NO172918B

NO172918B - RADIO LINE ANTENNA

Info

Publication number: NO172918B
Application number: NO883617A
Authority: NO
Inventors: Uwe Leupelt; Heinz Luediger; Bernddieter Niemandt
Original assignee: Siemens Ag
Priority date: 1987-08-12
Filing date: 1988-08-12
Publication date: 1993-06-14
Also published as: EP0304656B1; DE3875559D1; NO883617L; NO883617D0; NO172918C; EP0304656A1; DE3875033D1

Description

Oppfinnelsen angår en radiolinjeantenne i henhold til innledningen av krav 1. The invention relates to a radio line antenna according to the preamble of claim 1.

Antenner som benyttes i militære radiolinjer og her spesielt for mobil drift, må ha minst mulige dimensjoner, være lett konstruert og lite synlige. De blir derfor i de vanlige frekvensområder inntil ca. 2 GHz hyppig konstruert av diskret stråleelementer og har maksimale dimensjoner på ca. 5-6 bølge-lengder. Kjente utførelsesformer er f.eks. dipolgrupper av plane eller vinkelformede reflektorer. Bortsett fra den relativt kompliserte og kostnadskrevende konstruksjon som betinges ved bruk av en rekke enkeltelementer respektive av fordeler-koblinger med høye nøyaktighetskrav, har de strålingsegen-skaper som ved større båndbredder er karakterisert ved et relativt høyt sidelobenivå. Årsakene til dette er bl.a. de for gruppeantenner typiske tendenser til dannelse av såkalte sekundære hovedlober, når primærelementavstandene ved store frekvensbåndbredder elektrisk sett blir for stor. Antennas that are used in military radio lines and here especially for mobile operation, must have the smallest possible dimensions, be lightly constructed and inconspicuous. They therefore stay in the usual frequency ranges until approx. 2 GHz frequently constructed of discrete beam elements and have maximum dimensions of approx. 5-6 wavelengths. Known embodiments are e.g. dipole arrays of planar or angular reflectors. Apart from the relatively complicated and costly construction which is conditioned by the use of a number of individual elements and distributor-connectors with high accuracy requirements, they have radiation properties which at larger bandwidths are characterized by a relatively high sidelobe level. The reasons for this are i.a. the typical tendencies for group antennas to form so-called secondary main lobes, when the primary element distances at large frequency bandwidths become electrically too large.

Som radiolinjeantenner for mobil drift spesielt på det militære området for det omtalte frekvensområde, kommer også i betraktning parabolreflektorantenner med et egnet utført primærstrålersystem. As radio line antennas for mobile operation, especially in the military area for the mentioned frequency range, parabolic reflector antennas with a suitably designed primary beam system also come into consideration.

Fra US-PS nr. 2 462 881 og særlig fra boken av S. Silver: "Microwave Antenna Theory and Design", McGraw-Hill Book Company, Inc., 1949, New York-Toronto-London, sidene 245-248 spesielt fig. 8s og 8b, er det kjent en slisset dipolanordning på basis av en koaksial ledning, hvor den koaksiale ledning på sin ende er forsynt med en hjelpereflektor. Denne kjente stråleranordning lar seg også benytte som primærstrålersystem i en parabolreflektorantenne. I sin grunnutførelse utgår radiolinjeantennen i henhold til oppfinnelsen fra en parabolreflektorantenne med et slikt primærstrålersystem. Fig. 1 og 2 viser henholdsvis sett fra siden og i et snitt II-II denne kjente, som primærstrålersystem anvendbare primærantenneanordning. Den ytre leder 11 til en koaksialledning 2 er forsynt med to diametralt motsatt liggende langsslisser 13, 14 som kan ha en lengde på ca. en halv arbeidsbølgelengde og en bredde på ca. 1/40 av denne bølgelengde. Loddrett på planet som de to langsslisser 13 og 14 ligger i, er det på den ytre leder 11 påsatt de to halvdeler 15 og 16 av en dipolprimærantenne. Den indre leder 12 til koaksialledningen 2 er ensidig kortsluttet med en metallisk forbindelsesstift 17 til den ytre leder 11. Denne kortslutning ligger som regel på stedet for dipolfestepunktet. Uten kortslutning ville det forplante seg en normal TEM-bølge i slissområdet som av symmetriårsaker ikke danner det nødvendige felt for utstråling langs slissene 13 og 14 og dermed ikke kan eksitere dipolhalvdelene 15 og 16. From US-PS No. 2,462,881 and especially from the book by S. Silver: "Microwave Antenna Theory and Design", McGraw-Hill Book Company, Inc., 1949, New York-Toronto-London, pages 245-248 especially fig . 8s and 8b, a slotted dipole device is known on the basis of a coaxial line, where the coaxial line is provided at its end with an auxiliary reflector. This known radiation device can also be used as a primary radiation system in a parabolic reflector antenna. In its basic design, the radio line antenna according to the invention starts from a parabolic reflector antenna with such a primary beam system. Figs 1 and 2 show, respectively, seen from the side and in a section II-II this known primary antenna device which can be used as a primary beam system. The outer conductor 11 of a coaxial cable 2 is provided with two diametrically opposed longitudinal slots 13, 14 which can have a length of approx. half a working wavelength and a width of approx. 1/40 of this wavelength. Vertically on the plane in which the two longitudinal slits 13 and 14 lie, the two halves 15 and 16 of a dipole primary antenna are attached to the outer conductor 11. The inner conductor 12 of the coaxial line 2 is short-circuited on one side with a metallic connection pin 17 to the outer conductor 11. This short circuit is usually located at the location of the dipole attachment point. Without a short circuit, a normal TEM wave would propagate in the slit area which, for reasons of symmetry, does not form the necessary field for radiation along the slits 13 and 14 and thus cannot excite the dipole halves 15 and 16.

Fig. 3 viser feltbildet i slissområdet for koaksialledningen Fig. 3 shows the field image in the slot area for the coaxial cable

2. Til venstre øverst på fig. 3 er det vist en normal TEM-bølge. Ved den ved hjelp av metallstiften 17 frembragte kortslutning blir det fremtvunget en deformasjon av feltbildet i koaksialledningen 2. På stedet for kortslutningen blir den tangensiale feltstyrke null. Feltdiagrammet ligger nå symmetrisk til aksen til kortslutningsstiften 17. Det således dan-nede feltdiagram svarer nå til det for H 11-bølgetypen i koaksialledningen som er vist øverst til høyre på fig. 3 og som overlagrer denne på denne figur øverst til venstre viste TEM-bølgetype for den uforstyrrede koaksialledning. Det resulterende totalfelt er vist nederst på fig. 3 og har en kon-figurasjon med en feltstyrke null på stedet for kortslutningsstiften 17 og med en bort fra begge sider av stiften 17 til-tagende feltstyrke til en maksimalverdi på den motsatt liggende side. Dermed blir det over bredden av hver langssliss 13 resp. 14 bygget opp et felt som muliggjør utstrålingen fra disse langsslissene 13 og 14 og samtidig også eksitasjonen av hver dipolhalvdelene 15 resp. 16. 2. To the left at the top of fig. 3 a normal TEM wave is shown. The short circuit produced by the metal pin 17 forces a deformation of the field image in the coaxial line 2. At the site of the short circuit, the tangential field strength becomes zero. The field diagram now lies symmetrically to the axis of the shorting pin 17. The field diagram thus formed now corresponds to that for the H 11 wave type in the coaxial line which is shown at the top right of fig. 3 and which superimposes this on this figure at the top left showed TEM waveform for the undisturbed coaxial line. The resulting total field is shown at the bottom of fig. 3 and has a configuration with a zero field strength at the location of the shorting pin 17 and with a field strength increasing away from both sides of the pin 17 to a maximum value on the opposite side. This means that over the width of each longitudinal slot there are 13 or 14 built up a field which enables the radiation from these longitudinal slits 13 and 14 and at the same time also the excitation of each of the dipole halves 15 or 16.

For å belyse åpningsflaten til en parabolreflektor blir den To illuminate the opening surface of a parabolic reflector it becomes

på fig. 1 og 2 viste primærantenneanordning plassert i dens brennpunkt. Denne i og for seg kjente primæranordning har som primærstrålersystem i en reflektorantenne på grunn av util-strekkelig fokusering imidlertid en relativt høy overstråling ved reflektorkanten med tilsvarende store sidelober som følge. Dessuten vil det danne seg en dårlig diagramsymmetri pga. forskjellige strålingsfordelinger i E- og H-planet samt on fig. 1 and 2 showed the primary antenna arrangement located at its focal point. This primary device known in and of itself has, as a primary beam system in a reflector antenna, due to insufficient focusing, however, a relatively high overradiation at the reflector edge with correspondingly large side lobes as a result. In addition, a bad diagram symmetry will form due to different radiation distributions in the E and H planes as well

en sterk frekvensavhengighet av primærstrålingen. a strong frequency dependence of the primary radiation.

Fra DE-PS nr. 154 598 er det kjent en radiolinjeantenne med en paraboloidformet hovedreflektor som belyses av et primærstrålersystem som mates over gjennom en senteråpning i hovedreflektoren ført koaksialledning. En dipol er over en slissymmetre-ring tilkoblet koaksialledningen. På den mot siden av hovedreflektoren vendte side av dipolen ligger det eksempelvis en i form av en plan metallisk plate utført reflektor. Omkring primærstrålersystemet er det ved denne kjente antenne anordnet et av dielektrisk materiale bestående beskyttelsesdeksel som riktignok fører til at antennens refleksjonsfaktor tiltar på en uheldig måte. Denne ulempe utjevnes ved at primærstrålersystemet er forsynt med minst en av et metallisk materiale bestående ring. Med hensyn til sine sidelobeforhqld, spesielt på begge sider av hovedstråleretningen, skiller seg imidlertid denne antenne knapt fra den som allerede er omtalt ovenfor og kjent fra boken av S. Silver. From DE-PS No. 154 598, a radio line antenna with a paraboloid-shaped main reflector is known which is illuminated by a primary beam system which is fed over through a central opening in the main reflector led by coaxial cable. A dipole is connected to the coaxial line via a slot symmetry ring. On the side of the dipole facing the side of the main reflector, there is, for example, a reflector made in the form of a flat metallic plate. Around the primary beam system, this known antenna has a protective cover made of dielectric material, which admittedly causes the antenna's reflection factor to increase in an unfortunate way. This disadvantage is offset by the fact that the primary jet system is provided with at least one ring consisting of a metallic material. However, with regard to its side lobes, especially on both sides of the main beam direction, this antenna hardly differs from the one already discussed above and known from the book by S. Silver.

Fra DE-PS nr. 3 049 532 er det kjent en annen radiolinjeantenne med et primærstrålersystem for en parabolreflektor. Ved den særlige utførelse av primærstrålersystemet skal dempningen til sidelobene som ligger nær hovedloben, forbedres. Primærstrålersystemet blir matet over en gjennom en senteråpning i hovedreflektoren ført koaksialledning. På enden er koaksialledningen forsynt med en over en slissoverføring eksitert dipol som på sin side til gjengjeld eksiterer en Hn-bølge i en potteformet bølgeleder. Denne H1:L-bølge mater en dielektrisk rørstråler som omgir koaksiallinjen i et område mellom dipol og hovedreflektor og utfyller bølgelederen i dens koaksiale åpning. En metallisk ring omkring rørstråleren forminsker en stråling i bakoverretningen. Da ved denne kjente antenne den egentlige primærstråler er den av H^-bølgen til en bølgeleder eksiterte dielektriske rørstråler, mens ved radiolinjeantennen i henhold til den foreliggende oppfinnelse skal den effektive primærstråler være dipolen selv, dreier det seg her om to funksjonelt meget forskjellige systemer. From DE-PS No. 3 049 532 another radio line antenna with a primary beam system for a parabolic reflector is known. In the particular design of the primary jet system, the attenuation of the side lobes which are close to the main lobe must be improved. The primary beam system is fed over a coaxial line passed through a central opening in the main reflector. At the end, the coaxial line is equipped with a dipole excited via a slot transmission which in turn excites a Hn wave in a pot-shaped waveguide. This H1:L wave feeds a dielectric tube jet that surrounds the coaxial line in an area between the dipole and the main reflector and complements the waveguide in its coaxial opening. A metallic ring around the tube radiator reduces radiation in the rear direction. Since in the case of this known antenna the actual primary beam is the dielectric tube beam excited by the H^ wave of a waveguide, while in the case of the radio line antenna according to the present invention the effective primary beam is to be the dipole itself, these are two functionally very different systems.

Fra DE-OS nr. 3 231 097 er det kjent en cassegrain-antenne hvis underreflektor ikke som ellers vanlig er festet ved hjelp av støtter, men ved hjelp av et massivt plastlegeme på primærstrå-leren, fortrinnsvis en hornstråler. Plastlegemet tjener her altså utelukkende til feste av underreflektoren på primærstrå-leren. From DE-OS no. 3 231 097, a cassegrain antenna is known, the sub-reflector of which is not, as usual, attached by means of supports, but by means of a massive plastic body on the primary radiator, preferably a horn radiator. The plastic body therefore serves here exclusively to attach the sub-reflector to the primary radiator.

Hensikten med oppfinnelsen er ved en i militære radiolinjer The purpose of the invention is at one in military radio lines

og her særlig for mobil drift anvendbar antenne å oppnå en best mulig i forhold til vanlige antenner av den viste type tydelig forbedret sidelobedemping ved enkel og lett konstruksjon av den samlede anordning. Et viktig synspunkt er herved de betraktelige skjerpede krav til ECM-motstandsevnen, dvs. reduksjonen av den mulige trusel pga. fiendtlig fremmedstøy som kan falle inn fra vilkårlige retninger i området for sidelobene, altså ikke bare i nabolobene til hovedloben. and here particularly for mobile operation applicable antenna to achieve the best possible in relation to ordinary antennas of the type shown clearly improved sidelobe attenuation by simple and light construction of the overall device. An important point of view here is the considerably tightened requirements for ECM resistance, i.e. the reduction of the possible threat due to hostile extraneous noise that can enter from arbitrary directions in the area of the side lobes, i.e. not only in the neighboring lobes of the main lobe.

I henhold til oppfinnelsen som angår en radiolinjeantenne som angitt i innledningen av krav 1, oppnås denne hensikt ved bruk av de i karakteristikken til krav 1 angitte kjenne-tegn. Det vesentligste element i denne forbindelse er det nye primærstrålersystem som oppfyller både kravet om en vidtgående symmetrisk åpningsflatebelysning av reflektoren såvel som stor båndbredde og god tilpasning og også oppnår en stråleledning og bølgekonsentrasjon langs primærantennens hovedakse. Dermed kan en ønsket reduksjon av reflektorkant-strålingen og overstrålingen oppnås. According to the invention which relates to a radio line antenna as stated in the introduction of claim 1, this purpose is achieved by using the characteristics stated in the characteristics of claim 1. The most important element in this regard is the new primary beam system which fulfills both the requirement for a far-reaching symmetrical opening surface illumination of the reflector as well as large bandwidth and good adaptation and also achieves a beam line and wave concentration along the main axis of the primary antenna. In this way, a desired reduction of the reflector edge radiation and overradiation can be achieved.

Fordelaktige og hensiktsmessige tiltak i sammenheng med ut-førelsen og for videre forbedring av strålingsegenskapene til radiolinjeantennen i henhold til oppfinnelsen er angitt i de uselvstendige krav. Beneficial and appropriate measures in connection with the execution and for further improvement of the radiation properties of the radio line antenna according to the invention are indicated in the independent claims.

Oppfinnelsen skal i det følgende forklares i tilknytning til tegningen. Fig. 1 og 2 viser, sett fra siden, henholdsvis i snitt II-II, en allerede tidligere beskrevet, kjent og som primærstrålersystem anvendbar antenneanordning. Fig. 3 viser likeledes allerede omtalte feltdiagrammer for denne kjente primærantenneanordning. Fig. 4 viser, sett fra siden, primærstrålersystemet for en radiolinjeantenne i henhold til oppfinnelsen. Fig. 5 viser, sett fra siden, en del av dette primærstrålersystem. Fig. 6 viser likeledes, sett fra siden, den samlede utførelse av en radiolinjeantenne i henhold til oppfinnelsen. The invention will be explained in the following in connection with the drawing. Fig. 1 and 2 show, seen from the side, respectively in section II-II, an already previously described, known antenna device which can be used as a primary beam system. Fig. 3 likewise shows the already mentioned field diagrams for this known primary antenna device. Fig. 4 shows, seen from the side, the primary beam system for a radio line antenna according to the invention. Fig. 5 shows, seen from the side, part of this primary beam system. Fig. 6 also shows, seen from the side, the overall design of a radio line antenna according to the invention.

På fig. 4 er konstruksjonen av et primærstrålersystem vist sett fra siden, hvori radiolinjeantennen i henhold til oppfinnelsen skal anvendes. Som ved den allerede i tilknytning til fig. 1-3 omtalte, kjente anordning/ er den ytre leder 11 In fig. 4 is the construction of a primary beam system shown seen from the side, in which the radio line antenna according to the invention is to be used. As with the one already in connection with fig. 1-3 mentioned, known device/ is the outer conductor 11

av en koaksialleder 2 forsynt med to diametralt motsatt liggende langsslisser 13 og 14, som kan ha en lengde på en arbeidsbølgelengde og en bredde på omtrent 1/40 av arbeids-bølgelengden. Loddrett på planet som de to langsslisser 13 og 14 ligger i, er de to halvdeler 15 og 16 av en dipolantenne påsatt den ytre leder 11. Den indre leder 12 i koaksialledningen 2 er kortsluttet med den ytre leder 11 på en side ved en metallisk forbindelsesstift 17. Denne kortslutnings-stift ligger i det utførte eksempel ved stedet for feste-punktet til de to dipolhalvdeler 15 og 16. Den strålende del av primærstrålersystemet som består av kombinasjon av de to langsslisser 13 og 14 og de to dipolhalvdeler 15 og 16, er helt innesluttet i et av et egnet dielektrisk materiale bestående legeme 18 med lav tapsfaktor. Dette av dielektrisk materiale bestående legeme 18 som er vist for seg selv sett fra siden på fig. 5, har en hovedsakelig sylindrisk form med en utvendig diameter på omtrent 0,3 ganger arbeidsbølge- of a coaxial conductor 2 provided with two diametrically opposed longitudinal slits 13 and 14, which may have a length of one working wavelength and a width of approximately 1/40 of the working wavelength. Perpendicular to the plane in which the two longitudinal slots 13 and 14 lie, the two halves 15 and 16 of a dipole antenna are attached to the outer conductor 11. The inner conductor 12 of the coaxial cable 2 is short-circuited with the outer conductor 11 on one side by a metallic connecting pin 17. This short circuit pin is located in the executed example at the location of the attachment point of the two dipole halves 15 and 16. The radiant part of the primary beam system which consists of a combination of the two longitudinal slits 13 and 14 and the two dipole halves 15 and 16, is completely enclosed in a body 18 consisting of a suitable dielectric material with a low loss factor. This body 18 consisting of dielectric material, which is shown by itself when viewed from the side in fig. 5, has a substantially cylindrical shape with an outer diameter of about 0.3 times the working wave-

lengde og en lengde på ca. én bølgelengde. Den blir ved hjelp av en sentrisk boring 21, som strekker seg over hele lengden, skjøvet over den ytre leder 11 på koaksialledningen 2 og har tilsvarende utsparinger 22 for å motta dipolhalvdelene 15 og 16. Dens endeflate 23 som vender bort fra hovedreflektoren, er sammenskrudd med innsiden av en hjelpereflektor 19. Denne hjelpereflektor 19 befinner seg således ved enden av koaksialledningen 2 og tjener først og fremst til å avbøye også den length and a length of approx. one wavelength. It is pushed over the outer conductor 11 of the coaxial line 2 by means of a centric bore 21, which extends over its entire length, and has corresponding recesses 22 to receive the dipole halves 15 and 16. Its end face 23 facing away from the main reflector is screwed together with the inside of an auxiliary reflector 19. This auxiliary reflector 19 is thus located at the end of the coaxial line 2 and primarily serves to deflect the

foroverrettede del av strålingen mot hovedreflektoren 1. Den mot hovedreflektoren 1 vendte endeflate 24 på det av dielektrisk materiale bestående legeme 18 har en for forbedringen av utstrålingen optimert kontur 25. forward-directed part of the radiation towards the main reflector 1. The end surface 24 of the body 18 made of dielectric material facing the main reflector 1 has a contour 25 optimized for the improvement of the radiation.

I egnet avstand fra dipolaksen i retningen mot hovedreflektoren er det på den ytre omkrets av det av dielektrisk materiale bestående legeme 18 anbragt en metallisk ring 20 med en bredde på omtrent 0,1-0,15 ganger arbeidsbølgelengden og med lav veggstyrke og som dertil har en særlig utformet randkontur 26. Denne metalliske ring 20 har slett ingen ledenae forbindelse med de metalliske deler av primærstrålersystemet. Ringen 20 og det av dielektrisk materiale bestående legeme 18 bevirker i kombinasjon en tydelig konsentrasjon av den utstrålte effekt om primærstrålersystemets lengdeakse og dermed også fra hovedreflektoren. Samtidig oppnås det en vidtgående tilpasning av strålingsdiagrammene i E- og H-planet. Den metalliske ring 20 virker i det forhåndsgitte frekvensområde som en passiv tilleggsstråler som likeledes blir eksitert av det utstrålte felt og på sin side sterkt påvirker totalfeltfordelingen samt direktiviteten. En viss analogi kan sees i ledeantennen for en dipolanordning. Avhengig av resonansforholdene til et slikt passivt element er dimensjoneringen og toleransekravet tilsvarende kritisk. Vesentlig i den forbindelse er diameteren som bestemmer den egentlige viktige elektriske størrelse, nemlig omkretsen av den metalliske ring 20. Denne omkrets ligger omtrent mellom 0,8-1,2 ganger den arbeidsbølgelengden. Ved en optimal gjensidig avstemning og kombinasjon med hensyn til dimensjoneringen og den relative stilling av de i og for seg sterkt frekvensbestemte enkeltelementer, lar det seg oppnå meget gode bredbåndsegenskaper med det beskrevne primærstrålersystem. At a suitable distance from the dipole axis in the direction towards the main reflector, a metallic ring 20 with a width of approximately 0.1-0.15 times the working wavelength and with low wall strength and which also has a particularly designed edge contour 26. This metallic ring 20 has absolutely no direct connection with the metallic parts of the primary beam system. The ring 20 and the body 18 consisting of dielectric material in combination cause a clear concentration of the radiated effect about the longitudinal axis of the primary beam system and thus also from the main reflector. At the same time, a far-reaching adaptation of the radiation diagrams in the E and H planes is achieved. The metallic ring 20 acts in the predetermined frequency range as a passive additional beam which is likewise excited by the radiated field and in turn strongly influences the total field distribution as well as the directivity. A certain analogy can be seen in the guide antenna of a dipole device. Depending on the resonance conditions of such a passive element, the dimensioning and tolerance requirements are correspondingly critical. Essential in that connection is the diameter which determines the actual important electrical quantity, namely the circumference of the metallic ring 20. This circumference lies approximately between 0.8-1.2 times the working wavelength. With an optimal mutual tuning and combination with regard to the dimensioning and the relative position of the individual elements, which in and of themselves are strongly determined by frequency, it is possible to achieve very good broadband characteristics with the described primary beam system.

Den metalliske ring 20 må ikke være fremstilt som et separat element av platemateriale, men kan f.eks. realiseres i form av et pådampet metallisk eller ved et i filmtrykk frembragt sjikt ved hjelp av en egnet ledende lakk. Impedanstransformasjonen mellom bølgemotstanden til koaksialledningen 2 og den resulterende komplekse motstand til de i utstrålingsforløpet deltagende elementer lar seg oppnå ved en egnet avtrappet diametervariasjon av den innvendige leder 12 i nærheten av langsslissene 13, 14. The metallic ring 20 does not have to be produced as a separate element of plate material, but can e.g. realized in the form of a vapor-deposited metallic layer or by a film-printed layer using a suitable conductive varnish. The impedance transformation between the wave resistance of the coaxial line 2 and the resulting complex resistance of the elements participating in the radiation course can be achieved by a suitable staggered diameter variation of the internal conductor 12 in the vicinity of the longitudinal slits 13, 14.

En liten, symmetrisk utført radiolinje-reflektorantenne med et primærstrålersystem i henhold til fig. 4, er vist sett fra siden på fig. 6. For belysning av åpningsflaten til en hovedreflektor 1 blir primærstrålersystemet 13 anordnet i brenn-punktet til hovedreflektoren 1. Koaksialledningen 2 tjener i den grad den er tilstrekkelig stabilt utført, til å feste primærstrålersystemet 3 eller er ført i et ekstra bærerør 15, til hvilket primærstrålersystemet 3 deretter er festet. Koaksialledningen 2 er ført gjennom en sentral åpning 4 i hoved-ref lektoren 1 og ender bak hovedreflektoren 1 i en tilkob-lingsplugg 7. For stabilt feste av koaksialledningen 2 tjener en festekon 6 som partielt omslutter koaksialledningen 2 resp. bærerøret 5. For å feste hele radiolinje-reflektorantennen på en mast 9 benyttes en holder 8 som er forsynt med et skrue-feste 10. A small, symmetrically designed radio line reflector antenna with a primary beam system according to fig. 4, is shown seen from the side in fig. 6. For lighting the opening surface of a main reflector 1, the primary beam system 13 is arranged in the focal point of the main reflector 1. The coaxial line 2 serves, to the extent that it is sufficiently stable, to attach the primary beam system 3 or is led in an additional carrier pipe 15, to which the primary jet system 3 is then attached. The coaxial cable 2 is led through a central opening 4 in the main reflector 1 and ends behind the main reflector 1 in a connection plug 7. For stable attachment of the coaxial cable 2, a fastening cone 6 serves that partially encloses the coaxial cable 2 or the carrier pipe 5. To attach the entire radio line reflector antenna to a mast 9, a holder 8 is used which is equipped with a screw attachment 10.

Claims

1. Radio line antenna with a paraboloid-shaped main reflector (1), for whose surface illumination a primary beam system (3) is arranged at its focal point which is fed over a coaxial line provided with an auxiliary reflector (19) which is passed through a central opening (4) in the main reflector and provided with two diametrically opposed longitudinal slots (13,14), each with a length of approximately half a working wavelength, in the outer conductor of the coaxial cable, on which the two halves of a dipole antenna are attached vertically to the slot connection plane, and where the outer conductor of the coaxial cable (11) is connected on one side to the internal conductor (12) by a metallic connecting pin (17) which is located in the attachment area for the dipole, characterized in that the combination of the two slots (13,14) and the dipole halves (15, 16) consisting radiant part of the primary beam system (3) is completely enclosed in a dielectric material with a low loss factor consisting body (18) of closed form and circumferential dimensions in the order of magnitude of a working wavelength and a length extension of likewise approximately a working wavelength, and that, seen from the dipole axis in the direction of the main reflector (1), a thin-walled metallic ring is placed on the outer circumference of the body (18) consisting of dielectric material (20), without there being a conductive connection between the ring on the one hand and the metallic parts of the primary beam system (3) on the other hand.

2. Radio line antenna according to claim 1, characterized in that the metallic ring (20) has a width of approx. 0.1 to 0.15 times the mean wavelength.

3. Radio line antenna according to claim 1, characterized in that, in addition to the metallic ring (20), one or more successive metallic rings in the axial direction are placed on the outer circumference of the body (18) consisting of dielectric material.

4. Radio line antenna according to one of the preceding claims, characterized in that the body (18) consisting of dielectric material has a mainly cylindrical shape.

5. Radio line antenna according to one of claims 1-3, characterized in that the body (18) consisting of dielectric material has an essentially square shape.

6. Radio line antenna according to one of the preceding claims, characterized in that the body (18) consisting of dielectric material has a centric bore (21) extending over its entire length, which is dimensioned so that the body consisting of dielectric material can slide over the outer conductor (11) of the coaxial cable (2), and that the body consisting of dielectric material is provided with recesses (22) to receive two dipole halves (15,16).

7. Radio line antenna according to one of the preceding claims, characterized in that the end surface (23) facing away from the main reflector (1) on the body (18) consisting of dielectric material is screwed together with the inside of the auxiliary reflector (19).

8. Radio line antenna according to one of the preceding claims, characterized in that the end surface (24) facing the main reflector (1) has a contour (25) optimized with regard to radiation.

9. Radio line antenna according to one of the preceding claims, characterized in that the metallic ring (20) on the body consisting of dielectric material has a specially designed edge contour (26), so that a far-reaching adaptation of the radiation diagrams in E and The H plane.

10. Radio line antenna according to one of the preceding claims, characterized in that the strongly frequency-determined individual elements, namely in particular the slits (13,14), the dipole halves (15,16), the body consisting of dielectric material (18) and the metallic ring ( 20) with regard to their dimensioning and relative position are optimally mutually matched and combined in such a way that the primary radiation achieves a very good bandwidth characteristic.

11. Radio line antenna according to one of the preceding claims, characterized in that the longitudinal slits (13,14) have a width of approx. 1/40 of the working wavelength.

12. Radio line antenna according to one of the preceding claims, characterized in that for the impedance transformation between the wave resistance of the coaxial line (2) and the resulting complex resistance of the primary beam system (3) a suitable, stepped diameter variation of the inner conductor (12) is arranged by the coaxial cable (2) near the slots (13,14).

13. Radio line antenna according to one of the preceding claims, characterized in that the metallic ring (20) placed on the body (18) consisting of dielectric material resp. the rings consist of a vaporized, metallic layer or e.g. of a suitable conductive varnish layer produced by means of screen printing.