NO309590B1 - Spenningsstyrt overflateakustisk bölgeoscillator - Google Patents

Abstract

Spenningsstyrt overflateakustisk bølgeoscillator (10) innbefatter en integrert krets (12) og en toportresonator (18) koblet som et tilbakekoblingselement rundt den integrerte krets (12). Den integrerte krets omfatter et faseskiftenettverk (14) og en forsterker (16) som er direkte tilkoblet faseskiftenettverket (14).

Description

OPPFINNELSENS BAKGRUNN

Oppfinnelsens område

Den foreliggende oppfinnelse vedrører oscillatorer, og mer spesielt spenningsstyrte overflateakustiske bølgeoscillato-rer ("SAW", surface acoustic wave).

Beskrivelse av relatert teknikk

Slik det er kjent fra teknikken, foreligger det et behov i forbindelse med mange radiofrekvensapplikasjoner, f.eks. i forbindelse med radarmottakere og sendere, .for meget stabi-le oscillatorer eller andre kilder for radiofrekvenssigna-ler. Én av de mer generelle angrepsvinkler for å fullbyrde dette behov er å bruke såkalte SAW-stabiliserte oscillatorer, hvori en SAW-innretning, f.eks. en forsinkelseslinje eller en resonator, blir plassert inne i en tilbakekob-lingssløyfe som har et heltalls antall av 2 pi radianer av faseskift og overskytende lite signalforsterkning ved en spesiell frekvens innen båndpassfrekvensen for SAW-stabili-seringsinnretningen.

Ved mange av disse applikasjoner er det nødvendig å ha en oscillator med utgangsfrekvens som er meget stabil både over lange tidsperioder, samt over forholdsvis korte tidsperioder. Den første stabilitetskarakteristikk er generelt betegnet som aldringskarakteristikken for oscillatoren og relaterer seg hovedsakelig til langtidsvariasjoner i de elektriske karakteristikker av de innretninger som omfatter nevnte SAW-stabiliserte oscillatorer. Mer spesielt utgjør én av hovedbidragsyterne til variasjoner i oscillatorytelse over lengre tidsperioder selve SAW innretningen. SAW innretninger har typisk aldringshastigheter av størrelsesorden flere deler per million per år, selv om SAW resonatorer nå er tilgjengelige med aldringshastigheter av størrelsesorden noen få deler pr. million pr. år eller mindre. Således vil aldring i økende grad bli en neglisjerbar grunn til fre-

kvensustabilitet ved slike innretninger.

En annen grunn til frekvensustabilitet er korttidsfrek-vensvariasjoner eller støy. SAW-stabiliserte oscillatorer har relativt dårlige tett-til-bærebølge fasestøykarak-teristikker. Det innebærer at det foreligger en stor grad av støyeffekt per enhet av båndbredde ved forskutte frek-venser som ligger tett opptil bære- eller fundamentfrek-vensen for oscillatoren. Dette skyldes hovedsakelig iboende karakteristikker hos SAW stabiliseringselementet og andre oscillatorkomponenter, f.eks. sløyfeforsterkere.

Et konsept som, ved siden av støy, spiller en hovedrolle hva angår bakgrunnen for den foreliggende oppfinnelse, her det som betegnes "dirring" ("jitter"), som kan være tids-, amplitude-, frekvens- eller faserelatert. Dirring refererer til brå, tilfeldige variasjoner i varighet, størrelse, frekvens eller fase hos frekvensmodulasjonen i et intervall, suksessive sykler, eller suksessive pulser av en repeteren-de bølge. Angitt på enklere måte, vil variasjoner i pulspo-sisjonene innenfor en sekvens av pulser resultere i dirring. Noen av grunnene til dirring er avhengig av det puls-mønster som sendes ut, mens andre ikke er det. F.eks. vil tilfeldige former av dirring være bevirket av støy, inter-ferens og misinnstilling av klokkekretser. Mønsteravhengig dirring skyldes også klokke-misinnstilling, fra amplitude-til-fase-omforming i klokkekretser, og kan skyldes inter-symbolinterferens ("ISI", intersymbol interference), som endrer posisjonen av toppene på_innsignalet i henhold til mønsteret.

Det er kjent at dirring-akkumulering over en digital link kan reduseres ved bufring av linken med et elastisk lager og utklokking av den digitale strøm, under styring av en meget stabil faselåst sløyfe. Det elastiske lager er hen-siktsmessig en buffer som initieres til å romme et visst antall biter, og som utvider seg og trekker seg sammen for å holde bitlengden konstant. Den faselåste sløyfe er en krets som bruker tilbakekobling for minimering av avviket fra én bittid til den neste. Den utfører generelt denne funksjon ved synkronisering av en variabel lokaloscillator med fasen for et utsendt signal.

Med spesiell henvisning til SAW-oscillatorer, er det kjent å imøtegå noen av de nevnte behov og potensielle problemer ved å innlemme i nevnte SAW-oscillatorsløyfe en spenningsstyrt faseskifter som kan introdusere en forholdsvis liten størrelse av faseskift inn i sløyfen og således justere frekvensen for oscillasjonen av sløyfen eller låse frekvensen for oscillasjonen til en ønsket frekvens.

Så langt har frekvensstyring av SAW-oscillatorer blitt ut-ført ved hjelp av varaktordioder. Denne løsning er beheftet med den ulempe at komponenttallet for slike frekvensstyre-systemer er høy, og således vil også produksjonskostnaden være høy.

Frekvensstyring av forskjellige andre typer av oscillatorer har man også utført hittil. F.eks. er det kjent frekvensstyring av krystalloscillatorer ved hjelp av et spenningsstyrt faseskiftenettverk. Imidlertid er disse styresystemer forholdsvis komplekse. F.eks. omfatter de systemer som er omtalt i US 4.571.558 og 4.646.033 to integratorkretser for faseskiftsformål, og de påvirker krystallet ved dettes se-rieresonans. I ethvert tilfelle vil imidlertid en slik lære ikke tidligere ha vært benyttet ved SAW oscillatorer.

Med basis i det foregående skal det forstås at det er en mangel og feil ved den kjente teknikk at det hittil ikke er blitt utviklet et forholdsvis enkelt og rimelig system samt fremgangsmåte for styring av frekvensen for SAW-oscillatorer .

SAMMENFATNING AV OPPFINNELSEN

Den foreliggende oppfinnelse råder bot på de mangler og feil som er omtalt tidligere, ved at det fremskaffes en spenningsstyrt SAW-oscillator som omfatter en integrert krets og to portresonatorer som er koblet som et tilbakekoblingselement rundt den integrerte krets.

I henhold til den foreliggende oppfinnelses lære innbefatter den integrerte krets et faseskiftenettverk og en forsterker direkte tilkoblet det faseskiftende nettverk.

Ved utførelsesformer for den foreliggende oppfinnelse kan de to portresonatorer være et SAW-transversalkoblet filter ("TCF", transversal coupled filter).

Den foreliggende oppfinnelse tilveiebringer også et system for styring av en spenningsstyrt SAW-oscillator, hvilket system omfatter struktur for stimulering av oscillasjon, struktur for styring.av frekvens for oscillasjon, struktur for bestemmelse av innresistans til systemet, samt struktur for å bestemme utresistans fra systemet. Ved forskjellige utførelsesformer for systemet i henhold til den foreliggende oppfinnelses lære, vil organene for styring av frekvens for oscillasjon kunne innbefatte en multiplikatorkrets og en transkonduktansforsterker. Videre vil det ved forskjellige utførelsesformer for den foreliggende oppfinnelses læ-re være innbefattet struktur for bestemmelse av innresis-tansen for systemet og eventuelt også struktur for bestemmelse av utresistansen for systemet, som kan omfatte første og andre resistorer. Enda videre kan, ved forskjellige ut-førelsesf ormer for systemet i henhold til den foreliggende oppfinnelses lære, den spenningsstyrte SAW-oscillator omfatte en toportresonator med en karakteristisk impedans, og den første og andre resistor kan være tilpasset den karakteristiske impedans for toportresonatoren.

Følgelig er det en hensikt med den foreliggende oppfinnelse å tilveiebringe en spenningsstyrt SAW-oscillatorkrets med et integrert faseskiftenettverk for frekvensstyreformål.

En annen hensikt med den foreliggende oppfinnelse er å tilveiebringe en frekvensstyreseksjon for en oscillator som ikke innbefatter en varaktordiode.

Et ytterligere formål med oppfinnelsen er å tilveiebringe en spenningsstyrt SAW-oscillator, hvori frekvensstyringen kan utføres øyeblikkelig.

Enda et annet formål med den foreliggende oppfinnelse er å tilveiebringe en spenningsstyrt SAW-oscillator med et forholdsvis lavt komponentantall.

Enda en annen hensikt med den foreliggende oppfinnelse er å tilveiebringe en forholdsvis rimelig spenningsstyrt SAW-oscillator .

De ovennevnte formål og hensikter oppnås ved en oscillator kjennetegnet av de trekk som defineres i den karakteriserende del av krav 1. Ytterligere foretrukne utførelsesfor-mer av den foreliggende oppfinnelse kjennetegnes av de trekk som defineres i de karakteriserende deler av under-kravene.

KORT OMTALE AV TEGNINGSFIGURENE

For en mer kompletterende forståelse av den foreliggende oppfinnelse, og for omtale av ytterligere hensikter og for-deler relatert til oppfinnelsen, skal det nå henvises til den følgende detaljerte beskrivelse av oppfinnelsen tatt i forbindelse med de vedlagte tegningsfigurer. Figur 1 er et blokk diagram over en spenningsstyrt SAW-oscillator i henhold til den foreliggende oppfinnelses læ-re . Figur 2 er en kurve over typisk amplitude- og faseresponser for SAW-toportresonatorer, f.eks. toportresonatoren vist på figur 1. Figur 3 er et blokkdiagram over en faseskift- og forster-kerkrets i henhold til den foreliggende oppfinnelses lære. Figur 4 er et vektordiagram over faseskift- og forsterkerkretsen på figur 3. Figur 5 er et mer detaljert kretsdiagram over faseskift- og forsterkerkretsen vist på figur 3. Figur 6 er en kurve over visse ytelseskarakteristikker for faseskift- og forsterkerkretsen på figur 3.

DETALJERT BESKRIVELSE AV OPPFINNELSEN

Idet det vises til de vedlagte tegningsfigurer der like eller lignende elementer er betegnet med samme henvisningstall på de forskjellige fremstillinger, og mer spesielt til figur 1, er det her vist et blokkdiagram over en oscillatorkrets (generelt betegnet med henvisningstall 10) i henhold til den foreliggende oppfinnelses lære. Oscillator-kretsen 10 innbefatter en integrert krets 12 vist ved stip-let linje. Den integrerte krets 12 omfatter et faseskiftenettverk 14 og en forsterker 16. På figur 1 vil det også ses at utgangen UT fra forsterkeren 14 er tilkoblet et knutepunkt NI utenfor kretsen 12, _og. ytterligere at denne mater en inngangsport til en SAW TCF 18. Det vil også ses på figur 1 at faseskiftenettverket 12 har en CTX-terminal og en CTY-terminal. En frekvensstyrt spenning Vctl påtrykkes differensielt mellom disse to terminaler. Idet det skal forstås at kretsen 12 vist på figur 1 bare er én av mange mulige utførelsesformer for oppfinnelsen, skal det videre forstås at elementer som er forskjellige fra nettverket 14 og forsterkeren 16 kan forekomme i en krets 12 som fremde-les ligger innenfor omfanget og dekningen av den forelig-

gende oppfinnelse.

Nevnte SAW TCF 18 vist på figur 1 som en toportresonator, er koblet som et tilbakekoblingselement rundt den integrerte krets 12. En felles jordingselektrode N3 for nevnte TCF 18 er koblet til sann jord VGND for å holde nevnte TCF 18 fri for likestrømspotensial. En dekoblingskondensator Cl 20 er forbundet mellom VGND og VCC for å etablere en lavimpe-dans-returbane for RF strøm.

Parallelle impedanstilpassede nettverk er forbundet med innporten til TCF 18 mellom Ni og VGND, og til utport mellom knutepunkt N2 og VGND. De impedanstilpassede nettverk kan realiseres ved hjelp av induktorer 22, 24 som er dimensjonert til å kansellere den samlede susceptans for nett-verksimpedansen hos knutepunkter NI og N2. Susceptansen ved disse knutepunkter skyldes hovedsakelig den kapasitans som har tilknytning til pakken åv TCF 18 og den integrerte krets 12 samt av den trykte mellomkobling.

Videre, med hensyn til SAW TCF 18, utgjør overflateakustiske bølgetransversalt koblede filtre meget smale topol pass-båndfiltre. En typisk amplitude- og faserespons for et slikt filter er vist på figur 2. Karakteristikkene ifølge figur 2 har oppfinneren av den foreliggende oppfinnelse oppnådd ved bruk av kretssimulering med generatoren og las-timpedansen tilpasset til den karakteristiske impedans for TCF 18.

Nøkkelkarakteristikker'for topol TCF 18 omfatter det lave innføringstap på tilnærmet 3-5 dB, og dennes lineære faserespons i passbåndet. Den lineære faserespons i passbåndet for TCF 18 tillater frekvensstyring ved hjelp av et faseskiftende nettverk i et område på ca. 0° til 180°. Ved senterfrekvensen vil utgangen fra TCT 18 ligge foran inngangen med 90°; O_tcf=90°.

Idet det nå vil diskuteres faseskift- og forsterkerkretsen 12 i ytterligere detalj, skal det vises til figur 3, som anskueliggjør kretsen 12 i blokkdiagramform. I denne krets 12 blir oscillasjon stimulert ved hjelp av en første transkonduktansforsterker 26, en kondensator 28 samt en andre transkonduktansforsterker 30. Frekvensstyreorganer er fremskaffet ved hjelp av en multiplikatorkrets MUL 32 og en tredje transkonduktansforsterker 34. Motstander 36 og 38 bestemmer henholdsvis inn- og utresistansen fra faseskift-og forsterkerkretsen 12 og blir tilpasset til den karakteristiske impedans for TCF 18 (se figur 1).

Med hensyn til driften av den integrerte krets 12, når styrespenningen Vctl blir innstilt mot null, så skal det antas at utgangen fra multiplikatoren 32 og således utstrømmen fra transduktansforsterkeren 34 vil være null. Denne anta-kelse gjør det lettvint å forstå operasjonsmodusen for det stimulerende nettverk.

Transduktansforsterkeren 26 danner en integrert krets med kondensator 28, og således vil spenningen Vi ligge etter innspenningen Vinn med 90°. Med Vctl=0 vil utspenningen Vut også henge etter innspenningen Vinn med 90° og således vil TCF 18 bli stimulert ved sin senterfrekvens. Oscillasjon ved senterfrekvensen vil oppstå, forutsatt at sløyfefor-sterkningen for den komplette oscillatorkrets 10 er større enn en enhet.

Under styring av multiplikatorkretsen MUL 32, skaffer transkonduktansforsterkeren 34 strøm Ig3 til utknutepunk-tet, som er i fase med forsterkerinngangen Vinn, og således vil fasen for Ig3 være i kvadratur med fasen for Igl. Stør-relsen av strømmen Ig3 er proporsjonal med størrelsen av styrespenningen Vctl, men Ig3 er i antifase med Vinn for VctKO. Den resulterende utspenningen Vut endrer sin fase og størrelse som en funksjon av styrespenningen Vctl i henhold til vektordiagrammet vist på figur 4.

Med en styrespenning Vctl økende fra null mot Vctl_max, vil ø_tcf øke fra 90° til ®_tcf_min, og således vil oscilla-sjonsfrekvensen øke fra senterfrekvensen til fmax. Reduksjon av styrespenningen under null vil samtidig bevirke 0_tcf til å øke, noe som på sin side senker oscillsjons-frekvensen.

Størrelsen av Vut øker med enten en økning eller en reduksjon av styrespenningen Vctl. Dette øker sløyfeforsterknin-gen fra ocillatoren og bevirker ytterligere at oscilla-sjonsforsterkeren øker, men har ingen innvirkning på fre-kvensstyrekarakteristikkene hos oscillatoren.

På figur 5 er det i ytterligere detalj vist.et kretsdiagram ved innretningsnivå for faseskift- og forsterkerkretsen 12.

På figur 5 vil det ses at inngangene IX 40 og IY 42 (også vist på figur 1) mater et emitterfølgertrinn. Disse inngan-ger blir ført inn i kretsen 12 for nivåskifteformål. De to emitterfølgere blir dannet av transistorer 44, 46 og strømsluker 48, 50.

Utgangene fra emitterfølger, knutepunkter 52 og 54, styrer transkonduktansforsterkeren 26 (se figur 3) som er dannet av et emitterkoblet par av forsterkere omfattende transistorer 56, 58, og den motsvarende strømsluk omfatter en transistor 60 og en motstand 62. Differensialutgangene fra forsterkeren 26 er forbundet med integratorkondensatorer 64 og 66 (via knutepunkter 68 og 70). Kildestrømmer blir fremskaffet til de emitterkoblede par av forsterkere ved hjelp av lastmotstander 72 og 74.

Ved en ytterligere diskusjon av kretsdiagrammet vist på figur 5, ses det her et negativt impedansnettverk omfattende transistorer 76 og 78, samt motstander 80 og 82, sammen med en strømsluk 84, som er forbundet i parallell med lastmot-standene 72 og 74. Antas ideelle innretninger 76 og 78 med uendelig gm, vil den negative impedans bli -(to ganger verdien av motstanden 76). Når motstandsparene 76 og 82 er li-ke i forhold til motstandsparet 72 og 74, vil den resulterende lastimpedans bli uendelig. Det er nødvendig å senke verdien på motstandene 80 og 82 fra deres nominelle verdier, hovedsakelig for å kompensere for emitterresistansen Re for de reelle innretninger 76 og 78. Ved den spesielle im-plementering som er vist i denne anvendelse, har oppfinneren av den foreliggende oppfinnelse funnet at motstandsver-diene trengte å senkes tilnærmet 7% for beste ytelse.

Ved den utførelsesform for oppfinnelsen som er vist på figur 5, blir det fremskaffet et lavsving ECL omformertrinn for å generere et bufret, differensial-klokkeutsignal ved utgangene QX 84 og QY 86. Nevnte ECL-omformer omfatter et emitterkoblet par av forsterkere tildannet av transistorer 88 og 90, lastinnretninger 92 og 94, samt den motsvarende strømsluk 96. Emitterfølgerinnretninger vil da fremskaffe de bufrede differensialklokkeutganger QX og QY. For nivåskifteformål foreligger det to NPN innretninger konfigurert som dioder, som er koblet i serie mellom emitterfølgerut-gangene og deres motsvarende strømsluker. Strømslukene er tildannet av innretninger 98 og 100, henholdsvis 102 og 104 .

For å bibeholde integratorkretsen med dennes likestrøms-driftspunkt, blir det fremskaffet negativ tilbakekobling fra de nivåskiftede, bufrede klokkeutgangsknutepunkter 106 og 108 til integratoren ved hjelp av en ytterligere trans-konduktansf orsterker . Denne forsterker er tildannet av innretninger 76 og 78, og emitterdegenerasjonsmotstandene 80 og 82. Den motsvarende strømsluk er betegnet med henvisningstall 96. Denne tilbakekoblingssløyfe vil uunngåelig bevirke en fasefeil som kan minimeres ved reduksjon av gm for tilbakekoblingsforsterkeren ved hjelp av emitterdegene-reringsmotstandene 80 og 82. Oppfinneren har for den foreliggende oppfinnelse oppnådd en integratorfasefeil av stør-relsesorden mindre enn 8°.

Integratorutknutepunktene 110 og 112 styrer dessuten transduktansforsterkeren 30 (se figur 3) omfattende det emitterkoblede par av forsterkere tildannet av innretninger 114 og 116, en emitterdegenereringsmotstand 118 samt strømsluker 120 og 122. Kollektorstrømmen fra innretningen 114 mater den eneste avsluttede utgang UT 124 mens den komplementære utstrøm ved kollektoren hos innretningen 116 blir returnert til kraftforsyningsterminalen VCC.

Alle strømsluker blir styrt ved hjelp av et på en brikke anordnet forspenningsnettverk tildannet av innretningene 126, 138, 130 og 132, hvilket innebærer at strømmene er proporsjonale med VCC-(2 ganger Vbe).

Det skal legges merke til at den hittil fremførte beskrivelse omtaler den stimulerende bane for den spenningsstyrte SAW oscillator 10. Det beskrevne nettverk bør kunne brukes som en referanse SAW oscillator uten frekvensstyring. Ved en slik oscillator vil oscillasjon opptre ved senterfrekvensen av nevnte SAW TCF 18 (vist på figur 1).

Frekvensstyresystemet ifølge den foreliggende oppfinnelse, innbefattende en firekvadrant multiplikatorkrets og en transkonduktansforsterker, er blitt implementert som en Gilbert-multiplikatorcelle. Ved den utførelsesform blir forsterkningen for frekvensstyreinngangene innstilt ved hjelp av en emitterdegenereringsmotstand 134. Videre, ved denne utførelsesform, vil strømsluken for Gilbert-multiplikatorkretsen være dimensjonert med hensyn til strømslukene for transduktansforsterkeren 30 (vist på figur 3) i et forhold på 1,16:1, slik at det vil resultere i et fasestyreom-råde på tilnærmet 50°.

Inngangs- og utgangsmotstandsverdiene for motstander 136 og 138 kan senkes fra den karakteristiske impedans for TCF 18 for å gjøre oscillatoren 10 mindre sensitiv like overfor produksjonstoleranser hos det tilpassende impedansenett-verk. Denne fordel er uheldigvis fulgt av det at fasere-sponsen for TCF, og således for VCO, blir gjort mindre li-neær, men kan bidra til maksimering av frekvensstyring i lys av alle produksjonstoleranser. En ytterligere ulempe går ut på at senkning av inngangs- og utgangsmotstandsver-dier for motstander 136 og 138 bevirker en økning i innfø-ringstapet til TCF, hvilket imidlertid kan kompenseres for ved økning av forsterkerens egenforsterkning.

Slik det er vist på figur 6, er det der vist grafisk fase og størrelse mot Vctl for faseskift- og forsterkerkretsen. De angitte verdier illustrerer fast styring av faseskift ved hjelp av spenning, noe som er fullstendig tilstrekkelig for sterk frekvensstyring. På kurven betegner TTTT typiske verdier, HLLH angir verdier for hvert tilfelle, mens LHHL angir verdier for beste tilfelle. På kurven er det også plottet inn styrespenningsverdier langs X-aksen, og fase-og størrelsesverdier er plottet langs Y-aksen.

Basert på det foregående, vil de som er dyktige innen dette tekniske område nå på en mer fullstendig måte kunne forstå og fatte at den foreliggende oppfinnelse skaffer en spenningsstyrt SAW-oscillatorkrets med et integrert faseskiftenettverk for frekvensstyreformål. Utførelsesformer for den foreliggende oppfinnelse krever ikke bruken av varaktordiode, en innretning som i stor grad benyttes i henhold til kjent teknikk. Fordi frekvensstyreseksjonen for den frem-skaffede oscillator ikke innbefatter en varaktordiode, vil komponentantallet i kretsen bli redusert. Videre, fordi det ikke benyttes en varaktordiode ved utførelsesformene ifølge den foreliggende oppfinnelse, blir frekvensstyringen umid-delbar. Ved utførelsesformer ifølge den foreliggende oppfinnelse trenger man bare å fremskaffe én integrert krets, omfattende en faseskiftenettverk, en forsterker, en SAW TCF, samt en dekoblingskondensator. Ved noen utførelsesfor-mer for den foreliggende oppfinnelse kan det også fremskaffes parallelle impedanstilpassede nettverk forbundet med inngangsportene og utgangsportene hos SAW TCF, enten som separate elementer eller innlemmet i SAW TCF. Lave produk-sjonskostnader ved utførelsesformer ifølge oppfinnelsen ut-gjør et direkte utbytte av det lave antall komponenter.

Selvsagt er en flerhet av modifikasjoner og variasjoner mulige i lys av den fremførte lære. Innenfor omfanget av de vedføyde patentkrav vil følgelige den foreliggende oppfinnelse kunne praktiseres på andre måter enn det som spesielt er beskrevet så langt.

Det er å forstå at driften og konstruksjonen av den foreliggende oppfinnelse vil være belyst av den foreliggende beskrivelse. Selv om fremgangsmåte og apparatet som er omtalt og vist er omtalt som foretrukket, så kan innlysende endringer og modifikasjoner kunne gjøres uten at man avvi-ker fra den foreliggende oppfinnelses omfang slik dette er definert i de vedføyde patentkrav.

Claims (3)

1. En oscillator (10) som omfatter en integrert krets som har et faseskiftnettverk (14), en forsterker (16), og en resonator (18) som igjen har en inngangsport og en utgangsport, inngangsporten til resonatoren (18) er koblet til forsterkeren (16) i den integrerte krets, og utgangsporten til resonatoren (18) er koblet til faseskiftnettverket (14), slik at nevnte utgangsport er tilbakekoblet med den integrerte krets, nevnte oscillator (10) karakterisert ved: • faseskiftnettverket (14) til den integrerte krets utformet av en multiplikator (32) som har en inngangsterminal og en utgangsterminal, et første transkonduktanselement (26) og et andre transkonduktanselement (30) koblet i serie, multiplikatoren (32) koblet for å motta en sty-ringsspenning (CTL - control voltage) med et voltspen-ningsnivå, og • forsterkeren (16) i den integrerte krets utformet av et tredje transkonduktanselement (34) som har en inngang koblet i serie med utgangen til multiplikatoren (32), det tredje transkonduktanselement (34) genererer et ut-gangssignal (UT) til en fase som er responsiv på det valgte styringsspenningsnivå og resonatoren (18) til en frekvens responsiv på fasen til utgangssignalet (UT), det første transkonduktanselementet (26) og det andre transkonduktanselementet (30) sammen koblet i parallell med seriekombinasjon til multiplikatoren (32) og det tredje transkonduktanselement (34).

2. Oscillator (10) som angitt i krav 1, karakterisert ved at nevnte resonator (18) omfatter en SAW (surface accoustic wave) transversalkoblet resonator.

3. Oscillator (10) som angitt i krav 1, karakterisert ved at transkonduktanselementet (34) som utformer forsterkeren (16) i den integrerte krets ytterligere omfatter en utgangsport, og nevnte oscillator (10) videre omfatter midler for å koble utgangsporten til forsterkeren til inngangsporten til resonatoren.