NO172418B

NO172418B - PROCEDURE AND SEARCH REGULATOR CONNECTION FOR AN FM SYNTHETISATOR FOR A RADIO PHONE DEVICE

Info

Publication number: NO172418B
Application number: NO874934A
Authority: NO
Inventors: Torsti Poutanen
Original assignee: Nokia Mobira Oy
Priority date: 1986-12-01
Filing date: 1987-11-26
Publication date: 1993-04-05
Also published as: NO172418C; SE467642B; SE8704385D0; FI79636C; DK626887A; DE3738124A1; FI864909A; NO874934D0; DK626887D0; SE8704385L; FI79636B; NO874934L; FI864909A0; DE3738124C2

Description

Foreliggende oppfinnelse angår en bærebølgeregulerende fremgangsmåte for en FM-syntetisator til en radiotelefonanordning og tilsvarende kobling, idet formålet er å forbedre frekvensnøyaktigheten til bærebølgen ved bærbare radiotelefoner. Ifølge fremgangsmåten og koblingen reguleres syntetisatorens referanseoscillator ved låsing ved den av telefonen mottatte signalers bærebølgefrekvens (av støtte-stasjonen utsendte signaler). Telefonens prosessor regner ut mellomfrekvenssignalenes perioder og etter regneoperasjonen utføres på det resulterende tall en digital/analogomforming og med den tilveiebrakte spenningen reguleres referanse-oscillatoren. The present invention relates to a carrier wave regulating method for an FM synthesizer for a radio telephone device and corresponding connection, the purpose being to improve the frequency accuracy of the carrier wave in portable radio telephones. According to the method and the connection, the synthesizer's reference oscillator is regulated by locking at the carrier frequency of the signals received by the telephone (signals transmitted by the base station). The phone's processor calculates the periods of the intermediate frequency signals and after the calculation operation, a digital/analogue conversion is performed on the resulting number and the reference oscillator is regulated with the supplied voltage.

Det spesielle med det nye NMT-nettet for radiotelefoner i området 900 MHz er at frekvensene mellom de egentlige kanalene kan tas i bruk ved behov. Nettets virkelige kanalavstand er således 12,5 kHz. For eksempel kan det nevnes C-nettet i Vest-Tyskland som har en svært smal kanalavstand (10 kHz). The special feature of the new NMT network for radio telephones in the 900 MHz range is that the frequencies between the actual channels can be used if necessary. The network's real channel spacing is thus 12.5 kHz. For example, the C network in West Germany can be mentioned, which has a very narrow channel spacing (10 kHz).

Ved ovenfor beskrevne radiotelefonsystem oppstår det proble-mer når kanalavstanden er smal og mellomfrekvensbredden er av samme størrelsesorden som kanalavstanden, slik at de av telefonen forårsakede bærebølgefrekvenser hele tiden må være svært nære kanalens nominelle frekvens. Frekvensen må holdes innen sine grenser selv ved telefonens ulike funksjonstemp-eraturer (funksjonstemperaturområdet er typisk -25 - +70°C). Bærebølgefrekvensenes maksimale tillatte relative avvik beregnet i forhold til den nominelle frekvensen er i det nordiske NMT-900-radiotelefonnettet + 0,8 ppm (deler pr. million) og i Vest-Tyskland + 1 ppm på hele temperatur-området. With the radiotelephone system described above, problems arise when the channel spacing is narrow and the intermediate frequency width is of the same order of magnitude as the channel spacing, so that the carrier wave frequencies caused by the telephone must always be very close to the channel's nominal frequency. The frequency must be kept within its limits even at the phone's various operating temperatures (the operating temperature range is typically -25 - +70°C). The maximum permissible relative deviation of the carrier wave frequencies calculated in relation to the nominal frequency is in the Nordic NMT-900 radiotelephone network + 0.8 ppm (parts per million) and in West Germany + 1 ppm over the entire temperature range.

I det vesentlige tilveiebringes bærebølgefrekvensen for en multikanalradiotelefon med en faselåst sløyfe som vist i fig. 1. Essentially, the carrier frequency for a multi-channel radiotelephone is provided with a phase-locked loop as shown in FIG. 1.

På fig. 1 viser henvisningstallet 1 en temperaturkompensert krystalloscillator (TCXO) som virker som referanse og hvis relative frekvensnøyaktighet er den samme som utgangsfrekven-sens fc relative frekvensnøyaktighet, videre er det vist en referansedeler 2, en faseutjevner 3, et filter 4, en spenningsregulert oscillator (VCO) 5, en deler 6 samt en prosessorregulert deler 7 (i hvilken delingstallet kan varie-res ). In fig. 1, the reference number 1 shows a temperature compensated crystal oscillator (TCXO) which acts as a reference and whose relative frequency accuracy is the same as the relative frequency accuracy of the output frequency fc, furthermore there is shown a reference divider 2, a phase equalizer 3, a filter 4, a voltage regulated oscillator (VCO ) 5, a divider 6 and a processor-regulated divider 7 (in which the number of divisions can be varied).

Med denne konstruksjonen oppnås det ennå ikke den nødvendige frekvensnøyaktigheten da den temperaturkompenserte oscillatoren ikke får til en ønsket nøyaktighet på noen annen måte enn ved en ovnskompensert oscillator. Størrelsen av effekt-forbruket i disse er uegnet for bærbare anordninger, og idet radiotelefoner nå er bærbare og må ventes også å forbli det i fremtiden. With this construction, the required frequency accuracy is not yet achieved, as the temperature-compensated oscillator does not achieve the desired accuracy in any other way than with an oven-compensated oscillator. The amount of power consumption in these is unsuitable for portable devices, and since radio telephones are now portable and must also be expected to remain so in the future.

Foruten den faselåste sløyfen kan for stabilisering av frekvensen anvendes en fremgangsmåte ved hvilken oscillatoren reguleres med likespenning som fås fra utgangen til mottagerens FM-detektor. Nevnte utgang inneholder to spenningskom-ponenter: en vekselstrømspenning som inneholder informasjon, og en likespenning som er proporsjonal med bærebølgefrekven-sen til detektorens inngangssignal. Med denne fremgangsmåten kan oscillatoren låses ved den av telefonen mottatte svært stabile bærebølgefrekvens. Fremgangsmåten fyller ennå ikke det med problemet forbundne stabilitetskrav, men ingen av de på markedet til nå kjente FM-detektorer har en tilstrekkelig liten variasjon av mellomfrekvensen på hele det observerte temperaturområde. In addition to the phase-locked loop, a method can be used to stabilize the frequency whereby the oscillator is regulated with direct voltage obtained from the output of the receiver's FM detector. Said output contains two voltage components: an alternating current voltage which contains information, and a direct voltage which is proportional to the carrier frequency of the detector's input signal. With this method, the oscillator can be locked at the very stable carrier frequency received by the phone. The method does not yet fulfill the stability requirements associated with the problem, but none of the FM detectors known on the market so far have a sufficiently small variation of the intermediate frequency over the entire observed temperature range.

DE 2820362 viser en krets for generering av et utgangssignal som er proporsjonalt med frekvensen til et inngående signal. Her foretas imidlertid ikke noen regulering av en syntetisators bærebølgefrekvens som ved foreliggende oppfinnelse. DE 2820362 shows a circuit for generating an output signal which is proportional to the frequency of an input signal. Here, however, no regulation is made of a synthesizer's carrier frequency as in the present invention.

Publikasjonen DE 2902612 angår overvåkning av frekvensavvik. The publication DE 2902612 concerns the monitoring of frequency deviations.

Ingen av disse to publikasjonene løser imidlertid ulempene som nevnt ovenfor. However, neither of these two publications solves the disadvantages mentioned above.

Fremgangsmåten og koblingen som utvikles som løsning på problemet innebærer en vesentlig forbedring av ovennevnte ulemper. For å tilveiebringe dette er det vesentlig for fremgangsmåten ifølge foreliggende oppfinnelse det som fremgår av den karakteristiske delen av krav 1 og i det vesentlige for koblingen av det som fremgår av karakteristik-ken til krav 6. The procedure and the connection that is developed as a solution to the problem involves a significant improvement of the above-mentioned disadvantages. In order to provide this, it is essential for the method according to the present invention what appears in the characteristic part of claim 1 and essentially for the connection of what appears in the characteristic of claim 6.

Ved hjelp av oppfinnelsen tilveiebringes en temperaturstabil-itet i bærebølgens frekvens som ikke oppnås ved anvendelse av andre midler eller referanseoscillatorer for bærebare anordninger. By means of the invention, a temperature stability is provided in the frequency of the carrier wave which is not achieved by using other means or reference oscillators for portable devices.

Oppfinnelsen skal i det påfølgende beskrives nærmere med henvisning til fig. 2. In what follows, the invention will be described in more detail with reference to fig. 2.

Blokkdiagrammet for frekvensstabiliseringssystemet er vist på fig. 2. Med koblingen utføres en AFC-funksjon, dvs. en automatisk frekvensregulering (AFC=Automatic Frequency Control). Koblingen på fig. 2 kan deles i tre deler med en stiplet linje. Den øverste delen danner mottagersyntetisato-ren S, den midterste delen er mottageren R for en radiotele-fon og den nederste delen inngår i telefonens prosessorenhet P. Som AFC-koblingens prosessor fungerer radiotelefonens prosessor utover sine øvrige funksjoner. The block diagram of the frequency stabilization system is shown in fig. 2. With the coupling, an AFC function is performed, i.e. an automatic frequency control (AFC=Automatic Frequency Control). The connection in fig. 2 can be divided into three parts by a dashed line. The top part forms the receiver synthesizer S, the middle part is the receiver R for a radio telephone and the bottom part is part of the telephone's processor unit P. As the AFC link's processor, the radio telephone's processor functions in addition to its other functions.

På fig. 2 er det skjematisk vist en spenningsregulert krystallosclllator (VCXO) 1, en referansedeler 2, en faseutjevner 3, et filter 4 og 11, en spenningsregulert oscillator (VCO) 5, en forhåndsdeler 6, en prosessorregulert deler 7, ved hvilken delingstallet kan endres, blandere 8 og 9, en lokal krystallosclllator 10, en FM-detektor 12 (kvadratur, krys-talldiskriminator, som ikke er vesentlig for systemet), grenseforsterkere 13 og 19, en prosessorkrystalloscillator 15 og en prosessor 16. Telleren 14, låsekretsen 17 og D/A-omformeren 18 kan avhengende av typen enten utgjøre deler av prosessorkretsen eller stå utenfor denne. På figuren er fin, Flo» ^IFI °S ^IF2 bærebølgefrekvenser ved ulike punkter av bl okk skjemaet, av hvilke alle utenom f lo inneholder en frekvensmodulasjon samt den spenningsregulerende krystalloscillatorens 1 reguleringsspenning Von-j. In fig. 2 schematically shows a voltage-regulated crystal oscillator (VCXO) 1, a reference divider 2, a phase equalizer 3, a filter 4 and 11, a voltage-regulated oscillator (VCO) 5, a pre-divider 6, a processor-regulated divider 7, by which the number of divisions can be changed, mixers 8 and 9, a local crystal oscillator 10, an FM detector 12 (quadrature, crystal number discriminator, which is not essential to the system), limit amplifiers 13 and 19, a processor crystal oscillator 15 and a processor 16. The counter 14, the latch circuit 17 and D Depending on the type, the /A converter 18 can either form part of the processor circuit or stand outside of it. In the figure are fine, Flo» ^IFI °S ^IF2 carrier wave frequencies at various points of the bl okk diagram, of which all but f lo contain a frequency modulation as well as the voltage regulating crystal oscillator's 1 regulation voltage Von-j.

Koblingen på fig.2 har følgende funksjonsprinsipp: The connection in fig.2 has the following functional principle:

1) Når strømmen kobles til radiotelefonen, innstiller prosessoren 16 som reguleringsord 2<n>~<l>, ved hvilket n er antall biter i reguleringsordet. Ved det beskrevne tilfellet n = 8, dvs. reguleringsordets opprinnelige verdi er 128, hvilket innstilles for å tilsvare reguleringsspenningen V^.. cc1) When the power is connected to the radio telephone, the processor 16 sets as control word 2<n>~<l>, where n is the number of bits in the control word. In the described case n = 8, i.e. the control word's original value is 128, which is set to correspond to the control voltage V^.. cc

hvor V c cer logikkens driftsspenning (typisk 5 V). where V c cers the operating voltage of the logic (typically 5 V).

2) Prosessoren 16 regner periodene for et signal med frekvensen fjF2 ved nJelP av telleren 14 i løpet av tiden T, og i løpet av hvilken et visst antall overflyt inntreffer og tilslutt gjenstår tallet M, som er mellom 0... 2n (0...256, med 8 biter i bruk). Således kan av ÅFCs egentlige opprinnelsesverdi på sett og vis reduseres en helt stabil verdi hvorved det som ny opprinnelsesverdi for AFC og som reguler-ingsområde tilveiebringes et smalt bånd på det nødvendige stedet. Tiden T fås av prosessorens krystalloscillator 15 ved deling. Da fIF2 = 455 kHz er T typisk 50 -100 ms. Med andre ord rekker telleren 14 i løpet av denne tiden å regne pulsene f-jp£ * flere omganger fra 0 til 256 (fra reguleringsordets null til dets konstante maksimalverdi 256), hvorved disse fulle omgangene danner ovenfor stabile verdi. 3) Ifall M under det første regneforløpet etter systemets XI 1 2) The processor 16 counts the periods of a signal with the frequency fjF2 at nJelP of the counter 14 during the time T, and during which a certain number of overflows occurs and finally the number M remains, which is between 0... 2n (0. ..256, with 8 bits in use). Thus, ÅFC's actual original value can be reduced to a completely stable value, whereby a narrow band is provided at the necessary place as a new original value for AFC and as a regulatory area. The time T is obtained by the processor's crystal oscillator 15 by division. Since fIF2 = 455 kHz, T is typically 50 -100 ms. In other words, during this time, the counter 14 manages to count the pulses f-jp£ * several times from 0 to 256 (from the zero of the regulation word to its constant maximum value 256), whereby these full times form the above stable value. 3) If M during the first calculation process after the system's XI 1

start avviker fra 2 , korrigerer prosessoren 16 reguleringsordet med tallet M - 2<11-1> dvs. nedover om M<2<n_1> og start deviates from 2, the processor 16 corrects the control word with the number M - 2<11-1>, i.e. downwards by M<2<n_1> and

oppover ifall M>2 n ~ 1. På tilsvarende måte forflyttes den spenningsstyrte krystalloscillatorens reguleringsspenning v"ohj etter digital/analogomformingen nedover fra v"cc/2 hhv. oppver fra vcc/2. Under følgende regneforløp fås et nytt tall M som digital/analogomformes og ved hjelp av hvilket den spenningsregulerte krystalloscillatoren 1 reguleres. 4) Beregningen og korrigeringen fortsettes inntil det utregnede tallet er det samme som foregående reguleringsord, hvorved låsingen ved det inngående signalets frekvens fj oppnås. 5) Det spenningsregulerte krystalloscillatorens 1 signal anvendes også som sendersyntetisatorens referansefrekvens, hvorved også denne blir svært stabil. 6) Syntetlsatorens sluttfrekvens kan reguleres nøyaktig ved å tilsette eller redusere et fast tall fra reguleringsordet. upwards if M>2 n ~ 1. In a similar way, the voltage-controlled crystal oscillator's regulation voltage v"ohj is moved downwards from v"cc/2 or up from vcc/2. During the following calculation process, a new number M is obtained which is digitally/analogue converted and with the help of which the voltage-regulated crystal oscillator 1 is regulated. 4) The calculation and correction are continued until the calculated number is the same as the previous control word, whereby the locking at the incoming signal's frequency fj is achieved. 5) The voltage-regulated crystal oscillator's 1 signal is also used as the transmitter synthesizer's reference frequency, whereby this too becomes very stable. 6) The synthesizer's end frequency can be precisely regulated by adding or subtracting a fixed number from the regulation word.

Beregningstiden T kan reguleres i samsvar med følgende kriterier: på basis av radiotelefonsystems spesifikasjoner eller andre begrensede betingelser kan man bestemme det for AFC-systemet nødvendige låsingsområde, dvs. det variasjonsområde Afin av inngangsfrekvensen f^n» på hvilket systemet skal holdes låst. Inngangsfrekvensens låsingsområde er altså: f^ er det mottatte signalets nominelle frekvens. Dertil skrives: The calculation time T can be regulated in accordance with the following criteria: on the basis of radiotelephone system specifications or other limited conditions, the locking range required for the AFC system can be determined, i.e. the variation range Afin of the input frequency f^n» on which the system is to be kept locked. The locking range of the input frequency is therefore: f^ is the nominal frequency of the received signal. In addition, write:

For at AFC-systemet skal holdes låst, bør beregningstiden T velges slik at: ved hvilket n er antall anvendte biter. Av formelen (3) kan utledes vilkåret: For the AFC system to be kept locked, the computation time T should be chosen such that: where n is the number of bits used. From formula (3) the condition can be derived:

Forkortingen av beregningstiden T akselererer AFCens låsing og regulering, men på andre siden øker den det mottatte signalets frekvensmodulasjons inntreden i den spenningsregulerte krystalloscillatorens 1 reguleringslinje, hvilket burde forhindres så lenge som mulig. The shortening of the calculation time T accelerates the AFC's locking and regulation, but on the other hand it increases the frequency modulation of the received signal entering the voltage regulated crystal oscillator's 1 regulation line, which should be prevented as long as possible.

Den beskrevne kobling omfatter to faktorer, som kan forårsake feil i de syntetiserte frekvensene: The described coupling includes two factors, which can cause errors in the synthesized frequencies:

a) prosesskrystalloscillatorens 15 frekvenskryping og a) the frequency creep of the process crystal oscillator 15 and

b) den lokale krystalloscillatorens 10 frekvenskryping. b) the local crystal oscillator's 10 frequency creep.

Begge frekvenskrypingene avhenger av forandringer i krystall-enes resonansfrekvens ved ulike temperaturer. De av disse forårsakede feil kan påvises å være tilstrekkelig små spesielt i tilfelle temperaturkrypingen for resonansfrekven-sen til den lokale oscillatorens 10 krystall er tilstrekkelig lav (< ± 10 ppm). Both frequency creeps depend on changes in the crystal's resonant frequency at different temperatures. The errors caused by these can be shown to be sufficiently small, especially if the temperature creep for the resonance frequency of the local oscillator 10 crystal is sufficiently low (<±10 ppm).

Fremgangsmåten og koblingen ifølge foreliggende oppfinnelse medfører en løsning på problemet på en slik måte at den kan anvendes på bærbare radiotelefonanordninger. Man har ved målinger i praksis vist at løsningen tilsvarer frekvensnøyak-tighetskravene som utgjorde problemet. Tilpassingen av fremgangsmåten begrenser seg ikke bare til de, beskrevne koblingene og verdiene her angitt, men kan dessuten endres i samsvar med anvendelsesformålet. Således kan blant annet frekvensene, prosessorens bitantall, reguleringsordet, reguleringsordets opprinnelsesverdi og dets forhold til reguleringsspenningene (f.eks. V^-j =1= vcc/2) være annet enn det ovenfor angitte. Også koblingens generelle utseende og komponenter kan variere innenfor grenser av oppfinnelsens ramme. The method and the connection according to the present invention entail a solution to the problem in such a way that it can be applied to portable radiotelephone devices. Measurements in practice have shown that the solution corresponds to the frequency accuracy requirements that constituted the problem. The adaptation of the method is not only limited to the described connections and the values indicated here, but can also be changed in accordance with the purpose of application. Thus, among other things, the frequencies, the processor's bit number, the control word, the control word's origin value and its relationship to the control voltages (eg V^-j =1= vcc/2) can be other than what is specified above. The general appearance and components of the coupling can also vary within the scope of the invention.

Claims

1. Method for regulating the carrier frequency of an FM synthesizer in a radiotelephone device, in which the carrier wave emitted by a support station is used for regulating a voltage-regulated crystal oscillator in a synthesizer formed by a locked loop and said voltage-regulated crystal oscillator, whereby by means of a mixer it is formed from an incoming signal a first and a second intermediate frequency signal, characterized in that a constant time is formed from the frequency of a local crystal oscillator by numerical division, during which time the period of the second intermediate frequency signal is calculated with a counter, whereby the calculation result is in digital form and that the calculation result after digital/analog conversion is used for regulation of the voltage-regulated crystal oscillator.

2. Method according to claim 1, characterized in that for regulation of said voltage-regulated crystal oscillator the difference between the calculation result in digital form and a constant standard number determined in advance with a microprocessor is used for regulation of the voltage-regulated crystal oscillator after digital/analog conversion.

3. Method according to one of the preceding claims, characterized in that, during said standard calculation time, the period of the intermediate frequency signal is calculated with counters in several rounds from the microprocessor's control word zero to its constant maximum value, and that for the regulation only the calculation result started from the control word's zero, which is used at the end of the standard calculation time, is is always used as a new control word and after digital/analog conversion for control of the voltage-regulated crystal oscillator.

4. Method according to claim 3, characterized in that said standard part of the constant maximum value of the regulation word constitutes half of the constant maximum value of this regulation word, whereby the regulation word's maximum value corresponds to the voltage-regulated crystal oscillator's maximum regulation voltage.

5. Method according to one of the preceding claims, characterized in that for regulation of the synthesizer's final frequency, the microprocessor is arranged to increase or decrease a constant number from the regulation word.

6. Coupling for carrier frequency regulation of an FM synthesizer in a radio telephone device, in which the carrier wave emitted by a base station is used for regulation of a voltage-controlled crystal oscillator in a synthesizer formed by a locked loop and said voltage-regulated crystal oscillator, whereby with the aid of a mixer it is formed from a incoming signal a first and a second intermediate frequency signal, including a processor (16), a local crystal oscillator (15) arranged in the processor, a digital/analog converter (18) and a counter (14), with connection to the synthesizer's voltage regulating crystal oscillators (1 ) regulation voltage (Von-j) and connection to the synthesizer's intermediate frequency (IF2) in which connection the synthesizer's voltage-regulating crystal oscillator (1) is regulated by locking at the carrier frequency of the received signal emitted by the support station (fin)> characterized in that the telephone's microprocessor (16) during a standard time (T) with the counter (14) count is the receiver's second intermediate frequency signal (IF2) periods and as a result gets a certain number (M) on which, through the D/A converter (18), a digital/analog conversion is performed, and that with the voltage thus provided, the synthesizer's voltage-regulating crystal oscillator (1) is regulated, whereby the regulation number (M) in the locked position does not change during the various counting processes.

7. Connection according to claim 6, characterized in that the time (T) arises from the processor's (16) crystal oscillator (15) by division.

8. Connection according to claim 6 or 7, characterized in that the synthesizer's (S) voltage-regulating crystal oscillator (1) is also used as the transmitter synthesizer's reference frequency.

9. Connection according to one of claims 6-8, characterized in that the local oscillator (10) of the receiver part (R) is a frequency-stable crystal oscillator.