NO169268B

NO169268B - Mottaker for bruk i et stereofonisk fm-kringkastingssystem som utnytter kompandering av differansesignal og har adaptiv ekspander

Info

Publication number: NO169268B
Application number: NO862139A
Authority: NO
Inventors: Aldo G Cugnini; Daniel W Gravereaux; David W Stebbings
Original assignee: Broadcast Tech Partners
Priority date: 1985-01-04
Filing date: 1986-05-29
Publication date: 1992-02-17
Also published as: DK234086D0; EP0207964A1; KR900006261B1; ATE56114T1; DK234086A; EP0207964B1; EP0207964A4; KR870700188A; NO862139L; AU5306986A; DE3579460D1; NO169268C; BR8507150A; DK164681B; WO1986004201A1; AU578792B2; DK164681C

Description

Oppfinnelsen angår stereofoniske FM-kringkastings-systeraer, og mer spesielt mottakere for bruk i stereofoniske FM-kringkastingssystemer som utnytter kompandering av et differansesignal og har en adaptiv ekspander.

Yteevnen til FM-lydkringkasting har lenge vært erkjent, særlig på grunn av dens relative immunitet mot elektromagnetisk forstyrrelse og dens evne til å tilveiebringe full audio- eller lyd-båndbredde med lav støy. Selv om FM-stereo tilføyer en ny akustisk dimensjon til radiomot-taking, gjør den dette bare på bekostning av alvorlig for-ringelse av signal/støy-forholdet. Støystraffen ved stereofonisk kringkasting er velkjent, idet det finnes flere faktorer som bidrar til de høyere støynivåer og dekningstap som skriver seg fra flerkanals lydoverføringer. Når en kringkastingsstasjon omdannes til bifonisk tjeneste, reduseres den monofoniske dekning på grunn av at signaleffekten må deles mellom de forskjellige komponenter av det mer komplekse basisbåndsignal. (Uttrykket "bifonisk" vil i det etter-følgende bli benyttet for klart å skjelne tokanals kringkasting fra andre former for stereofoni, såsom trifonisk og kvadrofonisk kringkasting.) Det bifoniske signal/støy-forhold er lavere enn monofonisk signal/støy-forhold på grunn av den brede båndbredde av det sammensatte signal som inneholder det monofoniske sumsignal M, pilotsignalet P, og det stereofoniske differansesignal S. Med et basisbåndspektrum som strekker seg til 53 kHz for bifoniske overføringer, er støynivået særlig høyt på grunn av den stigende spektral-karakteristikk som følge av frekvensmodulasjon. Det såkalte "trekantede" støyspektrum øker 6 dB pr. oktav med økende frekvens av det sammensatte signal, og selv om lyd-etter-korreksjon motvirker dette noe, er støyproblemet fremdeles alvorlig. Etter demodulasjon tilføyes støykomponentene i differansekanal-hjelpebærebølgen, statistisk uavhengig, til den støy som allerede er til stede i det monofoniske signal under "lyd-dematrisering" (audio dematrixing).

I stedet for her å beskrive de faktorer som må tas

i betraktning ved beregning av det teoretiske tap av signal/støy-forhold, henledes oppmerksomheten på US-patentskrift 4 485 483 av 27. november 1984 (Emil L. Torick og

Thomas B. Keller) for et sammendrag av et antall studier som er blitt utført av signal/støy-forringelse. Generelt konklu-derer disse studier med at det eksisterer en straff på 26 dB for stereofonisk programstyring med bred lydseparasjon, mens støyforringelsen for monofoniske mottakere ligger i området fra 1 dB til 7 dB. Sådanne tap av signal/støy-forhold resulterer i en reduksjon av det effektive dekningsområde for en kringkastingsstasjon, idet studier har vist at tokanal-mottakingsområdet med bifonisk overføring er bare tilnærmet halvparten av det monofoniske mottakingsområde.

Ovennevnte patentskrift beskriver et bifonisk FM-radiokringkastingssystem som er fullstendig kompatibelt med eksisterende mottakere, og som ved hjelp av forbedring av signal/støy-forholdet i vesentlig grad utvider dekningsområ-det for en FM-kringkastingsstasjon. I det viste system

(heretter iblant betegnet som "Torick/Keller-systemet")

matriseres de vanlige venstre og høyre signaler på konvensjonell måte for å oppnå konvensjonelle sum (M)- og differanse (S)-signaler. Differansesignalet benyttes til å amplitudemodulere et første hjelpebærebølgesignal, og det tilføres samtidig til en kompressor som komprimerer dets dynamikkområde for å frembringe et komprimert differansesignal S'.

Det komprimerte differansesignal S' benyttes til å amplitudemodulere et andre hjelpebærebølgesignal med den samme frekvens, men med kvadratur-faseforhold til det første. Det benyttes dobbeltsidebåndsmodulasjon med undertrykt bærebølge av hver hjelpebærebølge, idet hjelpebærebølgesignalets frekvens er tilstrekkelig høy til å sikre et frekvensmellomrom mellom de nedre sidebånd av de modulerte hjelpebærebølge-signaler og M-signalet. Et konvensjonelt lavnivå-faserefe-ranse-pilotsignal, som ligger innenfor det forannevnte frekvensmellomrom, benyttes for deteksjonsformål i mottakeren. M-signalet, de to modulerte hjelpebærebølgesignaler og pilotsignalet frekvensmoduleres på en høyfrekvens-bærebølge for overføringsformål. Mottakeren inneholder en demodulator for avledning av M-signalet, det normale differansesignal S og det komprimerte differansesignal S', og en ekspander for komplementær ekspandering av det avledede, komprimerte differansesignal. Den ekspanderte, støyreduserte versjon av differansesignalet kombineres med det avledede sumsignal M for å oppnå de opprinnelige, venstre (L) og høyre (R) signaler. Mottakeren omfatter også en bryteranordning for tilførsel av det normale differansesignal, i stedet for den ekspanderte versjon av det avledede differansesignal, til den kombinerende anordning for å gjøre mottakeren funksjons-dyktig for gjengivelse av de konvensjonelle, stereofoniske signaler.

I realiteten omfatter altså Torick/Keller-systemet det konsept å kompandere en kanal som er i tillegg til den som normalt benyttes for stereo, og å kode den på en slik måte at den ikke overskrider båndbreddekravene for overføring. Ved å kompandere differansesignalet (L-R), hvilket gir en signal/støy-forbedring på 22 dB til 26 dB i overføringskje-den, nyter stereolytteren teoretisk godt av det samme signal/støy-forhold som den konvensjonelle, monofoniske lytter. Denne grad av reduksjon av mottatt støy øker i vesentlig grad det effektive stereotjenesteområde. Generelt blir radien fra senderen til det punkt i hvilket et akseptabelt signal ikke lenger mottas, i det minste fordoblet sammenliknet med radien for konvensjonell stereo, hvilket betyr at fire ganger antallet av mulige lyttere vil motta et akseptabelt signal.

Ved anvendelsen av stereofonisk lyd på fjernsyn i overensstemmelse med det system som nylig er tatt i bruk av Electronic Industries Association (EIA), komprimeres differansesignalet (L-R) ved hjelp av en "dbx Inc." kompressor for å gi den signal/støy-forbedring som er nødvendig for å overvinne straffen i signal/støy-forholdet sammenliknet med monofonisk overføring. Det komprimerte differansesignal benyttes til å amplitudemodulere en hjelpebærebølge, og den amplitudemodulerte hjelpebærebølge og det vanlige sumsignal M, og et pilotsignal, frekvensmoduleres på en høyfrekvens-bærebølge for overføringsformål. Bare det komprimerte differansesignal overføres, dvs. det skjer ingen overføring av et ukomprimert differansesignal. Signalet kan således mottas på kompatibel måte ved hjelp av eksisterende, monofoniske fjernsynsmottakere, men kan ikke mottas av eksisterende FM-stereoradiomottakere. Da det imidlertid ikke tidligere hadde eksistert noen standard for stereofonisk fjernsyn, var kompatibilitet ikke noe problem ved godkjenningen av EIA-stereofj ernsynssystemet.

Det er et hovedformål med oppfinnelsen å tilveiebringe en forbedret mottaker for bruk i et bifonisk, stereofonisk FM-overføringssystem som utnytter kompandering av differansesignalet.

Et annet formål med oppfinnelsen er å tilveiebringe en mottaker for et sådant system som inneholder en adaptiv ekspander somn har evne til tilpasning til hvilken som helst kompressorkarakteristikk som kan benyttes i systemets sender.

Enda et annet formål med oppfinnelsen er å tilveiebringe en mottaker for bruk i et stereofonisk FM-system som har evne til adaptiv frekvensresponsdekoding og adaptiv angreps- og gjenvinningstiddekoding, slik at alle parametere av det opprinnelige signal kan gjenvinnes automatisk uten hensyn til den kompresjonslov som ble benyttet ved overføringen.

For oppnåelse av ovennevnte formål er det tilveiebrakt en mottaker for bruk i et bifonisk, stereofonisk FM-overføringssystem omfattende en sender som sender et høyfrek-vens-bærebølgesignal som er FM-modulert med et sammensatt signal som som komponenter har et signal som representerer summen M av stereofonisk relaterte lydfrekvenssignaler for venstre (L) og høyre (R) kanaler, første og andre hjelpebære-bølgesignaler som har samme frekvens og er atskilt 90° i fase og som er amplitudemodulert med undertrykt bærebølge med henholdsvis et differansesignal S som representerer differansen (L-R) av L- og R-kanalsignalene, og en komprimert versjon S' av differansesignalet, og et pilotsignal, hvilken mottaker ifølge oppfinnelsen er kjennetegnet ved at den omfatter

en anordning for mottaking av det FM-modulerte bære-bølgesignal og for deteksjon av de nevnte komponenter av det sammensatte signal,

en anordning for demodulasjon av de detekterte, første og andre amplitudemodulerte hjelpebærebølgesignaler, for å avlede differansesignalet S og det komprimerte differansesignal S',

en ekspanderanordning omfattende en elektronisk

styrbar anordning med variabel forsterkning som har en inngangsklemme koplet for å motta for ekspansjon enten det avledede, komprimerte differansesignal S' eller et signal som representerer summen av det avledede, komprimerte differansesignal S' addert til det avledede differansesignal S, en utgangsklemme og en styreklemme, og en anordning for generering av et styresignal for den variable forsterkningsanordning omfattende en anordning for sammenlikning av et signal som oppnås på den variable forsterkningsanordnings utgangsklemme, og det avledede differansesignal S, og frembringelse av et feilsignal med en amplitude som er proporsjonal med differansen i amplitude mellom disse sammenliknede signaler, og en anordning for behandling av feilsignalet for å oppnå og til-føre et styresignal til den variable forsterkningsanordnings styreklemme for å styre dennes forsterkning for å oppnå et støyredusert differansesignal på den variable forsterkningsanordnings utgangsklemme, og

en anordning for å kombinere det støyreduserte differansesignal med den detekterte sumsignalkomponent M for oppnåelse av stereofoniske lydfrekvenssignaler for de venstre (L) og høyre (R) kanaler.

Det stereofoniske FM-kringkastingssystem ifølge oppfinnelsen, enten det er for radio eller fjernsyn» likner på Torick/Keller-systemet ved at det vanlige differansesignal S og et komprimert differansesignal S<1> begge blir overført. Til forskjell fra Torick/Keller-radiosystemet, i hvilket bare den ekspanderte versjon av det mottatte, komprimerte differansesignal matriseres med sumsignalet M for å oppnå de opprinnelige L- og R-signalerf kombinerer imidlertid mottakeren ifølge oppfinnelsen det vanlige differansesignal S og det komprimerte differansesignal S', ekspanderer det resulterende signal for å oppnå et støyredusert differansesignal, og matriserer dette støyreduserte differansesignal med det avledede sumsignal M for å oppnå de opprinnelige L- og R-signaler. Da signalinnholdet i S og S<1> er det samme, øker kombinasjonen av disse ved summering det effektive nivå av det mottatte differansesignal med 6 dB, mens støyen øker bare med 3 dB som følge av det faktum at støyen fra S-kanalen og støyen fra kvadraturkanalen S' kan betraktes som om de kommer fra to statistisk uavhengige støykilder hvis utgangssignaler adderer seg som kvadratroten av summen av kvadratene. Dette betyr at den resulterende støy i sumsignalet (S + S') vil være bare 3 dB, hvilket resulterer i en nettoforbedring på 3 dB i signal/støy-forholdet. Alternativt kan prosessen med dekoding og addering av S- og S<1->signalene gjennomføres i en eneste operasjon ved å anordne dekodingsaksen slik at den ligger i en vinkel på 45° i forhold til overføringsaksene for S- og S<1->signalene. I dette tilfelle økes signalnivået fra dekoderen med kvadratroten av summen av kvadratene av S-og S'-signalene, hvilket resulterer i en mottatt signalnivå-økning på 3 dB, og likevel med den samme støyfordeling som for en én-akse-dekoder. Det foreligger derfor en forbedring på 3 dB i mottatt signal/støy-forhold, det samme resultat som når begge akser dekodes uavhengig og summeres etter dekoding.

Overføringen av det uendrede, normale differansesignal S, sammenkoplet med utnyttelsen i mottakeren av både det normale og det komprimerte differansesignal, tillater overføring av det komprimerte signal i overensstemmelse med hvilken som helst ønsket kompanderingslov. I stedet for f.eks. å være begrenset til 2:1-hellingen som er typisk for den "CX"-kompander som er beskrevet i US-patentskrift 4 376 916, eller andre kjente kompanderingssystemer, gjør oppfinnelsen det mulig å benytte et kompandersystem med en kompanderingskarakteristikk på uendelig-til-én (°°:l), eller en liknende kompanderingskarakteristikk, hvilket gir en subjektiv 10 dB til 12 dB forbedring mot støypumping for en gitt grad av forsterkningsreduksjon i forhold til hva som kan realiseres med slike tidligere kjente kompandere.

På grunn av at det normale differansesignal over-føres fullstendig uendret, kan det dessuten benyttes i mottakeren som et referansesignal for å styre nivået av det støyreduserte signal som avgis av ekspanderen, slik at amplituden av sumsignalet (S+S<1>) bringes til å være lik nivået av det normale differansesignal og således sikrer riktig dematrisering med det mottatte sumsignal M. Dette trekk gir den vesentlige fordel at ekspanderen er adaptiv til hvilken som helst kompressorkarakteristikk som kan benyttes i senderen, hvorav følger at dersom forbedrede kompanderingskarakteristikker skulle bli utviklet, ville det ikke være nødven-dig å bygge nye mottaker-dekodere for å utnytte disse. Det ville bare være nødvendig å endre kompressoren (i senderen)

og styre utgangsnivået av den "nye" ekspander med det normale differansesignal. Da det mottatte, umodifiserte S-signal inneholder den fullstendige informasjon om det opprinnelige (L-R), bifoniske differansesignal, blir differansen i de mottatte S- og S'-signalers dynamikk-karakteristikker en pekepinn med hensyn til verdiene av disse tidskonstanter.

En "smart" dekoder kan gjøres følsom for disse verdier og

kan innrettes til å anvende passende korreksjoner. Da videre S-signalet er umodifisert, er sammenhengen mellom signalamplitudene på de forskjellige frekvensbånd i sådanne kompandere som Dolby A og Dolby B eller dBx for stereofjern-syn også uforandret i dette signal. Det kan derfor benyttes som en referanse for å gjenopprette den riktige, dynamiske frekvensrespons i hvilket som helst kompanderingssystem.

De ovenfor angitte forbedringer kan også oppnås

ved den avtalte EIA/dbx-stereofoniske fjernsynsanvendelse ved i tillegg å overføre et uendret differansesignal i kvadratur (90° faseforskjøvet) med det komprimerte differansesignal, hvilket kan gjøres uten noe tap i tjenesteområde og uten å påvirke kompatibiliteten for eksisterende stereo-fjernsynsmottakere. Ved å utnytte begge signaler i mottakeren i overensstemmelse med de ovenfor angitte prinsipper, er det mulig å konstruere en forbedret mottaker som ville

(a) motta et signal med forbedret signal/støy-forhold og

med mindre modulasjon av støyen, (b) muliggjøre bruk av adaptive dekodere, (c) kreve ikke mer spektrumplass, og (d) ha forbedret signal/støy-forhold med høyt signalnivå.

Andre formål, særtrekk og fordeler med oppfinnelsen, og en bedre forståelse av oppfinnelsens konstruksjon og virkemåte, vil fremgå av den etterfølgende, nærmere be-skrivelse under henvisning til tegningene, der fig. 1 viser et frekvensdiagram av det sammensatte basisbåndsignal som frembringes i overensstemmelse med prinsippene for oppfinnelsen, fig. 2 viser et forenklet blokkskjerna av en senderter-minal for generering og sending av det sammensatte signal på fig. 1, fig. 3 viser et forenklet blokkskjema av en kompressor av tilbakekoplingstype som er nyttig i systemet på fig. 2, fig. 4 viser et forenklet blokkskjema av en kompressor av frem.overkoplingstype som er nyttig i systemet på fig. 2, fig. 5 viser de stasjonære kompresjons- og ekspansjonskarakteristikker for én kompanderingslov som er nyttig i et FM-kringkastingssystem med mottakere ifølge oppfinnelsen, og fig. 6 viser de stasjonære kompresjons- og ekspansjonskarakteristikker for en annen kompanderingslov som er nyttig i systemet; fig. 7 viser et forenklet blokkskjema av en utførelse av en mottakerterminal som er konstruert i overensstemmelse med oppfinnelsen, fig. 8 viser et forenklet blokkskjema av en ekspander for benyttelse i mottakersystemet på fig. 7, fig. 9 viser et forenklet blokkskjema av en alternativ mottakerterminal som omfatter oppfinnelsen, fig. 10 er kurver som viser nivået av summen av utgangssignalene fra de to demodulatorer i den mottaker som er vist på fig. 7, fig. 11 er kurver som viser nivået av utgangssignalet fra den eneste demodulator i den mottaker som er vist på fig. 9,

fig. 12 er kurver som viser signal/støy-forhold som funksjon av utgangsnivå av stereodifferansesignalet for den toaksede demodulator på fig. 7, fig. 12A er en kurve som viser forbedringen i signal/støy-forhold (S/N) for den toaksede demodulator på fig. 7 med en uendelig-til-én-kompressor i forhold til forbedringen med en 3:1-kompressor, fig. 13 er kurver som viser signal/støy-forhold som funksjon av inngangsnivå

av stereodifferansesignalet for den enaksede 45°-demodulator på fig. 9, og fig. 13A er en kurve som viser forbedringen i signal/støy-forhold for den enaksede demodulator på fig. 9 med en uendelig-til-én-kompressor i forhold til forbedringen med en 3:1-kompressor; fig. 14 viser et frekvensdiagram av det sammensatte basisbåndsignal som benyttes i forbindelse med mottakeren ifølge oppfinnelsen, fig. 15 viser et forenklet blokkskjema av en mottakerterminal som omfatter den adaptive ekspander ifølge oppfinnelsen, fig. 16 viser et forenklet blokkskjema av en alternativ form for adaptiv ekspander som omfatter oppfinnelsen, fig. 17 viser et forenklet blokkskjema av en modifisert versjon av den adaptive ekspander som er vist på fig. 16, fig. 18 viser et blokkskjema av en adaptiv ekspan-

der av fremoverkoplingstype som omfatter prinsippene for oppfinnelsen, fig. 19 viser et forenklet blokkskjema av en frekvenskorrigerende, adaptiv ekspander av parallell-type, fig. 20 viser et forenklet blokkskjema av en frekvenskorrigerende, adaptiv kompander av serietype, og fig. 21 viser et forenklet blokkskjema av en adaptiv ekspander med automatiske, adaptive tidskonstanter.

Forsåvidt som det stereofoniske FM-radiokringkas-tingssystem med mottakere ifølge oppfinnelsen er konstruert for å være kompatibelt med det eksisterende tokanal-stereosys-tem som er godkjent av Federal Communications Commission, vil det være nyttig bakgrunn for en forståelse av oppfinnelsen å gi en kort redegjørelse for grunnprinsippene for det eksisterende system. I det aktuelle system adderes stereofonisk relaterte signaler L og R til hverandre for å danne et sumsignal M med frekvenser på opp til ca. 15 000 Hz. Til dette adderes et dobbeltsidebånds-undertrykt 38 kHz hjelpebære-bølgesignal Ssinoot, hvor S = (L-R), og et 19 kHz pilotsignal for mottaker-synkroniseringsformål. Det sammensatte modula-sjonssignal kan skrives:

hvor tu = 2tt f = 38 kHz, og p er amplituden av 19 kHz pilotsignalet. Det fremgår av det på fig. 1 viste basisbåndspektrum at det omfatter en monofonisk kanal M fra ca. 50 Hz til 15 kHz, et 19 kHz pilotsignal og en stereofonisk diffe-ransekanal Ssinwt fra 23 til 53 kHz.

Liksom i Torick/Keller-systemet blir et komprimert differansesignal som betegnes S', i senderen ifølge det foreliggende system addert til det konvensjonelle, sammensatte FM-signal. Det komprimerte differansesignal overføres hensiktsmessig som et dobbeltsidebånd-undertrykt 38 kHz kvadratur-hjelpebærebølgesignal S'coscot. Det sammensatte basisbåndsignal kan således representeres ved følgende likning:

hvor p representerer pilotsignalets amplitude og w = 2ir • 38 kHz. Kvadratur-hjelpebærebølgen krever ikke noen ytterligere spektrumplass og pålegger, slik som tidligere bemerket, bare en liten straff med hensyn til modulasjonspotensial, hvilken for en stor del overvinnes ved hjelp av den foreliggende oppfinnelse.

En sender for generering av dette sammensatte signal er vist på fig. 2 hvor noen av de mer konvensjonelle senderkretser er utelatt med henblikk på enkelhet. De to lydfrekvenssignaler L og R, som avledes fra separate kilder (ikke vist), tilføres via konvensjonelle 75 ps forkorreksjonsnettverk 6 hhv. 8 til inngangene til et konvensjonelt matrisenettverk 10 som består f.eks. av et nettverk av sum-merende forsterkere som er innrettet til å frembringe de to lydsignaler M = (L+R) og S = (L-R) på matrisens utgangsklem-mer. Det monofoniske sumsignal M tilføres via en første forsinkelsesanordning 11 til den ene inngang til en adderer 12, og det stereofoniske differansesignal S tilføres via en andre forsinkelsesanordning 13 til inngangen til en første modulator 14, og også til inngangen til en kompressor 16 i et kompanderingssystem. Kompressoren kan være én av flere typer som vil bli beskrevet senere. Det komprimerte differansesignal fra kompressoren, betegnet S', tilføres til inngangen til den andre modulator 18 hvis utgangssignal til-føres til addereren 12 hvor det kombineres lineært med et monofoniske sumsignal M og signalet fra modulatoren 14.

De forsinkelser som innføres av forsinkelsesanordningene

11 og 13, er slik at de sikrer at M-signalet og de to modulerte signaler ankommer samtidig til addereren.

Hjelpebærebølge- og pilotsignalene avledes fra en bærebølgegenerator 20 som frembringer et sinusbølgesignal med en frekvens på 38 kHz som tilføres til modulatoren 14

og også til et faseforskyvningsnettverk 22 av kjent konstruksjon for tilveiebringelse av en 90° faseforskyvning mellom hjelpebærebølgesignalet som tilføres til modulatoren 18, og hjelpebærebølgesignalet som tilføres til modulatoren 14. Modulatorene 14 og 18 består av amplitudemodulatorer med undertrykt bærebølge og som er av kjent konstruksjon og tje-ner til å amplitudemodulere de to hjeipebærebølger med respektive lydfrekvenssignaler for å frembringe de to dobbeltsidebånds-amplitudemodulerte hjelpebærebølgesignaler Ssincot og S'coscot med undertrykt bærebølge. Disse to signaler kombine-

res deretter i addereren 12 med sumsignalet M og et 19 kHz sinusbølge-pilotsignal som kommer fra bærebølgegeneratoren 20. Det sammensatte signal, angitt i likning (2) som frembringes på addererens 12 utgang og har de amplitudekoeffisienter som er vist på fig. 2, tilføres deretter til FM-drivtrinnet i en sender 24 og frekvensmoduleres på en høyfrekvensbærebølge for overføring til én eller flere fjerntliggende mottakere. Man vil legge merke til at amplitudekoeffisientene for de signalkomponenter som er felles med konvensjonell FM-stereo, er de samme som for konvensjonell FM-stereo, og kvadratur-signalets amplitudekoeffisient også er 0,45, dvs. det er unødvendig å redusere amplitudekoeffisientene for signalene M og S for å unngå overmodulasjon av senderen. Modulatoren 14, som er betegnet modulator "S", mottar i-fase-bærebølgen, og den andre modulator 18, som er betegnet modulator "S'", mottar kvadratur-hjelpebærebølgen.

Kompressoren 16 kan være i form av hvilket som helst av flere kjente arrangementer, innbefattet den tilbakekoplingstype som er vist på fig. 3 og den fremoverkoplingstype som er vist på fig. 4. Idet det henvises til fig. 3, tilføres differansesignalet (L-R) til kompressoren 16 via et forkorreksjonsnettverk 25, om nødvendig, og kommer inn på inngangen til et variabelt forsterkningselement 26 som styres av en likespenning som er avledet fra elementets utgangssignal, betegnet S', og som er en funksjon av differansesignalet (L-R). Dette utgangssignal tilføres til en styre-spenningsgeneratorkrets som omfatter en helbølgelikeretter 28 for frembringelse av et likespenningssignal med et nivå som er proporsjonalt med amplituden av det tilførte, veks-lende signal S<1>. Styresløyfen omfatter videre en innstillbar spenningsreferanseanordning 30 som kan være innlemmet som del av likeretteren, eller alternativt kan være innført i et annet punkt i sløyfen, for å bestemme kneet på kompressorens overføringskarakteristikk. Likespenningsutgangs-signalet fra likeretteren 28 er proporsjonalt med amplituden av signalet S<1> når dette overskrider terskelnivået vre^, og er likt terskelspenningen når signalets S' amplitude er mindre enn terskelen, slik at inngangssignaler med amplituder over terskelen komprimeres og signaler med amplituder under terskelen ikke komprimeres. Den likespenning som frembringes av likeretteren 28 og terskelanordningen 30, tilføres til en integrator 32 som kan være av den type som er beskrevet i US-patentskrift 4 376 916 og som omfatter et nettverk med minst tre signalbaner som har forskjellige tidskonstanter, idet nettverket har en felles inngangsklemme for mottaking av det likerettede signal og en felles utgangsklemme på hvilken styresignalet for det variable forsterkningselement utvikles. Hver av signalbanene bortsett fra én inneholder en diode for å bringe den respektive bane til å være ledende bare som reaksjon på at det likerettede signal oppviser en endring i amplitude som er tilstrekkelig til å overskride en forutbestemt spenning, og den nevnte ene sig-nalbane leder som reaksjon på hvilken som helst differanse i spenning mellom inngangs- og utgangsklemmene. Det signal som avgis av integratoren 32, forsterkes av en passende forsterker 34 og tilføres som et styresignal til det variable forsterkningselement 26. Det styresignal som avgis av det beskrevne nettverk, forårsaker at det av elementet 26 av-gitte utgangssignal ikke i merkbar grad modifiserer kilde-signalets informasjonsinnhold. Den styresignalgenererende sløyfe har en høy sløyfeforsterkning som muliggjør frembringelse av en meget lineær overføringskarakteristikk hvis beskaffenhet skal omtales etter beskrivelsen av kompressoren av fremoverkoplingstype som er vist på fig. 4.

Idet det nå henvises til fig. 4, har fremoverkop-lings-kompressoren de samme grunnelementer som den nettopp beskrevne tilbakekoplingstype, men er forskjellig ved at styresignalet avledes fra inngangen til et variabelt forsterkningselement 40 i stedet for fra utgangen. Kort angitt tilføres differansesignalet S, med eller uten forkorreksjon etter behov, til inngangen til det variable forsterkningselement 40 og også til inngangen til en helbølgelikeretter 42 som kan ha en innstillbar spenningsreferanseanordning 44 innbygget i denne for å innstille kneet på overføringskarak-teristikken. Likespenningen fra likeretteren og spennings-ref eranseanordningen 44 tilføres til en integrator 46 med den utforming som er berkrevet foran i forbindelse med fig. 3 og hvis utgangssignal forsterkes av en styrbar forsterker 48 og deretter tilføres som et styresignal til det variable forsterkningselement 40. Det komprimerte utgangssignal S<1>, hvis amplitude er en funksjon av (L-R), tilføres til inngangen til modulatoren 18. Slik det er kjent, er en kompressor av fremoverkoplingstype underlagt to begrensninger som ikke gjelder for tilbakekoplingstypen: (1) For at inngangssignalet som funksjon av utgangssignalet skal følge en gitt lov, må selve det variable forsterkningselement ha en kalibrert og foreskrevet overføringskarakteristikk, og (2) styresignalet må utvikles med riktig forsterkning og riktige forskyvninger (offsets) for å passe til denne lov. Med andre ord må forsterkningene og forskyvningene for den styresignalgenererende sløyfe og selve det variable forsterkningselement alle velges spesielt for å gi den ønskede karakteristikk.

Fig. 5 er et konvensjonelt signalnivådiagram som viser karakteristikken i stabil tilstand for et uendelig-til-én-kompanderingssystem i hvilket kompressoren 16 (av enten tilbakekoplings- eller fremoverkoplingstype) inngår.

De inngangssignaler som skal behandles for kompresjon eller ekspansjon, er representert langs abscissen mellom -60 dB og et standard driftsnivå på 0 dB. Den absolutte verdi av inngangsspenningen ligger langs abscissen fra venstre mot høyre opp til det nominelle nivå eller merkenivået. Utgangs-nivåene for kompresjon eller ekspansjon er representert langs ordinaten mellom -60 dB og 0 dB. Den absolutte verdi av ut-gangsspenningen stiger langs ordinaten, fra bunnen mot top-pen, opp til merkenivået.

En kurve 50 representerer relasjonen mellom utgangs-og inngangsnivåene for det normale differansesignal S som,

da det ikke er utsatt for kompresjon, har en forsterknings-helling på én, og er inkludert i diagrammet hovedsakelig for referanseformål.

En kurve 52 representerer relasjonen mellom utgangs-og inngangssignalnivåene for kompressoren 16. For inngangssignalnivåer i området mellom -6 0 dB eller lavere og ca.

-32,7 dB har karakteristikken 52 en kompresjonshelling på én, slik at inngangssignalnivåer som er lavere enn -32,7 dB i forhold til merkenivået, ikke komprimeres. • For inngangssignalnivåer som er høyere enn ca. -32,7 dB i forhold til merke-

nivået, har karakteristikken en kompresjonshelling på uendelig, dvs. med begynnelse i kneet 54 på karakteristikken, i dette eksempel innstilt på -3 2,7 dB, er utgangsnivået det samme uten hensyn til inngangssignalets nivå som i dette eksempel ligger på et nivå på -6,7 dB i forhold til merkenivået. Selv om dette resulterer i at det mottatte signalnivå er tvetydig ved at det kan svare til mange nivåer, kan uendelig-til-én-kompanderingsloven for S'-signalet dekodes nøyaktig ved å kombinere S- og S'-signalene i mottakeren.

Mer spesielt kombineres S- og S"-signalene i mottakeren på

en slik måte at kombinasjonen av S og S' gir en endelig helling til karakteristikken i ekspanderen som er forskjellig fra uendelig-til-én. Til forskjell fra for tiden vanlige kompanderingssystemer som krever en foreskrevet kurve for inngangs-utgangs-karakteristikken for å bygge en komplementær ekspander som vil følge inngangssignalet uten behov for en separat pilottone eller andre midler, er således ekspander-karakteristikken i det foreliggende system forskjellig fra kompressorkarakteristikken på grunn av kombiansjonen av S- og S<1->signalene i mottakeren, hvilket på sin side for

det første muliggjør benyttelse av uendelig-til-én-kompressorkarakteristikken. Det fremgår at dynamikkområdet for inngangssignaler mellom -60 dB og -32,7 dB er blitt komprimert til et område mellom -34 dB og -6,7 dB for utgangssignalene, og at utgangsnivået forblir på -6,7 dB over knekkpunktet 54 som opptrer når inngangssignalenes amplitude begynner å overskride terskelen Vref Selv om knekkpunktet 54 kan innstilles på andre inngangsnivåer enn -32,7 dB, avhengig av beskaf-fenheten av den støy som sannsynligvis vil påtreffes i over-føringskanalen, er det viktig for systemets oppførsel at karakteristikkens helling er nøyaktig lik én for inngangssignalnivåer under knekkpunktet. Den vertikalt orienterte pil 56 som strekker seg mellom karakteristikken 50 for S-signalet og kompressorkarakteristikken 52, representerer forsterkningsøkningen (på tilnærmet 2 6 dB i S<1->differansesignalet sammenliknet med det differansesignal S som er nødvendig for å kompensere for støystraffen for stereofoniske program-mer i forhold til monofoniske.

En vesentlig fordel ved benyttelse av uendelig-til-én-kompresjonsloven for S<1->differansesignalet kan innses ut fra en sammenlikning av dettes karakteristikk . med 2:1-kompresjonskarakteristikken som typisk benyttes i det "CX"-kompanderingssystem som er beskrevet i US-patentskrift 4 376 916, som vist ved den stiplede kurve 58 og en 3:1-kompresjonskarakteristikk vist ved den stiplede kurve 59. Sammenliknet med 3:1-kompresjonskarakteristikken, som angitt ved de vertikale piler, gir uendelig-til-én-kompresjonskarakteristikken 52 en forbedring på 10 - 12 dB i forhold til støymodulasjon eller "pumping" som ofte er en anomali i kompanderingssystemer. Sagt på en annen måte reduserer uendelig-til-én-kompresjonsloven hørbarheten av støypumping, men gir likevel forbedret signal/støy-forhold for inngangssignaler over hele området fra ca. -44 dB til ca. 0 dB. Spesielt er øret, ved den nedre ende av dette område av nivåer, meget følsomt overfor støypumping forårsaket av mangel på tilstrekkelig programnivå for markering av støy, slik at ubetydelige variasjoner i nivå av programmet gjør det mulig for øret å høre variasjoner i nivået av støyen.

Ut fra en sammenlikning av karakteristikken 52 med 2:1-karakteristikken 58 innses det at forbedringen er enda større. Ved f.eks. et inngangssignalnivå på -30 dB er det en forbedring på ca. 15 dB av utgangssignalnivået i forhold til en kompressor med 2:1-karakteristikken.

En ytterligere fordel med uendelig-til-én-kompres-sjonsloven i forhold til 3:1-kompresjonskarakteristikken er at knekkpunktet eller kneet 54 opptrer ved et inngangsnivå

på -32,7 dB, mens 3:l-kurven for en "CX"-ekspander må ha kneet innstilt på -49 dB for å få den samme totale grad av kompresjon for et akseptabelt signalnivå. Når det dreier seg om en "CX"-ekspander med en 3:1-kompresjonslov, opptrer pr. definisjon således fremdeles forsterkningsvariasjoner ved inngangssignalnivåer på -49 dB, slik at signal/støy-for-holdets driftsnivå i dette punkt bringes til å være mye lavere enn når det dreier seg om uendelig-til-én-karakteristikken, slik at støypumpingen gjøres enda mer hørbar.

Selv om den beskrevne uendelig-til-én-kompanderingskarakteristikk tilveiebringer de anførte fordeler, er det mulig, i kraft av utnyttelse av både S- og S'-differansesignalene i mottakeren, å benytte en større enn uendelig-til-én-karakteristikk for S'-differansesignalet, og dermed oppnå ytterligere fordeler. Mer spesielt er det mulig, som vist i signalnivådiagrammet på fig. 6, å benytte en kompressor med en karakteristikk 60 for S'-differansesignalet som strekker seg med en helling på én opp til innenfor en dB eller to av 100 % modulasjon, og deretter gradvis faller tilbake fra dette nivå etter hvert som nivået av S-differansesignalet stiger, slik at addisjon av S- og S'-signalene gir en uendelig-til-én-karakteristikk (vist ved den stiplede karakteristikk 62) som alltid opprettholdes på et slikt nivå at kvadratroten av summen av kvadratene på signalene S og S<1 >ikke overstiger 100 % modulasjon. Kurven 60 har en innadgående karakteristikk i den betydning at den begynner å gå ned, fra et knekkpunkt ved et inngangsnivå på ca. -28 dB, etter hvert som S-differansesignalets nivå øker, og skjærer S-differansesignalkurven i -3 dB-punktet. Denne noe uvanlige karakteristikk kan meget lett avledes ved å subtrahere differansesignalet S fra utgangssignalet fra en regulær uendelig-til-én-kompressor med den karakteristikk som er vist på fig. 5. Denne innadgående (re-entrant) karakteristikk tillater ikke bare maksimalt mulig modulasjon av 38 kHz-overføringssignalet, men den sikrer også at 38 kHz-hjelpebærebølgen har i hovedsaken konstant amplitude over et vidt programnivå-dynamikkområde. Dette betyr at denne karakteristikk gjør det mulig å sende på ca. 100 % modulasjon hele tiden, hvilket er det beste som kan gjøres i ethvert kommunikasjonssystem.

En første utførelse av en mottaker ifølge oppfinnelsen er vist i blokkskjemaet på fig. 7, og med henblikk på enkelhet er også her noen av de mer konvensjonelle FM-mottakerkretser (f.eks. RF- og IF-trinn og diskriminatornettverk) ikke vist og vil bare bli kort omtalt etter behov.

Et mottatt FM-signal forsterkes i RF- og IF-trinnene (ikke vist) i en mottaker/FM-demodulator 70, og demoduleres i hvilken som helst av de kjente FM-deteksjonskretser (ikke vist) for å avlede lydsignalene som er inneholdt i det mottatte signal, nemlig signalene M, S, S' og pilotsignalet, hvert med den angitte amplitudekoeffisient. Det monofoniske sumsignal M separeres fra de høyere frekvenskomponenter av det sammensatte signal ved hjelp av et lavpassfilter 72 og tilføres som det ene inngangssignal til en dematrikser-krets 74 av konvensjonell konstruksjon. De resterende komponenter i det sammensatte signal utvelges av et båndpassfilter 76

som er konstruert for å slippe gjennom frekvenser i båndet fra 19 kHz til 53 kHz og å avvise frekvenser under dette bånd, og tilføres deretter til en S-demodulator 7 8 og til en S'-demodulator 80. Pilotsignalet avledes ved hjelp av en ikke vist anordning og tilføres til en bærebølgegenerator 82 som regenererer kvadraturversjoner av dette, sincot og cosuit, som tilføres til demodulatorene 7 8 hhv. 80. For å avlede det uendrede differansesignal S og det komprimerte differansesignal S', som har funksjonen av (L-R) etablert av kompressoren i senderen, summeres S- og S'-signalene i en adderer 84, og sumsignalet tilføres til en ekspander 86

i hvilken signalet S' ekspanderes på komplementær måte (på en måte som skal beskrives senere) for å oppnå differansesignalet S på sin utgang, for avgivelse via en valgfri etterkorreksjonskrets 87 (om nødvendig) til en andre inngang til dematrikseren 74 når en bryter 88 er i den viste stilling. Dematrikseren 74, som kan være av den konvensjonelle konstruksjon som er vist i det foran nevnte Torick/Keller-patent og omfatter en adderer og en subtraktor, kombinerer M-signalet og det støyreduserte S-signal for å frembringe som utgangssignaler signalene 2L og 2R hvis amplitude deretter reduseres med halvparten for å oppnå signalene L og R for tilførsel til henholdsvis de venstre og høyre høyttalere (ikke vist), det hele typisk for driftsmåten for en konvensjonell 2-kanals FM-mottaker.

I tillegg til å arbeide slik som nettopp beskrevet, er mottakeren fullstendig kompatibel med konvensjonelle monofoniske og 2-kanals (bifoniske), stereofoniske radiosendinger. Når en monaural radiosending mottas, omfatter utgangssignalet fra mottakeren/FM-demodulatoren 70 bare det monaurale signal M bestående av (L+R). Dette signal utvelges av lavpassfilteret 72 og tilføres til dematrikseren 74, og da ikke noe signal tilføres til dematrikserens andre inngang, fremkommer bare signalet M på hver utgang fra dematrikseren for tilførsel til henholdsvis de venstre og høyre høyttalere.

For å sette mottakeren i stand til å reprodusere et mottatt, konvensjonelt 2-kanals stereosignal, påvirkes bryteren 88, fortrinnsvis automatisk, fra den viste stilling til den stiplede stilling, slik at utgangen fra S-demodulatorens 78 utgang tilkoples til den andre inngang til dematrikseren 74. Sådan automatisk omkopling kan oppnås f.eks. ved hjelp av hvilken som helst av flere kjente teknikker, såsom modulering av pilottonen, eller ved tilføyelse av et separat identifikasjonssignal, når et komprimert differansesignal overføres. En detektor i mottakeren (ikke vist) som reagerer på identifikasjonssignalet, frembringer et signal for påvirkning av bryteren 88 fra den heltrukne stilling til den stilling som er vist stiplet på fig. 7. Når således et konvensjonelt 2-kanals stereosignal mottas, blir M-signalet som før tilført til dematrikserens 74 ene inngang, og S-signalet, som avledes fra demodulatoren 78, kombineres i dematrikseren for å frembringe utgangssignaler 2L og 2R av hvilke amplituden av hvert signal reduseres med halvparten forut for tilførsel til henholdsvis de venstre og høyre høyttalere.

Fig. 8 viser et blokkskjema av ekspanderen 86 på fig. 7 for komplementær ekspandering av et signal som er blitt komprimert i senderen med den på fig. 3 viste kompressor av tilbakekoplingstype. Idet en del av blokkskjemaet på fig. 7 gjentas, summeres S- og S'-signalene fra demodulatorene 78 hhv. 80 i addereren 84 og tilføres til ekspanderen 86 som i hovedsaken omfatter en kompressor av den type som er vist på fig. 3, og en subtraktor-krets 90. Subtraktoren

90 er innrettet til å subtrahere fra sumsignalet (S+S') et støyredusert signal S<1> som er avledet ved å mate utgangssignalet fra subtraktoren 90 gjennom et variabelt forsterkningselement 26' til subtraktoren og styre det variable forsterkningselements 26' forsterkning med et styresignal som er avledet fra elementets utgangssignal som er det samme som det signal som tilføres til subtraktoren 90. Den styresignalgenererende sløyfe er den fullstendige ekvivalent til den sammenliknbare styresløyfe i den på fig. 3 viste kompressor, og dens komponenter er følgelig identifisert ved hjelp av tilsvarende, men apostrofforsynte henvisningstall. Subtraktoren 90 kan være en enkel komparatorforsterker med høy stabilitet, og dersom de andre komponenter er identiske med tilsvarende komponenter i kompressoren, vil ekspanderen være komplementær med kompressoren. Det krav at signalet S fremkommer på subtraktorens 90 utgang mens signalene på

dens to innganger er henholdsvis (S+S<1>) og S', oppfylles ved at det variable forsterkningselement 26' har en meget lav faseforsinkelse ved den høyeste lydfrekvens som påtreffes, og som er ca. 15 til 16 kHz. Forsinkelsen gjennom det variable forsterkningselement 26<*> må med andre ord være mindre enn noen få grader ved 16 kHz, eller noen få mikro-sekunder. I praksis omfatter subtraktoren 90 fortrinnsvis en operasjonsforsterker med en transittforsinkelse av stør-relsesorden 100 ns, og det samme for det variable forsterkningselement 26', for derved å muliggjøre subtraksjon av to signaler som tilsynelatende ennå ikke har ankommet. Det resulterende utgangssignal S er altså summen av S-signalet og det støyreduserte S'-signal som, i kraft av støyreduk-sjonen i S'-signalet, når S- og S'-signalnivåene er like, har et signal/støy-forhold som er 3 dB bedre enn dersom bare det vanlige utgangssignal (L-R) ble benyttet. Ytterligere detal-jer ved den oppnådde forbedring i signal/støy-forhold som en funksjon av inngangssignalnivå skal beskrives senere. Utgangssignalet fra subtraktoren 90 tilføres til den valgfrie etterkorreksjonskrets 87, om nødvendig, og tilføres deretter til dematrikseren 74. Det vil innses at etterkorreksjons-kretsen vil bli innkoplet bare dersom forkorreksjon ble benyttet i overføringskjeden.

Idet det nå henvises til fig. 9, er det der vist et blokkskjema av en alternativ form for mottaker i hvilken demodulasjon og summasjon av det uendrede differansesignal S og det komprimerte differansesignal S' oppnås ved å benytte en eneste kvadratur-demodulator med en dekodingsakse som er innstilt på 45° i forhold til de normale bærebølgegenera-torakser for sincot eller cosoot. Noen av de mer konvensjonelle FM-mottakerkretser (f.eks. RF- og IF-trinn og diskriminatornettverk) er heller ikke vist her og vil bli bare kort omtalt. Et mottatt FM-signal forsterkes i RF- og IF-trinnene

(ikke vist) i en mottaker/FM-demodulator 100 og demoduleres

i hvilken som helst av de kjente FM-deteksjonskretser (ikke vist) for å avlede de lydsignaler som er inneholdt i det mottatte signal, nemlig signalene M, S og S' og pilotsignalet. Det monofoniske sumsignal M separeres fra de høyere frekvenskomponenter i det sammensatte signal ved hjelp av et lavpassfilter 102 og tilføres som det ene inngangssignal til en dematrikser-kréts"104 av konvensjonell konstruksjon. De resterende komponenter i det sammensatte signal utvelges av et båndpassfilter 106 som er konstruert for å slippe gjennom frekvenser i båndet fra 19 kHz til 53 kHz, og avvise frekvenser under dette bånd. S- og S'-signalene tilføres til en kvadratur-demodulator 108 med en demodulasjonsakse som er innstilt på 45°, og pilotsignalet avledes ved hjelp av ikke viste, konvensjonelle midler og tilføres til en bærebølgegenerator 110 som som reaksjon på dette regenererer et signal sin (u>t + 45°) (eller alternativt cos (ut - 45°) ) som tilføres til demodulatoren 108. Ved å benytte den eneste kvadratur-demodulator kan demodulasjonen og summerin-gen av S- og S<1->signalene finne sted samtidig, i ett skudd, og som angitt vil utgangssignalet fra demodulatoren være lik kvadratroten av summen av kvadratene av S- og S<1->signalene, og en funksjon av (L-R)-differansesignalet som tilføres til senderen. Dette signal tilføres til ekspanderen 86 som kan ha en liknende utforming som den på fig. 8 viste ekspander og i hvilken signalet ekspanderes for å oppnå et støyredusert utgangssignal svarende til det opprinnelige differansesignal S. Dette signal tilføres til et valgfritt etterkorreksjons-nettverk 112 (om nødvendig) og tilføres deretter til en andre inngang til dematrikseren 104 for kombinasjon med sumsignalet M for som utgangssignaler å frembringe signalene 2L og 2R av hvilke amplituden deretter reduseres med halvparten for å oppnå signalene L og R for tilførsel til henholdsvis de venstre og høyre høyttalere (ikke vist) , det hele typisk for driftsmåten for en konvensjonell 2-kanals FM-mottaker, innbefattet at dematrikserens utgangssignaler utsettes for den vanlige 75 \ is etterkorreks jon i nettverkene 106 og 108.

Selv om en 45°-dekoder er blitt beskrevet nærmere som eksempel, vil det innses at andre demodulasjonsakser enn 45° kan benyttes. Resultatene vil være likeartede, bortsett fra innføringen av et forhold mellom forsterkningskoéffisien-tene for S- og S'-signalene i summeringsoperasjonen. En annen aksevinkel kan under visse forhold være å foretrekke fremfor 45°-aksevinkelen.

Selv om systemet på fig. 9 ikke kan reprodusere et konvensjonelt 2-kanals stereosignal, er det fullstendig kompatibelt med konvensjonelle, monofoniske radiosendinger. Når en monaural radiosending mottas, omfatter utgangssignalet fra mottakeren/FM-demodulatoren 100 bare det monaurale signal M bestående av (L+R). Dette signal utvelges av lavpassfilteret 102 og tilføres til dematrikseren 104, og da ikke noe signal tilføres til dematrikserens andre inngang, fremkommer bare signalet M på hver utgang fra dematrikseren for tilfør-sel til henholdsvis de høyre og venstre høyttalere.

Ut fra det foregående vil man ha innsett at det finnes i prinsipp to forskjellige måter for benyttelse av S-signalet i mottakerens dekoder, nemlig (1) toakset dekoding som vist på fig. 7 hvor man benytter sintot - og cosojt-demodulatorer for avledning av henholdsvis S- og S<1->signalene, addering av S og S' til hverandre og ekspandering av summen, og (2) 45°-akse-dekoding som vist på fig. 9 hvor både demo-dulas jon og summering av S- og S'-signalene skjer i én pro-sess, og det resulterende signal ekspanderes. De relative fordeler ved disse to metoder vil fremgå ut fra en sammenlikning av fig. 10 og 11 som viser henholdsvis nivået av utgangssignalet fra addereren 84 i 2-akse-demodulatoren på fig. 7 (dvs. S + S'), og nivået av utgangssignalet fra den eneste 45°-akse-dekoder på fig. 9 (dvs. kvadratroten av summen av 2 2

S + S' ), begge som en funksjon av inngangsnivå. Begge figurer inneholder de vanlige inngangs/utgangs-kurver, kurven for det uendrede differansesignal S som har enhetshelling,

og kurven S' for differansesignalet som er komprimert med uendelig-til-én-kompressoren som er beskrevet tidligere. Knekkpunktet for kompressoren er innstilt på ca. -32,7 dB, over hvilket utgangsnivået er -6,7 dB uten hensyn til inngangssignalets nivå. Idet det spesielt vises til fig. 10, viser den stiplede kurve som er merket (S + S'), nivået av utgangssignalet fra addereren 84 (fig. 7) som funksjon av

inngangssignalnivå, og er vist å øke gradvis fra -6,7 dB ved et inngangsnivå på ca. -32,7 dB til ca. 3,3 dB for et maksimalt inngangssignalnivå på 0 dB. Slik det er beskrevet tidligere, har separat demodulasjon av de to akser den virkning å innføre to statistisk uavhengige generatorer for tilfeldig støy som til sammen adderer 3 dB støy til overføringsfor-bindelsens støy, men da utgangssignalet stiger med 6 dB ved inngangsnivået på -6,7 dB, er det en netto forbedring på

3 dB i signal/støy-forhold.

Idet man nå betrakter fig. 11, vil det innses at den stiplede kurve |S + S' , for S- og S'-signaler som er identiske med de som er vist på fig. 10, også øker gradvis, men ikke så bratt som den stiplede kurve på fig. 10, til et nivå på ca. +0,8 dB ved et inngangsnivå på 0 dB, sammenliknet med de pluss 3,3 dB på fig. 10. Signal/støy-forholdet er imidlertid det samme som for det andre tilfelle på grunn av at den støy som kommer fra demodulatoren, da den har bare en eneste akse, vil være 3 dB mindre enn for 2-akse-tilfellet i hvilket det var en økning i signalnivå, men også mer støy. I enkeltakse-demodulatoren på fig. 9 bidrar demodulatoren ikke bare med mindre støy enn de to demodulatorer i systemet på fig. 7, men det er et lavere utgangssignalnivå på grunn

2 2

av at demodulatoren avleder kvadratroten av (S + S<1> ).

Fig. 12 og 13 viser signal/støy-forhold (S/N) som funksjon av inngangssignalnivå, med et vilkårlig valgt -40

dB støynivå på overføringsmediet, for henholdsvis 2-akse-demodulasjonssystemet på fig. 7 og enkeltakse-demodulatoren i mottakeren på fig. 9. Hver av disse figurer viser tre kurver, nemlig (1) en rett linje merket S som har enhetshelling og relaterer det uendrede differansesignal til signal/støy-forhold, (2) en kurve merket S<1> som viser signal/støy-forhold som funksjon av nivået av differansesignalet komprimert med en 3:1-kompres sor, og. (3) en kurve som er merket (S + S') på fig. 12 og }{ s^ + S'<2> på fig. 13, og som viser signal/støy-forhold som funksjon av inngangsnivå for det tilfelle hvor S<1->signalet er komprimert i overensstemmelse med uendelig-til-én-kompresjonsloven. Idet man først betrakter den tredje kurve på fig. 13, som viser signal/støy-forholdet for enkeltakse-45°-dekoderen, fremgår

det at signal/støy-forholdet er forbedret ved de høyere inngangssignalnivåer, og at signal/støy-forholdet ved et inngangsnivå på 0 dB er noe bedre enn det er for det uendrede differansesignal S. Dette er resultatet av å ta kvadratroten av summen av kvadratene av de uendrede og komprimerte differansesignaler.

For den samme kurve på fig. 12, for det tilfelle hvor de uendrede og komprimerte differansesignaler er avledet fra separate demodulatorer, er det et støybidrag fra to akser, eller 3 dB mer støy enn i enkeltakse-tilfellet, og videre er det virkelige mottatte signalnivå nå (S + S<1>)/ hvilket ikke innebærer kvadrater og kvadratrøtter. Avled-ningen av nøyaktige signal/støy-forhold som funksjon av signalnivå innebærer således et sett likninger som er forskjellig fra settet for den tilsvarende kurve for enkeltakse-tilfellet.

Formen på kurven for de to tilfeller er i hovedsaken den samme, men de er her og der forskjellige med én eller to dB, slik det best vil innses ved en sammenlikning av fig. 12A og 13A som viser forbedringen i signal/støy-forhold som realiseres ved benyttelse av en uendelig-til-én-kompressor i stedet for en 3:1-kompressor for henholdsvis 2-akse-demodulatortilfellet og 45°-enkeltakse-demodulatortilfellet.

På begge figurer vil man legge merke til at signal/støy-forbedringen for uendelig-til-én-kompressoren går mot null ved inngangsnivåer på ca. -49 dB. Dette skriver seg fra det faktum at for å få en rettferdig sammenlikning ble signal-nivåoppførselen vilkårlig valgt, slik at bakgrunns-støynivået ved fravær av signal vil innstille uendelig-til-én-kompressoren slik at den har samme støyforbedring som 3:l-kompressoren, idet denne verdi er ca. 26 dB støyforbedring. Videre ble maksimums-signalnivåene for begge vilkårlig innstilt på den samme verdi på -6,7 dB, slik som også utgangssignalet for maksimalt inngangssignalnivå. Kurvene på fig. 12A og 13A har også den samme grunnleggende form, men har detalj-forskjeller som grafisk viser forskjellene mellom kurvene på fig. 12 og 13, mest merkbart ved inngangsnivået på -35 dB hvor enkeltakse-45°-dekoderen har ca. 2 dB forsprang i forbedringen sammenliknet med 2-akse-dekodingsmetoden. Grunnen til dette er bidraget til støy på grunn av de to demodulasjonsakser, hvilket forårsaker det noe lavere, mottatte signal/støy-forhold for 2-aksetilfellet. Forbedringen i signal/støy-forhold på 9 dB sammenliknet med for eksempel en "CX"-kompressor er imidlertid fremdeles betydelig.

I tillegg til sin overlegenhet i signal/støy-forhold i forhold til 2-akse-demodulatoren har 45°-enkeltakse-dekoderen den ytterligere fordel at konvensjonelle stereo-mottakere for tiden benytter en enkeltakse-dekoder, selv om det er én som mates med et sinut-signal i stedet for sin(ut + 45°)-signalet som kreves for demodulatoren på fig. 9.

Videre er kretsen noe mindre kostbar å fremstille ved at

færre komponenter er nødvendige for demodulasjon og summasjon i en eneste operasjon.

Slik det er blitt kort omtalt foran, kan prinsippene ifølge oppfinnelsen også anvendes på det nylig vedtatte EIA/dBx-stereofjernsynssystem. Som vist på fig. 14, omfatter basisbåndspekteret for dette system en monofonisk kanal M

fra ca. 50 Hz til 15 kHz, hvilket representerer summen av stereofonisk relaterte, venstre og høyre signaler, og et komprimert, stereofonisk differansesignal S<1> fra 23 kHz til 53 kHz, hvilket overføres f.eks. som et dobbeltsidebånds-signal S<1> sintot med undertrykt hjelpebærebølge (eller S<1 >coscot) . Basisbåndsignalet omfatter også et pilotsignal som er anbrakt i mellomrommet mellom M-kanalen og differansesignal-kanalen. Pilotfrekvensen er den horisontale linjefrekvens i NTSC-fjernsynssystemet, dvs. 15 734 kHz, og hjelpebære-bølgefrekvensen er den andre harmoniske av pilotfrekvensen, eller 31 468 kHz.

I overensstemmelse med oppfinnelsen vil basisbåndsignalet dessuten inneholde et ikke-komprimert differansesignal S som overføres som et dobbeltsidebåndsignal med undertrykt hjelpebærebølge i kvadratur (90° faseforskjøvet)

i forhold til den komprimerte differansesignal-hjelpebære-bølge (for ikke å kreve noe ytterligere spektrum). Dette sammensatte signal vil være frekvensmodulert på en høyfre-kvensbærebølge for overføringsformål, idet det benyttes en sender som er i hovedsaken slik som vist på fig. 2. På grunn av at signalet omfatter sumsignalet M og det komprimerte

differansesignal S', er det kompatibelt med eksisterende EIA/dbx-mottakere, og det vil ikke være noe tap i service-området. Til forskjell fra EIA/dbx-stereofjernsynsmottakeren, i hvilken bare den ekspanderte versjon av det mottatte, komprimerte videosignal matriseres med sumsignalet M for å oppnå de opprinnelige, venstre og høyre kanalsignaler, vil mottakeren kombinere det ukomprimerte differansesignal S

og det komprimerte differansesignal S<1>, idet den benytter f.eks. den nedenfor beskrevne, adaptive ekspander til å oppnå den foran omtalte forbedring i signal/støy-forhold i det mottatte signal og med mindre støypumping. En sådan adaptiv dekoder styres av det ukomprimerte, og således umodifiserte, differansesignal og er derfor i stand til å gjen-vinne informasjon angående dynamikknivå, frekvens og angreps-og gjenvinningstidskonstant som er inneholdt i det opprinnelige differansesignal.

Det vil nå være klart at overføringen av det ukomprimerte differansesignal S sammen med en komprimert versjon S<1> av differansesignalet, og utnyttelsen av begge i mottakeren for å oppnå et støyredusert differansesignal, tilveiebringer flere forbedringer i FM-stereofoniradio- og fjern-syns-kringkastingssystemer innbefattet (1) øket kanalkapa-sitet, (2) forbedret, mottatt signal/støy-forhold sammenliknet med for tiden tilgjengelige kompanderingssystemer, og (3) evnen til å dekode det ukomprimerte differansesignal og det komprimerte differansesignal enten separat eller sammen, idet alle disse fordeler kan realiseres samtidig som kompatibilitet opprettholdes med eksisterende FM-mottakere og bifoniske mottakere når det dreier seg om radio, og med EIA/dbx-systemet når det dreier seg om fjernsyn. Slik som anvendt på FM-stereoradio, tilveiebringer utnyttelsen av både komprimerte og ukomprimerte differansesignaler i mottakeren den ytterligere fordel at den muliggjør benyttelse av hvilken som helst av flere kompanderingskarakteristikker, med disses tilhørende fordeler, innbefattet de uendelig-til-én- og gjeninngangs-karakteristikker som er vist på fig. 5 og 6, såvel som benyttelse av adaptive ekspandere som skal beskrives i det følgende.

Fig. 15 viser et blokkskjema av en mottaker i til-knytning til en foretrukket form for adaptiv ekspander ifølge oppfinnelsen. Med henblikk på enkelhet er også her noen av de mer konvensjonelle FM-mottakerkretser (f.eks. RF- og IF-trinn og diskriminatornettverk) ikke vist og vil bare bli kort omtalt etter behov. Et mottatt FM-signal forsterkes i RF- og IF-trinnene (ikke vist) i en mottaker/FM-demodulator 120 og demoduleres i hvilken som helst av kjente FM-deteksjonskretser (ikke vist) for å avlede de lydsignaler som er inneholdt i det mottatte signal, nemlig signalene M, S, S'

og pilotsignalet, hvert signal med den viste amplitude-koef f isient. Det monofoniske sumsignal M separeres fra de høyere frekvenskomponenter av det sammensatte signal ved hjelp av et lavpassfilter 122 og tilføres som det ene inngangssignal til en dematrikser-krets 124 av konvensjonell konstruksjon. De resterende komponenter av det sammensatte signal utvelges av et båndpassfilter 126 som er konstruert for å slippe gjennom frekvenser i båndet fra 19 kHz til 53 kHz og å avvise frekvenser utenfor dette bånd, og tilføres deretter til en "S"-demodulator 128 og en "S'"-demodulator 130. Pilotsignalet avledes ved hjelp av kjente midler (ikke vist) og tilføres til en bærebølgegenerator 132 som regenererer kvadraturversjoner av dette, nemlig siniot og cosoJt,

som tilføres til demodulatorene 128 hhv. 130, for å oppnå signalene S hhv. S' (som har funksjonen med (L - R) etablert i kompressoren i senderen).

Tilgjengeligheten i mottakeren av både det uendrede differansesignal og den komprimerte versjon av dette mulig-gjør benyttelse av en ekspander som tilpasser seg til kompresjonskarakteristikken, uansett dennes form, idet dette oppnås ved å benytte det mottatte, uendrede differansesignal S som et referansenivå for å utvikle et styresignal for et variabelt forsterkningselement som er koplet for å motta det komprimerte differansesignal S' og for å frembringe et støy-redusert differansesignal for tilførsel til dematrikseren 124.

I den utførelse av ekspanderen som er vist på fig. 15, blir det mottatte, uendrede differansesignal S helbølge-likerettet av en likeretter 134 for å frembringe et like-strømssignal med et nivå som er proporsjonalt med differansesignalets S-amplitude. Dette likestrømssignal tilføres til en integrator 136 som fortrinnsvis er av den komplekse form som er beskrevet i det foran nevnte US-patentskrift 4 376 916. Utgangssignalet fra integratoren 136, som beskriver innhyIlingsformen på det uendrede differansesignal S, tilføres som det ene inngangssignal til en komparator 138

som f.eks. kan være en operasjonsforsterker 140, idet signalet fra integratoren 136 tilføres som forsterkerens positive inngangssignal.

Det komprimerte differansesignal S' som frembringes på demodulatorens 130 utgang, tilføres som det ene inngangssignal til en adderer 142 i hvilken signalet, dersom det ønskes, men ikke nødvendigvis, kan adderes til det uendrede differansesignal S. Den stiplede linjeforbindelse 144 tilkjennegir valgfriheten med hensyn til addering av de to signaler til hverandre i dette punkt. Idet det antas at det uendrede differansesignal adderes til det komprimerte differansesignal, overføres det komprimerte differansesignal ganske enkelt til inngangen til et variabelt forsterkningselement 146 hvis utgangssignal tilføres til en andre helbølge-likeretter 14 8 som frembringer et likestrøms-utgangssignal med et nivå som er proporsjonalt med amplituden av det signal som fremkommer på det variable forsterkningselements 146 utgang. Dette likestrømssignal tilføres til en andre integrator 150 som kan ha samme konstruksjon som integratoren 136, men på den annen side trenger den ikke å ha de samme tidskonstanter som de som benyttes i integratoren 136, og heller ikke de som benyttes i kompressoren 16 i senderen,

og grunnene til dette vil snart bli åpenbare. Et instill-bart referansespenningsnivå for denne sløyfe er etablert ved hjelp av en anordning 152 som er merket V f, hvilket element kan være innlemmet i forsterkerkretsen 148. Signalet som utvikles i den kjede som inneholder forsterkeren 148 og integratoren 150, tilføres som et andre inngangssignal til komparatoren 138, og mer spesielt til operasjons-forsterkerens 140 negative inngang. Et eventuelt utgangssignal fra komparatoren 138 som representerer en forskjell i ampliuden av de to tilførte signaler, forsterkes ved hjelp av en passende forsterker 154 for å frembringe et styresignal som tilføres til styreelementet i det variable forsterk-

ningselement 146 for å styre dettes forsterkning.

Under drift, dersom nivåene av utgangssignalene fra integratorene 136 og 150 er de samme, vil det ikke være noen endring i størrelsen av det styresignal som tilføres til det variable forsterkningselement 146, hvilket på sin side tilkjennegir at nivået av utgangssignalet fra det variable forsterkningselement 146 svarer til nivået av det uendrede differansesignal S. Betraktet på en annen måte er kompara-torens 138 funksjon analog med terskelnivået i konvensjonelle ekspandere ved at det ikke utføres noen endring av det spenningsnivå som er bestemt av det uendrede differansesignal S, inntil signalnivået ligger over det såkalte kne eller knekkpunkt på overføringskarakteristikken. I den foreliggende krets er terskelen, i stedet for å være et forinnstilt, fast signal slik det er tilfellet i konvensjonelle ekspandere, et signal som avledes fra det uendrede differansesignal S som selvsagt varierer i amplitude med visse angreps- og gjenvinningstider, men ligger på det nivå som det komprimerte signal S<1> skal ligge på. I stedet for at det er en fast differansespenning, tilveiebringer således komparatoren 138 et variabelt differansenivå.som varierer dynamisk med endringene i nivå av selve det uendrede differansesignal S. Hensikten med Vre^-anordningen 152 er å etablere en fast forsterkningsdifferanse som er lik den faste forsterkningsdifferanse for den kompressor som benyttes i senderen for å utelukke virkninger av variabel forsterkning på signaler under et visst nivå, dvs. å tilveiebringe ekvivalenten til et "kne" på forskjøvne signaler som kunne opptre dersom signal/støy-forholdet for differansesignalet S ikke er tilstrekkelig høytr Ved inngangssignalnivåer over et sådant "kne" bestemmes nivået av det signal som fremkommer på utgangen av det variable forsterkningselement 146, av amplituden av det styresignal som utvikles i komparatoren 138, hvilket på sin side er avhengig av amplituden av det uendrede differansesignal S. I kraft av at forsterkningen av det variable forsterkningselement 146 styres med et styresignal som er proporsjonalt med differansen mellom nivået av det. komprimerte differansesignal og det uendrede differansesignal, er utgangssignalet fra det variable forsterkningselement 146 signalet S, bortsett fra at det er blitt utsatt for støy-reduksjon som følge av den ekspansjon av det komprimerte differansesignal som finner sted i styresløyfen. Signalet S som frembringes på utgangen av det variable forsterkningselement 146, tilføres til inngangen til en valgfri etterkorreks jonskrets 156 (som benyttes bare dersom forkorreksjon benyttes i senderen), og dennes utgangssignal tilføres via en bryter 158 til den andre inngang til dematrikseren 124.

Nivået av signalet S som fremkommer på utgangen av det variable forsterkningselement 146, innstilles av V ,.-3 ' ref anordningen 152 og forsterkeren 154 slik at det er likt nivået av det mottatte, uendrede differansesignal S, og benyttelse av dette signal som et referansesignal gir ekspanderen den vesentlige fordel at den er i stand til å tilpasse seg til hvilken som helst av en rekke forskjellige kompanderingslover. I det tilfelle at en ny type kompresjons-overføringskarakteristikk skulle bli utviklet i fremtiden, ville det således ikke være nødvendig å kassere den beskrevne ekspander og erstatte den med en ny mottaker-ekspander for å dra fordel av den nye overføringskarakteri-stikk. På grunn av at dets operasjon avhenger bare av nivået av det uendrede differansesignal S, ville hvilken som helst type av kompresjonslov som for tiden er tilgjengelig, eller som kan bli utviklet i fremtiden, bli tilfredsstillende dekodet av det adaptive system på fig. 15.

Til forskjell fra de fleste eksisterende kompanderingssystemer, som krever en meget bestemt lov for kompresjon og en bestemt, komplementær lov for ekspansjon for å oppnå tilfredsstillende ytelse, er dette adaptive system ikke kritisk følsomt overfor kompresjonsloven, og selv tids-konstantene er ikke så viktige, på grunn av at mottakeren alltid har et referansenivå som er avledet fra det uendrede differansesignal S.

Idet man nå vender tilbake til fig. 15, er mottakeren, i tillegg til å arbeide slik som foran beskrevet, fullstendig kompatibel med konvensjonelle, monofoniske og 2-kanals (bifoniske), stereofoniske sendinger. Når en monaural sending er i ferd med å mottas, omfatter utgangssignalet fra mottakeren/FM-demodulatoren 120 bare det monaurale signal M bestående av (L + R). Dette signal utvelges av lavpassfilteret 122 og tilføres til dematrikseren

124, og da ikke noe signal tilføres til dematrikserens andre inngang, fremkommer bare signalet M på hver utgang av dematrikseren, for tilførsel til henholdsvis de høyre og venstre høyttalere.

For å sette mottakeren i stand til å reprodusere

et mottatt, konvensjonelt 2-kanal-stereosignal, påvirkes bryteren 158 fortrinnsvis automatisk fra den viste stilling til den stiplede stilling, slik at utgangen fra demodulatoren 128 tilkoples til dematrikserens 124 andre inngang.

Sådan automatisk omkopling oppnås f.eks. ved hjelp av hvilken som helst av flere kjente teknikker, såsom modulasjon av pilottonen, eller tilføyelse av et separat identifikasjonssignal, når et komprimert differansesignal også overføres.

En detektor i mottakeren (ikke vist) som reagerer på identifikasjonssignalet, frembringer et signal for påvirkning av bryteren 158 fra den heltrukne stilling til den stiplede stilling. Når således et konvensjonelt 2-kanal-stereosignal mottas, tilføres M-signalet som før til dematrikserens 124 ene inngang, og S-signalet som avledes fra demodulatoren 123, kombineres i dematrikseren for å frembringe utgangssignaler 2L og 2R av hvilke amplituden av hvert signal deretter reduseres med halvparten forut for tilførsel til de venstre og høyre høyttalere.

Fig. 16 viser en alternativ utforming av den adaptive ekspander på fig. 15, idet forskjellen er at i stedet for å ha to integratorer, idet hver følger etter en respektiv helbølgelikeretter og integratorenes utgangssignaler tilføres til komparatoren, tilføres likeretternes utgangssignaler til komparatoren og dennes utgangssignal tilføres til den ene integrator. Mer spesielt tilføres det ukomprimerte differansesignal S fra demodulatoren 12 8 til en første helbølgelikeretter 160 og tilføres også som det ene inngangssignal til en adderer 162 i hvilken det fortrinnsvis adderes til det komprimerte differansesignal S" fra demodulatoren 130. Likestrømssignalet fra likeretteren 160, som har et nivå som er proporsjonalt med dif f eransesignalets S amplitude, tilføres til den ene inngang av en sammenlikner, såsom en differanseforsterker 164. Et innstillbart referansespenningsnivå for denne sløyfe etableres av en anordning 166 som er merket vref^' nvilket element er innlemmet i likeretterkretsen 16 0 og hvis formål snart skal beskrives. Signalet fra addereren 162, som representerer summen av signalene S

og S', tilføres til inngangen til et variabelt forsterkningselement 168 hvis utgangssignal tilføres til en andre helbølgelikeretter 170 som frembringer e:t likestrøm-utgangssignal med et nivå som er proporsjonalt med amplituden av utgangssignalet fra det variable forsterkningselement 160. Dette likestrømssignal tilføres til differanseforsterkerens 164 andre inngang. En andre spenningsreferanseanordning 172, som er merket vref2' etablerer et referansespenningsnivå for denne sløyfe. Et eventuelt utgangssignal fra komparatoren 164, som representerer en differanse i amplituden i de to tilførte signaler (etter å ha tatt-, i betraktning de referansespenningsnivåer som er etablert av elemen-tene 166 og 172), tilføres til en integrator 174 som fortrinnsvis er av den foran omtalte, komplekse type. Utgangssignalet fra integratoren 174 forsterkes av en passende forsterker 176 for å frembringe et styresignal som tilføres til styreelementet i det variable forsterkningselement 16 8 for å styre dettes forsterkning. Slik som i ekspanderen på fig. 15 er differanseforsterkerens funksjon analog med funksjonen av terskelnivået i konvensjonelle ekspandere ved at det ikke utføres noen endring av det spenningsnivå som er bestemt av det uendrede differansesignal S før signalnivået ligger over kneet på overføringskarakteristikken. Spennings-referansen Vre^ er tilveiebrakt for å begrense ekspanderens-nedre kne eller knekkpunkt slik som i konvensjonelle ekspandere, og Vre£2 er tilveiebrakt for å avskjære dens tilhøren-de sløyfe, på grunn av at sløyfeforsterkningen ellers ville forsøke å bringe utgangen av det variable forsterkningselement 168 til å ligge konstant på nivået av det ukomprimerte differansesignal S. Virkemåten er forøvrig den samme som virkemåten for den adaptive ekspander på fig. 15 og frembringer et støyredusert differansesignal S på utgangen av det variable forsterkningselement 168, for tilførsel til dematrikseren 124.

Fig. 17 viser enda en utførelse av den samme grunnleggende, adaptive ekspander som bevirker en besparelse i komponenter sammenliknet med hvilken som helst av de foran beskrevne utførelser, ved at den krever bare én helbølge-likeretter og en kompleks integrator for å oppnå i hovedsaken de samme resultater. Mer spesielt tilføres det ukomprimerte differansesignal S i dette tilfelle direkte til den ene inngang av en differanseforsterker 180 og adderes til det komprimerte differansesignal S' i en adderer 182 for å frembringe et sumsignal som tilføres til inngangen av et variabelt forsterkningselement 184. Utgangssignalet fra det variable forsterkningselement 184 tilføres til et forsterkningselement, såsom en forsterker 186, hvis utgangssignal tilføres til differanseforsterkerens 180 andre inngang.

Et eventuelt resulterende dif f eransesignal i.'hélbølgelikeret-tes av en likeretter 188, og det resulterende likestrømssig-nal, etter nivåjustering ved hjelp av en spenningsnivåinnstil-lende anordning 190, tilføres til en integrator 192 som også her er av kompleks type og hvis utgangssignal forsterkes av en passende forsterker 194 for å frembringe et styresignal for det variable forsterkningselement 184. Liksom tidligere er utgangssignalet fra det variable forsterkningselement et støyredusert signal S for tilførsel til dematrikseren.

Forsterkningselementet 186 er inkludert for å unngå signaltvetydighet på utgangen av helbølgelikeretteren 188, hvilket ville inntreffe med mindre det tas skritt for å

sikre at signalet fra det variable forsterkningselement. 184 alltid er enten større eller mindre enn differansesignalet S. Ellers kan utgangssignalet fra helbølgelikeretteren, dersom de to signaler som tilføres til differanseforsterkeren 180 skulle være like, ikke vite hvilket av signalene som var størst. For å eliminere denne mulighet for tvetydighet, er forsterkningselementet 186 innkoplet i den sløyfe som følger etter det variable forsterkningselement 184, for å sikre at signalet i denne sløyfe alltid er dominerende i forhold til differansesignalet S. På grunn av at forsterkningselementet 186 ligger inne i styresløyfen for det variable forsterkningselement 184, vil det automatisk slette ut på grunn av systemets tilbakekoplingsnatur, og vil ikke påvirke ampli-

tuden av det endelige, støyreduserte signal S som fremkommer på utgangen av det variable forsterkningselement 184. Alternativt kan et passende forsterkningselement innføres i S-signalbanen til differanseforsterkeren for å sikre at dette signal alltid er dominerende, og et dempeledd innføres i utgangsledningen til dematrikseren for å oppveie forsterkningen av elementet i S-signalbanen.

Fig. 18 viser et blokkskjema av en ytterligere ut-førelse av en adaptiv ekspander som omfatter oppfinnelsen, idet denne ekspander er av fremoverkoplingstypen i motsetning til de tre tilbakekoplingstyper som nettopp er beskrevet. Selv om fremoverkoplingstypen er utsatt for de begrensninger

- som ikke gjelder for tilbakekoplingstypen - at det variable forsterkningselement må ha en kalibrert og foreskrevet overføringskarakteristikk, og styresignalet må være utviklet med riktig forsterkning og forskyvninger (offsets) for å passe til denne lov, kan den arbeide på tilfredsstillende måte dersom disse begrensninger taes i betraktning. Frem-overkoplingsutførelsen har mange elementer felles med de foran beskrevne, adaptive ekspandere, men er anordnet på forskjellig måte slik det nå skal beskrives. Spesielt blir det ukomprimerte differansesignal S helbølgelikerettet av en likeretter 200 hvis utgangssignal tilføres som det ene inngangssignal til en differanseforsterker 202, idet nivået av det likerettede signal kan innstilles ved hjelp av en spenningsnivå-innstillingsanordning 204 som er betegnet <V>refi' Det ukomprimerte differansesignal S adderes også til det komprimerte differansesignal S<1> i en adderer 206, og det resulterende sumsignal tilføres til en andre helbølgelike-retter 208 og også til inngangen av et variabelt forsterkningselement 210. Etter å være utsatt for nivåjustering ved hjelp av en spenningsnivåinnstillingsanordning 212 som er merket V f 2 / °9 som ^an være innlemmet i likeretterkretsen, tilføres likestrømssignalet fra likeretteren 208 til differanseforsterkerens 202 andre inngang. Et eventuelt differansesignal som fremkommer på forsterkerens 202 utgang, tilføres til en integrator 214 av den komplekse type som er beskrevet tidligere, og hvis utgangssignal tilføres som det ene inngangssignal til en "lov"-generator 216 til hvilken

det også tilføres en referansespenning Vref3 som avledes fra en passende spenningskilde 218. For en gitt endring i nivå av signalet fra integratoren 214 frembringer "lov"-generatoren 216 den riktige utgangsspenning eller utgangs-strøm for tilførsel til styreelementet i det variable forsterkningselement 210, for å sikre at forsterkningselementet 210 gir den riktige grad av forsterkning eller dempning som kan være nødvendig ved et vilkårlig tidspunkt. For eksempel vil lov-generatoren 216, når det variable forsterkningselement typisk er logaritmisk, inneholde et logaritmisk kretselement for å tilpasse endringene i signalet fra integratoren 214

til decibel av dempning i det variable forsterkningselement 210. Utgangssignalet fra det variable forsterkningselement 210 er således' et støyredusert differansesignal S for til-førsel til dematrikseren.

Tilgjengeligheten i mottakeren av et ukomprimert differansesignal muliggjør også konstruksjon av en frekvenskorrigerende, adaptiv ekspander av hvilken én utførelse er vist i blokkskjemaet på fig. 19. Prinsippet for den viste, frekvenskorrigerende ekspander er å utnytte det ukomprimerte differansesignal til adaptivt å ekspandere et komprimert signal som inneholder ukjente, frekvensfølsomme elementer. For eksempel har Dolby A-kompanderingssysternet fire kompanderte kanaler, hver med et bestemt og separat frekvenbånd som er komprimert uavhengig i overensstemmelse med sine egne sig-nalnivåer. Funksjonen av systemet på fig. 19 er å separere et sådant multikanalsignal til tilsvarende, separate kanaler og benytte det ukomprimerte differansesignal, som inneholder hele signalinformasjonen i det komprimerte differansesignal, til separat og adaptivt å ekspandere de mangfoldige kanalsignaler, og deretter å kombinere de resulterende, støy-reduserte kanalsignaler til å oppnå et støyredusert og fre-kvenskorrigert differansesignal for tilførsel til en dematrikser. For dette formål summeres det ukomprimerte differansesignal S og det komprimerte differansesignal S' i en adderer 220, og det resulterende signal tilføres til en oppstilling av filtre innbefattet et lavpassfilter 222 som er merket LPF^ og et antall båndpassfiltre 224, 226 og 228 som er betegnet henholdsvis BPF2, BPF3 og BPF^, og er konstruert for å slippe gjennom suksessivt høyere frekvensbånd i lydfrekvensspektret. Det ukomprimerte differansesignal S tilføres til et ekvivalent sett av filtre 230, 232, 234 og 236 som er betegnet henholdsvis LPF^, BPF2, BPF^ og BPF^ og har de samme passbånd som de tilsvarende betegnede filtre i det andre sett.. Hvert av filtrene som mottar sumsignalet fra addereren 220, er koplet til sitt eget, respektive, variable forsterkningselement 242, 244, 246 og 248 hvis utgangssignaler tilføres til respektive helbølgelikerettere 252, 254, 256 og 258. Likestrømsignalene fra disse likerettere tilføres til den ene inngang av en respektiv differanseforsterker 260, 262, 264 og 266. Frekvensbåndene av det ukomprimerte differansesignal S som slippes gjennom av filtrene 230, 232, 234 og 236, blir på liknende måte hel-bølgelikerettet av respektive likerettere 237, 238, 239 og 240, og de respektive likestrøms-utgangssignaler tilføres til den andre inngangsklemme på de respektive forsterkere 260, 262, 264 og 266. Differansesignalene som avgis av differanseforsterkerne, tilføres til respektive, komplekse integratorer 268, 270, 272 og 274, og utgangssignalene fra disse tilføres etter passende forsterkning (ikke vist) som styresignaler for respektive av de variable forsterkningselementer 242, 244, 246 og 248. Man vil ha observert at systemet på fig. 19 er en gruppe på fire adaptive ekspandere som hver er konstruert i overensstemmelse med blokkskjemaet på fig. 16, bortsett fra at hver er omgitt av et lavpassfilter eller et båndpassfilter. Utgangssignalene fra de mange variable forsterkningselementer kombineres i en adderer 27 6 som kombinerer alle de separat og adaptivt ekspanderte signaler med hverandre for på utgangen å frembringe det totale, støyreduserte og frekvenskorrigerte differansesignal S for tilførsel til dematrikseren. Systemet på fig.

19 består således av et stort antall adaptive ekspandere som hver arbeider på sin egen del av frekvensspektret slik det er definert av de tilknyttede filtre. I praksis trenger ikke filtrene å ha bratte avrullingskarakteristikker og kan for eksempel være av størrelsesorden 6 dB eller 12 dB pr. oktav. Det vil innses at fig. 19 illustrerer et endelig, generelt tilfelle av en frekvenskorrigerende, adaptiv ekspander, og at den kan modifiseres til å ha flere eller færre ekspandere for å tilfredsstille en spesiell anvendelse.

Fig. 2 0 viser et blokkskjema av et frekvenskorrigerende, adaptivt ekspansjonssystem for tilveiebringelse av i hovedsaken den samme funksjon som den som oppnås med systemet på fig. 19, bortsett fra at filtreringsprosessen i dette tilfelle er anordnet i serie i stedet for i parallell. Videre, i stedet for å vise et generelt tilfelle, viser fig. 20 hvordan systemet kan anvendes på det vedtatte EIA/dbx-stereofjernsynssystem i hvilket audio-differansesignalet er komprimert av en kompressor som har to variable forsterknings elementer anordnet i serie og inneholder etterkorreksjons-og båndpassnettverk for effektivt å oppdele lydfrekvensspektret i to bånd. For å muliggjøre den adaptive ekspansjon av et dbx/komprimert signal, har således systemet på fig. 20 to variable forsterkningselementer koplet i serie og omfatter to sett filtre for oppdeling av lydfrekvensspektret i stort sett de samme bånd som de som benyttes i dbx-kompressoren. Mer spesielt tilføres det ukomprimerte differansesignal S, som også her benyttes som referansesignal, til et første filter 280 og kan valgfritt adderes til det komprimerte differansesignal S' i en adderer 282. Det resulterende signal tilføres til et andre filter 284 som har samme passkarakteristikk som filteret 280. I praksis kan begge filtre 280 og 284 være etterkorreksjonsfiltre med karakteristikker som kan sammenliknes med de som bestemmer det øvre bånd i dbx Inc.-kompressoren. Slik som i arrangementet på fig. 16, blir det utvalgte bånd av signalet S helbølgelikerettet av en likeretter 286, og det utvalgte bånd av signalet fra addereren 282 tilføres til et variabelt forsterkningselement 288. Dette variable forsterkningselement arbeider på et ut-valgt høyfrekvensbånd og fungerer som et variabelt etterkorreks jonselement. Det samlede utgangssignal fra ekspanderen likerettes av en likeretter 290, og likestrømsutgangs-signalene fra likeretterne 286 og 290 tilføres til respektive innganger av en differanseforsterker 292 hvis utgangssignal tilføres til en kompleks integrator 294 som utvikler et styresignal for det variable element 288. Den gjenværende del av spektret av differansesignalet S tilføres til et andre filter 296, og det frekvenskorrigerte og støyreduserte signal som avgis av det variable element 288, tilføres til et variabelt bredbånds-forsterkningselement 304. Utgangssignalet fra elementet 304, som er ekspanderens utgangssignal, tilføres også til et båndpassfilter 298 som også har den samme passkarakteristikk som filteret 296. Slik som før, hel-bølgelikerettes det utvalgte bånd av signalet S ved hjelp av en likeretter 300, og det resulterende likestrømssignal tilføres som det ene inngangssignal til en differanseforsterker 302, og det signal som slippes gjennom av filteret 298, tilføres til en helbølgelikeretter 306 hvis utgangssignal tilføres til differanseforsterkerens 302 andre inngang. Utgangssignalet fra differanseforsterkeren tilføres til en kompleks integrator 308 hvis utgangssignal etter passende forsterkning (ikke vist) utgjør styresignalet for det variable forsterkningselement 304. Det innses således at systemet på fig. 20 har liknende funksjon som systemet på fig. 19, bortsett fra at de individuelle, adaptive ekspandere er koplet i serie med filterelementer eller variable etterkorreksjonselementer som er innkoplet mellom disse, og det fullstendige, støyreduserte og frekvenskorrigerte signal S fremkommer på utgangen av det siste variable forsterkningselement (dvs. elementet 304) i kjeden. Man må være klar over at det i klarhetens interesse bare er vist to serie-koplede ekspandere, og at ytterligere trinn kan være anordnet dersom anvendelsen skulle kreve dette.

Da det ukomprimerte differansesignal S inneholder hele dynamikken i det opprinnelige signal som for eksempel kan være musikk, kan det benyttes i en adaptiv ekspander til å bestemme hvilke angreps- og gjenvinningstider som ble benyttet i senderens kompressor, uansett hvilken type det måtte være. Som bakgrunn kan det nevnes at det ved konstruksjon av kompanderingssystemer alltid er et kompromiss mellom angreps- og gjenvinningstidene. Idet man først betrakter angrepstiden, kan denne ikke være så kort at endringshastig-heten av forsterkning av signalet ville være så stor under signalkorreksjon at det frembringes et hørbart klikk eller knepp som følge av den raske amplitudemodulasjon av signalet. En annen ulempe med en angrepstid som er for kort, er at skarpe topper eller spisser i signalet vil ha en tendens til å overmodulere senderen. Angrepstider på 10 til 20 ms blir følgelig typisk benyttet i kompanderingssystemer for å opp-rettholde et høyere, midlere modulasjonsnivå ved i virkelig-heten å unngå toppene på programsignalet, samtidig som man ikke kontinuerlig overbelaster senderen, hvilket ville være tilfellet dersom angrepstiden er for lang.

Idet man nå kort betrakter angreps- og gjenvinningstidene (attack and recovery times) for kompanderingssystemer, bør kompressorens angrepstid, for å holde senderens modulasjon på et maksimum, være så kort som mulig, slik at kompressoren, ved forekomst av en plutselig høynivåtransient, forsterkningsjusteres nedover for ikke å overmodulere. Dersom gjenvinningstiden var lang og transienten fulgte umiddel-bart ved en passasje av rolig musikk, ville ekspanderen bruke for lang tid på å redusere forsterkningen, og overførings-kanalstøyen ville bli hørt å dø hen. En gjenvinningstid som er for kort, er på den annen side uønsket på grunn av at det vil forekomme forsterkningsmodulasjon under hver syklus, eller syklus-følging av lave frekvenser og derav følgende økning i forvrengning. Disse motstridende krav med hensyn til angreps-' og gjenvinningstider oppfylles vanligvis ved å foreta kompromiss-valg eller ved å benytte komplekse integratorer, såsom den som benyttes i "CX"-kompanderingssyste-met som er beskrevet i US-patentskrift 4 376 916 og som har mangfoldige og komplekse angreps- og gjenvinningstider for forskjellige signaltilstander.

De ovenfor angitte egenskaper ved kompanderingssystemer er i like stor grad til stede når man betrakter en adaptiv ekspander på grunn av at det ikke er mulig å gjøre angrepstiden til en adaptiv ekspander uendelig kort, og heller ikke å gjøre dens gjenvinningstid meget lang. Dersom dette kunne gjøres, ville signalets utgangsdynamikk være god på grunn av at dersom f.eks. referansesignalet S hadde en transient som gikk opp og deretter ble gjenvunnet på en viss måte, ville kompressoren i senderen endre disse dynamikk-forhold, og en adaptiv ekspander ville, dersom den ikke var begrenset på grunn av gjenvinnings- eller angrepstidsinte-gratorer, forsøke å etablere det riktige signalnivå og bringe utgangssignalet i orden. For et overført signal med lav frekvens ville imidlertid i praksis en sådan adaptiv ekspander selv "syklusfølge" (cycle-follow) og forårsake forvrengning. Selv en adaptiv ekspander må følgelig ha angrepstids-og gjenvinningstidselementer, fortrinnsvis av den komplekse type som er vist og beskrevet i de så langt omtalte utførel-ser. Det vil imidlertid innses at det er mulig å tilpasse integratoren i den adaptive ekspander til angreps- og gjenvinningstidskonstantene til kompressoren i senderen.

Idet det henvises til fig. 21, som i blokkskjema-form viser en adaptiv ekspander av tilbakekoplingstype som i hovedsaken svarer til det arrangement som er vist på fig. 16, blir det ukomprimerte differansesignal S helbølgelike-rettet av en helbølgelikeretter 310, og likestrøms-utgangssignalet, etter å være utsatt for nivåinnstilling ved hjelp av et spenningsreferanseelement 312 (som kan være innlemmet i likeretterkretsen), tilføres som det ene inngangssignal til en differanseforsterker 314. De ukomprimerte og komprimerte differansesignaler summeres av en adderer 316, og det resulterende signal tilføres til et variabelt forsterkningselement 318. Liksom tidligere helbølgelikerettes utgangssignalet fra det variable forsterkningselement av en forsterker 320, og dennes likestrøms-utgangssignal justeres i nivå ved hjelp av en spenningsreferanseanordning 322 og tilføres deretter som det andre inngangssignal til differanseforsterkeren 314. Utgangssignalet fra differanseforsterkeren tilføres til en kompleks integrator 324 som inneholder et element 326 for variabel angrepstid og et element 328 for variabel gjenvinningstid. Etter passende forsterkning ved hjelp av en forsterker 330 blir integratorens utgangssignal styresignal for det variable forsterkningselement 318. Som før er også her utgangssignalet fra det variable forsterkningselement det støyreduserte signal S, og slik det vil innses, er signalet også tilpasset til det opprinnelige signals dynamikk.

Når signalet på differanseforsterkerens 314 utgang blir stort på transientbasis, vet man at det er en stor feil i enten angreps- eller gjenvinningstidskonstantene til integratoren 324, og av de ovenfor omtalte grunner er det ønske-lig at integratoren innstilles slik at den alltid er ute etter den lengst mulige angrepstid og den lengst mulige gjenvinningstid. Dette oppnås ved også å tilføre utgangssignalet fra differanseforsterkeren 314 til to avfølende forsterkere, nemlig en angrepstidsfeilforsterker 332 og en gjenvinningstidsfeilforsterker 334. Hver av de avfølende forsterkere 332 og 334 har et tilknyttet spenningsreferanseelement 335 hhv. 338 som etablerer et spenningsnivå med hvilket utgangssignalet fra forsterkeren sammenliknes for

å bestemme størrelsen av feilsignalet fra differanseforsterke^ ren 314. Det er mulig å skjelne om feilen er en angrepstidsfeil eller en gjenvinningstidsfeil på grunn av at polariteten av feilsignalet for angrepstid er den motsatte av polariteten av feilsignalet for gjenvinningstid. Således kan feilsignalet i begge tilfeller integreres for å utvikle et styresignal for endring av integratorens 324 angreps- og gjenvinnings' tidskonstanter. For dette formål tilføres feilsignalet fra den avfølende forsterker 332 til en angrepsfeilintegrator 340 som utvikler et styresignal som tilføres til styreelementet i integratorens 324 variable angrepstidselement 326, og feilsignalet fra den avfølende forsterker 334 tilføres til gjenvinningsfeilintegratoren 342 som utvikler et gjenvinningstid-styresignal for justering av gjenvinningstiden til det variable gjenvinningstidselement 328. Det variable gjenvinningstidselement 326 kan være i form av en RC-krets som omfatter en seriemotstand og en kondensator som er koplet til en jordingsreferanse og hvor det resistive element er styrbart variabelt. Motstanden kan for eksempel være enten en variabel strømkilde eller en felteffekttransistor (FET) som er innrettet til å styres av styresignalet fra angrepsfeilintegratoren. Dersom således for eksempel integratorens 324 angrepstid i begynnelsen var blitt innstilt for å ha en lang tidskonstant, og det mottas et signal med en kort angrepstid, ville en stor angrepstidsfeil bli avfølt,

og dersom denne overskred det nivå som var etablert av en Vre£-anordning 336, ville styresignalet endre motstanden

av det variable motstandselement i en retning for å forkorte angrepstidskonstanten. I mellomtiden ville angrepsfeilintegratoren 340 meget langsomt slappe av for på nytt å oppvise en lang angrepstidskonstant.

Tidskonstanten av det variable gjenvinningstidselement 328 kan styres ved parallell kombinasjon av en motstand og en kondensator for utladning av hoved-integrasjons-kondensatoren. Også her kan motstanden være i form av enten en variabel strømkilde eller en variabel motstand, eller et liknende kretselement, som er innrettet til å styres av det styresignal som utvikles av gjenvinningsfeilintegratoren 342. Liksom i tilfellet med det variable angrepstidselement, vil den styrbare motstand i elementet 328 normalt være innstilt for å oppvise sin lengst mulige gjenvinningstidskonstant (innen rimelighetens grenser), og for å forkortes som reaksjon på gjenvinningstidsstyresignalet. Det vil nå være åpenbart at systemet på fig. 21, som i prinsipp er det samme som systemet på fig. 16 bortsett fra at den komplekse integrator er erstattet med en styrbar kompleks integrator, automatisk vil tilpasse seg til angreps- og gjenvinnings-dynamikken til det komprimerte signal, idet det hele gjøres mulig ved å benytte det ukomprimerte differansesignal S som referanse.

Man vil selvsagt forstå at de tre generelle typer av adaptiv ekspander som er beskrevet foran, ikke er gjen-sidig utelukkende, og at de i realiteten kan kombineres i en rekke forskjellige permutasjoner og kombinasjoner. For eksempel kunne det ene eller det andre av de frekvenskorrigerende arrangementer på fig. 19 og 20 kombineres med det nettopp beskrevne ekspandersærtrekk med adaptiv angreps- og gjenvinningstid. Det vil også innses av fagfolk på kompan-deringsområdet at de beskrevne, adaptive teknikker for ekspandering av komprimerte signaler er like anvendelige på kompressorer dersom det skulle oppstå en situasjon som krever disse.

Det skulle nå være klart at overføringen av det ukomprimerte differansesignal S sammen med en komprimert versjon S<1> av differansesignalet muliggjør utnyttelse av det ukomprimerte differansesignal i mottakeren som et referansesignal for å gjøre en ekspander adaptiv til hvilken som helst kompanderingslov, og at dette muliggjør dekoding av dynamikkparametere i det mottatte signal, såsom frekvensrespons og angreps- og gjenvinningstidskonstanter, slik at alle parametere i det opprinnelige signal kan gjenopprettes automatisk, uten hensyn til overføringssystemet.

Claims

1. Mottaker for bruk i et bifonisk, stereofonisk FM-overføringssystem omfattende en sender som sender et høyfrek-vens-bærebølgesignal som er FM-modulert med et sammensatt signal som som komponenter har et signal som representerer summen (M) av stereofonisk relaterte lydfrekvenssignaler for venstre (L) og høyre (R) kanaler, første og andre hjelpebære-bølgesignaler som har samme frekvens og er atskilt 90° i fase og som er amplitudemodulert med undertrykt bærebølge med henholdsvis et differansesignal (S) som representerer differansen (L - R) av L- og R-kanalsignalene, og en komprimert versjon (S' ) av dif feransesignalet, og et pilotsignal, KARAKTERISERT VED at den omfatter

en anordning for mottaking av det FM-modulerte bære-bølgesignal og for deteksjon av de nevnte komponenter av det sammensatte signal, en anordning for demodulasjon av de detekterte, første og andre amplitudemodulerte hjelpebærebølgesignaler, for å avlede differansesignalet (S) og det komprimerte differansesignal (S'), en ekspanderanordning omfattende en elektronisk styrbar anordning med variabel forsterkning som har en inngangsklemme koplet for å motta for ekspansjon enten det avledede, komprimerte differansesignal (S') eller et signal som representerer summen av det avledede, komprimerte differansesignal (S') addert til det avledede differansesignal (S), en utgangsklemme og en styreklemme, og en anordning for generering av et styresignal for den variable forsterkningsanordning omfattende en anordning for sammenlikning av et signal som oppnås på den variable forsterkningsanordnings utgangsklemme, og det avledede differansesignal (S), og frembringelse av et feilsignal med en amplitude som er proporsjonal med differansen i amplitude mellom disse sammenliknede signaler, og en anordning for behandling av feilsignalet for å oppnå og til-føre et styresignal til den variable forsterkningsanordnings styreklemme for å styre dennes forsterkning for å oppnå et støyredusert differansesignal på den variable forsterkningsanordnings utgangsklemme, og en anordning for å kombinere det støyreduserte differansesignal med den detekterte sumsignalkomponent (M) for oppnåelse av stereofoniske lydfrekvenssignaler for de venstre (L) og høyre (R) kanaler.

2. Mottaker ifølge krav 1, KARAKTERISERT VED at demodu-las jonsanordningen omfatter første og andre demodulatorer for demodulasjon av henholdsvis de første og andre amplitudemodulerte hjelpebærebølgesignaler for å avlede differansesignalet (S) og det komprimerte differansesignal (S'), og at mottakeren videre omfatter en anordning for å summere det avledede differansesignal (S) og det avledede, komprimerte differansesignal (S') for å oppnå et sumsignal og for å tilføre sumsignalet til den variable forsterkningsanordnings inngangsklemme for ekspansjon.

3. Mottaker ifølge krav 1 eller 2, KARAKTERISERT VED at den styresignalgenererende anordning videre omfatter en første likeretteranordning for likeretting av det signal som oppnås på den variable forsterkningsanordnings utgangsklemme og for å tilføre det resulterende, likerettede signal som et første inngangssignal til den sammenliknende anordning, og en andre likeretteranordning for likeretting av det avledede differansesignal (S) og for å tilføre det resulterende, likerettede signal som et andre inngangssignal til den sammenliknende anordning.

4. Mottaker ifølge krav 1 eller 2, KARAKTERISERT VED at det signal som oppnås på den variable forsterkningsanordnings utgangsklemme, og det avledede differansesignal (S) tilføres henholdsvis som første og andre inngangssignaler til den sammenliknende anordning, og at den feilsignalbehandlende anordning omfatter en anordning for likeretting av det feilsignal som frembringes av den sammenliknende anordning, for å oppnå et likestrøms-feilsignal som varierer i amplitude i overensstemmelse med amplitudeforskjellene mellom det signal som oppnås på den variable forsterkningsanordnings utgangsklemme og det avledede differansesignal (S).

5. Mottaker ifølge krav 4, KARAKTERISERT VED at feil-signalbehandlingsanordningen omfatter en anordning for integrering av likestrøms-feilsignalet.

6. Mottaker ifølge krav 3, KARAKTERISERT VED at den styresignalgenererende anordning videre omfatter en første integratoranordning for integrering av det likerettede signal som oppnås fra den første likeretteranordning og for å tilføre det resulterende, integrerte signal som et første inngangssignal til den sammenliknende anordning, og en andre integratoranordning for integrering av det likerettede signal fra den andre likeretteranordning og for å tilføre det resulterende, integrerte signal som et andre inngangssignal til den sammenliknende anordning, og at de første og andre integratoranordninger hver omfatter en kompleks integratorkrets som har tidskonstanter med forskjellig verdi, at den sammenliknende anordning frembringer et like-strøms- f eilsignal med en amplitude som er proporsjonal med differansen i amplitude mellom disse sammenliknede signaler, og at likestrøms-feilsignalet tilføres til den feilsignalbehandlende anordning.

7. Mottaker ifølge krav 5 eller 6, KARAKTERISERT VED at hver integratoranordning består av et nettverk omfattende et antall signalbaner med forskjellige tidskonstanter, idet nettverket har en felles inngangsklemme for å motta et likerettet signal, og en felles utgangsklemme på hvilken et integrert, likerettet signal utvikles.

8. Mottaker ifølge krav 1, KARAKTERISERT VED at demodu-las jonsanordningen omfatter første og andre demodulatorer som hver styres av et bærebølgesignal som regenereres ut fra det detekterte pilotsignal for separat å demodulere de første og andre amplitudemodulerte hjelpebærebølgesignaler for å avlede henholdsvis differansesignalet (S) og det komprimerte differansesignal (S'), og at signalet for ekspansjon som mottas på den variable forsterkningsanordnings inngangsklemme, er summen (S + S') av det avledede differansesignal (S) og det avledede, komprimerte differansesignal (S').