NO166056B

NO166056B - RADAR DEVICE.

Info

Publication number: NO166056B
Application number: NO790325A
Authority: NO
Inventors: Jean-Pierre Tranin
Original assignee: Trt Telecom Radio Electr
Priority date: 1978-03-13
Filing date: 1979-02-01
Publication date: 1991-02-11
Also published as: FR2589245A1; NO790325L; NL182672C; FR2589245B1; NO166056C; NL7901982A; NL182672B; DE2909817A1; DE2909817C2

Description

Denne oppfinnelse angår en radar-anordning for å bestemme avstanden til et bevegelig mål, hvilken radar-anordning er av den type som angis i den innledende del av patentkrav 1. This invention relates to a radar device for determining the distance to a moving target, which radar device is of the type stated in the introductory part of patent claim 1.

En anvendelse av en slik anordning er til utløsning One use of such a device is for triggering

av nærhetsbrannrør ved liten avstand fra deres mål. of proximity fire tubes at a short distance from their target.

Det er allerede kjent forskjellige typer anordninger Different types of devices are already known

av denne art. En første type består av pulsradar-anordninger hvor avstandsmålingen foretas ut fra den tid som bølgen tar for å nå målet og å vende tilbake. For korte distanser er denne anordning ikke hensiktsmessig fordi de tider som skal måles, er for korte. of this species. A first type consists of pulse radar devices where the distance measurement is made based on the time the wave takes to reach the target and to return. For short distances, this device is not appropriate because the times to be measured are too short.

En annen utførelse består av anordninger av typen radiohøydemåler hvor den utsendte bølge er en lineært frekvens-modulert bølge, idet frekvensforskyvningen av de signaler som sendes resp. mottas, gir indikasjonen på avstanden. Disse kjente anordninger er ikke beregnet for den her påtenkte anvendelse, Another embodiment consists of devices of the radio altimeter type where the emitted wave is a linear frequency-modulated wave, the frequency shift of the signals being sent resp. is received, gives the indication of the distance. These known devices are not intended for the intended use,

dvs. for bruk som utløsningsinnretning. I virkeligheten bør et nærhetsbrannrør utløses når det er tilstrekkelig nær målet. Anordninger ifølge den førstnevnte utførelse er således ikke eg-net for denne anvendelse idet de avstander som skal måles, er for korte. Når det gjelder anordninger av den annen utførelse, ansees disse å være for kostbare i denne anvendelse. i.e. for use as a release device. In reality, a proximity fire tube should be triggered when it is sufficiently close to the target. Devices according to the first-mentioned embodiment are thus not suitable for this application as the distances to be measured are too short. As regards devices of the second embodiment, these are considered to be too expensive in this application.

Foreliggende oppfinnelse går derfor ut på å foreslå The present invention is therefore intended to propose

en anordning av den innledningsvis angitte art, mer spesielt innrettet til å utløse nærhetsbrannrør og som ikke er beheftet med de mangler og ulemper som kjente anordninger har. a device of the kind indicated at the outset, more specifically designed to trigger proximity fire hoses and which is not affected by the shortcomings and disadvantages that known devices have.

I dette øyemed består de nye og særegne trekk ved en radioelektrisk anordning for måling av avstanden til et bevegelig mål, i det som fremgår av den karakteriserende del av patentkrav To this end, the new and distinctive features of a radioelectric device for measuring the distance to a moving target consist in what appears in the characterizing part of the patent claim

1. Senderen er en oscillator for kontinuerlige eller udempede bølger, og det er anordnet en blandekrets for å levere svevnings-eller støtfrekvensen mellom den utsendte bølge og den reflekterte bølge, en logaritmisk forsterker hvis inngang er forbundet med utgangen av blandekretsen og en målekrets for inkrementet av ekstrem- eller maksimalverdiene av utgangssignalene fra den logaritmiske forsterker for på dennes utgang å avgi en avstands-indikasjon eller angivelse. Det er meget gunstig å dra nytte av Doppler-effekten som bevirker en modulasjon av utgangssignalet fra blandekretsen. Anvendelse av en logaritmisk forsterker gjør det mulig å etablere en relasjon som knytter differansen i maksimalverdien av den modulerte bølge på dennes utgang, til avstandsverdien, idet de øvrige parametre så som antenne-vinding, utsendt effekt, refleksjonskoeffisient for målet, ikke inngår i denne relasjon. 1. The transmitter is a continuous or undamped wave oscillator, and a mixing circuit is provided to provide the hover or shock frequency between the transmitted wave and the reflected wave, a logarithmic amplifier whose input is connected to the output of the mixing circuit, and a measuring circuit for the increment of the extreme or maximum values of the output signals from the logarithmic amplifier in order to give a distance indication or indication at its output. It is very beneficial to take advantage of the Doppler effect which causes a modulation of the output signal from the mixing circuit. The use of a logarithmic amplifier makes it possible to establish a relationship that links the difference in the maximum value of the modulated wave at its output to the distance value, as the other parameters such as antenna gain, transmitted power, reflection coefficient for the target, are not included in this relationship .

På denne måte blir den fordel oppnådd at den utførte måling ikke blir forstyrret av feil som f.eks. skyldes målets refleksjonskoeffisient eller variasjoner i anordningens kompo-nentparanietre . In this way, the advantage is achieved that the measurement carried out is not disturbed by errors such as e.g. is due to the target's reflection coefficient or variations in the device's component parameters.

Den følgende beskrivelse som ikke skal ansees be-grensende, tjener til nærmere forklaring av hvordan oppfinnelsen kar. realiseres i praksis. The following description, which is not to be considered limiting, serves to further explain how the invention works. realized in practice.

Figur 1 viser en radioelektrisk anordning for måling av distansen til et mål, Figure 1 shows a radioelectric device for measuring the distance to a target,

f.inur 2 viser responskurven for en logaritmisk forsterker som f.inur 2 shows the response curve for a logarithmic amplifier which

anvendes i anordningen, used in the device,

figur 3 viser forløpet av utgangssignalet fra den logaritmiske forsterker og forskjellige signaler som er tilstede i den inkrementmålekrets som er vist mer detaljert på figur 4. figure 3 shows the course of the output signal from the logarithmic amplifier and various signals present in the increment measurement circuit which is shown in more detail in figure 4.

Figur 5 viser en måleanordning for målavstand i henhold til oppfinnelsen og mer spesielt beregnet for utløsning av et nærhetsbrannrør, Figure 5 shows a measuring device for target distance according to the invention and more specifically intended for triggering a proximity fire tube,

figur 6 viser i detalj en inkrementmålekrets for anordningen på figur 5. Figure 6 shows in detail an increment measurement circuit for the device in Figure 5.

Den anordning som er vist på figur 1, omfatter en sende-antenne 1 beregnet til i rommet å utsende en bølge levert fra en sender 2. Denne bølge rettes mot et mål 3 som gir refleksjon av bølgen.. Dette mål 3, som er beliggende i en avstand d fra måleanordningen nærmer seg denne med en hastighet V slik som antydet med en pil på figur 1. Den reflekterte bølge blir så oppfanget av en mottagerantenne 4. Avstandsangivelsen leveres på en utgangsklemme 5. The device shown in figure 1 comprises a transmitting antenna 1 designed to emit a wave delivered from a transmitter 2 into space. This wave is directed towards a target 3 which reflects the wave. This target 3, which is situated at a distance d from the measuring device, it approaches with a speed V as indicated by an arrow in Figure 1. The reflected wave is then picked up by a receiver antenna 4. The distance indication is delivered on an output terminal 5.

I henhold til denne oppfinnelse er det et spesielt trekk ved måleanordningen for avstanden til et bevegelig mål 3, at senderen 2 er en oscillator for rent kontinuerlige bølger og at det er anordnet en blandekrets 6 hvis ene inngang er forbundet med utgangen av mottagerantennen 4 og hvis annen inngang er forbundet med utgangen fra senderen 2 gjennom en koblings-enhet 7. Videre er det anordnet en logaritmisk forsterker 8 som er forbundet med utgangen av blandekretsen 6, en inkrementmålekrets 9 for utgangssignaler fra den logaritmiske forsterker for på klemmen 5 å avgi en indikasjon eller angivelse av distansen d. According to this invention, it is a special feature of the measuring device for the distance to a moving target 3 that the transmitter 2 is an oscillator for purely continuous waves and that a mixing circuit 6 is arranged, one input of which is connected to the output of the receiver antenna 4 and if another input is connected to the output of the transmitter 2 through a coupling unit 7. Furthermore, a logarithmic amplifier 8 is arranged which is connected to the output of the mixing circuit 6, an increment measurement circuit 9 for output signals from the logarithmic amplifier in order to give an indication on the terminal 5 or indication of the distance d.

En slik anordning er spesielt velegnet i tilfelle av at målet er jordoverflaten. Such a device is particularly suitable in the event that the target is the earth's surface.

Det skal her først minnes om radar-ligningen med hensyn til jordoverflaten: The radar equation with respect to the earth's surface must first be remembered here:

hvor: Pr er den mottatte effekt ved mottager-antennen, where: Pr is the received power at the receiver antenna,

Pe er den effekt som utsendes av senderantannen, er den utsendte bølgelengde, Pe is the power emitted by the transmitter antenna, is the emitted wavelength,

Gr er antennevindingen i mottagerantennen, Gr is the antenna winding in the receiving antenna,

Ge er antennevindingen i senderantennen, Ge is the antenna winding in the transmitting antenna,

R 2er refleksjonskoeffisienten pa jordoverflaten R 2 is the reflection coefficient on the earth's surface

med hensyn til effekt, with regard to effect,

d er høyden over jordoverflaten. d is the height above the earth's surface.

Da den videre behandling skal foretas med hensyn på spenning, omformes ligning (1) til ligning (2): As the further processing is to be carried out with regard to tension, equation (1) is transformed into equation (2):

hvor: i disse to relasjoner er k en konstant where: in these two relations, k is a constant

I denne formel (2) representerer ivr] absolutt-verdien av en mottatt spenning Vr som har en frekvens forskjel-lig fra frekvensen av det utsendte signal, idet størrelsen av differansen er A f^, hvilken størrelse A f^ skyldes Doppler-effekten. Det er kjent at: slik at det på utgangen av blandekretsen opptrer en bølge V"M som kan skrives: In this formula (2), ivr] represents the absolute value of a received voltage Vr which has a frequency different from the frequency of the transmitted signal, the size of the difference being A f^, which size A f^ is due to the Doppler effect. It is known that: so that a wave V"M appears at the output of the mixing circuit which can be written:

hvor k<1> og 0 er konstanter hvis verdier avhenger av blandekretsen 6 og hvor t er den variable tid. where k<1> and 0 are constants whose values depend on the mixing circuit 6 and where t is the variable time.

Man interesserer seg her bare for ekstrem- eller maksimalverdiene av VM,, slik at det er lett å bestemme absolutt-verdien av V . I det foreliggende tilfelle tas maksimalverdien av størrelsen V... One is only interested here in the extreme or maximum values of VM, so that it is easy to determine the absolute value of V . In the present case, the maximum value of the quantity V...

M M

Responskurven for forsterkeren 8 er vist på figur The response curve for the amplifier 8 is shown in figure

2, hvor denne kurve er oppdelt i tre partier Pl, P2 og P3. Partiet Pl og partiet Pl' som er vist streket, representerer en logaritmisk respons, mens partiene P2 og P3 er på det nærmeste rette linjesegmenter. Ved en høy inngangsspenning vg kan responsen av forsterkeren 8 skrives som: 2, where this curve is divided into three parts Pl, P2 and P3. The portion P1 and the portion P1' shown dashed represent a logarithmic response, while the portions P2 and P3 are the closest straight line segments. At a high input voltage vg, the response of the amplifier 8 can be written as:

hvor vs er spenningen på utgangen av denne forsterker og hvor vQ og vL er konstanter avhengige av komponentene i forsterkeren 8. where vs is the voltage at the output of this amplifier and where vQ and vL are constants dependent on the components in the amplifier 8.

Når man bare er interessert i maksimalverdiene av VM, skal partiet Pl av responskurven tas i betraktning, og til disse verdier VM vil det på utgangen av forsterkeren 8 opptre tilsvarende spenninger VgM: When one is only interested in the maximum values of VM, the part Pl of the response curve must be taken into account, and at these values VM corresponding voltages VgM will appear at the output of the amplifier 8:

Det skal nå undersøkes hvordan disse verdier V sM,, fremkommer. Disse verdier VgM opptrer i takt med svevnings- eller støt-er 1 frekvensen, dvs. de^adskilt med et tidsintervall lik j-f— , men under dette tidsintervall har målet nærmet seg med en distanse Ad slik at: idet enhver variasjon av &d medfører en variasjon Lv^ slik at: hvilken relasjon blir oppnådd ved derivasjon av formelen (6) hvorav It will now be investigated how these values V sM,, appear. These values VgM occur in time with the hovering or impact frequency, i.e. they are separated by a time interval equal to j-f— , but during this time interval the target has approached with a distance Ad so that: as any variation of &d entails a variation Lv^ so that: which relation is obtained by derivation of the formula (6) from which

Det vil bemerkes at i denne formel inngår ikke de forskjellige faktorer så som: r som er målets refleksjonskoeffisient V e som ang3ir den utsendte effekt It will be noted that this formula does not include the various factors such as: r which is the target's reflection coefficient V e which indicates the emitted power

Gr, Ge som er antennevindingene. Gr, Ge which are the antenna windings.

Kjennskap til verdien av X og kjennskap til verdien av VQ gjør det alene mulig å bestemme d ut fra variasjonene i minimumsverdiene av utgangsspenningen fra forsterkeren 8. Knowing the value of X and knowing the value of VQ alone makes it possible to determine d from the variations in the minimum values of the output voltage from the amplifier 8.

Den logaritmiske forsterker 8 som er vist på figur The logarithmic amplifier 8 shown in figure

1, er bygget opp rundt en operasjonsforsterker 12 hvis pluss-inngang er forbundet med jord eller masse, mens den annen inngang eller minus-inngangen er forbundet for det første med anoden på en diode 13 og for det annet med en motstand 14 hvis annen ende er forbundet med utgangen av blandekretsen 6. 1, is built around an operational amplifier 12 whose plus input is connected to earth or mass, while the other input or minus input is connected firstly to the anode of a diode 13 and secondly to a resistor 14 whose other end is connected to the output of the mixing circuit 6.

En slik forsterkerkrets avgir en utgangsspenning vg for en Such an amplifier circuit emits an output voltage vg for a

gitt inngangsspenning bestemt av: given input voltage determined by:

hvor 1 ser den inverse metningsstrøm for dioden 13 where 1 sees the inverse saturation current for diode 13

k„ er Boltzmann's konstant k„ is Boltzmann's constant

oo

T er absolutt temperatur T is absolute temperature

q er elektronets ladning. q is the charge of the electron.

Denne relasjon (9) er bare gyldig for partiene This relation (9) is only valid for the parties

Pl og P2 på responskurven (figur 2). Når spenningen vg blir for meget negativ, vil utgangsspenningen fra forsterkeren 8 Pl and P2 on the response curve (figure 2). When the voltage vg becomes too negative, the output voltage from the amplifier 8

nå metningsspenningen vsat- reach the saturation voltage vsat-

Inkrementmålekretsen 9 som er vist mer i detalj på figur 4, består av en diode 20 hvis katode er forbundet med inngangen til denne krets 9 og hvis anode er forbundet med en første klemme på en kondensator 21 hvis annen klemme er forbundet med jord. Denne kondensator 21 kan utlades ved hjelp av en spenningsstyrt bryter 22 som er koblet parallelt med kondensatoren. Denne kondensator har til formål å magasinere den minste spenning i hver negativ halvperiode av spenningen vg som er vist som funksjon av tiden på første linje i figur 3. I dette øyemed må kondensatoren utlades før denne negative verdi opptrer, idet utladningstidspunktene ti, t2, t3 (se figur 3) er definert ved de tidspunkter da spenningen vg passerer fra en positiv verdi til en negativ verdi, dvs. ved begynnelsen av hver negativ halvperiode. For å bestemme disse tidspunkter brukes det på den ene side en komparator 23 og på den annen side en derivasjonkrets 24 idet komparatoren 23 på sin utgang avgir et logisk signal A som antar verdien "1" hvis spenningen vg er positiv og verdien "0" hvis den er negativ. Derivasjonskretsen 2 4 leverer et signal B som antar verdien "1" for å indikere at spenningen vgavtar. Når det opptrer et "l"-signal på utgangen av en OG-port 23 hvis ene inngang er forbundet med utgangen av derivasjonskretsen 24, og hvis annen inngang er forbundet med utgangen av komparatoren 23 gjennom en inverteringskrets 26, tilsvarer dette ett av tidspunktene ti, t2, t3. En derivasjonskrets 27 leverer på sin utgang et signal D som opptrer i form av en positiv puls med kort varighet, og det er denne puls som bevirker lukning av bryteren 22. The increment measuring circuit 9 which is shown in more detail in figure 4, consists of a diode 20 whose cathode is connected to the input of this circuit 9 and whose anode is connected to a first terminal of a capacitor 21 whose second terminal is connected to ground. This capacitor 21 can be discharged by means of a voltage-controlled switch 22 which is connected in parallel with the capacitor. The purpose of this capacitor is to store the smallest voltage in each negative half-period of the voltage vg which is shown as a function of time on the first line in Figure 3. To this end, the capacitor must be discharged before this negative value occurs, as the discharge times ti, t2, t3 (see Figure 3) is defined at the times when the voltage vg passes from a positive value to a negative value, i.e. at the beginning of each negative half-period. To determine these times, a comparator 23 is used on the one hand and a derivation circuit 24 on the other hand, the comparator 23 on its output emits a logic signal A which assumes the value "1" if the voltage vg is positive and the value "0" if it is negative. The derivation circuit 2 4 supplies a signal B which assumes the value "1" to indicate that the voltage vg is decreasing. When an "l" signal appears at the output of an AND gate 23 whose one input is connected to the output of the derivation circuit 24, and whose other input is connected to the output of the comparator 23 through an inverting circuit 26, this corresponds to one of the times ten , t2, t3. A derivation circuit 27 delivers at its output a signal D which appears in the form of a positive pulse of short duration, and it is this pulse which causes the switch 22 to close.

Den spenning som er lagret i kondensatoren 21, blir så overført vekselvis til en av kondensatorene 28 og 29 i tids-punktet t4, t5, t6 (figur 3) svarende til avslutningen av de negative halvperioder. De første klemmer på disse kondensatorer er forbundet med jord mens den annen klemme på kondensatoren 28 er forbundet med den første klemme på kondensatoren 21 gjennom en spenningsstyrt bryter 30 og en spenningsforsterker 31 som har en spenningsforsterkning f.eks. lik 1. Den annen klemme på The voltage stored in the capacitor 21 is then transferred alternately to one of the capacitors 28 and 29 at the point in time t4, t5, t6 (figure 3) corresponding to the end of the negative half-periods. The first terminals of these capacitors are connected to ground while the second terminal of the capacitor 28 is connected to the first terminal of the capacitor 21 through a voltage controlled switch 30 and a voltage amplifier 31 which has a voltage amplification e.g. equal to 1. The other clamp on

kondensatoren 29 er forbundet med utgangen av forsterkeren 3 gjennom en spenningsstyrt bryter 32. For å bestemme tidspunktene t4, t5, t6 brukes det i tillegg til komparatoren 23 en derivasjonskrets 3 3 som leverer et logisk signal C. Verdien "1" av dette logiske signal betegner at spenningen vg øker. Når det opptrer logiske signaler "1" på utgangen av en OG-port 34 hvis innganger er forbundet henholdsvis med utgangen av komparator- eller sam- the capacitor 29 is connected to the output of the amplifier 3 through a voltage-controlled switch 32. In order to determine the times t4, t5, t6, a derivation circuit 3 3 is used in addition to the comparator 23 which delivers a logic signal C. The value "1" of this logic signal denotes that the voltage vg increases. When logic signals "1" appear at the output of an AND gate 34 whose inputs are connected respectively with the output of the comparator or

menligningskretsen 23 og med derivasjonskretsen 33, tilsvarer dette slutten av de negative haJ.vperioder av spenningen v s. the comparison circuit 23 and with the derivation circuit 33, this corresponds to the end of the negative haJ.v periods of the voltage v s.

Hver gang det opptrer logiske signaler "1", bevirkes det om-stilling av en vippekrets 35 av typen T slik at det veksel- Whenever logical signals "1" occur, a flip-flop circuit 35 of type T is effected so that the alternating

vis på utgangene Q og Q fra denne vippekrets opptrer en over-gang av logisk signal fra "0" til "1". Disse overganger i positiv retning bevirker positive pulssignaler E og F som leveres henholdsvis av en derivasjonskrets 36 og en derivasjonskrets 37 hvis innganger er forbundet med utgangene Q og Q fra vippekretsen 35. Disse positive pulser bestemmer tidspunktene for lukning av bryterne 30 og 32. En differensialforsterker 38 hvis innganger er forbundet med de andre klemmer på kondensatorene 28 og 29, leverer således på sin utgang en indikasjon av verdien av Avg. Som følge av oppladningen av kondensatorene 28 og 29 i tur og orden og for en gitt Avg som fremkommer ved hver negativ halvperiode av signalet v , ville det fremkomme en indikasjon hvis fortegn likeledes skiftet ved hver halvperiode, slik at det er anordnet en kommutatorinnretning for å sørge for at den spenning som er tilstede på klemmen 5, representerer verdien Avg både med hensyn til størrelse og fortegn. Denne kommutator-innretning består av to spenningsstyrte brytere 3 9 og 4 0 som på den ene side er forbundet med utgangen av differensialforsterkeren 38 og hvis styreinnganger er forbundet henholdsvis med utgangen Q og utgangen Q på vippekretsen 35. show at the outputs Q and Q from this flip-flop circuit there is a transition of logic signal from "0" to "1". These transitions in the positive direction cause positive pulse signals E and F which are provided respectively by a derivation circuit 36 and a derivation circuit 37 whose inputs are connected to the outputs Q and Q of the flip-flop circuit 35. These positive pulses determine the times for closing the switches 30 and 32. A differential amplifier 38 whose inputs are connected to the other terminals of the capacitors 28 and 29, thus delivers at its output an indication of the value of Avg. As a result of the charging of the capacitors 28 and 29 in turn and for a given Avg appearing at each negative half-cycle of the signal v , there would appear an indication whose sign likewise changed at each half-cycle, so that a commutator device is arranged to ensure that the voltage present at terminal 5 represents the value Avg both with regard to magnitude and sign. This commutator device consists of two voltage-controlled switches 3 9 and 4 0 which are connected on the one hand to the output of the differential amplifier 38 and whose control inputs are connected respectively to the output Q and the output Q of the flip-flop circuit 35.

Den annen side av bryteren 39 er forbundet med klemmen 5 gjennom en forsterker 41 med forsterkning lik "-1", mens den annen side av bryteren 40 er koblet direkte til klemmen 5. På klemmen 5 The other side of the switch 39 is connected to the terminal 5 through an amplifier 41 with gain equal to "-1", while the other side of the switch 40 is connected directly to the terminal 5. On the terminal 5

får man således en spenning hvis absoluttverdi tilsvarer verdien av distansen d og hvis fortegn angir om målet nærmer seg eller fjerner seg fra måleanordningen. you thus get a voltage whose absolute value corresponds to the value of the distance d and whose sign indicates whether the target is approaching or moving away from the measuring device.

Når måleanordningen ifølge oppfinnelsen anvendes som utløsningsinnretning for nærhetsbrannrør, kan utførelsen forenkles. På figur 5 er det vist et blokkskjerna for en anordning beregnet til utløsning av et nærhetsbrannrør. I dette skjema er de elementer og komponenter som tilsvarer elementer og komponenter på de foregående figurer, betegnet med samme henvisnings-tall. Henvisningstallet 50 viser en oscillator/blande-krets som på sin utgang direkte avgir blandingen av den bølge som den ut-sender og den som den mottar. Det er bare nødvendig med en enkelt antenne 51 for å sende og å motta. Inkrementmålekretsen tor de minimumsverdier av spenningene som opptrer på utgangen av forsterkeren 8, kan forenkles betydelig på grunn av at målet alltid nærmer seg i forhold til måleanordningen. Denne inkrementmålekrets som på figur 5 er betegnet 9' er vist i detalj på figur 6 sammen med en terskelverdikomparator 52 som for en viss verdi av Avg og følgelig derfra for en viss avstand d, leverer en utløs-ningsspenning på sin utgangsklemme 53. When the measuring device according to the invention is used as a release device for proximity fire pipes, the design can be simplified. Figure 5 shows a block core for a device intended for triggering a proximity fire hose. In this form, the elements and components that correspond to elements and components in the preceding figures are denoted by the same reference number. The reference numeral 50 shows an oscillator/mixer circuit which, at its output, directly emits the mixture of the wave which it emits and that which it receives. Only a single antenna 51 is needed to transmit and to receive. The increment measuring circuit tor the minimum values of the voltages that appear at the output of the amplifier 8, can be simplified considerably due to the fact that the target always approaches in relation to the measuring device. This increment measurement circuit, which is designated 9' in Figure 5, is shown in detail in Figure 6 together with a threshold value comparator 52 which, for a certain value of Avg and consequently for a certain distance d, delivers a trigger voltage on its output terminal 53.

Efterhvert som avstanden d avtar, vil spenningene vg bli mer og mer negative. To kondensatorer 60 og 61 blir i tur og orden oppladet til den minste spenning i hver halvperiode av spenningen v . I dette øyemed er de første klemmer på disse kondensatorer forbundet med inngangen på målekretsen 9' gjennom dioder 62, 63 og spenningsstyrte brytere 64, 65. For vekselvis eller i tur og orden å åpne og lukke bryterne 64 og 65 anvendes en komparator 6 6 som ved hver begynnelse av den negative halvperiode av signalet vg på sin utgang avgir et logisk signal som går fra den logiske verdi "1" til den logiske verdi "0". Disse overganger i negativ retning bevirker tilstandsendring i en vippekrets 67 av type T. Det er signalene på utgangene Q og Q fra denne vippekrets som styrer bryterne 64 og 65. En differensialforsterker 68 avgir på sin utgang en spenning hvis absoluttverdi angir avstanden til målet. Komparatoren 52 leverer utløsningssignalet til klemmen 53 fra det tidspunkt av da verdiene Avs overskrider en viss terskel som representerer den avstand ved hvilken brannrøret bør eksplodere. Denne komparator dannes av to operasjonsforsterkere 69 og 70 hvor minus-inngangen på forsterkeren 69 og pluss-inngangen på forsterkeren 70 er forbundet med utgangen av differensialforsterkeren 68. Pluss-inngangen på forsterkeren 69 er forbundet med en positiv spenningskilde 71 som leverer en referansespenning hvis verdi avhenger av den ønskede terskel, mens minus-inngangen på forsterkeren er forbundet med en negativ spenningskilde 72 hvis verdi også avhenger av den ønskede terskel. Utgangene av disse As the distance d decreases, the voltages vg will become more and more negative. Two capacitors 60 and 61 are charged in turn to the smallest voltage in each half-period of the voltage v. To this end, the first terminals of these capacitors are connected to the input of the measuring circuit 9' through diodes 62, 63 and voltage-controlled switches 64, 65. To alternately or alternately open and close the switches 64 and 65, a comparator 6 6 is used which at each beginning of the negative half-period of the signal vg at its output emits a logic signal that goes from the logic value "1" to the logic value "0". These transitions in the negative direction cause a change of state in a flip-flop circuit 67 of type T. It is the signals on the outputs Q and Q from this flip-flop circuit that control the switches 64 and 65. A differential amplifier 68 emits at its output a voltage whose absolute value indicates the distance to the target. The comparator 52 supplies the trigger signal to the clamp 53 from the time when the values Avs exceed a certain threshold which represents the distance at which the fire pipe should explode. This comparator is formed by two operational amplifiers 69 and 70 where the minus input of the amplifier 69 and the plus input of the amplifier 70 are connected to the output of the differential amplifier 68. The plus input of the amplifier 69 is connected to a positive voltage source 71 which supplies a reference voltage whose value depends on the desired threshold, while the minus input of the amplifier is connected to a negative voltage source 72 whose value also depends on the desired threshold. The outputs of these

forsterkere 69 og 70 er forbundet med de respektive katoder på dioder 73 og 74. Anodene på disse dioder er forbundet med ut-gangsklemmen 53. En motstand 75 er også koblet mellom klemmen 53 og jord. Med ^ ref betegnes potensialdifferansen på klemmene for kildene 71 og 72. Hvis Av„ er slik at: -v f < Av s < + v c amplifiers 69 and 70 are connected to the respective cathodes of diodes 73 and 74. The anodes of these diodes are connected to output terminal 53. A resistor 75 is also connected between terminal 53 and ground. ^ ref denotes the potential difference on the terminals for sources 71 and 72. If Av„ is such that: -v f < Av s < + v c

^ s ref s ref vil spenningene på utgangene av forsterkerne 69 og 70 være posi-tive slik at diodene 73 og 74 er blokkert, og spenningen på klem- ^ s ref s ref the voltages at the outputs of the amplifiers 69 and 70 will be positive so that the diodes 73 and 74 are blocked, and the voltage at the

men 53 er lik null. Hvis Avg > vre£ er spenningen på utgangen av forsterkeren 69 negativ og dioden 73 blir ledende, hvilket betyr at spenningen på klemmen 53 blir negativ. Den samme situa-sjon gjenfinnes hvis ~Avg < -vref men ^ dette tilfelle er det dioden 74 som blir ledende på grunn av at den spenning som leveres av forsterkeren 70 blir negativ. but 53 is equal to zero. If Avg > vre£, the voltage at the output of the amplifier 69 is negative and the diode 73 becomes conductive, which means that the voltage at the terminal 53 becomes negative. The same situation is found if ~Avg < -vref but in this case it is the diode 74 which becomes conductive due to the fact that the voltage supplied by the amplifier 70 becomes negative.

Claims

1. Radar device for determining the distance to a moving target (3), using the Doppler effect, with at least one transmitting and one receiving antenna (1, 4), with a transmitter (2) that delivers a continuous (CV ) signal and with a mixing circuit (6) as part of the transmitter signal and the received signal after reflection towards the target (3), is superimposed (9), and after which a logarithmic amplifier (8) is connected, characterized in that an increment measurement circuit (9 ) follows the logarithmic amplifier (8), which increment measuring circuit (9) determines the difference Avs between consecutive extreme values with the same sign for the output signal from the logarithmic amplifier (8) , and emits a signal proportional to the distance d, according to the formula where v0 is a device constant for the logarithmic amplifier (8) and X is the transmitter signal's wavelength.

2. Radar device according to claim 1, characterized in that the increment measuring circuit (9) consists of: a first capacitor (21) which is connected via a diode (20) to the output of the logarithmic amplifier (8) and is periodically chargeable to the successive extreme values and dischargeable via a controlled switch (22), a second capacitor (28) which can be connected to the first capacitor (21) via a second controlled switch (30) in order to take over the stored extreme value from said first capacitor (21 ), a third capacitor (29) which can be connected to the first capacitor (21) via a third controlled switch (32) and takes over the next stored extreme value from the aforementioned first capacitor (21), and a differential amplifier (38) whose inputs are connected respectively to the second and third capacitors (28, 29).

3. Radar device according to claim 1, characterized in that the increment measuring circuit (9') consists of a first envelope detector (60, 62) and a second envelope detector (61, 63), where the envelope detectors (60, 62; 61, 63) can be connected alternately via a commutation device (64 - 67) to the output of the logarithmic amplifier (8) prior to the occurrence of an extreme value, and that a differential amplifier (68) follows the envelope detectors (60, 62; 61, 63), which differential amplifier (68) is connected to a threshold value comparator (52) ) whose output (53) delivers an ignition signal.