NO166081B

NO166081B - INTERMEDIATES FOR USE IN THE PREPARATION OF IMIDAZOKINOLIN DERIVATIVES.

Info

Publication number: NO166081B
Application number: NO893610A
Authority: NO
Inventors: Nicholas A Meanwell; John J Wright
Original assignee: Bristol Myers Squibb Co
Priority date: 1985-04-25
Filing date: 1989-09-08
Publication date: 1991-02-18
Also published as: NO166081C; NO893610D0; NO893610L

Description

Mottager for frekvensmodulerte signaler. Receiver for frequency modulated signals.

Foreliggende oppfinnelse angår en mottager for frekvensmodulerte signaler som har et forutbestemt maksimalt frekvenssving (f.eks. The present invention relates to a receiver for frequency-modulated signals which have a predetermined maximum frequency swing (e.g.

75 kHz) og hvor det frekvensmodulerte signal som skal mottas blir 75 kHz) and where the frequency modulated signal to be received becomes

omformet til et mellomfrekvenssignal ved hjelp av en blander og en blanderoscillator, hvilket mellomfrekvensssignal har en senterfrekvens som er mindre enn den femdobbelte verdi av det maksimale frekvenssving (f.eks. 5 x 75 kHz), hvilket mellomfrekvenssignal deretter blir forsterket og begrenset i en mellomfrekvensforsterker som inneholder utelukkende RC filtre for nabokanalseleksjon og i hvilken speilbølgen blir undertrykt og til slutt demodulert. transformed into an intermediate frequency signal by means of a mixer and a mixer oscillator, which intermediate frequency signal has a center frequency less than five times the value of the maximum frequency swing (e.g. 5 x 75 kHz), which intermediate frequency signal is then amplified and limited in an intermediate frequency amplifier which contains exclusively RC filters for neighboring channel selection and in which the mirror wave is suppressed and finally demodulated.

Mottagere av denne type er kjent fra tidligere. Ved disse mottagere oppnår man en nabokanalseleksjon uten anvendelse av bånd-filtre med koblede svingkretser. Den største ulempe ved slike mottagere er at det mottatte signal kan mottas ved to nær hverandre beliggende mottagerinnstillinger fordi mellomfrekvensen både kan oppstå ved subtraksjon av oscillatorfrekvensen fra signalfrekvensen og ved den omvendte subtraksjon. Dessuten foreligger den ulempe at det kan oppnås mellomfrekvenser som ligger i det hørbare området og som derved i sterk grad forstyrrer informasjonssignalet. Receivers of this type are known from the past. With these receivers, neighboring channel selection is achieved without the use of band-pass filters with coupled oscillating circuits. The biggest disadvantage of such receivers is that the received signal can be received at two closely spaced receiver settings because the intermediate frequency can occur both by subtracting the oscillator frequency from the signal frequency and by the reverse subtraction. There is also the disadvantage that intermediate frequencies can be obtained which are in the audible range and which thereby greatly disturb the information signal.

Formålet med foreliggende oppfinnelse er å tilveiebringe en mottager av ovennevnte type hvor den ene av de to ved subtraksjon fremkomne signaler undertrykkes og hvor dessuten forstyrrelsene ved svært lave mellomfrekvenssignaler unngås. The purpose of the present invention is to provide a receiver of the above-mentioned type in which one of the two signals produced by subtraction is suppressed and in which, moreover, the disturbances of very low intermediate frequency signals are avoided.

Dette oppnås ved å utforme mottageren i overensstemmelse med de nedenfor fremsatte patentkrav. This is achieved by designing the receiver in accordance with the patent claims set out below.

Ved kjente mottagere, av ovennevnte type, men uten de trekk som særpreger en mottager i henhold til oppfinnelsen virker muligheten for dobbeltmottagning på samme måte som ved anvendelse av en flanke-demodulator, mens avstemningen ved en mottager i henhold til foreliggende oppfinnelse forholder seg omtrent som ved en mottager med forholdsdetektor. In the case of known receivers, of the above type, but without the features that distinguish a receiver according to the invention, the possibility of double reception works in the same way as when using a flank demodulator, while the tuning in a receiver according to the present invention relates roughly to at a receiver with ratio detector.

Undertrykkelsen av den ene av de to mottagerinnstillinger skjer ved at frekvensforstemmingen av blanderoscillatoren med likespenningskomponenten til det demodulerte signal ved. den ene mottagningsmulig-heten stabiliserer avstemningspunktet og ved den andre mottagnings-muligheten labiliserer avstemningspunktet. Det labiliserte avstem-ningspunkt kan overhodet ikke bli innstilt slik at det i praksis bort-faller. Ved søkning over skalaen vil dette avstemmingspunktet bli forbigått. The suppression of one of the two receiver settings occurs by the frequency tuning of the mixer oscillator with the DC voltage component of the demodulated signal at. one reception possibility stabilizes the polling point and the other reception possibility destabilises the polling point. The labilised voting point cannot be set at all so that it disappears in practice. When searching over the scale, this reconciliation point will be bypassed.

Dersom det oppstår forstyrrelser ved den stabiliserte mottagnings-innstilling kan det være fordelaktig å foreta en ombytting av de to avstemningsteder med stabil,, henholdsvis labil mottagning. For dette formål foreslåes en utførelse av oppfinnelsen, hvor retningen av frekvensforstemmingen kan forandres f.eks. ved å vende polariteten på et fullstendig demodulert signal eller dette signals likespenningskomponent. If disturbances occur with the stabilized reception setting, it may be advantageous to replace the two polling stations with stable or unstable reception. For this purpose, an embodiment of the invention is proposed, where the direction of the frequency tuning can be changed, e.g. by reversing the polarity of a fully demodulated signal or its DC component.

Mottageren i samsvar med oppfinnelsen har dessuten den store fordel at den kan fremstilles under utstrakt anvendelse av integrert kretsteknikk. The receiver according to the invention also has the great advantage that it can be manufactured using integrated circuit technology extensively.

For å gi en klarere forståelse av opfinnelsen vises til neden-stående beskrivelse av utførelseseksempler og til de ledsagende tegninger, hvor: To provide a clearer understanding of the invention, reference is made to the below description of exemplary embodiments and to the accompanying drawings, where:

Fig. 1 til 3 tjener til nærmere belysning av mottagerkretsene Fig. 1 to 3 serve for a more detailed explanation of the receiver circuits

i fig. 4,og fig. 5 viser en ytterligere utførelse av mottageren i henhold til fig. 4. I fig. la er Sj^ og S2 spektrene til to nærliggende, frekvensmodulerte sendere som gir tilnærmet samme inngangsamplitude i mottagerantennen. og S2 benyttes også som betegnelser for selve senderne. Avstanden mellom senterfrekvensene for disse spektre S, in fig. 4, and fig. 5 shows a further embodiment of the receiver according to fig. 4. In fig. la are the Sj^ and S2 spectra of two nearby, frequency-modulated transmitters which give approximately the same input amplitude in the receiving antenna. and S2 are also used as designations for the transmitters themselves. The distance between the center frequencies of these spectra S,

og S2 tilsvarer den standardiserte frekvensavstand mellom kanalene. Frekvensen merket 0 er blander-oscillatorfrekvensen. I mottageren ifølge oppfinnelsen oppstår mellomfrekvenser som tilsvarer distansene mellom og 0 og S, og 0. and S2 corresponds to the standardized frequency spacing between the channels. The frequency marked 0 is the mixer oscillator frequency. In the receiver according to the invention, intermediate frequencies occur which correspond to the distances between and 0 and S, and 0.

Som det forklares i detalj i det følgende, brukes et RC filter As explained in detail below, an RC filter is used

i mottagerens mellomfrekvensforsterker for å gi tilstrekkelig nabo-kanalselektivitet. I figur 1 b vises passbåndet D i nevnte MF-forsterker. Selektiviteten til nevnte kurve med hensyn på senderen S2in the receiver's intermediate frequency amplifier to provide sufficient adjacent channel selectivity. In Figure 1 b, the pass band D in the aforementioned MF amplifier is shown. The selectivity of said curve with respect to transmitter S2

må være slik at det oppnås en tilstrekkelig dempning av spekteret S2. Hvis signalet fra senderen S2 skal bli mottatt må blander-oscillatorf rekvensen bli innstillet på en høyere verdi som vist i fig. 2a. must be such that a sufficient attenuation of the spectrum S2 is achieved. If the signal from the transmitter S2 is to be received, the mixer-oscillator frequency must be set to a higher value as shown in fig. 2a.

Det er blitt antatt i fig. 1 og 2 at det ikke blir mottaging av speilbølgene.. Med henvisning til fig. 3a vil det bli vist at endog i tilfelle av speilbølgemottaging virker oppfinnelsens mottager riktig, så sant signalet fra senderen hvis signal vil bli mottatt, og speilbølgen har ulike amplituder. It has been assumed in fig. 1 and 2 that there is no reception of the mirror waves. With reference to fig. 3a, it will be shown that even in the case of mirror wave reception, the receiver of the invention works correctly, as long as the signal from the transmitter whose signal will be received, and the mirror wave has different amplitudes.

I fig. 3a er S^, S2 og S^ spektrene til tre frekvensmodulerte sendere, som når frem til mottagerantennen med ulik feltstyrke. Hvis blander-oscillatoren 0 blir innstillet på en frekvens mellom spektrene S^ og S2, blir den samme mellomfrekvens oppnådd for senderen S^ som for senderen S2. Men da MF-forsterkeren er konstruert som en tilnærmet ideell begrenser, så blir det svakere signal (i dette tilfelle S-j^) undertrykt på en slik måte at bare signal S2 kommer til diskrimi-natorén for demodulasjon. Hvis, i motsetning til fig. 3a, signalet i spektret S^ hadde en større amplitude enn signalet i spektret S2, In fig. 3a are the S^, S2 and S^ spectra of three frequency-modulated transmitters, which reach the receiving antenna with different field strengths. If the mixer oscillator 0 is tuned to a frequency between the spectra S^ and S2, the same intermediate frequency is obtained for transmitter S^ as for transmitter S2. But since the MF amplifier is designed as an approximately ideal limiter, the weaker signal (in this case S-j^) is suppressed in such a way that only signal S2 reaches the discriminator for demodulation. If, in contrast to fig. 3a, the signal in the spectrum S^ had a greater amplitude than the signal in the spectrum S2,

så ville bare signalet fra sender S-^ bli mottatt ved bruk av blander-oscillatorf rekvensen vist i fig. 3a. For mottaging fra senderen S2then only the signal from transmitter S-^ would be received using the mixer-oscillatorf the sequence shown in fig. 3a. For receiving from the transmitter S2

må da blander-oscillatoren bli innstillet på en frekvens mellom S2the mixer oscillator must then be tuned to a frequency between S2

og Sj. Uten anvendelse av speilbølgeundertrykkelse foran blanderen oppstår det vansker bare når senderne Sj^ og S3 virker på mottagerantennen med en høyere feltstyrke enn senderen S2. Men et slikt til- and Sj. Without the application of specular wave suppression in front of the mixer, difficulties arise only when the transmitters Sj^ and S3 act on the receiving antenna with a higher field strength than the transmitter S2. But such a to-

felle forekommer i praksis meget sjelden. For å motta signaler fra sender S2 i et slikt tilfelle må konvensjonelle avstemmingskretser anbringes foran blånderen (f.eks. en avstembar sperrekrets), eller det må benyttes en. retningsvirkende antenne. Fig. 1 til 3 fremstiller spektrene S, til S., slik at båndbreddene i deres frekvens tilsvarer ta ganger verdien av frekvenssvinget (f»eks. 2 x 7S kHz)^ Frekvensavstanden mellom frekvensen i blander-oscillatoren 0 og senterfrekvensen. i nabospektret henholdsvis nabo-spektrene, er i disse figurer lik to ganger verdien av det maksimale frekvenssving. Den innbyrdes avstand mellom spektrenes senterfre-kvenser tilsvarer i nevnte eksempler fire ganger verdien av det maksimale frekvenssving, nemlig 300 kHz (standardisert kanalavstand i Europa). Hvis avstanden fra frekvensen- i blander-oscillatoren 0 til senterfrekvensen i spektret, som skal mottas, er mindre, så vil senterfrekvensene i MF-frekvensene tilhørende og S2 ikke direkte falle sammen, som vist i fig. 3b. Dette, har også den fordel at det også ved madulasjonspauser i begge spektre og ved ikke ideell be-grensning ikke vil kunne oppstå noen svevningstone i det hørbare frekvensområde. Hvis, på den annen side, frekvensavstanden i blander-oscillatoren er større enn det dobbelte, men mindre enn det femdobbelte av det maksimale frekvenssving i spektret som skal mottas, så er det lettere å demodulere stereo-signaler med en hjelpefrekvens på f.eks. 38 kc/s. Ennvidere ligger i så fall de to speilfrekvenser lenger fra hverandre. Fig. 4 viser et blokkskjerna for en mottager i henhold til foreliggende oppfinnelse. Referansetallet 1 angir mottagerantennen, 2 er en HF-forsterker som også kan utstyres med svingekretser, som fortrinnsvis kan avstemmes med kapasitetsdioder, 3 representerer blånderen og 4 blande-oscillatoren, som også fortrinnsvis blir avstemt med en kapasitetsdiode. På en i og for seg kjent måte kan blånderen 3 og og oscillatoren 4 kombineres til en selvsvingende blandekrets. Etter blånderen 3 følger lavpassforsterkeren 5, hvis øvre frekvensgrense velges slik at en nabokanalseleksjon i henhold til fig. lb, 2b og 3b trap occurs in practice very rarely. To receive signals from transmitter S2 in such a case, conventional tuning circuits must be placed in front of the blunder (e.g. a tunable blocking circuit), or a directional antenna. Figs. 1 to 3 present the spectra S, to S., so that the bandwidths in their frequency correspond to ten times the value of the frequency swing (eg 2 x 7S kHz)^ The frequency distance between the frequency in the mixer-oscillator 0 and the center frequency. in the neighboring spectrum respectively the neighboring spectra, in these figures is equal to twice the value of the maximum frequency swing. The mutual distance between the spectrum's center frequencies corresponds in the aforementioned examples to four times the value of the maximum frequency swing, namely 300 kHz (standardized channel spacing in Europe). If the distance from the frequency in the mixer oscillator 0 to the center frequency in the spectrum to be received is smaller, then the center frequencies in the MF frequencies associated with S2 will not directly coincide, as shown in fig. 3b. This also has the advantage that, even with modulation breaks in both spectra and with non-ideal limitation, no floating tone will be able to occur in the audible frequency range. If, on the other hand, the frequency spacing in the mixer oscillator is greater than twice but less than five times the maximum frequency swing in the spectrum to be received, then it is easier to demodulate stereo signals with an auxiliary frequency of e.g. 38 kc/s. Furthermore, in that case the two mirror frequencies are further apart. Fig. 4 shows a block core for a receiver according to the present invention. The reference number 1 indicates the receiving antenna, 2 is an HF amplifier which can also be equipped with oscillator circuits, which can preferably be tuned with capacitive diodes, 3 represents the mixer and 4 the mixing oscillator, which is also preferably tuned with a capacitive diode. In a manner known per se, the mixer 3 and the oscillator 4 can be combined into a self-oscillating mixing circuit. After the mixer 3 follows the low-pass amplifier 5, whose upper frequency limit is selected so that a neighboring channel selection according to fig. lb, 2b and 3b

er mulig. possible.

v Passbåndet kan strekke seg ned til lave frekvenser under 20 kHz, v The passband can extend down to low frequencies below 20 kHz,

fordi mellomfrekvensen først og fremst må velges slik at selv ved et maksimalt frekvenssving så vil den laveste momentane verdi av mellomfrekvensen ikke nå opp til den høyeste modulasjonsfrekvens. Vanlig-vis vil den laveste momentane verdi av mellomfrekvensen bli høyere enn 20 kHz. Lavpassforsterkeren 5 er laget slik at den så godt som because the intermediate frequency must first of all be chosen so that even with a maximum frequency swing, the lowest instantaneous value of the intermediate frequency will not reach the highest modulation frequency. Usually, the lowest instantaneous value of the intermediate frequency will be higher than 20 kHz. The low-pass amplifier 5 is designed so that it almost

mulig virker som en Ideell begrenser. Signalet, som fremkommer ved utgangen av forsterkeren 5 føres til en diskriminator 6 som fortrinnsvis også er konstruert uten svingékretser. En monostabil multivibrator kan sammen med en integrerende.kondensator fortrinnsvis bli brukt som diskriminator, med det er også mulig å benytte andre frekvenslineære diskriminatorer, som virker etter prinsippet med oppladning og ut-ladning av en kondensator. Det demodulerte signal føres fra utgangen av diskriminatoren til en lavfrekvensforsterker 7 som avgir signalet til den aktuelle signalmottager, som f.eks. kan være høyttaleren 8. possible acts as an Ideal limiter. The signal, which appears at the output of the amplifier 5, is fed to a discriminator 6 which is preferably also constructed without shunt circuits. A monostable multivibrator together with an integrating capacitor can preferably be used as a discriminator, but it is also possible to use other frequency linear discriminators, which work according to the principle of charging and discharging a capacitor. The demodulated signal is fed from the output of the discriminator to a low-frequency amplifier 7 which transmits the signal to the relevant signal receiver, such as e.g. could be the speaker 8.

I en mottager i henhold til fig. 4 vil en individuell sender, som ikke har noen annen sender i sin umiddelbare nærhet, bli mottatt ved to forskjellige frekvenser i blander-oscillatoren. For å unngå denne virkning, blir det i en utførelse av oppfinnelsen foreslått å bruke In a receiver according to fig. 4, an individual transmitter, which has no other transmitter in its immediate vicinity, will be received at two different frequencies in the mixer oscillator. In order to avoid this effect, in one embodiment of the invention it is proposed to use

et fullstendig demodulert signal, som avgis av diskriminator 6, henholdsvis dets likespenningskomponent for frekvensmodulasjon, henholdsvis fre-kvensforstemming av oscillatoren 4, f.eks. ved hjelp av kapasitetsdiode . a completely demodulated signal, which is emitted by discriminator 6, respectively its direct voltage component for frequency modulation, respectively frequency tuning of the oscillator 4, e.g. using capacitance diode.

Dermed oppnås det at bare én av de to mulige blander-oscillator-frekvenser blir egnet for mottagning fra vedkommende sender. Ved den rette blander-oscillatorfrekvens blir det dermed anvendt en modula-sjonsmotkobling, og en automatisk finavstemning oppnås ved hjelp av likespenningskomponenten. In this way, it is achieved that only one of the two possible mixer-oscillator frequencies is suitable for reception from the transmitter in question. At the right mixer-oscillator frequency, a modulation counter-coupling is thus used, and an automatic fine-tuning is achieved with the help of the direct voltage component.

I motsetning til ovenfor oppstår en positiv modulasjonstilbake-kobling ved den uønskede blander-oscillatorfrekvens, og som følge av den samtidige anvendelse av likespenningskomponenten finner det sted en triggerprosess, slik at en fastholdelse av denne blander-oscillatorfrekvens er umulig. In contrast to the above, a positive modulation feedback occurs at the unwanted mixer oscillator frequency, and as a result of the simultaneous application of the DC voltage component, a trigger process takes place, so that a retention of this mixer oscillator frequency is impossible.

Ved en videre utforming av dette trekk blir det dessuten foreslått å bruke den spenning som avgis av diskriminatoren og som har motsatt polaritet (180° fasedreining) for moduleringen av blander-oscillatoren 4. Fig. 5 viser et funksjonelt blokkskjema for en mottager i henhold til denne sistnevnte utførelse. In a further design of this feature, it is also proposed to use the voltage emitted by the discriminator and which has the opposite polarity (180° phase rotation) for the modulation of the mixer-oscillator 4. Fig. 5 shows a functional block diagram for a receiver according to this latter embodiment.

I fig. 5 er det benyttet de samme betegnelser som for tilsvarende komponenter i figur 4. Dessuten representerer 10 kapasitetsdioden som utfører frekvensmoduleringen av blander-oscillatoren 4, 9 symboli-serer et utstyr, hvormed signalet fra diskriminatoren kan bli rever-sert med hensyn til polaritet. Den aktuelle polaritet kan velges med en vender 11. Med denne vender kan altså den til enhver tid gunstige blander-oscillatorfrekvens i relasjon til det ønskede mot-tagersignal, velges-. In fig. 5, the same designations are used as for corresponding components in Figure 4. Moreover, 10 represents the capacitance diode which carries out the frequency modulation of the mixer-oscillator 4, 9 symbolizes a device, with which the signal from the discriminator can be reversed with regard to polarity. The relevant polarity can be selected with a switch 11. With this switch, the mixer oscillator frequency that is favorable at all times in relation to the desired receiver signal can be selected.

I begge mottagerkretser i fig. 4 og fig. 5 er blander-oscillator- In both receiver circuits in fig. 4 and fig. 5 is mixer-oscillator-

ene 4 gjort variable enten på konvensjonell måte ved hjelp av variable induktanser eller ved avstemning med variable kondensatorer, ene 4 made variable either in a conventional way by means of variable inductances or by tuning with variable capacitors,

men det kan også være særlig fordelaktig å velge senderen ved hjelp av taster eller med et potensiometer for derved å innstille forskjellige likespenninger som igjen tilføres et reaktanstrinn (f.eks. en kapasitetsdiode) for frekvensvalg på blander-oscillatoren. but it can also be particularly advantageous to select the transmitter by means of keys or with a potentiometer in order to thereby set different DC voltages which in turn are fed to a reactance stage (e.g. a capacitance diode) for frequency selection on the mixer oscillator.

Claims

1. Receiver for frequency modulated signals which have a predetermined

maximum frequency swing (e.g. + 75 kHz) and where the frequency-modulated signal to be received is transformed into an intermediate frequency signal by means of a mixer and a mixer oscillator, which intermediate frequency signal has a center frequency that is less than five times the value of the maximum frequency swing ( eg 5 x 75 kHz = 375 kHz), which intermediate frequency signal is then amplified and limited in an intermediate frequency amplifier containing exclusively RC filters for adjacent channel selection and in which the mirror wave is suppressed^and finally demodulated, characterized in that the DC component of the demodulated signal is used for frequency pretuning of the mixer-oscillator to suppress one of the two possible reception frequencies.

2. Recipient according to claim 1, characterized in that

the direction of the frequency tuning can be switched, e.g. by means of a polarity change of the fully demodulated signal or of its DC component.

3. Receiver according to claim 1 or 2, characterized by

a t the center frequency of the modulated intermediate frequency signal is less than twice the value of the maximum frequency swing of the intermediate frequency signal which is reduced by the frequency modulation of the mixer oscillator.

4. Receiver according to claim 1, 2 or 3, characterized

in that a monostable multivibrator is used in connection with an integrating capacitor to demodulate the intermediate frequency signal.