NO173159B

NO173159B - ARRIVAL SYSTEM RECEIVING SYSTEM FOR AA ELIMINATE SELF-DISCONNECT ERROR RESPONSES AND PROGRAMS FOR PROGRAMMING A SPACE FOR A FREQUENCY SYNTHESIS

Info

Publication number: NO173159B
Application number: NO85850159A
Authority: NO
Inventors: Alan Michael Victor; Darrell Eugene Davis
Original assignee: Motorola Inc
Priority date: 1983-05-16
Filing date: 1985-01-15
Publication date: 1993-07-26
Also published as: NO850159L; HK17192A; NO173159C

Description

Oppfinnelsen vedrører en anordning ved mottakersystemer for å eliminere selvutkoplende feilsvar, samt framgangsmåte for programmering av en ROM for en frekvenssyntetiserer, i samsvar med den innledende delen av patentkrav 1, hhv. 5. Nærmere bestemt angår oppfinnelsen et mottakersystem for flere bruksmåter, basert på ROM-programmert frekvenssyntetisering, for å forbedre mottakerens frekvensstabilitet og eliminere selvutkoplende feilsvar over faselåste oscillatorer. The invention relates to a device in receiver systems to eliminate self-disconnecting error responses, as well as a procedure for programming a ROM for a frequency synthesizer, in accordance with the introductory part of patent claim 1, respectively. 5. More specifically, the invention relates to a receiver system for multiple uses, based on ROM-programmed frequency synthesis, to improve the receiver's frequency stability and eliminate self-switching error responses over phase-locked oscillators.

Den som skal utforme mottakersystem står hyppig overfor to alvorlige problemer når han skal utforme en superheterodyn mottaker for flere bruksmåter, som må motta et bredt område av radiofrekvenser. Det første problemet gjelder selvutkoplende feilsignal eller feilsvar, mens det andre gjelder mottakerens frekvensstabilitet. For bredbåndsmottakere er problemet med frekvensstabilitet forbundet med kravet til høye mellomfrekvenser for slike bredbånds-mottakere. The receiver system designer is frequently faced with two serious problems when designing a multi-purpose superheterodyne receiver that must receive a wide range of radio frequencies. The first problem concerns the self-disconnecting error signal or error response, while the second concerns the receiver's frequency stability. For broadband receivers, the problem of frequency stability is connected with the requirement for high intermediate frequencies for such broadband receivers.

Fenomenet med selvutkopling ("self-quieting") forårsakes av harmoniske på mottakerens egne oscillatorer, som blandes sammen i et av de ikke-lineære trinnene i mottakeren, slik at det dannes en frekvens som mottakeren er i stand til å reagere på, som om den var et innkommende eller mellomfrekvens-signal. Dette selvutkopling s-fenomenet forstås best ved å undersøke fenomenet i en vanlig superheterodyn mottaker for to bruksmåter, som vist i fig. 1. I dette systemet vil en RF-frekvens-inngangssignal Fm, først komme inn på inngangen 10 til mottakerens RF-trinn 15. Disse RF-trinnene 15 kan omfatte forsterknings-, koplings-, filtrereringskretser etc., som krevet av systemet. Generelt vil hovedsakelig den samme RF-frekvensen Frf komme ut på RF-trinnenes 15 utgang 20 og gå inn på en inngang 25 til en første blander 30. The phenomenon of self-quieting is caused by harmonics on the receiver's own oscillators, which mix together in one of the non-linear stages of the receiver, so as to form a frequency to which the receiver is able to respond, as if it was an incoming or intermediate frequency signal. This self-disconnect s phenomenon is best understood by examining the phenomenon in a common superheterodyne receiver for two modes of use, as shown in fig. 1. In this system, an RF frequency input signal Fm will first enter the input 10 of the receiver RF stage 15. These RF stages 15 may include amplification, coupling, filtering circuits, etc., as required by the system. In general, essentially the same RF frequency Frf will come out at the output 20 of the RF stages 15 and go into an input 25 of a first mixer 30.

En første lokal oscillator frekvens FL01 dannes av en første indre oscillator 35 med en utgang 40 som er operativt forbundet med en andre inngang 45 til blanderen 30. Oscillatoren 35 kan være en vanlig krystallstyrt oscillator hvis frekvens bestemmes av et krystall 50. Dette oscillatorkrystallet kan være et av flere slike krystaller som kan koples selektivt til oscillatoren 35 for å tilveiebringe ei rekke mottakerkanaler. Alternativt kan oscillatoren 35 være frekvens-syntetiserer, som kan utvikle et gitt antall frekvenser. A first local oscillator frequency FL01 is formed by a first internal oscillator 35 with an output 40 which is operatively connected to a second input 45 of the mixer 30. The oscillator 35 can be a conventional crystal-controlled oscillator whose frequency is determined by a crystal 50. This oscillator crystal can be one of several such crystals which can be selectively coupled to the oscillator 35 to provide a number of receiver channels. Alternatively, the oscillator 35 can be a frequency synthesizer, which can develop a given number of frequencies.

Det er kjent at den første blanderen 30 vil danne et mellomfrekvens-signal F^ på utgangsklemma 35 med likninga Frf - FLOi = F~ m dersom systemet har såkalt lavside injeksjon på den første blanderen eller ¥m = FLOi - F^ dersom systemet har såkalt høysideinjeksjon på den første blanderen 30. It is known that the first mixer 30 will form an intermediate frequency signal F^ on the output terminal 35 with the equation Frf - FLOi = F~ m if the system has so-called low-side injection on the first mixer or ¥m = FLOi - F^ if the system has so-called high side injection on the first mixer 30.

Denne første mellomfrekvensen Fm påtrykkes en inngang 60 til I.F.-trinn 65. Disse I.F.-trinnene 65 kan omfatte forsterkere og filter for å behandle mellom-frekvenssignalet F^i etter behov. I en foretrukket utførelsesform omfatter disse første I.F.-trinnene 65 et smalbåndskrystallfilter. This first intermediate frequency Fm is applied to an input 60 of I.F. stage 65. These I.F. stages 65 may comprise amplifiers and filters to process the intermediate frequency signal F^i as required. In a preferred embodiment, these first I.F. stages 65 comprise a narrowband crystal filter.

En utgang 70 fra de første I.F.-trinnene 65 er operativt koplet til en inngang 75 til en andre blander 80 og tilfører dermed signalet Fm til denne. En andre lokal oscillator 85 danner en andre oscillator-frekvens FL02 på en utgang 90 for påtrykking på en inngang 95 til den andre blanderen 80. Oscillatoren 85 er generelt en fast-frekvens- oscillator med frekvensen F^ bestemt av et enkelt oscillatorkrystall 100. An output 70 from the first I.F. stages 65 is operatively connected to an input 75 of a second mixer 80 and thus supplies the signal Fm to this. A second local oscillator 85 generates a second oscillator frequency FL02 at an output 90 for application to an input 95 of the second mixer 80. The oscillator 85 is generally a fixed-frequency oscillator with the frequency F^ determined by a single oscillator crystal 100.

En andre mellomfrekvens dannes på en utgang 105 fra blanderen 80 og dens frekvens er betegnet F^. Den andre lokal oscillator-frekvensen Flo1 bestemmes ut fra likninga Fm = Fm - Flo2 dersom det brukes lavsideinjeksjon for den andre blanderen og Flo2 - Fm = ~ Fm dersom det brukes høysideinjeksjon. A second intermediate frequency is formed at an output 105 from the mixer 80 and its frequency is denoted F^. The second local oscillator frequency Flo1 is determined from the equation Fm = Fm - Flo2 if low-side injection is used for the second mixer and Flo2 - Fm = ~ Fm if high-side injection is used.

Denne andre I.F.-frekvensen F^ påtrykkes på en inngang 110 til et andre sett I.F.-trinn 115, hvor signalet behandles ytterligere og avgis på en utgang 120. På dette punktet blir signalet ytterligere behandlet med andre kretser i samsvar med de spesifikasjoner og krav som stilles av systemet. Vanligvis vil utgangen 120 drive en demodulator, såsom en diskriminator for frekvensmodulering (FM). This second I.F. frequency F^ is applied to an input 110 to a second set of I.F. stages 115, where the signal is further processed and emitted at an output 120. At this point the signal is further processed with other circuits in accordance with the specifications and requirements set by the system. Typically, the output 120 will drive a demodulator, such as a frequency modulation (FM) discriminator.

Det andre settet I.F.-trinn 115 blir ofte brukt for å oppnå stor forsterkning ved den andre I.F.-frekvensen F^. Det er ikke uvanlig for slike trinn å omfatte forsterkere med forsterkning som overstiger 120 db. Siden den andre I.F.-frekvensen FK er den laveste mellomfrekvensen i et slikt mottakersystem, er det mest økonomisk og fordelaktig å utnytte det andre settet I.F.-trinn 115 til å oppnå storparten av systemets forsterkning og selektivitet. The second set of I.F. stages 115 is often used to achieve high gain at the second I.F. frequency F^. It is not unusual for such stages to include amplifiers with gain exceeding 120 db. Since the second I.F. frequency FK is the lowest intermediate frequency in such a receiver system, it is most economical and advantageous to utilize the second set of I.F. stages 115 to achieve most of the system's gain and selectivity.

Som nevnt ovenfor, er mottakerens selvutkopling et resultat av harmoniske fra den første oscillatorfrekvensen Flo1 som blandes i et ikke-lineært trinn av mottakeren med harmoniske fra den andre oscillatorfrekvensen Flo2 som danner enten den første I.F.-frekvensen Tm eller hyppigere den andre I.F.-frekvensen F^ når de første og andre oscillatorfrekvensene, hhv. F^i og F^ ved en feil velges slik at dette kravet tilfredsstilles, er resultatet hyppig at det dannes et signal i radioen som får mottakeren til å reagere som om den mottak et innkommende signal. I et FM-system kan dette resultere i at mottakeren "låser seg" og overser et innkommende signal. Denne tilstanden er kjent som mottaker-selvutkopling ("self-quieting"). Det er viktig å be-merke at dette fenomentet skjer helt uavhengig av et inngangssignal ved frekvens Frf. Med andre ord, dersom likninga (J x F^i) ±(Kx = ± Fifi eller +. F^, hvor J og K er positive, hele tall, vil mottakeren reagere som om den mottok et innkommende signal med radiofrekvens. Det vil forstås, at selv et meget lavt signalnivå, som beveger seg langs tilførselslinjer, jordingslinjer eller signalbaner kan interferere alvorlig med riktig mottakerdrift dersom det forsterkes i det andre settet I.F.-trinn. As mentioned above, the receiver self-switching is a result of harmonics from the first oscillator frequency Flo1 being mixed in a non-linear stage by the receiver with harmonics from the second oscillator frequency Flo2 forming either the first I.F. frequency Tm or more frequently the second I.F. frequency F ^ when the first and second oscillator frequencies, respectively If F^i and F^ are incorrectly selected so that this requirement is satisfied, the result is often that a signal is formed in the radio which causes the receiver to react as if it were receiving an incoming signal. In an FM system, this can result in the receiver "locking up" and overlooking an incoming signal. This condition is known as receiver self-quieting. It is important to note that this phenomenon occurs completely independently of an input signal at frequency Frf. In other words, if the equation (J x F^i) ±(Kx = ± Fifi or +. F^, where J and K are positive, whole numbers, the receiver will react as if it received an incoming radio frequency signal. It will it is understood that even a very low signal level, which moves along supply lines, ground lines or signal paths can seriously interfere with proper receiver operation if it is amplified in the second set of I.F. stages.

Som et eksempel på dette fenomenet, kan en anta at mottakeren i fig. 1 er utformet for å reagere på et signal på 154,585 MHz, at den har en første I.F.-frekvens Fm = 10,700 MHz, en andre I.F.-frekvens på 455 KHz, og en første indre oscillator-frekvens Floi på 143,885 MHz. For at en slik mottaker skal virke riktig, kan det brukes to mulige ytterligere indre oscillatorfrekvenser F^: 10,245 MHz Qavside-injeksjon) eller 11,155 MHz (høysideinjeksjon). Dersom 10,245 MHz velges opptrer et selvutkoplende signal som er resultat av den første harmoniske av den første indre oscillatorfrekvensen blandet med den fjortende harmoniske av den andre indre oscillatorfrekvensen. I dette eksemplet, (1 x Floi) _ (14 x FL02) = 455 KHz. Selv om den fjortende harmoniske av den andre oscillatorfrekvensen sannsynligvis er et meget lavt signal, kan likevel denne kombinasjonen forårsake alvorlige mottakerproblem på grunn av den høye forsterkningen i de andre I.F.-trinnene. Dette er særlig tilfelle for portable (håndbårne) mottakere eller kombinerte sendere og mottakere, på grunn av plassforholdene, fordi ved portabelt utstyr vil størrelses- og vektsvurderinger alvorlig begrense mengden av skjerming og forbikopling som kan iverksettes for å bestride slike problemer. As an example of this phenomenon, one can assume that the receiver in fig. 1 is designed to respond to a signal at 154.585 MHz, that it has a first I.F. frequency Fm = 10.700 MHz, a second I.F. frequency of 455 KHz, and a first internal oscillator frequency Floi of 143.885 MHz. For such a receiver to work correctly, two possible additional internal oscillator frequencies F^ may be used: 10.245 MHz Qavside injection) or 11.155 MHz (highside injection). If 10.245 MHz is selected, a self-disengaging signal appears which is the result of the first harmonic of the first internal oscillator frequency mixed with the fourteenth harmonic of the second internal oscillator frequency. In this example, (1 x Floi) _ (14 x FL02) = 455 KHz. Although the fourteenth harmonic of the second oscillator frequency is likely to be a very low signal, this combination can still cause serious receiver problems due to the high gain in the second I.F. stages. This is particularly the case for portable (hand-held) receivers or combined transmitters and receivers, due to space constraints, because with portable equipment, size and weight considerations will severely limit the amount of shielding and bypassing that can be implemented to combat such problems.

I eksemplet ovenfor var det den såkalte lavsideinjeksjon-frekvensen som forårsaket selvutkopling. Dersom det brukes en høysideinjeksjon-frekvens (11,155 MHz) vil ikke slik selvutkopling opptre. En løsning på dette problemet vil derfor være å skifte det andre oscillatorkrystallet til 11,155 MHz og etterstille den andre oscillatoren tilsvarende for å oppnå høysideinjeksjon. Selvutkoplingen skyldes imidlertid ikke alltid slike problemer. Mange andre frekvenskombinasjoner som kan skape selvutkopling i et slikt mottakersystem kan utvikles. In the example above, it was the so-called low-side injection frequency that caused self-disengagement. If a high-side injection frequency (11.155 MHz) is used, such self-disengagement will not occur. A solution to this problem would therefore be to shift the second oscillator crystal to 11.155 MHz and reset the second oscillator accordingly to achieve high-side injection. However, the self-disengagement is not always due to such problems. Many other frequency combinations that can create self-disconnect in such a receiver system can be developed.

For å utvikle eksemplet foran noe, kan det antas at det også er ønskelig å motta 156,170 MHz på samme mottakeren. For denne spesielle frekvensen blir den første oscillatorfrekvensen koplet til 154,470 MHz. Den første harmoniske har 145,470 MHz kan imidlertid blandes med den trettende harmoniske til 11,155 MHz, slik at det dannes en andre I.F.-frekvens på 455 KHz. Dette betyr at (1 x Flo1) - (13 x Flo2) = Fm. Dette settet av mottaksfrekvenser kan ikke mottas tilfredsstillende på denne spesielle mottakeren uten store forandringer, såsom forandring av den første og den andre I.F.-frekvensen. Det er derfor klart at det finnes sett av mottaker-frekvenser som er innbyrdes uforenelig i et mottakersystem for to bruksmåter som vist i fig. 1. Det er tydelig at en bruker kan finne seg selv i den situasjonen at han ønsker en mottaker som kan brukes til å motta to kanaler som mottakeren ikke kan behandle riktig på grunn av selvutkopling. Det andre problemet som ble nevnt ovenfor gjelder mottakerens frekvensstabilitet. For systemet i fig. 1 vil den første og den andre oscillatoren "flyte" med forandringer i omgivelsestemperaturen etc, noe som resulterer i forringet mottakerytelse ved ekstreme temperaturforandringer. Dette er særlig tilfelle dersom mottakeren er utformet slik at den skal virke over et bredt bånd av inngangsfrekvenser, som denne tilstanden nødvendiggjør en høyere første mellomfrekvens enn vanlig. Disse betingelsene nødvendiggjør i sin tur en høyere andre oscillatorfrekvens Flo2 enn vanlig. Når den andre oscillatorfrekvensen Flo2 stiger, øker dens bidrag til mottakerens totale frekvensstabilitet. Dette nødvendiggjør mer komplisert og kostbarere utforming av den andre oscillatoren evt. med bruk av meget høy stabilitet og kostbare krystaller. Det er hovedformålet med den foreliggende oppfinnelsen å skape et forbedret mottakersystem for flere bruksmåter. Det er et annet formål med oppfinnelsen å skape et slikt mottakersystem som har evne til å eliminere utkoplende feilsignal. To develop the example above somewhat, it can be assumed that it is also desirable to receive 156.170 MHz on the same receiver. For this particular frequency, the first oscillator frequency is coupled to 154.470 MHz. The first harmonic at 145.470 MHz can however be mixed with the thirteenth harmonic at 11.155 MHz to form a second I.F. frequency of 455 KHz. This means that (1 x Flo1) - (13 x Flo2) = Pm. This set of receive frequencies cannot be received satisfactorily on this particular receiver without major changes, such as changing the first and second I.F. frequencies. It is therefore clear that there are sets of receiver frequencies which are mutually incompatible in a receiver system for two modes of use as shown in fig. 1. It is clear that a user may find himself in the situation that he wants a receiver that can be used to receive two channels that the receiver cannot process properly due to self-tuning. The second problem mentioned above concerns the frequency stability of the receiver. For the system in fig. 1, the first and second oscillators will "float" with changes in ambient temperature etc, resulting in degraded receiver performance at extreme temperature changes. This is particularly the case if the receiver is designed to operate over a wide band of input frequencies, as this condition necessitates a higher first intermediate frequency than usual. These conditions in turn necessitate a higher second oscillator frequency Flo2 than usual. As the second oscillator frequency Flo2 rises, its contribution to the overall frequency stability of the receiver increases. This necessitates a more complicated and more expensive design of the second oscillator, possibly with the use of very high stability and expensive crystals. It is the main purpose of the present invention to create an improved receiver system for multiple uses. It is another object of the invention to create such a receiver system which has the ability to eliminate switching error signals.

Det er et ytterligere formål med oppfinnelsen å skape et slikt mottaker-system med forbedret frekvensstabilitet. It is a further object of the invention to create such a receiver system with improved frequency stability.

Det er et ytterligere formål med oppfinnelsen å skape en framgangsmåte for programmering av en ROM for en forbedret frekvenssyntetiserer. It is a further object of the invention to provide a method of programming a ROM for an improved frequency synthesizer.

Det er nok et formål med oppfinnelsen å skape et slikt mottakersystem som har forbedret frekvensstabilitet og hvor problemet med selvutkoplende feilsignal er eliminert. Another purpose of the invention is to create such a receiver system which has improved frequency stability and where the problem of self-switching error signal is eliminated.

Ifølge oppfinnelsen kan dette oppnås ved hjelp av en anordning som angitt i den karakteriserende delen av patentkrav 1. According to the invention, this can be achieved by means of a device as stated in the characterizing part of patent claim 1.

Ytterligere fordelaktige trekk ved oppfinnelsen, herunder også en framgangsmåte for programmering av en ROM for en frekvenssyntetiserer er beskrevet i de sideordnete og de underordnete patentkravene. Further advantageous features of the invention, including also a procedure for programming a ROM for a frequency synthesizer are described in the collateral and subordinate patent claims.

Oppfinnelsen vil nedenfor bli beskrevet nærmere under henvisning til tegningene, hvor: The invention will be described in more detail below with reference to the drawings, where:

fig. 1 viser et systemdiagram av et kjent mottakersystem for to bruksmåter, fig. 1 shows a system diagram of a known receiver system for two modes of use,

fig. 2 viser et blokkdiagram for en første utførelsesform av et mottakersystem, fig. 3 viser et blokkdiagram for en frekvenssyntetiserer med faselåst sløyfe, fig. 2 shows a block diagram of a first embodiment of a receiver system, fig. 3 shows a block diagram of a phase-locked loop frequency synthesizer,

fig. 4 viser et blokkdiagram av en utførelsesform av mottakersystemet ifølge oppfinnelsen, fig. 4 shows a block diagram of an embodiment of the receiver system according to the invention,

fig. 5 viser et flytdiagram for programmeringen av den viste ROM i fig. 2 og fig. 4, mens fig. 5 shows a flow diagram for the programming of the ROM shown in fig. 2 and fig. 4, whereas

fig. 6 viser et detaljert flytdiagram for en foretrukket programmering av den viste ROM i fig. 2 og fig. 4. fig. 6 shows a detailed flow diagram for a preferred programming of the ROM shown in fig. 2 and fig. 4.

Ved en utførelsesform av oppfinnelsen kan de formål som er beskrevet ovenfor tilfredsstilles ved et system som det viste mottakersystemet 200 i fig. 2. I dette systemet finnes mottakerkomponenter 15, 30, 65, 80 og 115 som hovedsakelig er lik de tilsvarende komponentene i fig. 1 og kan utføre tilsvarende funksjoner. Ifølge denne utførelsesformen vil en enkelt referanseoscillator 205, med høy stabilitet, hvis frekvens kan styres omhyggelig med et krystall 210, avgi en referansefrekvens Fref på en utgang 215. Denne referansefrekvensen tilføres to innganger 220 og 225 til henholdsvis en første oscillator eller syntetiserer 230 og en andre oscillator eller syntetiserer 235, slik at det bare trenges et kostbart krystall. På grunn av de redus-erte krav til signal-støy-forhold for denne utførelsesformen, kan den andre oscillatoren lettvint syntetiseres uten uheldig effekt på systemytelsen. Den første syntetisereren 230 avgir et signal med et frekvens Flo1 fra sin utgang 240 til en første blander-inngang 45 mens den andre syntetiseren 235 avgir den andre oscillatorfrekvensen In one embodiment of the invention, the purposes described above can be satisfied by a system such as the shown receiver system 200 in fig. 2. In this system there are receiver components 15, 30, 65, 80 and 115 which are essentially similar to the corresponding components in fig. 1 and can perform corresponding functions. According to this embodiment, a single high-stability reference oscillator 205 whose frequency can be carefully controlled with a crystal 210 will output a reference frequency Fref at an output 215. This reference frequency is applied to two inputs 220 and 225 to a first oscillator or synthesizer 230 and a other oscillator or synthesizer 235, so that only one expensive crystal is needed. Due to the reduced signal-to-noise ratio requirements for this embodiment, the second oscillator can be easily synthesized without adverse effect on system performance. The first synthesizer 230 outputs a signal with a frequency Flo1 from its output 240 to a first mixer input 45 while the second synthesizer 235 outputs the second oscillator frequency

Flo2 fra sin utgang 245 til en inngang 95 på den andre blanderen 80. Flo2 from its output 245 to an input 95 of the second mixer 80.

Den andre bruken av syntetiserere som vist for både den første og den andre indre oscillatoren reduserer antallet kvartskrystall-oscillatorer til et minimum. Dette reduserer i sin tid kostnadene og forbedrer den mekaniske kvaliteten, siden kvartskrys-taller er kostbare og skjøre. Det kan også oppnås betydelige størrelsesreduksjoner, fordi krystaller ofte er omfangsrike og krever en betydelig mengde mekanisk forsterkning og støtisolering. The second use of synthesizers as shown for both the first and second internal oscillators reduces the number of quartz crystal oscillators to a minimum. This in turn reduces costs and improves mechanical quality, since quartz cross dials are expensive and fragile. Significant size reductions can also be achieved, because crystals are often bulky and require a significant amount of mechanical reinforcement and shock isolation.

Ved en utførelsesform av oppfinnelsen, kan et innkodingsarrangement 250 såsom In one embodiment of the invention, an encoding arrangement 250 can such

en dreiebryter, et trykk-knapp-panel, eller andre former for brytere brukes av anvenderen for å programmere mottakeren til en bestemt mottaksfrekvens. Ved utførelses-form kan dette skje ved å inngi et kodetall i inngangsarrangementet, som tilsvarer en bestemt kanal. Ved en annen utførelsesform kan frekvensen selv tilføres direkte. En mikroprosessor eller mikro- datamaskin 255 leser informasjonen fra innkodings-utstyret og fastslår hvilken kanal anvenderen ønsker å innstille mottakeren på. a rotary switch, a push-button panel, or other forms of switches are used by the user to program the receiver to a specific reception frequency. In an embodiment, this can be done by entering a code number in the input arrangement, which corresponds to a specific channel. In another embodiment, the frequency itself can be supplied directly. A microprocessor or microcomputer 255 reads the information from the encoding equipment and determines which channel the user wishes to set the receiver to.

Straks mikroprosessoren 255 dekoder hvilken frekvens anvenderen ønsker å an-rope, kan den avgi kommandoer for å programmere delekretsene i den første syntetisereren på den nøyaktige frekvensen og avgi kommandoer for å programmere delekretsene for den andre syntetisereren på en av de to mulige andre oscillatorfrekvensen som eliminerer problemet med selvutkopling. Det skal bemerkes, at det finnes bare to mulige frekvenser for den andre oscillatoren i denne utførelsesformen, kreves det bare en enkel bit med binær informasjon for å velge den passende oscillatorfrekvensen. Et binært siffer 1 kan f.eks. representere høysideinjeksjon, mens et binært siffer 0 kan representere lavsideinjeksjon. Det skulle være klart for fagfolk, at et antall bits med binær informasjon sannsynligvis er nødvendig for å programmere den første syntetisereren på en passende frekvens. Det nøyaktige tallet vil avhenge av syntetisererens utforming og antallet kanaler som kan koples inn. Dette er særlig tilfelle for en bredbåndssyntetiserer med mulighet for mottak over mange kanaler. Once the microprocessor 255 decodes which frequency the user wishes to call, it can issue commands to program the dividers of the first synthesizer at that exact frequency and issue commands to program the dividers of the second synthesizer at one of the two possible second oscillator frequencies that eliminate the problem of self-disengagement. It should be noted that there are only two possible frequencies for the second oscillator in this embodiment, only a single bit of binary information is required to select the appropriate oscillator frequency. A binary digit 1 can e.g. represent high-side injection, while a binary digit 0 can represent low-side injection. It should be apparent to those skilled in the art that a number of bits of binary information are likely to be required to program the first synthesizer at an appropriate frequency. The exact number will depend on the design of the synthesizer and the number of channels that can be connected. This is particularly the case for a broadband synthesizer with the possibility of reception over many channels.

Ved en utførelsesform av oppfinnelsen, vil en mikroprosessor 255 når den mottar et inngangssignal fra inngangsutstyret 50 først spørre en ROM 250 for å fastslå nøy-aktig hvordan en første og en andre oscillator- syntetiserer, hhv. 230 og 235 skal programmeres. Dersom den foreliggende mottakeren f.eks. er i stand til å motta 64 uavhengige frekvenser, kan brukeren være nødt til å inngi en tosifret kode i inngangsutstyret 250, såsom "1-5" for å angi at han ønsker å motta kanal 15. Mikroprosessoren 255 vil da avspørre ROM 260 på et anropsområde som tilsvarer "kanal 15" og motta et sett binære siffer som den dekoder og avgir til den første syntetisereren 230 for å programmere denne på riktig måte. Dersom mottakersystemet er dimensjonert for 64 kanaler, kan det være nødvendig med et maksimum på 6 eller flere parallelle (eller serieordnete) bits med binær informasjon, for å programmere den første syntetisereren 230. Siden den andre syntetisereren 235 har bare to mulige frekvenser, trenges det bare en enkelt bit med informasjon for å programmere dem. Ved en annen utførelsesform av den foreliggende oppfinnelsen kan ROM 260 programmere den første syntetisereren direkte og den andre syntetisereren etter å være anropt av mikroprosessoren 255. Det skulle være klart for en fagmann, at mange permutasjoner av programmeringsteknikker for syntetiserere kan brukes for å oppnå det som er beskrevet ovenfor og eksemplene er derfor bare ment som illustrasjoner. In one embodiment of the invention, a microprocessor 255, when it receives an input signal from the input device 50, will first ask a ROM 250 to determine exactly how a first and a second oscillator synthesize, respectively. 230 and 235 must be programmed. If the present recipient e.g. is capable of receiving 64 independent frequencies, the user may have to enter a two-digit code into the input device 250, such as "1-5" to indicate that he wishes to receive channel 15. The microprocessor 255 will then interrogate the ROM 260 for a call range corresponding to "channel 15" and receive a set of binary digits which it decodes and transmits to the first synthesizer 230 to program it properly. If the receiver system is sized for 64 channels, a maximum of 6 or more parallel (or serial) bits of binary information may be required to program the first synthesizer 230. Since the second synthesizer 235 has only two possible frequencies, it is needed just a single bit of information to program them. In another embodiment of the present invention, the ROM 260 may program the first synthesizer directly and the second synthesizer after being called by the microprocessor 255. It should be apparent to one skilled in the art that many permutations of synthesizer programming techniques may be used to achieve what is described above and the examples are therefore only intended as illustrations.

Det skal henvises til fig. 3, hvor en frekvens- syntetiserer med faselåst sløyfe (PLL) er vist som en syntetiserer 300. Denne type av fekvenssyntetiserere er godt kjent på området og omfatter en referanse-oscillator 305 som utvikler en referansefrekvens Frø. Denne referansefrekvensen Frø påtrykkes inngangen til en deler 310. Deleren 310 deler frekvensen Frø med en forutbestemt divisor N. På utgangen 315 til deleren 310 ligger derfor et signal med grunnfrekvensen FrøN. Reference should be made to fig. 3, where a phase-locked loop (PLL) frequency synthesizer is shown as a synthesizer 300. This type of frequency synthesizer is well known in the art and includes a reference oscillator 305 which develops a reference frequency Frø. This reference frequency Frø is applied to the input of a divider 310. The divider 310 divides the frequency Frø by a predetermined divisor N. The output 315 of the divider 310 therefore contains a signal with the fundamental frequency FrøN.

Dette signalet påtrykkes en inngang 320 på en fasedetektor 325. Utgangen fra fase-detektoren 325 filtreres av et sløyfefilter 330 før det går inn på styringsinngangen til en spenningsstyrt oscillator 335. Signalet på utgangen VCO 335 blir delt med en andre frekvensdeler 340 som deler den innkommende frekvensen med et helt tall M. Utgangssignalet fra frekvensdeleren 340 påtrykkes en andre inngang 345 til fase-detektoren 325. På kjent måte blir utgangssignalet fra frekvens-syntetisereren 300 hentet fra utgangen av den spenningsstyrte oscillatoren 335 (inngangen til den andre frekvensdeleren 340). Denne utgangsfrekvensen Fom = Frø x M/N. Frekvens-syntetisereren 300 kan derfor brukes for å utvikle enhver frekvens som kan gjengis med referanse-frekvensen Frø multiplisert med en brøk hvis teller og nevner begge er hele tall. This signal is applied to an input 320 of a phase detector 325. The output from the phase detector 325 is filtered by a loop filter 330 before it enters the control input of a voltage controlled oscillator 335. The signal at the output VCO 335 is divided by a second frequency divider 340 which divides the incoming the frequency by an integer M. The output signal from the frequency divider 340 is applied to a second input 345 of the phase detector 325. In a known manner, the output signal from the frequency synthesizer 300 is obtained from the output of the voltage-controlled oscillator 335 (the input to the second frequency divider 340). This output frequency Fom = Seed x M/N. The frequency synthesizer 300 can therefore be used to develop any frequency that can be reproduced with the reference frequency Seed multiplied by a fraction whose numerator and denominator are both whole numbers.

En fagmann på området vil umiddelbart se at på grunn av det grunnleggende for-holdet mellom de inngående og utgående frekvensene i en frekvenssyntetiserer, basert på et heltalls- brøkfprhold, vil valget av I.F.-frekvenser, oscillatorfrekvenser, referansefrekvens og kanalavstand alle være nær avhengige. Valget av disse para-metrene er derfor avgjørende for riktig utnyttelse av oppfinnelsen. Det er klart at mange kombinasjoner av disse frekvensene er mulig ifølge oppfinnelsen. One skilled in the art will immediately see that due to the fundamental relationship between the input and output frequencies in a frequency synthesizer, based on an integer fractional ratio, the choice of I.F. frequencies, oscillator frequencies, reference frequency and channel spacing will all be closely dependent. The choice of these parameters is therefore crucial for the correct utilization of the invention. It is clear that many combinations of these frequencies are possible according to the invention.

En utførelsesform av oppfinnelsen, som f.eks. kan brukes i UHF-båndet, er vist i fig. 4 som et mottakersystem 400. Dette mottaker-systemet kan brukes for å utvikle enhver mottakerfrekvens 403MHz og 520 MHz i trinn på 5KHz. Følgende system-frekvenser brukes i systemet 400: An embodiment of the invention, which e.g. can be used in the UHF band, is shown in fig. 4 as a receiver system 400. This receiver system can be used to develop any receiver frequency 403MHz and 520 MHz in steps of 5KHz. The following system frequencies are used in the system 400:

Frø = 2,1 MHz Seed = 2.1 MHz

Tm = 71,11 MHz Tm = 71.11 MHz

Fjpj = 450,0 KHz Fjpj = 450.0 KHz

Flc>2 = 71,1 MHz (lavsideinjeksjon) eller Flc>2 = 71.1 MHz (low side injection) or

72,0 MHz (høysideinjeksjon). 72.0 MHz (high side injection).

I systemet 400 utvikler refereranse-oscillatoren 205 en stabil referansefrekvens Frfj, på 2,1 MHz. Fagfolk vil forstå at denne referanse-frekvensen er ikke enestående og andre kan velges alternativt. Denne referanse-frekvensen påtrykkes inngangen 225 til syntetiseren 235 (vist innesluttet i brutte linjer. Referanse-frekvensen F^ deles i en frekvensdeler 405 med en faktor på 7 for å gi en frekvens på 300 KHz på en utgang 410 fra deleren 405. Verdien 300 KHz er i dette tilfelle valgt fordi forskjellen mellom de to injeksjonsfrekvensene for den andre blanderen 80 er 900 KHz, og 900 delt på 300 gir et helt tall. In the system 400, the reference oscillator 205 develops a stable reference frequency Frfj, of 2.1 MHz. Those skilled in the art will appreciate that this reference frequency is not unique and others may alternatively be selected. This reference frequency is applied to the input 225 of the synthesizer 235 (shown enclosed in broken lines. The reference frequency F^ is divided in a frequency divider 405 by a factor of 7 to give a frequency of 300 KHz at an output 410 from the divider 405. The value 300 KHz is in this case chosen because the difference between the two injection frequencies for the second mixer 80 is 900 KHz, and 900 divided by 300 gives a whole number.

Dette signalet blir så påtrykt multiplikatordelen til den andre syntetiseren, som omfatter en fasedetektor 415, sløyfefilter 420, VCO 425, en permanent deler 430 og en innstillbar eller programmerbar deler 435, idet seriekombinasjonen av deleme 430 og 435 resulterer i en total multiplikasjonsfaktor på 3x70 = 237 eller 3x80 = 240, avhengig av programmeringen av deleren. 435. 300 KHz signalet som dannes på utgangen 410 fra deleren 405 blir derfor multiplisert med en faktor på enten 237 eller 240, for å gi utgangsfrekvenser fra den andre syntetiseren 245 på enten 300 KHz x 237 = 71,1 MHz for lavsideinjeksjon eller 240 x 300 KHz = 72,0 MHz for høysideinjeksjon. Divisoren til deleren 235 kan økes eller senkes med 1 i samsvar med instruksjonene fra mikroprosessoren 255. This signal is then applied to the multiplier section of the second synthesizer, which comprises a phase detector 415, loop filter 420, VCO 425, a permanent divider 430 and an adjustable or programmable divider 435, the series combination of dividers 430 and 435 resulting in a total multiplication factor of 3x70 = 237 or 3x80 = 240, depending on the programming of the divider. 435. The 300 KHz signal produced at the output 410 of the divider 405 is therefore multiplied by a factor of either 237 or 240, to give output frequencies from the second synthesizer 245 of either 300 KHz x 237 = 71.1 MHz for low-side injection or 240 x 300 KHz = 72.0 MHz for high side injection. The divisor of divider 235 may be incremented or decremented by 1 in accordance with instructions from microprocessor 255.

På en noenlunde lik måte blir referansefrekvensen Frø påtrykt inngangen til en permanent deler 440, som deler referansefrekvensen Frø med en faktor på 420. Denne divisoren velges for å oppnå trinnstørrelsen 2,1 MHz/420 = KHz på en delerutgang 445. Dersom det i steden for avstand på 5 KHz f.eks. var nødvendig med en avstand på 6,25 KHz, ville divisoren til deleren 440 blir endret til 336. In a somewhat similar way, the reference frequency Frø is applied to the input of a permanent divider 440, which divides the reference frequency Frø by a factor of 420. This divisor is chosen to achieve the step size of 2.1 MHz/420 = KHz on a divider output 445. If instead for distance of 5 KHz e.g. were a spacing of 6.25 KHz required, the divisor of the divisor 440 would be changed to 336.

Dette 5 KHz-signalet på utgangen 445 blir deretter påtrykt multiplikatorkretsen som omfatter en fasedetektor 450, et sløyfefilter 460, en VCO 470 og en programmerbar deler 480.1 dette tilfellet kan delingsfaktoren som velges for den programmerbare deleren 480 f.eks. ha en størrelse fra 66,270 til 89,690. Dette tillater den første syntetiseren 230 å utvikle lavsideinjeksjon frekvenser i området fra 331,45 MHz til 448,45 eller 42 MHz. Dette området av frekvenser for Flo1 tillater mottakeren å drives i området fra 403 MHz til 520 MHz, basert på en enkelt syntetiserer og uten selvutkopling av mottakeren. Selv om dette området av frekvenser kan kreve bånddeling i RF- trinnene for å håndtere et bredt område, vil mange kanaler som ordinært ville være blokkert av selvutkopling nå være tilgjengelig for en bruker i tillegg til de kanalene som normalt kunne oppnås ved kjent mottakerutforming. This 5 KHz signal at the output 445 is then applied to the multiplier circuit comprising a phase detector 450, a loop filter 460, a VCO 470 and a programmable divider 480. In this case, the dividing factor selected for the programmable divider 480 can e.g. have a size from 66.270 to 89.690. This allows the first synthesizer 230 to develop low side injection frequencies in the range from 331.45 MHz to 448.45 or 42 MHz. This range of frequencies for the Flo1 allows the receiver to be operated in the range from 403 MHz to 520 MHz, based on a single synthesizer and without self-switching of the receiver. Although this range of frequencies may require band-splitting in the RF stages to handle a wide range, many channels that would ordinarily be blocked by self-cutoff will now be available to a user in addition to those channels that could normally be obtained by known receiver design.

Det skal nå gis et eksempel på hvordan systemet ifølge oppfinnelsen fremmer frekvensstabiliteten. For å få fram denne fordelen, kan en betrakte et UHF-mottakersystem utformet på tilsvarende måte som mottakeren 400, til forskjell fra en kjent mottaker som vist i fig. 1 og anta følgende parametre: An example will now be given of how the system according to the invention promotes frequency stability. In order to bring out this advantage, one can consider a UHF receiver system designed in a similar way to the receiver 400, in contrast to a known receiver as shown in fig. 1 and assume the following parameters:

FLOi = 450 MHz FLOi = 450 MHz

Fm = 70 MHz FM = 70 MHz

Fm = 450 KHz FM = 450 KHz

FL02 = 69,550 FL02 = 69.550

Anta at den første oscillatoren har en frekvensstabilitet på 24 PPM ("Parts Per Million") og en andre oscillator har en frekvensstabilitet på 20 PPM. Den totale frekvensforskyvningen AF for systemet i fig. 1 er gitt ved: Assume that the first oscillator has a frequency stability of 24 PPM ("Parts Per Million") and a second oscillator has a frequency stability of 20 PPM. The total frequency shift AF for the system in fig. 1 is given by:

AF = 2,25 KHz + 1,39 KHz = 3,64 KHz AF = 2.25 KHz + 1.39 KHz = 3.64 KHz

I dette tilfellet er forskyvningen på 2,25 KHz resultatet av 5 PPM stabilitet i den første oscillatoren og forskyvningen på 1,39 KHz er resultatet av 20 PPM stabilitet i den andre oscillatoren. Den resulterende forskyvningen eller driften på 3,64 KHz kunne skape alvorlige problemer i en mottaker med et smalbånds I.F.-filter som krever et utgangssignal med lav forvrengning, noe fagfolk vil forstå. In this case, the 2.25 KHz offset is the result of 5 PPM stability in the first oscillator and the 1.39 KHz offset is the result of 20 PPM stability in the second oscillator. The resulting offset or drift at 3.64 KHz could cause serious problems in a receiver with a narrowband I.F. filter requiring a low distortion output signal, as those skilled in the art will appreciate.

Med mottakersystemets 400, kan begge oscillatorene koples til en enkelt 5 PPM referanse-oscillator som gir en total frekvensdrift på: With the receiver system's 400, both oscillators can be connected to a single 5 PPM reference oscillator giving a total frequency operation of:

For systemet 400 oppnås derfor en 20% reduksjon i frekvensdriften. For å oppnå tilsvarende resultater med systemer i fig. 1, ville det være nødvendig med et andre 5 PPM oscillatorkrystall. Dette ville øke kostnadene for mottakeren betydelig, fordi storparten av syntetisererkrets-systemet 400 lett kan integreres i en enkelt integrert krets, vil kostnadene for å realisere en slik krets være lave og det vil oppnås en betydelig dimensjonsreduksjon i forhold til kjente utførelser. For the system 400, a 20% reduction in frequency operation is therefore achieved. To achieve similar results with systems in fig. 1, a second 5 PPM oscillator crystal would be required. This would increase the costs for the receiver significantly, because the majority of the synthesizer circuit system 400 can be easily integrated into a single integrated circuit, the costs of realizing such a circuit will be low and a significant reduction in dimensions will be achieved in relation to known designs.

Fagfolk på området vil forstå at mange forskjellige teknikker kan brukes for å programmere delerne 435 og 480. Fig. 4 og fig. 2 viser en teknikk hvor informasjon fra ROM 260 overføres gjennom mikroprosessoren 255 til delerne 435 og 480. Fig. 2 og 4 viser også parallelle informasjonslinjer som driver deleren 480. Denne utfør-elsen må ikke oppfattes som begrensende, siden det skulle være klart at delerne 435 og 480 kan omfatte digitale sperrer for lagring av informasjon som avgis på et tids-punkt fra mikroprosessoren 255. Alternativt kan ROM 260 ha et passende antall av sine utgangslinjer koplet direkte til delerne 435 og 480 for å forsyne disse delerne med den nødvendige programmeringen. Enkle mottakere kan utformes uten mikroprosessoren 255. Slike enklere utforminger kan ha direkte kontakt med ROM 260 fra inngangsutstyret 250 og ROM 260 vil da styre de programmerbare delerne direkte. Those skilled in the art will appreciate that many different techniques can be used to program the dividers 435 and 480. Fig. 4 and Fig. 2 shows a technique where information from the ROM 260 is transferred through the microprocessor 255 to the dividers 435 and 480. Figs. 2 and 4 also show parallel information lines that drive the divider 480. This embodiment must not be taken as limiting, since it should be clear that the dividers 435 and 480 may include digital latches for storing information issued at a point in time from microprocessor 255. Alternatively, ROM 260 may have an appropriate number of its output lines connected directly to dividers 435 and 480 to supply these dividers with the necessary programming. Simple receivers can be designed without the microprocessor 255. Such simpler designs can have direct contact with ROM 260 from the input equipment 250 and ROM 260 will then control the programmable dividers directly.

Etterhvert som mikroprosessorer og mikro-datamaskiner blir en viktigere del av kommunikasjonsutstyr, vil de bli tildelt oppgaver som nå blir utført av mekaniske systemer. Slike oppgaver omfatter overvåking av batteritilstand, muligheter for kodet "squelch"- mottaker etc. ROM 260 kan brukes for å lagre store informasjonsmengder som skal brukes av mikroprosessoren 255 for å gjennomføre radiofunksjoner som kan være uavhengig av programmeringen av de to syntetisereme 230 og 235. ROM 260 kan programmeres etter den prosessen som er skissert i flytskjemaet i fig. 5, slik det er beskrevet nedenfor. As microprocessors and micro-computers become a more important part of communication equipment, they will be assigned tasks that are now performed by mechanical systems. Such tasks include battery condition monitoring, coded "squelch" receiver capabilities, etc. ROM 260 can be used to store large amounts of information to be used by microprocessor 255 to perform radio functions that can be independent of the programming of the two synthesizers 230 and 235. ROM 260 can be programmed according to the process outlined in the flowchart in fig. 5, as described below.

Prosessen i skjemaet 500 starter med en leting etter selvutkoplende feilsignal i blokk 505. Denne letingen kan gjennomføres på forskjellige måter. Den mest på-litelige og logiske måten er å gjennomføre en datamaskin-leting for hver frekvens som var av interesse for koding i en bestemt radio, mens en annen teknikk ville bruke en kontrolltabell. Søking med en datamaskin kan omfatte beregning av sum-men og differansen for alle mulige kombinasjoner av harmoniske for begge oscillatorfrekvensene for både høy- og lavsideinjeksjon (opptil et rimelig antall harmoniske, fortrinnsvis så mange som 20-25, oscillatorfrekvenser). Resultatene av disse beregningene kan deretter sammenlignes med frekvensbåndene som kan gå gjennom hvert av de to I.F.- trinnene. Den andre I.F.-frekvensen som har den beste muligheten for ikke å ha et selvutkoplende feilproblem, eller den frekvensen som ikke har noe grunnlag for slike signal, kan så velges i trinn 510 for å unngå selvutkopling. The process in form 500 starts with a search for a self-disconnecting error signal in block 505. This search can be carried out in different ways. The most reliable and logical way is to perform a computer search for each frequency that was of interest for coding in a particular radio, while another technique would use a check table. Searching with a computer may include calculating the sum and difference of all possible combinations of harmonics for both oscillator frequencies for both high and low side injection (up to a reasonable number of harmonics, preferably as many as 20-25, oscillator frequencies). The results of these calculations can then be compared with the frequency bands that can pass through each of the two I.F. stages. The second I.F. frequency that has the best chance of not having a tripping error problem, or the frequency that has no basis for such a signal, can then be selected in step 510 to avoid tripping.

Som nevnt foran vil bare visse kombinasjoner av I.F.- og indre oscillatorfrekvenser resultere i noe selvutkoplende feilsignal. Problemet er imidlertid klart større ved bredbåndsmottakersystemer enn ved kjente smalbåndssystemer. Et antall frekvenser vil ikke skape noe problem, likegyldig om hvordan den andre oscillatoren drives. I dette tilfelle kan FL02 velges tilfeldig eller etter et annet utvelgelseskrit-erium, dersom høy- eller lavsideinjeksjon er ønskelig av andre grunner. As mentioned above, only certain combinations of I.F. and internal oscillator frequencies will result in some self-disengaging error signal. However, the problem is clearly greater with broadband receiver systems than with known narrowband systems. A number of frequencies will not create a problem, regardless of how the second oscillator is operated. In this case, FL02 can be chosen randomly or according to another selection criterion, if high or low side injection is desirable for other reasons.

I trinn 51 blir ROM kodet med et passende antall bits nødvenig for å etablere frekvensen til den første syntetisereren F^ for å motta den ønskete frekvensen. I trinn 520 bli ROM kodet for å avgjøre om det skal skje høy- eller lav sideinjeksjon. I trinn 525 kan ytterligere informasjon kodes inn i ROM som antydet foran. In step 51, the ROM is coded with an appropriate number of bits necessary to establish the frequency of the first synthesizer F^ to receive the desired frequency. In step 520, the ROM is coded to determine whether high or low side injection should occur. In step 525, additional information may be encoded into the ROM as indicated above.

Mens flytskjemaet 500 viser trinnene 515, 520 og 525 som adskilte prosesstrinn, kan det være aktuelt å "brenne" eller på annen måte kode disse informasjonene samtidig, 1 bit i gangen eller i en annen rekkefølge som kan gi fordeler, bestemt av utfonningen på den ROM som brukes, programmene etc. While flowchart 500 shows steps 515, 520, and 525 as separate processing steps, it may be appropriate to "burn" or otherwise encode this information simultaneously, 1 bit at a time, or in some other order that may provide advantages, determined by the design of the ROM used, the programs etc.

I de fleste tilfellene oppstår selvutkopling fra en harmonisk med lav orden (første til omtrent tredje) fra den første oscillatoren blandet med harmonisk med høyere orden (opptil omtrent den nittende) fra den andre oscillatorfrekvensen. For disse tilfellene kan en detaljert kodeprosedyre 600 som vist i fig. 6 brukes. Ved prose-dyren 600 blir en mottakerfrekvens inngitt på trinn 605. Den riktige første oscillator-frekvensen blir beregnet eller funnet fram på trinn 610. I et trinn 615 blir de passende ROM-bits for koding av en oscillator med den nødvendige informasjonen for å danne FLOi beregnet eller utviklet på annen måte. Verdiene for den andre og den tredje harmoniske til blir beregnet og lagret i et trinn 620. In most cases, self-exclusion arises from a low-order harmonic (first to about third) from the first oscillator mixed with a higher-order harmonic (up to about the nineteenth) from the second oscillator frequency. For these cases, a detailed code procedure 600 as shown in fig. 6 is used. At procedure 600, a receiver frequency is entered at step 605. The appropriate first oscillator frequency is calculated or found at step 610. In a step 615, the appropriate ROM bits for encoding an oscillator with the necessary information to form FLOi calculated or otherwise developed. The values for the second and third harmonics are calculated and stored in a step 620.

Trinnene 625 og 630 danner ei sløyfe som beregner verdiene på F^ + (Px FLQ2), hvor P er et helt tall som økes i trinn 630, idet det antas at det brukes en høyside-injeksjon F^. I dette systemet blir verdien av den bit som bestemmer høy- eller lavsideinjeksjon i den andre mikseren fastlagt til hhv. 1 og 0. Siden høysideinjeksjon velges tilfeldig i trinn 625, blir også bit=l valgt. I trinn 630 blir verdien på T økt skrittvis fra 1 til 19 og trinn 625 foretar sin beregning for hver verdi av P. Steps 625 and 630 form a loop which calculates the values of F^ + (Px FLQ2), where P is an integer which is incremented in step 630, assuming that a high-side injection F^ is used. In this system, the value of the bit that determines high or low side injection in the second mixer is set to respectively 1 and 0. Since high side injection is randomly selected in step 625, bit=1 is also selected. In step 630, the value of T is incremented from 1 to 19 and step 625 performs its calculation for each value of P.

I trinn 635 blir hver av verdiene beregnet i trinn 625 undersøkt for å finne ut om den er lik den første, andre eller tredje harmoniske av Flo1. Dersom de er like, blir lavsideinjeksjon og bit=0 valgt i trinn 640. Dersom de ikke er like, vil trinn 645 undersøke om verdiene beregnet i trinn 625 er innenfor systemets I.F.-båndbredde. Dersom dette er tilfelle velger trinn 640 lavsideinjeksjon og bit=0. Dersom det ikke er tilfelle blir ROM kodet med bit=l og Flo1. Dersom behandlingen er gått gjennom trinn 640, blir bit=0 og F^ kodet. In step 635, each of the values calculated in step 625 is examined to determine whether it is equal to the first, second, or third harmonic of Flo1. If they are equal, low-side injection and bit=0 are selected in step 640. If they are not equal, step 645 will examine whether the values calculated in step 625 are within the system's I.F. bandwidth. If this is the case, step 640 selects low-side injection and bit=0. If this is not the case, the ROM is coded with bit=l and Flo1. If the processing has gone through step 640, bit=0 and F^ are coded.

En mottaker utformet i samsvar med det foranstående gir ikke bare en mottaker med forbedret stabilitet og uten problemer med selvutkopling, men forenkler tilvirk-ningen av mottakeren betydelig i tillegg. Nå tilvirkes radiomottakere ofte bare som halvfabrikata, på grunn av det store antall kombinasjoner av utstyr, frekvenser etc., som kan kreves av en bestemt bruker. Det er derfor vanligvis ikke mulig å bestille hvilken som helst radio "over disk". Ved å kode ROM 260 med all passende informasjon som er nødvendig for å gi en bestemt mottaker sin personlighet, kan full-stendige sendere og mottakere tilvirkes fra start til slutt med unntak av monteringen av ROM 260. Visse brukerkrav kan derfor møtes nesten øyeblikkelig eller forandres etter behov bare ved å kode ROM 260 eller bytte den ut med en annen. Gevinsten av dette er en mer effektiv tilvirkning og en tilvirkning som passer bedre for masse-produksjon enn hva som har vært tilfelle tidligere. A receiver designed in accordance with the foregoing not only provides a receiver with improved stability and without problems with self-disengagement, but also significantly simplifies the manufacture of the receiver. Now, radio receivers are often only manufactured as semi-finished products, due to the large number of combinations of equipment, frequencies, etc., which may be required by a particular user. It is therefore usually not possible to order any radio "over the counter". By encoding the ROM 260 with all the appropriate information necessary to give a particular receiver its personality, complete transmitters and receivers can be manufactured from start to finish with the exception of mounting the ROM 260. Certain user requirements can therefore be met almost instantly or changed as needed just by coding the ROM 260 or replacing it with another one. The benefit of this is a more efficient production and a production that is better suited for mass production than what has been the case in the past.

Mens motakersystemene som er beskrevet her har koplet den andre oscillator-frekvensen mellom høy- og lavsideinjeksjon for å realisere oppfinnelsen, skulle det være klart at en hvilken som helst av oscillatorene i et mottakersystem med flere omdanningsmuligheter kan behandles tilsvarende. Det kan til og med være fordelaktig å gjennomføre oppfinnelsen med mer enn en av oscillatorfrekvensene når det utnyttes mer enn to frekvensalternativ. Mens den foretrukne utførelsesformen alltid bruker oscillatoren med den laveste frekvensen på grunn av den relative enkelheten i forandringen av frekvensen sammenlignet med andre oscillatorer i et gitt system, er oppfinnelsen ikke begrenset til denne utførelsen. While the receiver systems described herein have coupled the second oscillator frequency between high and low side injection to realize the invention, it should be clear that any of the oscillators in a multi-conversion receiver system can be treated accordingly. It may even be advantageous to implement the invention with more than one of the oscillator frequencies when more than two frequency alternatives are utilized. While the preferred embodiment always uses the lowest frequency oscillator due to the relative ease of changing the frequency compared to other oscillators in a given system, the invention is not limited to this embodiment.

Claims

1. Superheterodyne receiver system (200) with multiple switching possibilities, comprising a first internal oscillator (230) for selectively developing one of a plurality of predetermined first local oscillator frequencies to be mixed with an incoming signal to provide a first intermediate frequency; a second local oscillator (235) for selectively developing one of two other local oscillator frequencies that can be mixed with the first intermediate frequency to form a second intermediate frequency, and a frequency selector (255, 260) operatively coupled to the first and second local oscillators for selecting one of the first local oscillator frequencies to tune the receiver to a desired channel; characterized by further comprising means (255, 260) for selecting an appropriate one of the other two local oscillator frequencies, one of the two local oscillator frequencies comprising high side injection and the other comprising low side injections, in response to tuning the receiver to the desired channel to avoid self-disconnecting error signal in the receiver system.

2. Receiver system in accordance with claim 1, characterized in that it also comprises a reference oscillator (205) to form a reference frequency and where the first local oscillator (230) comprises a first frequency synthesizer which is operatively connected to the reference oscillator, and where the second local oscillator (235) comprises a second frequency synthesizer which is operatively coupled to the reference oscillator, with a single reference oscillator ultimately providing an input signal to the two synthesizers, thereby increasing frequency stability.

3. Receiver system in accordance with claim 2, characterized in that the two synthesizers (230, 235) respectively comprise a first and a second programmable frequency synthesizer, the frequency selector (255, 260) comprising a storage (260) for storing programming information for the programmable synthesizers.

4. Receiver system in accordance with claims 1-3, characterized in that the warehouse includes a ROM.

5. Method for programming a multiconverter frequency synthesized receiver with a local oscillator frequency determining the information, wherein the receiver comprises at least two synthesized local oscillator signals and wherein one of the local oscillator signals can be selected from a plurality of injection frequencies for a mixer; the method comprises forming a desired receiver frequency; characterized in that it further comprises the following steps: search for potential error signals that may cause self-disconnection for the desired receiver frequency; selecting either a high-side or low-side injection for the one local oscillator injection frequency to avoid self-triggering, and encoding a ROM with a local oscillator frequency that determines information such that the high-side or low-side injection frequency is used when the receiver is operated at the desired receiver frequency , as the receiver's self-disconnecting error response is eliminated in the receiver.

6. Procedure in accordance with claim 5, characterized in that the encoding comprises encoding a single binary digit to determine whether to use high-side or low-side injection.