NO155074B

NO155074B - DIGITAL DIRECTION INDICATOR.

Info

Publication number: NO155074B
Application number: NO801197A
Authority: NO
Inventors: Carl William Gerst; Hughes Archer Hair; Stig Lennart Renmark
Original assignee: Anaren Microwave Inc
Priority date: 1980-04-24
Filing date: 1980-04-24
Publication date: 1986-10-27
Also published as: NO155074C; NO801197L

Description

Den foreliggende oppfinnelse vedrører sidevinkel- eller retningsindikatorer, spesielt til anordninger for å presentere sifferverdien av retningsvinkelen til en fjern mikrobølgeeffekt-kilde. The present invention relates to side angle or direction indicators, in particular to devices for presenting the numerical value of the direction angle of a distant microwave power source.

Ved mange tilfeller er det nødvendig ved en plass å kjenne retningsvinkelen til en fjern mikrobølgeeffektkilde. Eksempelvis må fartøy ofte kjenne til andre fartøys stilling i tåke eller om natten, særskilt dersom disse fartøy søker mål med hjelp av søkeradar. Tilsvarende situasjoner oppstår mellom fartøy og radarstyrte roboter. Eksisterende system som utfører lignende oppgaver består av sirkulært arrangerte element (van-ligvis hulromsavsluttede spiraler) med nøye tilpassede strålings-diagram, amplitudefølgende logaritmiske videodetektorer, og hvori vinkelen til mottatte stråling interpoleres frem ved sam-menligninger mellom de relative amplitudene fra mottagerkanalene. Oppløsningen i retningsbestemmelse hos denne type av diskrimi-natorer er dårlig, særskilt med hensyn til frekvenssvaret, In many cases it is necessary at a location to know the direction angle of a distant microwave power source. For example, vessels often need to know the position of other vessels in fog or at night, especially if these vessels are searching for targets with the help of search radar. Similar situations arise between vessels and radar-guided robots. Existing systems that perform similar tasks consist of circularly arranged elements (usually cavity-closed spirals) with carefully adapted radiation diagrams, amplitude-following logarithmic video detectors, and in which the angle of received radiation is interpolated forward by comparisons between the relative amplitudes from the receiver channels. The resolution in direction determination with this type of discriminator is poor, especially with regard to the frequency response,

hvilket bestemmes av nøyaktig amplitudefølging hos elementene og hos de logaritmiske videomottagernes frekvenskarakteristikk. which is determined by the exact amplitude tracking of the elements and the frequency characteristics of the logarithmic video receivers.

Andre slike retningsvinkelindikatorer krever roterende antenner, idet den øyeblikkelige vinkelstilling hos antennen anvendes for å bestemme retningen til mikrobølgeeffektkilden. Det bør være åpenbart at roterende antenner ikke utelukkende er upålitelige, men på grunn av at sin mekaniske konfigurasjon øker systemets kompleksitet, vekt og volum. Dessuten er den roterende antenne meget langsom, typisk av størrelsesorden 1 omdrei-ning pr. sekund, og dekker bare en meget liten vinkel i hvert tidsøyeblikk. Other such direction angle indicators require rotating antennas, the instantaneous angular position of the antenna being used to determine the direction of the microwave power source. It should be obvious that rotating antennas are not solely unreliable, but due to their mechanical configuration they increase system complexity, weight and volume. Moreover, the rotating antenna is very slow, typically of the order of 1 revolution per second, covering only a very small angle at each instant of time.

Forslag til hurtige retningsindikatorer har eksistert, hvilke utnytter faste (ikke roterende)- antenner omfattende fire strå-lere tilkoblet via en 4-inngangs, 4-utgangs Butler matrise til en toinngångs fasediskriminator, hvis utgang mater et katode-strålerør. Slike system kan bare gi en grov retningsindikasjon på grunn av systemets indre feilkilder. I NRL Rapport 8005 rubrisert "Ambiguity-Resistant Three- and Four-Channel Inter-ferometers" av Robert Goodwin viser forslag til anordninger som anvender flere enn fire stråler. Disse forslag behandler imidlertid lineære arrangementer, hvilke ikke kan avsøke mer enn 180° retningsområde. Proposals for fast direction indicators have existed which utilize fixed (non-rotating) antennas comprising four radiators connected via a 4-input, 4-output Butler matrix to a two-input phase discriminator, the output of which feeds a cathode ray tube. Such a system can only give a rough indication of direction due to the system's internal error sources. In NRL Report 8005 titled "Ambiguity-Resistant Three- and Four-Channel Inter-ferometers" by Robert Goodwin shows proposals for devices using more than four beams. However, these proposals deal with linear arrangements, which cannot scan more than a 180° directional range.

Den ålmenne hensikt med oppfinnelsen er å tilveiebringe en sidevinkel- eller retningsindikator, som utnytter en ikke roterende antenne og som har en meget høy oppløsning, hurtig tidssvar og en dekning over fulle 360^. The general purpose of the invention is to provide a side angle or direction indicator, which utilizes a non-rotating antenna and which has a very high resolution, fast time response and a coverage over a full 360°.

I korthet angir oppfinnelsen et apparat for å tilveiebringe representasjon av retningen til en mikrobølgeefffektkilde, slik det er angitt i den innledende del av det vedføyde patentkrav 1. Det som kjennetegner apparatet er angitt i den karakteriserende del av nevnte patentkrav. Briefly, the invention provides an apparatus for providing representation of the direction of a microwave power source, as stated in the introductory part of the appended patent claim 1. What characterizes the apparatus is stated in the characterizing part of said patent claim.

Fra US patentskrift 3.800.221 er der riktignok kjent korreksjonslogikk, men dette angår en digitalf rekvensteller, rnens foreliggende søknad angår en digital retnings-(asimut-)indi-kator . Således er de to anordningene helt forskjellige, også utifrå det forhold at den forliggende oppfinnelse krever et antennearrangement med mange antenneelementer som er fordelt likt rundt en sirkelbue som er større enn 180 grader. Correction logic is indeed known from US patent 3,800,221, but this concerns a digital frequency counter, while the present application concerns a digital direction (azimuth) indicator. Thus, the two devices are completely different, also from the fact that the present invention requires an antenna arrangement with many antenna elements which are distributed equally around a circular arc that is greater than 180 degrees.

Øvrige hensikter, egenskaper hos og fordelene med oppfinnelsen fremgår av følgende, detaljerte beskrivelse, hvilken sammen med vedlagte tegnihgerj ved hjelp av et eksempel, hvilket ikke angir oppfinnelsen begrensning, viser den for nærværende foretrukne utførelsesform av oppfinnelsen. Fig. 1 er et blokkskjema over et retningsfinnende system ifølge oppfinnelsen. Fig. 2 er en planskisse over et antennearrangement som har Blisseelement anvendt i systemet ifølge fig. 1. Other purposes, characteristics and advantages of the invention appear from the following, detailed description, which, together with the attached drawings, by means of an example, which does not indicate a limitation of the invention, shows the currently preferred embodiment of the invention. Fig. 1 is a block diagram of a direction finding system according to the invention. Fig. 2 is a plan view of an antenna arrangement which has Blisseelement used in the system according to fig. 1.

Fig. 3 er et tverrsnitt langs linjen 3-3 i fig. 2 Fig. 3 is a cross-section along the line 3-3 in fig. 2

Fig. 4 er et logikkskjema for fasesammenlignerne i systemet ifølge fig. 1. >Fig. 5 er et logikkskjerna for en utførelse av kalibratoren ifølge fig. 1. Fig. 6 er et logikkskjema for en annen utførelse av kalibratoren ifølge fig. 1. Fig. 4 is a logic diagram for the phase comparators in the system according to fig. 1. >Fig. 5 is a logic core for an embodiment of the calibrator according to fig. 1. Fig. 6 is a logic diagram for another embodiment of the calibrator according to fig. 1.

Fig. 7 er et logikkskjema for kontrollenheten ifølge fig. 1. Fig. 7 is a logic diagram for the control unit according to fig. 1.

Fig. 8 er kurveformer som viser sekvensen hos kontrollenheten. Fig. 1 viser det retningsfinnende systemet for digital indikering av retningsvinkelen til en mikrobølgeeffektkilde. Systemet har en sidevinkeldekning av 360° og innbefatter: antennearrangementet 10 med N elementer for mottagning av mikrobølge-energi; delings- og fasetransformeringsmatrisen 12 for mikrobøl-geef f ekt; omkobleren 13; fasesammenlignerne 14; kalibratoren 15; entydighetsberegneren 16; anvenderenheten 17; kontrollenheten 18; i-fase effektdeleren 19; omkobler 20; og rundstrålende antenne 22. Fig. 8 are waveforms showing the sequence at the control unit. Fig. 1 shows the direction finding system for digital indication of the direction angle of a microwave power source. The system has a lateral angle coverage of 360° and includes: the antenna arrangement 10 with N elements for receiving microwave energy; the division and phase transformation matrix 12 for the microwave effect; the switch 13; the phase comparators 14; the calibrator 15; the uniqueness calculator 16; the user unit 17; the control unit 18; the in-phase power divider 19; switches 20; and omnidirectional antenna 22.

Antennearrangementet 10 omfatter identiske antenneelementer 10-1 til 10-16 anordnet langs periferien hos en sirkel i horisontal" planet og konstruert for i hovedsak å stråle energi radielt med en liten komponent i retninger vinkelrette mot sirkelens plan. Antenneelementene er anordnet med innbyrdes lik avstand langs sirkelen 10 R med antenneelementet 10-16 betraktet som rettet i 0° sidevinkel. Vær oppmerksom på at anvendelsen av 16 elementex foretrekkes. Antallet bør imidlertid være minst fire. The antenna arrangement 10 comprises identical antenna elements 10-1 to 10-16 arranged along the periphery of a circle in the horizontal plane and designed to essentially radiate energy radially with a small component in directions perpendicular to the plane of the circle. The antenna elements are arranged at mutually equal distances along the circle 10 R with the antenna element 10-16 considered as directed at 0° lateral angle. Note that the use of 16 elementx is preferred. However, the number should be at least four.

Selv om konvensjonelle dipolelementer, hulromsavsluttede spiraler, flertørns spiraler eller perifert utstrekte slisser langs en sylindrisk leder kan anvendes, er et antennearrangement ifølge fig. 2 og 3 å foretrekke. Although conventional dipole elements, cavity terminated spirals, multi-turned spirals or peripherally extending slots along a cylindrical conductor may be used, an antenna arrangement according to fig. 2 and 3 preferred.

Antennearrangementet 10, som vist i fig. 2 og 3, er utført i The antenna arrangement 10, as shown in fig. 2 and 3, is carried out in

en sirkulær skive 102 av ledende materiale og har et antall slisseelementer med radiell utstrekning fra matingspunkter langs en indre sirkel. Et typisk slisseelement 104 utgår fra mat-. a circular disc 102 of conductive material and has a number of slot elements extending radially from feed points along an inner circle. A typical slot element 104 starts from mat-.

ningspunkt 106. I matningspunktet 106 er slissens ene vegg tilkoblet til den ytre lederen lia i koaksiallederen 11 og den andre veggen tilsluttet til innerlederen 11b i lederen 11. Ettersom koaksialleder anvendes kan oppfinnelsen også ut- point 106. In the feeding point 106, one wall of the slot is connected to the outer conductor 11a in the coaxial conductor 11 and the other wall is connected to the inner conductor 11b in the conductor 11. As coaxial conductors are used, the invention can also

nytte slisseledere, stripledere eller mikrostripledere. use slot conductors, strip conductors or microstrip conductors.

Den typiske slissens 104 bredde øker kontinuerlig fra en mini-mumsbredde i matningspunktet til en maksimumsbredde i skivens periferi. The typical slot 104 width increases continuously from a minimum width at the feed point to a maximum width at the periphery of the disc.

Den konformerte økningen av bredden velges med fordel slik at veggene hos nærliggende slisser møtes i periferiske punkter slik som i punkt 110. Bakom hvert matningspunkt finnes en høyimpedans anordning 112, med fordel utformet som en sirku- The conformal increase in width is advantageously chosen so that the walls of adjacent slots meet at peripheral points such as at point 110. Behind each feed point there is a high-impedance device 112, advantageously designed as a circuit

lær åpning som har sin diameter i linje med slissenes akse. leather opening whose diameter is in line with the axis of the slits.

og med en omkrets noe større enn halve den bølgelengden, som anvendes. and with a circumference somewhat larger than half the wavelength used.

Skiven er forsynt med et sentrumshull 114. Omkring skivens 102 indre periferi finnes en hul sylinder 116, som med fordel utgjøres av et ledende materiale som danner et jordplan. I visse tilfeller kan det imidlertid være ønskelig å utføre sylinderen i et mikrobølgeenergiabsorberende materiale. Det er dessuten fordelaktig å plassere en skive 118 av et slikt absorberende materiale mellom skiven 102 og apparathylsteret 120. For å sikre at hver lineært polarisert bølge kommer til å bli mottatt er det hensiktsmessig å plassere en sirkulær- til lineær polarisa-tor 122 omkring skivens 102 ytre periferi. The disk is provided with a central hole 114. Around the inner periphery of the disk 102 there is a hollow cylinder 116, which advantageously consists of a conductive material which forms a ground plane. In certain cases, however, it may be desirable to make the cylinder in a microwave energy-absorbing material. It is also advantageous to place a disc 118 of such an absorbent material between the disc 102 and the apparatus casing 120. To ensure that every linearly polarized wave will be received, it is appropriate to place a circular to linear polarizer 122 around the disc's 102 outer periphery.

Hver av antenneelementene 10-1 til 10-N er tilkoblet via sin Each of the antenna elements 10-1 to 10-N is connected via its

egen koaksialkabel 11-1 til 11-16 til respektive inngangsport Bl-1 til Bl-16 hos den effektdelende og fasetransformerte matrisen 12. Det bør bemerkes at ledningslengden mellom et antenneelement og en inngangsport må være den samme for hver port. Forskjeller gir i motsatt fall fasevridninger mellom signalene, hvilke påvirker resultatet. separate coaxial cable 11-1 to 11-16 to respective input ports Bl-1 to Bl-16 of the power dividing and phase-transformed matrix 12. It should be noted that the wire length between an antenna element and an input port must be the same for each port. Differences, on the other hand, cause phase distortions between the signals, which affect the result.

Effektdeler- og fasetransformeringsmatrisen 12 har følgende egenskaper. The power divider and phase transformation matrix 12 has the following properties.

Alle porter er isolerte fra hverandre. Hvis det finnes N inngangsporter og N utgangs<p>orter, kommer et signal, som mates til en av utgangsportene, til å deles likt mellom de N inngangsportene og fasevridningen blir likeformet over de N inngangsportene og er proporsjonal med inngangsportens stillings-nummer. All ports are isolated from each other. If there are N input ports and N output ports, a signal, which is fed to one of the output ports, will be divided equally between the N input ports and the phase shift is uniformly shaped over the N input ports and is proportional to the input port's position number.

Det kan vises at inngangssignaler til den irte utgangsporten It can be shown that input signals to the irked output port

i matrisen kommer til å eksistere i:te modus ved inngangsportene hvilket gis av følgende likning: in the matrix will exist in the i:th mode at the input ports which is given by the following equation:

Det kan således vises at for en matrise med 16 inngangsporter og 16 utgangsporter blir de til inngangsportene hørende fase-stillingene for de to første modi ifølge følgende tabell. It can thus be shown that for a matrix with 16 input ports and 16 output ports, the phase positions belonging to the input ports are for the first two modes according to the following table.

Det første som kan observeres er at inngangsporten 16 har The first thing that can be observed is that the entrance gate 16 has

samme fasevridning for begge modi:.. I realiteten kommer den til å ha samme fasevridning for hver modus. Stillingen hos antenneelementet tilsluttet til denne port er således hensiktsmessig referansestillingen fra hvilken, sidevinkelen måles. Det er imidlertid mulig å innføre en konstant fasevridning ved en av utgangene uten å forverre egenskapene. Om eksempelvis 180° fasevridning adderes til utgangsporten 1, kommer systemet fortsatt til å fungere. Den nye referansen kommer da til å bli det antenneelement som er tilsluttet inngangsporten med nummer 8. same phase shift for both modes:.. In reality it is going to have the same phase shift for each mode. The position of the antenna element connected to this port is thus appropriately the reference position from which the side angle is measured. However, it is possible to introduce a constant phase shift at one of the outputs without worsening the characteristics. If, for example, 180° phase shift is added to output port 1, the system will still work. The new reference will then be the antenna element connected to the input port with number 8.

På grunn av resiprositeten hos matrisen før effektdeling og fasetransformasjon kommer et signal på en inngangsport til å Due to the reciprocity of the matrix before power division and phase transformation, a signal on an input port will

gi en "fasetagg" som måles på utgangsportene. Det er således mulig å bestemme fra hvilken inngangsport et signal kommer ved å observere fasestillingen ved utgangsportene. provide a "phase tag" that is measured on the output ports. It is thus possible to determine from which input port a signal comes by observing the phase position at the output ports.

Et innkonmende signal kommer til å bli tatt imot av flere enn An incoming signal will be received by more than

et antenneelement,og det kan vises, som en første god tilnær-melse, at et signal som kommer inn med en vinkel^) kommer til å gi et signal ved utgangsporten b ifølge følgende ligning: an antenna element, and it can be shown, as a first good approximation, that a signal coming in at an angle ^) will give a signal at the output port b according to the following equation:

Det vesentlige å notere er at faseforskjellen mellom nærliggende utgangsporter er lik med sidevinkelen. Ålment er faseforskjellen c.& mellom signalene ved to utgangsporter (b) og (b-c). The important thing to note is that the phase difference between adjacent output ports is equal to the side angle. In general, the phase difference c.& between the signals at two output ports (b) and (b-c).

For videre informasjon innbefattende hvordan slike matriser tilvirkes, henvises det til de amerikanske patentskriftene 3,731,217 og 3,517,309. For further information including how such matrices are manufactured, reference is made to US Patents 3,731,217 and 3,517,309.

I visse tilfeller kan det ikke være mulig å montere en antenne med 360° synsfelt. I et slikt tilfelle kan noen av antenneelementene kobles bort fra matrisen for effektdeling og fasetransformasjon. Tilsvarende inngangsporter til matrisen kortsluttes Et slikt tilfelle er en antenne, som monteres i vingespissen på et fly. Hvis vingespissen defineres som 0 graders retningsvinkel, kommer elementene som er plassert innbyrdes likt mellom +135° og -135° til å gi dekning tilnærmelsesvis fra +90° til -90°. Et system av denne typen montert i hver av to vingespisser kommer til å gi 360° dekning. In certain cases, it may not be possible to mount an antenna with a 360° field of view. In such a case, some of the antenna elements can be disconnected from the matrix for power sharing and phase transformation. Corresponding input ports to the matrix are short-circuited. One such case is an antenna, which is mounted in the wing tip of an aircraft. If the wing tip is defined as 0 degree heading angle, the elements spaced equally between +135° and -135° will provide coverage approximately from +90° to -90°. A system of this type mounted in each of two wingtips will provide 360° coverage.

I stedet for å kortslutte noen inngangsporter hos matrisen for effektdeling og fasetransformasjon når et mindre synsfelt enn 360° ønskes, kan hver inngangsport tilsluttes til antenneelementer, som plasseres innbyrdes likt langs en sirkelbue, som er mindre enn 360°. I dette tilfellet er den målte faseforskjellen mellom par av utgangsporter stadig et mål på retningsvinkelen men forholdet mellom den målte faseforskjellen og retningsvinkelen blir ikke et helt tall. Instead of short-circuiting some input ports of the matrix for power sharing and phase transformation when a smaller field of view than 360° is desired, each input port can be connected to antenna elements, which are placed equally along an arc of a circle, which is less than 360°. In this case, the measured phase difference between pairs of output ports is still a measure of the direction angle, but the ratio between the measured phase difference and the direction angle does not become a whole number.

På andre siden utnyttes den fulle sirkelen med 360° dekning On the other side, the full circle is utilized with 360° coverage

når systemet monteres i nærheten av toppen på en fartøysmast. when the system is mounted near the top of a vessel's mast.

Det bør bemerkes at flere av utgangsportene er kortsluttet innenfor matrisen og aldri synlige utgangsporter. It should be noted that several of the output ports are shorted within the matrix and never visible output ports.

Det er instruktivt for diskusjon om omkobleren 13 å beskrive fasesammenlignerne 14 under antagelse av at fasesammenlignerne It is instructive for discussion of the switch 13 to describe the phase comparators 14 assuming that the phase comparators

14 er direkte tilsluttet til matrisens 12 utgangsporter. Fasesammenlignerne 14 omfatter et sett digitale fasediskriminatorer. Antallet digitale fasediskriminatorer bestemmer oppløsningsevnen hos systemet. En digital fasediskriminator kan gi en fasevinkel med muligvis 7 biter. Hver tilkommende digitale fasediskriminator øker oppløsningsevnen. I foreliggende eksempel finnes to 14 is directly connected to the matrix's 12 output ports. The phase comparators 14 comprise a set of digital phase discriminators. The number of digital phase discriminators determines the resolution of the system. A digital phase discriminator can provide a phase angle with possibly 7 bits. Each additional digital phase discriminator increases the resolution. In the present example there are two

digitale fasediskriminatorer for til slutt å tilveiebringe en 8 biters fasevinkelverdi. Hver digitale fasediskriminator måler faseforskjellen mellom to signaler på dens innganger, hvilke via omkobler 13 er tilsluttet til matrisens 12 utgangsporter. Denne faseforskjellen kommer til å ha en verdi som endres k ganger endringen i retningsvinkelen, der k er et positivt eller negativt helt tall. Det er mulig å tilslutte to digitale fasediskriminatorer slik, at en slik faseforskjell på inngangene til en av de to er et direkte mål på retningsvinkelen. Det fore-ligger imidlertid en feil avhengig av (bl.a.) N, som er antallet antenneelementer. Ved å anvende flere utgangsporter fra matrisen før effektdeling og fasetransformering, er det mulig å redusere feilen i høy grad. For eksempel har portpar med k=4,8 osv. blitt funnet å være anvendbare. Flere portkombinasjoner med ulike verdier på det hele tallet k anvendes. En høy verdi av k anvendes for å redusere feilen i retningsvinkelen og lav verdi av k for å tilveiebringe en entydig verdi. digital phase discriminators to finally provide an 8 bit phase angle value. Each digital phase discriminator measures the phase difference between two signals at its inputs, which via switch 13 are connected to the matrix's 12 output ports. This phase difference will have a value that changes k times the change in the direction angle, where k is a positive or negative integer. It is possible to connect two digital phase discriminators in such a way that such a phase difference at the inputs of one of the two is a direct measure of the direction angle. However, there is an error depending on (among other things) N, which is the number of antenna elements. By using several output ports from the matrix before power division and phase transformation, it is possible to reduce the error to a high degree. For example, gate pairs with k=4.8 etc. have been found to be applicable. Several port combinations with different values of the whole number k are used. A high value of k is used to reduce the error in the direction angle and a low value of k to provide an unambiguous value.

I foreliggende eksempel bør det derfor være åpenbart, at ettersom det bare finnes to digitale fasediskriminatorer i fasesammenlignerne 14, kreves kun tre kanaler, tilsluttet til utgangsportene hos matrisen 12 respektive. Kanalene er følge-lig, som i eksempelet, tilsluttet til utgangsportene BO-1, In the present example it should therefore be obvious that, as there are only two digital phase discriminators in the phase comparators 14, only three channels are required, connected to the output ports of the matrix 12 respectively. The channels are therefore, as in the example, connected to the output ports BO-1,

BO-2 og BO-14. Den ene av de digitale fasediskriminiatorene kommer til å sammenligne signaler fra portene BO-1 og BO-2 BO-2 and BO-14. One of the digital phase discriminators will compare signals from ports BO-1 and BO-2

for å gi k = 1, en lav verdi for entydighetsbestemmelse, to give k = 1, a low value for uniqueness determination,

den andre av de digitale fasediskriminatorene kommer til å sammenligne gignalene fra portene BO-2 og BO-14 for å gi k = 4, en høy verdi for å minske feilen i retningsvinkelen. Bemerk at hver verdi av k kommer til å fungere forutsatt the second of the digital phase discriminators will compare the signals from ports BO-2 and BO-14 to give k = 4, a high value to reduce the error in the direction angle. Note that every value of k is going to work provided

at de to verdiene ikke er like og forholdsvis lave. that the two values are not equal and relatively low.

Utsignalene fra fasesammenlignerne 14 på tilslutningene DO-1 The output signals from the phase comparators 14 on the connections DO-1

til DO-N er en kodet kombinasjon av binære signalnivåer som representerer retningsvinkelen, hvilken imidlertid ikke er entydig. Det er derfor nødvendig ytterligere å bearbeide de binære signalnivåene for å utelukke hver tvetydighet. to DO-N is a coded combination of binary signal levels representing the direction angle, which is however not unambiguous. It is therefore necessary to further process the binary signal levels to eliminate every ambiguity.

Om vi i øyeblikket således overser kalibratoren 15, mates utgangs-tilslutningene DO-1 til DO-N fra fasesammenlignerne 14 via kalibratoren 15 til inngangene på entydighetsberegneren 16. If we thus overlook the calibrator 15 at the moment, the output connections DO-1 to DO-N from the phase comparators 14 are fed via the calibrator 15 to the inputs of the ambiguity calculator 16.

Etter bearbeidelse mates et entydig binært tall i form av en kodet kombinasjon med åtte biter som representerer retningsvinkelen fra tilslutningene PO-1 til PO-8 til anvenderenhet 17. Enheten 17 kan utgjøres av en numerisk sifferpresentasjon eller til og med av en datamaskin som ytterligere bearbeider disse data sammen med andre data slik som avstand, høydevinkel osv. mottatt fra andre utrustninger. After processing, a unique binary number in the form of a coded combination of eight bits representing the direction angle from the connections PO-1 to PO-8 is fed to the user unit 17. The unit 17 can be constituted by a numerical digit representation or even by a computer that further processes these data together with other data such as distance, elevation angle etc. received from other equipment.

I visse utførelsesformer av retningsindikatorsystemet er hver utnyttet port fra matrisen 12 tilsluttet via en kanal inne-holdende begrensningsforsterker og en strekning transmisjons-ledning til de digitale fasediskriminatorene i fasesammenlignerne. Faseforskjellene mellom utgangssignalene fra matrisen 12 er hovedsaklig frekvensuavhengige, hvilket er av betydning for anvendelse av systemet. For å eliminere behovet av fasefølging i hver kanal anvendes en kalibreringsfremgangs-måte. Utsignalet fra en rundstrålende antenne eller et ut-signal fra matrisen 12 deles i et signal med lik fase og lik amplitude til hver begrensningsforsterker/transmisjonsled-ningskanal. Utverdiene fra fasesammenlignerne 14 gir da for-skjellene mellom fasevridningene i de ulike kanalene. Denne faseforskjell subtraheres deretter fra verdien av den retningsvinkel som genereres. In certain embodiments of the direction indicator system, each utilized port from the matrix 12 is connected via a channel containing limiting amplifier and a stretch of transmission line to the digital phase discriminators in the phase comparators. The phase differences between the output signals from the matrix 12 are mainly frequency independent, which is of importance for the use of the system. To eliminate the need for phase tracking in each channel, a calibration procedure is used. The output signal from an omnidirectional antenna or an output signal from the matrix 12 is divided into a signal with equal phase and equal amplitude to each limiting amplifier/transmission line channel. The output values from the phase comparators 14 then give the differences between the phase distortions in the various channels. This phase difference is then subtracted from the value of the direction angle that is generated.

Konkret finnes en konvensjonell i-fase effektdeler 19, som mottar et referansesignal og avgir dette referansesignal parallelt fra tre utgangsporter RO-1, RO-2 og RO-3. I praksis fås re-feransesignalet enten fra en rundstrålende antenne 22 eller fra en utgangsport BO-M på matrisen 12. Omkobler 20 vises for å indikere valgmulighetene av referansesignalkilde. Concretely, there is a conventional in-phase power divider 19, which receives a reference signal and emits this reference signal in parallel from three output ports RO-1, RO-2 and RO-3. In practice, the reference signal is obtained either from an omnidirectional antenna 22 or from an output port BO-M on the matrix 12. Switch 20 is shown to indicate the choice of reference signal source.

I hvert tilfelle finnes en omkobler 13, som har tre enpolte, toveis mikrobølgeomkoblere, hvis gjengete "bevegelige kontak-ter" er tilsluttet via utgangsportene S0-l,SO-2 og SO-14 til de tre kanalene -i fasesammenligneren 14, respektive. En av de faste kontaktene i hver omkobler er tilsluttet til en av utgangsportene i matrisen 12 og den andre inngangsporten på hver omkobler er '.tilsluttet til en av utgangsportene i effektdeleren 19. Cmkoblerdrivorganet SD-1, som reagerer på signaler fra ledning Cl, flytter den "bevegelige kontakten" til forskjellige stillinger. Når omkobleren 13 således er i den stilling, som vises, føres den ukalibrerte, ikke entydige binærpresentasjonen av retningsvinkelen til kalibratoren 15 In each case there is a switch 13, which has three single-pole, bidirectional microwave switches, whose threaded "moving contacts" are connected via the output ports S0-1, SO-2 and SO-14 to the three channels of the phase comparator 14, respectively. One of the fixed contacts in each switch is connected to one of the output ports of the matrix 12 and the other input port of each switch is connected to one of the output ports of the power divider 19. The switch driver SD-1, which responds to signals from wire Cl, moves the "moving contact" to different positions. When the switch 13 is thus in the position shown, the uncalibrated, ambiguous binary representation of the direction angle is fed to the calibrator 15

som følge av sijgnal på ledningen C2 fra kontrollenheten 18, as a result of the signal on wire C2 from the control unit 18,

og når omkobleren er i den andre stillingen føres en binær-representasjojv av en nullreferansevinkel til kalibratoren 15 and when the switch is in the second position, a binary representation of a zero reference angle is fed to the calibrator 15

som følge av et signal på ledningen C3 fra kontrollenheten 18. Deretter subtraheres den andre representasjonen fra den første representasjonen av kalibratoren 15 som følge av et signal på ledningen C4-. fra kontrollenheten 18 som styrer kalibratoren 15 til å .avgi en kalibrert men ikke entydig binærrep-resentasjon av retningsvinkelen til entydighetsberegneren 16. as a result of a signal on the wire C3 from the control unit 18. Then the second representation is subtracted from the first representation by the calibrator 15 as a result of a signal on the wire C4-. from the control unit 18 which controls the calibrator 15 to output a calibrated but not unambiguous binary representation of the direction angle to the ambiguity calculator 16.

Grunnenhetene i systemet kommer i det følgende til å beskrives ytterligere i detalj. The basic units in the system will be described in further detail below.

I fig. 4 vises fasesammenlignerne 14, hvilke omfatter: tre inngangskanaler ICI, IC2, IC3 som tar imot signaler fra portene SO-1, SO-2 og SO-14 i omkobleren 13; korrelatorer 14-1C In fig. 4 shows the phase comparators 14, which comprise: three input channels ICI, IC2, IC3 which receive signals from ports SO-1, SO-2 and SO-14 in the switch 13; correlators 14-1C

og 14-4C med dobbelinngangsporter, som trigonometrisk fasesammenligner signaler fra kanaler ICI og IC2 og fra IC2 til IC3 resp} analoge signalbehandlere 14-1A og 14-4A som omformer de analoge signalene på ledningene ASI og AC1 og de analoge signalene på ledningene AS4 til AC4 respektive, til en kodet kombinasjon av binære signalnivåer på ledningene DO-1 til DO-N. and 14-4C with dual input gates, which trigonometrically phase compare signals from channels ICI and IC2 and from IC2 to IC3 resp} analog signal processors 14-1A and 14-4A which convert the analog signals on lines ASI and AC1 and the analog signals on lines AS4 to AC4 respectively, to a coded combination of binary signal levels on wires DO-1 to DO-N.

Inngangskanalene kan ha to utførelsesformer. I utførelses-formen vist i fig. 4 skjer selve fasesammenligningene på en mellomfrekvens'. I et slikt tilfelle finnes intet behov for å utføre noen kalibreringer. I systemet finnes da intet behov av omkobler 13, effektdeler 19 og til disse hørende kretser, kalibrator 15 og kontrollenhet 18. Systemet har imidlertid en begrenset båndbredde. The input channels can have two designs. In the embodiment shown in fig. 4, the actual phase comparisons take place at an intermediate frequency'. In such a case there is no need to perform any calibrations. In the system, there is then no need for switch 13, power parts 19 and the associated circuits, calibrator 15 and control unit 18. However, the system has a limited bandwidth.

Ved anvendelse av mellomfrekvensteknikk omfatter hver kanal, tilkoblet i nevnte orden: et båndpassfilter BPF avstemt til systemets anvendte båndbredde: en begrenser LM som mater en blander MX hvilken tar imot blandingssignalet på ledningen IF fra lokaloscillatoren LO; en begrensningsforsterker LA, et etterfølgende båndpassfilter PF; og en i-fase effektdeler PD som mater samme fasesignal til to utgangstilslutninger 0C-1A og .0C-1B. Ved anvendelsen av ren radiofrekvensteknikk tilsluttes begrenseren LM direkte til begrensningsforsterkeren LA og blanderen MX og lokaliscillatoren LO kreves ikke. Anvendelsen av radiofrekvensteknikk tillater avføling av høyere båndbredder i radarpulser. When using intermediate frequency technology, each channel, connected in the aforementioned order, comprises: a bandpass filter BPF matched to the system's used bandwidth: a limiter LM which feeds a mixer MX which receives the mixed signal on the line IF from the local oscillator LO; a limiting amplifier LA, a subsequent bandpass filter PF; and an in-phase power divider PD which feeds the same phase signal to two output connections 0C-1A and .0C-1B. When using pure radio frequency technology, the limiter LM is connected directly to the limiting amplifier LA and the mixer MX and the local oscillator LO are not required. The application of radio frequency technology allows the sensing of higher bandwidths in radar pulses.

Korrelatoren 14-1C mottar signalene fra utgangsportene 0C-1B og 0C-2A fra kanalene ICI og IC2, hvilke er tilsluttet til inn-tilliggende utgangsporter på matrisen 12, på sine innganger, og avgir et signal proporsjonalt med sin © på sin utgang ASI og et signal proporsjonalt med cos® fra sin utgang AC1, der er faseforskjellen mellom de mottatte signalene (retningsvinkelen) . Hensiktsmessige korrelatorer er å finne i amerikansk patentskrift 3.800.221 i fig. 2. The correlator 14-1C receives the signals from the output ports 0C-1B and 0C-2A from the channels ICI and IC2, which are connected to adjacent output ports of the matrix 12, at its inputs, and emits a signal proportional to its © at its output ASI and a signal proportional to cos® from its output AC1, where is the phase difference between the received signals (the direction angle) . Suitable correlators can be found in US Patent 3,800,221 in fig. 2.

Signalene på ledningene ASI og AC1 mates til en analog digital-omformer 14-1A. Analog digitalomformeren 14-1A gir en digital presentasjon om n biter på ledningene DO-1 av den relative fasestillingen på inngangene til korrelatoren 14-1C. Slike analog omformere er velkjente for fagmannen. Korrelatoren 14-1C og den analoge signalbehandleren 14-4A er den samme med unntak av at de arbeider med faseforskjeller fra lengre bort belagte utgangsporter. The signals on the lines ASI and AC1 are fed to an analog-to-digital converter 14-1A. The analog-to-digital converter 14-1A provides a digital presentation in n bits on the wires DO-1 of the relative phase position on the inputs of the correlator 14-1C. Such analog converters are well known to those skilled in the art. The correlator 14-1C and the analog signal processor 14-4A are the same except that they work with phase differences from further away coated output ports.

Kalibratoren 15 som vises i fig. 5 omfatter: låsekretsene LI og L2 som har informasjonsinnganger parallelt tilsluttet til utgangene DO-1 til DO-N på fasesammenlignerne 14, portinngan-ger tilsluttet til ledninger C2 og C3 respektive og utganger tilsluttet til ledningene Ll-1 til Ll-N og ledningene The calibrator 15 shown in fig. 5 comprises: the latch circuits LI and L2 which have information inputs connected in parallel to the outputs DO-1 to DO-N on the phase comparators 14, gate inputs connected to lines C2 and C3 respectively and outputs connected to the lines Ll-1 to Ll-N and the lines

L2-1 og L2-N respektive; og en aritmetisk enhet AU, arbeidende som subtraherer og som har minuendinnganger tilsluttet til ledningene Ll-1 til Ll-N, subtrahendinnganger tilsluttet til ledninger L2-1 til L2-N, resultatutganger tilsluttet til til-slutninger CO-1 til CO-N og en styreinngang tilsluttet til ledningen C4. L2-1 and L2-N respectively; and an arithmetic unit AU, working as a subtracter and having minuend inputs connected to lines Ll-1 to Ll-N, subtracter inputs connected to lines L2-1 to L2-N, result outputs connected to connections CO-1 to CO-N and a control input connected to wire C4.

Det forutsettes at låsekretsene og den aritmetiske enheten arbeider med bakkanttrigging. Når pulsen på ledningen C2 opp-hører lades de binære signalnivåene på tilslutningene DO-1 It is assumed that the latch circuits and the arithmetic unit work with trailing edge triggering. When the pulse on line C2 stops, the binary signal levels on connections DO-1 are charged

til DO-N, representerende den ukalibrerte vinkel som måles, inn i låsekretsene LI. Når signalet på ledningen C3 opphører lades de binære signalnivåene, nå representerende fasekorreksjonene, inn i låsekretsene L2. Når signalet på ledningen C4 opphører, subtraherer den aritmetiske enheten AU innholdet i låsekretsene L2 fra innholdet i låsekretsene LI for å produsere en kalibrert verdi på tilslutningene CO-1 to DO-N, representing the uncalibrated angle being measured, into the latch circuits LI. When the signal on wire C3 ceases, the binary signal levels, now representing the phase corrections, are loaded into the latch circuits L2. When the signal on wire C4 ceases, the arithmetic unit AU subtracts the contents of latches L2 from the contents of latches LI to produce a calibrated value at terminals CO-1

til CO-N. to CO-N.

I fig. 6 vises en utførelsesform av kalibratoren 15A og som ikke krever omkobling av innganger. I fig. 1 finnes således intet behov av omkobler 13, omkobler 20, antenne 22 og i-fase effektdeleren 19. Inngangsportene hos fasesammenlignerne 14 In fig. 6 shows an embodiment of the calibrator 15A which does not require switching of inputs. In fig. 1 there is thus no need for switch 13, switch 20, antenna 22 and in-phase power divider 19. The input ports of the phase comparators 14

er i stedet direkte tilsluttet til matrisens 12 utgangsporter. Dessuten lagres digitale verdier representerende kalibrerings-korreksjoner i et minne RM1 av ROM-typen. Korreksjonene kan relateres til ulike arbeidsfrekvenser, begynnelseskalibrerin-ger eller lignende. Den ønskede kalibreringsverdien utvelges ved å legges tilsvarende registeradresse i adresseregisteret AR. Valget kan være statisk eller dynamisk. Foruten nevnte forskjell og det faktum at signalet på ledningen C3 styrer utlesningen av innholdet i det valgte registeret for å gi subtrahendverdien, arbeider kalibratoren 15A på samme måte som kalibratoren 15 i fig. 5. I ytterligere utførelse av systemet kan begge kalibratorene anvendes kaskadekoblet, is instead directly connected to the matrix's 12 output ports. In addition, digital values representing calibration corrections are stored in a memory RM1 of the ROM type. The corrections can be related to different working frequencies, initial calibrations or the like. The desired calibration value is selected by entering the corresponding register address in the address register AR. The selection can be static or dynamic. Apart from the aforementioned difference and the fact that the signal on wire C3 controls the reading of the contents of the selected register to give the subtrahend value, the calibrator 15A works in the same way as the calibrator 15 in fig. 5. In a further version of the system, both calibrators can be used cascaded,

idet kalibratoren 15 tar hånd om fasefeil i fasesammenlignerne og kalibratoren 15A tar hånd om andre systemfeil. as the calibrator 15 takes care of phase errors in the phase comparators and the calibrator 15A takes care of other system errors.

Entydighetsberegneren 16 kan utformes på flere måter. Den The uniqueness calculator 16 can be designed in several ways. It

kan utgjøres av et minne av ROM-typen hvori de binære signalnivåene adresserer register i minnet, der hvert register lagrer den statisk riktige verdien av vinkelen knyttet til den ikke entydige verdien som representeres av de binære signalnivåene. Informasjon for å realisere denne type av databehandling er å finne i nevnte NRL-rapport. Selv om dette er den foretrukne utførelsen av entydighetsberegner 16 kan likevel anvendes den korreksjonslogikk som vises i fig. 5 og 6 i nevnte amerikanske patentskrift 3.800.221. can be constituted by a ROM-type memory in which the binary signal levels address registers in the memory, where each register stores the statically correct value of the angle associated with the ambiguous value represented by the binary signal levels. Information to realize this type of data processing can be found in the aforementioned NRL report. Although this is the preferred embodiment of the ambiguity calculator 16, the correction logic shown in fig. can still be used. 5 and 6 of said US patent document 3,800,221.

I fig. 7 vises kontrollenheten 18, hvilken hovedsaklig genererer tidssekvensen. Om periodisk sampling ønskes tilsluttes den bevegelige kontakten i omkobleren SW1 til en frisvingende pulsgenerator PG. Hver gang pulsgeneratoren PG genererer en puls, slik som vises med kurveformen SWO i fig. 8, trigger pul-sens fremkant hver enkelt av de monostabile vippene OSI til OS4, hvilke genererer pulser med relative varigheter på den må-ten som vises med kurveformene C1W til C4W respektive. In fig. 7 shows the control unit 18, which mainly generates the time sequence. If periodic sampling is desired, the movable contact in switch SW1 is connected to a free-oscillating pulse generator PG. Each time the pulse generator PG generates a pulse, as shown by the waveform SWO in fig. 8, the leading edge of the pulse triggers each of the monostable flip-flops OSI to OS4, which generate pulses with relative durations in the manner shown by the waveforms C1W to C4W respectively.

Ved trigget sampling stilles omkoblere SW1 i den stilling som vises i fig. 7 for å tilsluttes til utgangen av Schmittriggeren ST, hvis inngang er tilsluttet til omhyllingskurvedetektor ED. Når som helst en mikrobølgeenergipuls er mottatt og har passert gjennom fasesammenlignerne 14, mates en del av denne puls via leder IP til omhyllingskurvedetektoren ED, hvilken avgir en puls til Schmittriggeren ST. En slik puls vises med kurveformen SWO i fig. 8. For triggered sampling, switch SW1 is set to the position shown in fig. 7 to be connected to the output of the Schmitt trigger ST, whose input is connected to the envelope curve detector ED. Whenever a microwave energy pulse is received and has passed through the phase comparators 14, a portion of this pulse is fed via conductor IP to the envelope detector ED, which outputs a pulse to the Schmitt trigger ST. Such a pulse is shown with the curve shape SWO in fig. 8.

Claims

1. Apparatus for providing representation of the direction of a microwave energy source, comprising an antenna arrangement (10) having N antenna elements equally spaced along a circular arc greater than 180° in a plane for receiving microwave energy, where N is an integer, greater than 4, and devices (12) for microwave power sharing and phase transformation having N input ports (BI) and an array of output ports (BO), characterized by a first array of connection means (11) for connecting each of the N the input ports (BI) of respective aforementioned antenna elements (10), n phase comparison devices (14), each with two input ports, where each individual phase comparison device (14) provides a coded combination of binary level signals indicating the phase difference between the signals arriving at the respective input ports, where n is an integer greater than 1 and less than N/2, a second arrangement of connecting means (13) for connecting the input port e in each of said phase comparator devices (14) to each different pair of output ports (BO) in said devices (12) for microwave power sharing and phase transformation, and devices (16) for ambiguity calculation connected via calibration devices (15) to said n phase comparator devices (14) and which is arranged to transform the binary level signals received in parallel form from all phase comparators into an unambiguous multi-digit representation of the direction of the microwave energy source as a function of the combination of binary level signals, said calibration devices (15) being arranged to initially adjust the coded combinations of the binary signal levels according to the phase errors introduced by said phase comparison devices.

2. Apparatus according to claim 1, where N is at least 8, as said devices (12) for microwave power sharing and phase transformation have at least 8 input ports (BI), characterized in that at least 3 of said output ports (BO-1, BO-2, BO-3) is connected to said second arrangement of connecting means (13), the second arrangement of connecting means (13) being connected to the phase comparator device (14) which comprises two phase discriminators which are connected in such a way that a phase difference at the input of a of the two is a direct measure of the direction angle, so that the phase difference between the signals from a pair of the output ports (BO-1, BO-7), connected to said second arrangement of connecting means (13) is approximately equal to p times the direction angle, and that the phase difference between the signals from another pair of output ports (BO-2, BO - 14) connected to said second arrangement of connecting means (13) is approximately equal to q times the direction angle, where p and q are constants.

3. Apparatus according to claim 1 or 2, characterized in that each of said devices for phase comparison includes a correlator device (14-nc) with two input ports (OC), a device (14-nA) for analog to digital conversion connected to the output of said correlator device (14-nC) and active connection devices (ICn) for connecting said second arrangement of connection devices (13) to the input ports of said correlator device.

4. Apparatus according to claim 3, characterized in that said active connection device includes devices for bandpass amplification.

5. Apparatus according to claim 3, characterized in that said active connection devices include devices (MX) for mixing which have input devices for information signal, connected to said other connection devices, output devices which are connected to the input ports of said correlator device and input devices for mixing signal as well as local oscillator device (LO) which generates a mixed signal, which is connected to said input schemes for•mixing signal.

6. Apparatus according to claim 1, characterized in that said calibration devices comprise a calibration signal source, devices for in-phase power sharing, which have an input connected to said calibration signal source, and which have n-output devices, a device for controlled switching to alternately connect said other connecting devices and said n-output devices to the inputs of said devices for phase comparison, a first array of memory devices for storing the coded combinations of binary signal levels generated by said phase comparator devices, when said switching devices connect said second array of connecting devices to the inputs of said devices for phase comparison, a second array of memory devices for storing the coded combinations of binary signal levels generated by said phase comparison devices when said switching devices connect said n-output devices to said phase comparison devices mutual comparison, and an arithmetic calculation device arranged to change the content of said first array of memory devices with respect to the content of said second array of memory devices to provide a further coded combination of binary signal levels.

7. Apparatus according to claim 6, characterized in that said calibration signal source consists of a further antenna device.

8. Apparatus according to claim 6, characterized in that said calibration signal source is constituted by an output port of said device for microwave effect division and phase transformation.

9. Apparatus according to claim 6, characterized in that it includes devices for controlling said switching device for periodic switching to the connections of said phase comparator devices.

10. Apparatus according to claim 7, where the microwave energy is received in pulses, characterized in that the apparatus further includes devices that react upon receiving the microwave energy pulses to control said switching devices for switching the connections to said phase comparator devices.

11. Apparatus according to claim 1, characterized in that said calibration devices include a source with at least one coded combination of binary signal levels representing a calibration value, an array of memory devices for storing the coded combinations of the binary signal levels generated by said phase comparator device and an arithmetic calculation device arranged to change the contents of said array of memory devices with respect to the coded combination of binary signal levels from said source for the purpose to produce a further coded combination of binary signal levels.

12. Apparatus according to claim 11, characterized in that said source consists of an addressable memory device which stores a plurality of coded combinations of binary signal levels and devices for selectively addressing said addressable memory device.