fullstendige, men forenklede. F.eks. er drivkretsene med MOSFET transistoren ikke utarbeidet. Eksempelvis er også strømskretsen som genererer spenningssignalene som skal sendes til kretskomponentene ADC representert kun på en antydende måte: i tilfellet av bestemmelse av et spenningssignal er den redusert til en enkel ledning, mens i tilfellet av bestemmelse av et strømsignal er den redusert til en resistor, dvs. resistoren Rs.

I praksis vil det eksempelvis være nødvendig å omfatte kretser for å tilpasse spenningssignalet som skal settes inn i det dynamiske området av den analoge inn-gangsspenning av de spesifikke kretskomponenter ADC som er valgt. I tilfellet av bestemmelse av strømsignalet må en passende strøm-spenningsomformer velges.

Dessuten må de detekterte signaler være passende filtrert (antialiasing filter, dvs. filter for fjerning av falske frekvenser) slik at de harmoniske og andre frekvenser utenfor båndet av kretskomponentene ADC ikke tillates å bli satt inn.

Til sist må et klokkesignal tilføres kretskomponentene ADC ved den ønskede samplingsfrekvens.

Begge PWM-omformerne i disse diagrammer er koblet direkte til hverandre. Imidlertid kan en ikke utelukke at denne kobling kan utføres indirekte via andre kretskomponenter som ikke er representert i disse diagrammer.

For fullstendigheten er en liste av komponenter som kan anvendes i disse kretser innsatt i tabellform under:

Det er klart at ulike modifikasjoner kan introduseres i det som har blitt beskrevet og illustrert som eksempler, og de midler eller materialer som er beskrevet kan erstattes ved likeverdige midler eller materialer uten som konsekvens å avvike fra den gjennom patentkravene krevde ramme for beskyttelse.

Claims (12)

1 Kraftomformer tilpasset til å bli tilkoplet en elektrisk kraftkilde og å styre flyten av effekt fra denne kilden til en last, idet omformeren mottar ved sin inngang et styresignal (A(t)) for omformingen og erkarakterisert vedat denne omfatter: - en første regulatorkrets (Li, Ci, Mi, Di) av pulsbreddemodulasjon-nedtrappingstypen som er tilpasset for å bli koblet til en positiv spenningskilde (Vcc) og refererer til jord for å tilveiebringe en positiv utgangsspenning; - en energigjenvinningskrets, som omfatter en annen regulatorkrets (L2, M2, D2) av pulsbreddemodulasjonsopptrappingstypen, koplet til den første regulatorkretsen (Li, Ci, Mi, Di), som er tilpasset for å bli koblet til en støttende negativ spenningskilde (Våa), for raskt å tømme energi lagrende kretskomponenter (Li, Ci) av den første regulatorkretsen (Li, Ci, Mi, Di), idet - inngangen av den andre regulatorkretsen (L2, M2, D2) er koplet til utgangen av den første regulatorkretsen (Li, Ci, Mi, Di) og utgangen av den andre regulatorkretsen (L2, M2, D2) er koplet til inngangen av den første regulatorkretsen (Lt, Ci, Mh Di), - den første regulatorkretsen omfatter et seriebrytingselement (Mi), en shunt-diode til jord (Di), en serieinduktans (Li) og en shunt-kondensator til jord (Ci), - den andre regulatorkretsen omfatter en serieinduktans (L2), et shuntbrytingselement (M2) koplet til den støttende negative spenningskilden (Vjd), og en friløpsdiode (D2) til den positive spenningskilden (Vcc), brytekomponente (Mi) idet den første regulatorkretsen drives av et brytesignal med et første puls/pause-forhold (Dc) og brytekomponente (M2) av den andre regulatorkretsen drives av et brytesignal med et andre puls/pause-forhold (Ds); og - en styringsenhet (UC) til svitsjekretskomponentene(Mi, M2) av den første (Li, Ci, Mi, Di) og annen regulatorkretsen (L2, M2, D2), som er innrettet til å styre byttingen fra komponentene (Mi, M2) og for å bestemme disse pulssyklene (Dc, Ds) slik at disse ikke overlapper i tid, i forhold til nevnte styresignal (A(t)), i henhold til en forutbestemt forover matende styringsfremgangsmåte basert på en åpen-løkke analytisk modell av den første regulatorkretsen (Li, Ci, Mi, 01),

2 Kraftomformer ifølge krav 1, karakterisert vedat styringsenheten (UC) er innrettet til å sette bredden (Dc, Ds) av svitsjepulsene periodisk, ved hver svitsjesyklus.

3 Kraftomformer ifølge krav 2, karakterisert vedat styringsenheten (UC) er innrettet til å sette bredden (Dc, Ds) av svitsjepulsene også i relasjon til den forutgående tilstand minst av den første regulatorkretsen (Li, Ci, Mi, Di), særlig tilstanden ved den forutgående svitsjesyklus.

4 Kraftomformer ifølge ett av kravene 1 til 3, karakterisert vedat styringsenheten (UC) er innrettet for å anvende et tilfeldig og variabel jitter i tidsdomenet til svitsjingen av svitsjekretskomponentene.

5 Kraftomformer ifølge et hvilket som helst av de forutgående krav,karakterisert vedat den omfatter filtermidler (F) sammenkoblet nedstrøms den første regulatorkretsen (Li, Ci, Mi, Di) og innrettet for å filtrere ut svitsjestøyen.

6 Kraftomformer ifølge krav 5, karakterisert vedat filtermiddelet (F) omfatter et flerbånd-sperrefilter.

7 Kraftomformer ifølge et hvilket som helst av de forutgående krav,karakterisert vedat den omfatter midler (ADC) innrettet til å bestemme minst noen av tilstandsvariablene (li, Vo) av den første regulatorkretsen (Li, Ci, Mi, Di), og ved at styringsenheten (UC) er koplet til bestemmelsesmidlene (ADC) og er tilpasset for å operere ifølge en styringsfremgangsmåte, basert på den analytiske modellen av den første regulatorkretsen (Li, Ci, Mi, Di), som tar hensyn til verdiene av de bestemte tilstandsvariablene (li, Vo).

8 Kraftomformer ifølge et hvilket som helst av de forutgående krav,karakterisert vedat den omfatter bestemmelsesmidler (ADC) tilpasset for å detektere utgangsspenningen (Vut) ved omformeren og belastningen (RL) påført ved utgangen av omformeren, og hvor styringsenheten (UC) er koplet til bestemmelsesmidlene (ADC) og er tilpasset for å operere ifølge en styringsfremgangsmåte, basert på den analytiske modellen av den første regulatorkretsen (Li, Ci, Mi, Di), som tar hensyn til den bestemte utgangsspenningen (Vut) og belastningen på utgangen (RL).

9 Kraftomformer ifølge krav 8, karakterisert vedat bestemmelsesmidlene (ADC) er utformet til å måle utgangsspenningen (Vut) ved omformeren og utstrømmen (10) ved omformeren.

10 Kraftomformer ifølge ett av de foregående krav, karakterisert vedat den er innrettet til å energiforsyne en hvilken som helst type last eller aktuator.

11 Amplitudemodulator innrettet til å motta ved inngangen et modulasjonssignal og som omfatter en forsterker og en effektforsyner tilpasset for å tilføre effekt,karakterisert vedat effektforsyneren omfatter en kraftomformer ifølge ett av de foregående krav, hvor dens styresignal (A(t)) for omformingen tilsvarer modulasjons-signalet.

12 Radiosender innbefattet en amplitudemodulator i henhold til de forutgående krav.