NO150059B

NO150059B - PROCEDURE AND APPARATUS FOR TRANSMITTING A MODULAR Acoustic SIGNAL

Info

Publication number: NO150059B
Application number: NO772988A
Authority: NO
Inventors: James I Bernard; Gerald A Strom
Original assignee: Schlumberger Technology Corp
Priority date: 1976-09-29
Filing date: 1977-08-30
Publication date: 1984-04-30
Also published as: DE2743871A1; FR2366586B1; GB1592994A; EG13641A; BR7706432A; GB1592995A; NO150059C; ES471490A1; OA05771A; FR2366586A1; GB1592993A; ES462412A1; IE45473L; NL7710508A; NO772988L; MX143691A; IE45473B1; DK432177A

Description

Denne oppfinnelse vedrører generelt måling av forholdene i et borehull under boring, og mer spesielt en fremgangsmåte og et apparat for fjernoverføring av måledata ved slike operasjoner under bruk av et akustisk signal som blir overført gjennom borevæsken under boring. This invention generally relates to measuring the conditions in a borehole during drilling, and more particularly a method and an apparatus for remote transmission of measurement data during such operations using an acoustic signal which is transmitted through the drilling fluid during drilling.

Forskjellige fremgangsmåter er foreslått for å over-føre data som representerer tilstander i et borehull under boring. Et slikt forslag bruker en teknikk der et akustisk signal som er modulert i samsvar med de avfølte tilstander, tilføres borefluidumet, for eksempel boreslam, for overføing til borehullets munning hvor det blir mottatt og dekodet i elektroniske overflate-kretser. Denne grunnleggende teknikken er beskrevet i detalj i US-patent nr. 3 309 656. I dette systemet blir det modulerte signalet tilført borefluidumet ved hjelp av en akustisk signalgenerator som omfatter et bevegelig organ for selektivt å avbryte strømmen av borefluidum. I det minste en del av strømmen av borefluidum går gjennom den akustiske generatoren, og det bevegelige organet hindrer selektivt denne strømmen og overfører en kontinuerlig akustisk bølge opp gjennom borehullet i borefluidumet. Various methods have been proposed to transfer data representing conditions in a borehole during drilling. Such a proposal uses a technique where an acoustic signal that is modulated in accordance with the sensed conditions is supplied to the drilling fluid, for example drilling mud, for transfer to the mouth of the borehole where it is received and decoded in electronic surface circuits. This basic technique is described in detail in US Patent No. 3,309,656. In this system, the modulated signal is applied to the drilling fluid by means of an acoustic signal generator which includes a movable member to selectively interrupt the flow of drilling fluid. At least part of the flow of drilling fluid passes through the acoustic generator, and the moving member selectively obstructs this flow and transmits a continuous acoustic wave up through the borehole in the drilling fluid.

Det akustiske signalet er fortrinnsvis fasemodulert som beskrevet i US-patent 3 789 355. Ved fasemodulasjon (PSK) blir de data som utledes som respons på de avfølte tilstander i hullet, først kodet i binærformat, og den akustiske signalgene-ratoren blir drevet med slike hastigheter at fasen til en bære-bølge med konstant frekvens som frembringes i borefluidumet, indikerer dataene. Særlig blir det anvendt en fasenøklingsmodula-sjon som er slik at fasen til bæresignalet blir endret bare ved hver mottakelse av data som har en på forhånd bestemt verdi. For binærkodede data kan for eksempel fasen til bærebølgen forandres for hver opptreden av en databit som er logisk 1. The acoustic signal is preferably phase modulated as described in US patent 3 789 355. In the case of phase modulation (PSK), the data derived in response to the sensed conditions in the hole are first coded in binary format, and the acoustic signal generator is powered with such velocities that the phase of a constant frequency carrier generated in the drilling fluid, the data indicate. In particular, a phase-keying modulation is used, which is such that the phase of the carrier signal is changed only at each reception of data that has a predetermined value. For example, for binary coded data, the phase of the carrier wave may change for each occurrence of a data bit that is logical 1.

Ideelt skjer faseforandringen av bæresignalet momentant ved opptreden av data av den spesielle verdi. Dette er fordi fjernoverføringsenheten«nede i hullet kontinuerlig overfører data til mottagerkretsene på overflaten hvor dataene så blir dekodet kontinuerlig. Alle forsinkelser ved utførelse av faseforandringen og ved tilbakeføring av det akustiske signalet til bærefrekvensen, innfører feil og/eller ineffektiviteter i systemet. Ideally, the phase change of the carrier signal occurs instantaneously upon the appearance of data of the particular value. This is because the remote transmission unit "down in the hole" continuously transmits data to the receiver circuits on the surface where the data is then continuously decoded. Any delays in performing the phase change and in returning the acoustic signal to the carrier frequency introduce errors and/or inefficiencies into the system.

I praksis kan derimot fasen til det akustiske signalet ikke forandres momentant som respons på data av den forutbestemte verdi. Systemets fysiske konstruksjon innfører iboende forsinkelser. Motorreguleringskretsene som driver den motordrevne akustiske generatoren blir følgelig regulert for å bevirke optimal respons av generatoren. Tidligere forslag som de ovennevnte US-patenter og US-patent nr. 3 820 063, har frembrakt mange kretser for utførelse av motorreguleringskretsene. I US-patentene 3 789 355 og 3 820 063 blir motorhastigheten midlertidig variert slik at når motoren bringes tilbake til den hastighet som frembringer bærefrekvensen, vil den ønskede grad av faseforanding være akkumulert. In practice, however, the phase of the acoustic signal cannot be changed instantaneously in response to data of the predetermined value. The physical construction of the system introduces inherent delays. The motor control circuits driving the motor driven acoustic generator are accordingly regulated to effect optimum response of the generator. Previous proposals such as the above-mentioned US patents and US Patent No. 3,820,063 have produced many circuits for implementing the motor control circuits. In US Patents 3,789,355 and 3,820,063, the motor speed is temporarily varied so that when the motor is brought back to the speed that produces the carrier frequency, the desired degree of phase shift will be accumulated.

I US-patent nr. 3 820 063 blir dette utført ved å variere motorhastigheten i en første retning inntil en forutbestemt grad av fasedreining er blitt akkumulert. Motorhastigheten blir så til-bakeført i den andre retningen til den hastighet som frembringer bærefrekvensen, i en forutbestemt tid, for derved å forsøke å akkumulere resten av den ønskede grad av faseforandring. In US Patent No. 3,820,063, this is accomplished by varying the motor speed in a first direction until a predetermined degree of phase rotation has been accumulated. The motor speed is then fed back in the other direction to the speed that produces the carrier frequency, for a predetermined time, thereby attempting to accumulate the remainder of the desired degree of phase change.

De ovennevnte forslag har ikke kunnet overvinne problemene i forbindelse med forandringer i omgivelsene til systemet for måling under boring. Disse variable forholdene kan ha en ødeleggende virkning på den nøyaktighet med hvilken hastigheten til drivmotoren for den akustiske generatoren tilbakeføres til den konstante hastighet som frembringer bærefrekvensen (bærehastigheten) under faseforandringen (under modulasjon). Forslagene synes å antyde avstemming av de respektive systemer slik at tilbakeføringen er tilnærmet lik akkumuleringen av den ønskede forandrings størrelse og avslutning av tilbakeføringen tilnærmet når hastigheten til motoren når bærehastigheten. Med forslagene har det imidlertid ikke lykkes å detektere den aktuelle hastigheten til motoren som ville tillate avslutning av hastighetsforandringen nøyaktig når den når bærehastigheten. Når det ikke lykkes å detektere den aktuelle motorhastighet, lykkes det heller ikke med disse forslagene å frembringe et system som tillater at tilbakeføringen skjer på kortest mulig tid, det vil si at det ikke har lykkes å frembringe et system som tillater drift av motoren med maksimal eksitasjon slik at man samtidig unngår å overskride eller under-skride bærehastigheten. Forslagene baserer seg på en separat fase- og frekvensreguleringskrets for å regulere fasen og frekvensen til de rette verdier etter tilnærmet tilbakeføring til bærehastigheten for å kompensere for underskridelse og overskridelse. En slik reguleringskrets krever imidlertid en forholdsvis lang The above proposals have not been able to overcome the problems associated with changes in the surroundings of the system for measurement during drilling. These variable conditions can have a devastating effect on the accuracy with which the speed of the acoustic generator drive motor is returned to the constant speed that produces the carrier frequency (carrier rate) during the phase change (during modulation). The proposals seem to imply tuning of the respective systems so that the feedback is approximately equal to the accumulation of the desired change size and termination of the feedback approximately when the speed of the engine reaches the carrying speed. However, with the proposals, it has not been possible to detect the actual speed of the motor which would allow termination of the speed change exactly when it reaches the carrying speed. When it is not possible to detect the relevant engine speed, these proposals also do not succeed in producing a system that allows the feedback to take place in the shortest possible time, that is to say that it has not been successful in producing a system that allows the operation of the engine at maximum excitation so that at the same time one avoids exceeding or falling short of the carrier speed. The proposals rely on a separate phase and frequency control circuit to regulate the phase and frequency to the correct values after approximately returning to the carrier speed to compensate for undershoot and overshoot. However, such a regulatory circuit requires a relatively long one

tid til å regulere motorhastigheten, og svikter dermed når det gjelder å minimalisere tilbakeføringsperioden. Siden tilbakefør-ingsperioden ikke kan minimaliseres, tillater forslagene enten unøyaktigheter i systemet eller frembringer et unødig langsomt kodings/data-overføringssystem. time to regulate engine speed, thus failing to minimize the return period. Since the reversal period cannot be minimized, the proposals either allow inaccuracies in the system or produce an unnecessarily slow encoding/data transfer system.

I tillegg til det ovennevnte problem med motorhastigheten, går det også ut over kvaliteten på modulasjonen. Forandringer i belastningen på drivmotoren som driver den akustiske generatoren, på grunn av forandringer i trykket eller strømnings-hastigheten eller viskositeten eller tettheten til borefluidumet, varierer for eksempel lengden av den tiden som trengs for å til-bakeføre motorhastigheten til den bærefrekvensfrembringende hastighet. Denne tidsvariasjonen varierer graden av faseforandring som akkumuleres under tilbakeføringen til bærehastigheten, og medfører at det behøves en lengre tidsperiode til å frembringe den riktige grad av faseforandring ved bærefrekvensen. Denne lengre tidsperioden tillater innføring av unøyaktigheter i systemet og/eller minskning av den dataoverføringshastighet som ellers ville kunne oppnås. In addition to the above motor speed problem, it also affects the quality of the modulation. Changes in the load on the drive motor driving the acoustic generator, due to changes in the pressure or flow rate or viscosity or density of the drilling fluid, for example, vary the length of time needed to return the motor speed to the carrier frequency producing speed. This time variation varies the degree of phase change that accumulates during the return to the carrier rate, and means that a longer period of time is needed to produce the correct degree of phase change at the carrier frequency. This longer period of time allows the introduction of inaccuracies into the system and/or the reduction of the data transfer rate that would otherwise be achievable.

De fremgangsmåter som er foreslått i de ovennevnte patenter, medfører en analog utførelse av motorreguleringskretsene. Fordi motorreguleringskretsene arbeider ved en relativt lav frekvens, har den analoge fremgangsmåten resultert i et system som kan arbeide med en datakodings/dekodingshastighet som er lavere enn den optimale. Slike analoge kretser lider dessuten av den iboende ulempe at de er ustabile over store temperaturområder, The methods proposed in the above-mentioned patents lead to an analogous design of the motor control circuits. Because the motor control circuitry operates at a relatively low frequency, the analog approach has resulted in a system that can operate at a data encoding/decoding rate that is less than optimal. Such analog circuits also suffer from the inherent disadvantage that they are unstable over large temperature ranges,

noe som resulterer i et system som er mindre pålitelig. I et borehull under boring varierer temperaturen normalt fra 25°C til 175°C, og dette forårsaker forandringer i karakteristikkene til de analoge kretser. Den analoge fremgangsmåten lider også under de barske omgivelser man kan møte under boring. De ekstreme resulting in a less reliable system. In a borehole during drilling, the temperature normally varies from 25°C to 175°C, and this causes changes in the characteristics of the analog circuits. The analogue method also suffers from the harsh environment that can be encountered during drilling. The extreme ones

vibrasjoner og sjokk som de analoge kretsene mottar, reduserer ikke bare deres levetid, men har også en tendens til å bringe kretsene ut av justering. Analoge kretser er videre også forholdsvis kostbare å fremstille og utprøve. vibrations and shocks that the analog circuits receive not only reduce their life but also tend to bring the circuits out of alignment. Analog circuits are also relatively expensive to manufacture and test.

Det kan mer spesielt bemerkes at US-patent nr. It can be more particularly noted that US patent no.

3 820 063 beskriver en analog krets for styring av en modulator i et system for måling under boring. Det er klart at den puls-generator, den digitale divisjonskrets og den flip-flop-krets som er vist på Fig. 2 i US-patentet, ikke frembringer digitale signaler. Denne del av kretsen svarer til en velkjent fasedetektorkrets som er vanlig brukt i analoge kretser. En analyse av detal-jene ved resten av kretsen viser at den har en fundamental analog utførelse. I denne analoge utførelse blir et signal som angir den momentane hastighet av motoren, sammenlignet med et signal som representerer den konstante frekvens, og differansen mellom disse signaler blir integrert. I forbindelse med foreliggende oppfinnelse er det under utvikling av den digitale utførel-se av en styrekrets for motoren, funnet at integrering av det momentane motorhastighetssignal og det signal som representerer den konstante frekvens, etterfulgt av en bestemmelse av når differansen mellom disse integrerte signaler oppnår en forutbestemt verdi, er en mer effektiv teknikk for "digitale" kretser. 3 820 063 describes an analogue circuit for controlling a modulator in a system for measurement during drilling. It is clear that the pulse generator, digital division circuit and flip-flop circuit shown in Fig. 2 of the US patent do not produce digital signals. This part of the circuit corresponds to a well-known phase detector circuit commonly used in analog circuits. An analysis of the details of the rest of the circuit shows that it has a fundamental analogue design. In this analog embodiment, a signal indicating the instantaneous speed of the motor is compared with a signal representing the constant frequency, and the difference between these signals is integrated. In connection with the present invention, during the development of the digital execution of a control circuit for the motor, it has been found that integration of the instantaneous motor speed signal and the signal representing the constant frequency, followed by a determination of when the difference between these integrated signals achieves a predetermined value, is a more efficient technique for "digital" circuits.

Oppfinnelsen tar sikte på å overvinne de ovennevnte og andre ulemper. Dette blir oppnådd ved hjelp av en fremgangsmåte og et apparat som nærmere angitt i patentkravene. The invention aims to overcome the above and other disadvantages. This is achieved by means of a method and an apparatus as specified in the patent claims.

Forskjelige særegne trekk og fordeler ved foreliggende oppfinnelse vil fremgå tydeligere av den følgende beskrivelse av en foretrukket utførelsesform i forbindelse med tegningene, der: Figur 1 er; en skjematisk tegning som viser et system for måling i et borehull under boring; Figur 2 er et blokkskjema over overførings-apparatet nede i hullet som anvendes i systemet på figur 1; Figur 3 er et kretsskjema som viser logiske kretser som brukes i overføringsapparatet på figur 2, og Figur 4 er et sett med eksempler på følgeformer som illustrerer virkemåten til overføringsapparatet nede i hullet. Figur 1 på tegningene viser et boresystem 10 i forbindelse med et system 12 for måling under boring i henhold til oppfinnelsen. For enkelthets skyld viser figur 1 et system for boring på land, men oppfinnelsen omfatter også boresystemer for boring til sjøs. Various distinctive features and advantages of the present invention will appear more clearly from the following description of a preferred embodiment in connection with the drawings, where: Figure 1 is; a schematic drawing showing a system for measuring in a borehole during drilling; Figure 2 is a block diagram of the down-hole transmission apparatus used in the system of Figure 1; Figure 3 is a circuit diagram showing logic circuits used in the transmission apparatus of Figure 2, and Figure 4 is a set of examples of follow-up forms illustrating the operation of the downhole transmission apparatus. Figure 1 in the drawings shows a drilling system 10 in connection with a system 12 for measurement during drilling according to the invention. For the sake of simplicity, figure 1 shows a system for drilling on land, but the invention also covers drilling systems for drilling at sea.

Etter hvert som boresystemet 10 borer et borehull As the drilling system 10 drills a borehole

14 som utgjør en brønn, avføler målesystemet 12 tilstander nede i hullet og frembringer et akustisk signal som blir modulert i samsvar med frembrakte data som representerer tilstandene nede i borehullet. Det akustiske signalet blir påført borefluidumet, vanligvis kalt boreslam, og signalet blir gjennom slammet overført til overflaten av borehullet 14. Ved eller nær overflaten av borehullet 14 blir det akustiske signalet detektert og behandlet for å frembringe registrerbare data som er representative for tilstandene nede i borehullet. Dette systemet er nå velkjent og er beskrevet i det ovennevnte US-patent 3 309 656. 14 which constitutes a well, the measuring system 12 senses conditions down in the hole and produces an acoustic signal which is modulated in accordance with produced data representing the conditions down in the borehole. The acoustic signal is applied to the drilling fluid, usually called drilling mud, and the signal is transmitted through the mud to the surface of the borehole 14. At or near the surface of the borehole 14, the acoustic signal is detected and processed to produce recordable data representative of the conditions downhole . This system is now well known and is described in the above-mentioned US patent 3,309,656.

Boresystemet 10 er konvensjonelt og omfatter en borestreng 20 og et boretårn (ikke vist) som representeres av en krok 22 som bærer borestrengen 20 i borehullet 14. The drilling system 10 is conventional and comprises a drill string 20 and a drilling tower (not shown) which is represented by a hook 22 which carries the drill string 20 in the borehole 14.

Borestrengen 20 omfatter en borkrone 24, ett eller flere vektrør 26 og en lengde med borerør 28 som strekker seg ned i hullet. Røret 28 er koplet til en medbringer 30 som strekker seg gjennom en roterende drivmekanisme 32. Igangsetting av den roterende drivmekanismen 32 (ved hjelp av utstyr som ikke er vist) dreier medbringeren 30 som igjen dreier borerøret 28 og kronen 24. Medbringeren 30 er opplagret i kroken via en svivel 34. The drill string 20 comprises a drill bit 24, one or more weight pipes 26 and a length of drill pipe 28 which extends down into the hole. The pipe 28 is connected to a carrier 30 which extends through a rotary drive mechanism 32. Actuation of the rotary drive mechanism 32 (by means of equipment not shown) rotates the carrier 30 which in turn rotates the drill pipe 28 and the bit 24. The carrier 30 is stored in the hook via a swivel 34.

I nærheten av inngangen til borehullet 14 er anordnet et konvensjonelt sirkulasjonssystem 40 for boreslam som sirkulerer slam ned i borehullet 14. Slammet blir sirkulert ned-over gjennom borerøret 28 under boring, kommer ut gjennom åpninger i kronen 14 inn i det ringformede rommet og strømmer tilbake opp gjennom hullet hvor det mottas av systemet 40. Sirkuleringssystem-et 40 omfatter en slampumpe 42 koplet for å motta slammet fra en slambeholder 44 via en rørlengde 46.En trykkutjevningsanordning 48 er koplet til pumpens 42 utgangsende for å fjerne eventuelle plutselige trykkpulser i slamstrømmen fra pumpen 42, for dermed å avgi en kontinuerlig strøm av slam ved sin utgangssåpning 50. En slamledning 52 kopler utgangsåpningen 50 på trykkutjevneren til medbringeren 30 via en svanehals 54 som er koplet til svivelen 34. Near the entrance to the borehole 14, a conventional drilling mud circulation system 40 is arranged which circulates mud down into the borehole 14. The mud is circulated downwards through the drill pipe 28 during drilling, exits through openings in the crown 14 into the annular space and flows back up through the hole where it is received by the system 40. The circulation system 40 comprises a mud pump 42 connected to receive the mud from a mud container 44 via a length of pipe 46. A pressure equalization device 48 is connected to the output end of the pump 42 to remove any sudden pressure pulses in the mud flow from the pump 42, so as to emit a continuous flow of mud at its outlet opening 50. A mud line 52 connects the outlet opening 50 of the pressure equalizer to the carrier 30 via a gooseneck 54 which is connected to the swivel 34.

Slam som kommer opp fra borehullet, strømmer ut i nærheten av borehullets 14 munning fra en åpning i foringen 56 som utgjør en strømningskanal 58 mellom veggene i borehullet 14 og borerøret 28. En slamledning 60 fører det tilbakevendende slammet fra åpningen i foringen 56 til slamgropen 44 for resirkulasjon. Mud coming up from the borehole flows out near the mouth of the borehole 14 from an opening in the liner 56 which constitutes a flow channel 58 between the walls of the borehole 14 and the drill pipe 28. A mud line 60 leads the returning mud from the opening in the liner 56 to the mud pit 44 for recycling.

Målesystemet 12 for måling under boring omfatter en akustisk signalgenererende enhet 68 nede i hullet og et datamot-taker- og dekodingssystem 70 ved overflaten. Den akustiske signalgenererende enheten 68 avføler tilstandene nede i borehullet og frembringer kodede akustiske signaler i boreslammet. Det akustiske signalet blir overført gjennom borefluidumet til mottaker- og dekodingssystemet 70 på overflaten for behandling og fremvisning. The measurement system 12 for measurement during drilling comprises an acoustic signal generating unit 68 down in the hole and a data receiver and decoding system 70 at the surface. The acoustic signal generating unit 68 senses the conditions down in the borehole and produces coded acoustic signals in the drilling mud. The acoustic signal is transmitted through the drilling fluid to the receiver and decoding system 70 on the surface for processing and display.

Til dette formål omfatter mottaker- og dekodingssystemet 70 en signalprosessor 72 og en registrerings- og frem-visningsenhet 74. Prosessoren 72 er koplet til slamledningene 52 ved hjelp av en ledning 76 og en trykktransduser 78. Det kodede akustiske signalet som overføres opp gjennom hullet gjennom borefluidumet, blir overvåket av transduseren 78, som igjen frembringer elektriske signaler til prosessoren 72. Disse elektriske signalene blir dekodet til meningsfylt informasjon som er representativ for tilstandene nede i borehullet, og den dekodede informasjon blir-registrert og fremvist ved hjelp av enheten 74. To this end, the receiver and decoding system 70 comprises a signal processor 72 and a recording and display unit 74. The processor 72 is connected to the mud lines 52 by means of a line 76 and a pressure transducer 78. The coded acoustic signal which is transmitted up through the hole through the drilling fluid, is monitored by the transducer 78, which in turn produces electrical signals to the processor 72. These electrical signals are decoded into meaningful information representative of the conditions down the borehole, and the decoded information is recorded and displayed using the device 74.

Et slikt datamottakings- og registreringssystem 70 er beskrevet i US-patent nr. 3 886 495, som det henvises til her for nærmere detaljer. Such a data receiving and recording system 70 is described in US Patent No. 3,886,495, to which reference is made herein for further details.

Den akustiske signalgenererende enheten 69 nede i The acoustic signal generating unit 69 down in

hullet er understøttet i et av vektrørene 26 ved hjelp av en opp-hengningsmekanisme 79 og omfatter generelt en modulator 80 gjennom hvilken i det minste en del av slamstrømmen .passerer. Modulatoren 80 blir drevet regulerbart for selektivt å forstyrre strømmen av borefluidum for derved å frembringe det akustiske signalet i slammet. Det er tilveiebrakt en hylse 82 for avføling av de for- the hole is supported in one of the weight tubes 26 by means of a suspension mechanism 79 and generally comprises a modulator 80 through which at least part of the mud flow passes. The modulator 80 is operated controllably to selectively disrupt the flow of drilling fluid to thereby produce the acoustic signal in the mud. A sleeve 82 is provided for sensing the pre-

skjellige tilstander nede i hullet og for å drive modulatoren 80 tilsvarende. Den genererende enheten 68 omfatter også en kraft-forsyning 84 for energisering av hylsen 82. En rekke sentrerings-anordninger 85 er anordnet for å holde modulatoren 80, hylsen 82 og kraftforsyningen sentralt i kraven 26. different conditions down the hole and to drive the modulator 80 accordingly. The generating unit 68 also includes a power supply 84 for energizing the sleeve 82. A series of centering devices 85 are arranged to keep the modulator 80, the sleeve 82 and the power supply centrally in the collar 26.

Kraftforsyningen 84 er nå velkjent på dette området og omfatter en turbin 86 anordnet i slamstrømmen for å drive rotoren i en vekselstrømsgenerator 88. En spenningsregulator 90 regulerer utgangsspenningen fra generatoren 88 til en hensiktsmessig verdi for anvendelse i hylsen 82. The power supply 84 is now well known in this area and comprises a turbine 86 arranged in the mud flow to drive the rotor of an alternating current generator 88. A voltage regulator 90 regulates the output voltage from the generator 88 to an appropriate value for use in the sleeve 82.

Modulatoren 80 er også velkjent på dette fagområdet. Den omfatter et bevegelig organ i form av en rotor 92 som er drei-bart montert på en stator 94. I det minste en del av slamstrømmen passerer gjennom åpninger i rotoren 92 og i statoren 94, og rota-sjonen av rotoren avbryter selektivt strømmen av borefluidum når åpningene ikke er på linje, og derved frembringes det akustiske signalet i borefluidumet. Rotoren 92 er koplet til en tannhjuls-drevkopling 96 som driver rotoren. Hylsen 82 er operativt forbundet med koplingen 96 for dreining av rotoren 92 med hastigheter som frembringer et akustisk signal i borefluidumet som har (1) en hovedsakelig konstant bærefrekvens som definerer en referansefaseverdi, og (2) en selektivt frembrakt fasedreining i forhold til referansefaseverdien ved bærefrekvensen. Fasedrei-ningen indikerer kodede dataverdier som representerer de målte tilstander nede i hullet. The modulator 80 is also well known in this field. It comprises a movable member in the form of a rotor 92 which is rotatably mounted on a stator 94. At least part of the sludge flow passes through openings in the rotor 92 and in the stator 94, and the rotation of the rotor selectively interrupts the flow of drilling fluid when the openings are not aligned, thereby producing the acoustic signal in the drilling fluid. The rotor 92 is connected to a gear drive coupling 96 which drives the rotor. The sleeve 82 is operatively connected to the coupling 96 for rotating the rotor 92 at speeds which produce an acoustic signal in the drilling fluid having (1) a substantially constant carrier frequency which defines a reference phase value, and (2) a selectively produced phase rotation relative to the reference phase value at the carrier frequency . The phase rotation indicates coded data values that represent the measured conditions down the hole.

I den foretrukne utførelsesform er drivkoplingen 96 og konstruksjonen av rotoren 92 og statoren 94 valgt for å frembringe 1/5 av en bæreperiode i det akustiske signalet for hver omdreining av motoren 102. In the preferred embodiment, the drive coupling 96 and the construction of the rotor 92 and the stator 94 are selected to produce 1/5 of a carrier period in the acoustic signal for each revolution of the motor 102.

En passende modulator 80 er vist og beskrevet i detalj i US-patent 3 7 64 970 som tilhører søkeren. Andre passende modulatorer 80 er beskrevet i enkelte av de ovennevnte US-patenter og i US-patentene 3 792 429 og 3 770 006. A suitable modulator 80 is shown and described in detail in applicant's US Patent 3,764,970. Other suitable modulators 80 are described in some of the above US patents and in US patents 3,792,429 and 3,770,006.

Hylsen 82 omfatter en eller flere følere 100 og tilhørende datakodende kretser 101 for måling av tilstander nede i hullet og frembringelse av kodede datasignaler som er representative for disse. Følerne 100 kan for eksempel være tilveiebrakt for å overvåke boreparametre slik som retningen av hullet (asimut av hullavviket), vekten på kronen, torsjon, etc. Følerne 100 kan være anordnet for å overvåke sikkerhetsmessige parametre, som for eksempel å detektere over trykksoner (motstandsmålinger) og fluiduminnstrømningskarakteristikker ved å måle temperaturen på boreslammet i den ringformede kanalen 58. I tillegg kan det være anordnet strålingsfølere som for eksempel gammfetrålingsfølsomme følere for å skjelne mellom skifre og sand og for dybdekorrela-s jon. The sleeve 82 comprises one or more sensors 100 and associated data coding circuits 101 for measuring conditions down in the hole and producing coded data signals that are representative of these. The sensors 100 can, for example, be provided to monitor drilling parameters such as the direction of the hole (azimuth of the hole deviation), the weight of the bit, torsion, etc. The sensors 100 can be arranged to monitor safety parameters, such as detecting above pressure zones (resistance measurements ) and fluid inflow characteristics by measuring the temperature of the drilling mud in the annular channel 58. In addition, there can be arranged radiation sensors such as, for example, gamma radiation-sensitive sensors to distinguish between shale and sand and for depth correlation.

Datakodingskretsene 101 er konvensjonelle og omfatter en multipleksanordning for koding av signalene fra følerne binært og så overføre dem i serie over en dataledning. En passende multipleks kodingsanordning er beskrevet i detalj i det ovennevnte US-patent nr. 3 820 063. Hylsen 82 omfatter også en motor 102 forbundet med koplingen 96, og motorreguleringskretser 104 for regulering av motorens 102 hastighet for å dreie rotoren 92 i modulatoren 80 ved de riktige hastigheter for å bevirke den ønskede akustiske signalmodulasjon. Motoren 102 er en konvensjonell tofase induksjonsmotor som i henhold til den foretrukne utførelsesform, blir drevet ved 60 Hz av motorreguleringskretsene 102. Det er ikke viktig at motoren 102 er en induksjonsmotor, andre typer motorer som for eksempel likestrøms servomotorer, kan også brukes. The data coding circuits 101 are conventional and comprise a multiplex device for coding the signals from the sensors in binary and then transmitting them in series over a data line. A suitable multiplex encoding device is described in detail in the above-mentioned US Patent No. 3,820,063. The sleeve 82 also includes a motor 102 connected to the clutch 96, and motor control circuitry 104 for controlling the speed of the motor 102 to rotate the rotor 92 in the modulator 80 at the correct speeds to effect the desired acoustic signal modulation. The motor 102 is a conventional two-phase induction motor which, according to the preferred embodiment, is driven at 60 Hz by the motor control circuits 102. It is not essential that the motor 102 is an induction motor, other types of motors such as DC servo motors can also be used.

Motorreguleringskretsene 104 er vist i forhold til motoren 102, til følerne 100 og kodekretsene 101 og til modulatoren 80 på figur 2. Motorreguleringskretsene 104 omfatter kretser (1) for opprettholdelse av den hovedsakelig konstante bærefrekvensen til det akustiske signalet som overføres i boreslammet ved den rette fase og (2) for å forandre frekvensen til det akustiske signalet og tilbakeføre det til bærefrekvensen for dermed å forandre dets fase med en forutbestemt verdi så hurtig som mulig som respons på de kodede data. I den foretrukne utførelsesform hvor data fra følerne 100 blir binært kodet, er faseforandringen på 180° • The motor control circuits 104 are shown in relation to the motor 102, to the sensors 100 and the encoder circuits 101 and to the modulator 80 in Figure 2. The motor control circuits 104 comprise circuits (1) for maintaining the substantially constant carrier frequency of the acoustic signal transmitted in the drilling mud at the correct phase and (2) to change the frequency of the acoustic signal and return it to the carrier frequency so as to change its phase by a predetermined value as rapidly as possible in response to the encoded data. In the preferred embodiment where data from the sensors 100 is binary coded, the phase change is 180° •

Motorreguleringskretsene 104 omfatter en motor-koplingskrets 110, slik som en konvensjonell dc/ac-inverter, for frembringelse av tofasespenning til tofasemotoren 102. The motor control circuits 104 comprise a motor coupling circuit 110, such as a conventional dc/ac inverter, for generating two-phase voltage to the two-phase motor 102.

En fasesignalgenerator 112 og en spenningsstyrt oscillator-(VCO)-krets 114 er tilveiebrakt for å frembringe et par fasesignaler <j>A, tyB og deres komplementer $ A, cj>B til motorkoplingskretsen 110. Fasesignalene er 90° ute av fase med hver-andre. Den spenningsstyrte oscillatorkretsen 114 er konvensjonell, og fasesignalgeneratoreh 112 omfatter konvensjonelle kretser for frembringelse av bølgeformer med tilnærmet 50 % nyttefaktor og deres komplementer. I den foretrukne utførelsesform arbeider oscillatorkretsen 114 på litt høyere frekvens enn 240 Hz under bærefrekvensoperasjon. Denne frekvensen tar hensyn til iboende sakking av induksjonsmotoren 102 og frembringer en frekvensmulti-plikas jonsf aktor på fire som er nødvendig for at fasesignal-generatoren 112 skal kunne frembringe fasesignalene <j>A, cf>B ved den ønskede frekvens på 60 Hz. For å forenkle Beskrivelsen vil motorsakkingen bli antatt å være neglisjerbar. A phase signal generator 112 and a voltage controlled oscillator (VCO) circuit 114 are provided to provide a pair of phase signals <j>A, tyB and their complements $A, cj>B to the motor coupling circuit 110. The phase signals are 90° out of phase with each -second. The voltage-controlled oscillator circuit 114 is conventional, and the phase signal generator 112 comprises conventional circuits for generating waveforms with approximately 50% efficiency and their complements. In the preferred embodiment, the oscillator circuit 114 operates at a slightly higher frequency than 240 Hz during carrier frequency operation. This frequency takes into account the inherent sagging of the induction motor 102 and produces a frequency multiplication factor of four which is necessary for the phase signal generator 112 to be able to produce the phase signals <j>A, cf>B at the desired frequency of 60 Hz. To simplify the description, the motor sag will be assumed to be negligible.

I den foretrukne utførelsesform av kretsen som opprettholder bærefrekvensen og fasen til det akustiske signalet ved fravær av valgte datasignaler, inneholder denne i kombinasjon med motorkoplingskretsen 110, fasesignalgenerator 112 og den spenningsstyrte oscillatorkretsen 114, fortrinnsvis en faselåse-sløyfe. In the preferred embodiment of the circuit which maintains the carrier frequency and the phase of the acoustic signal in the absence of selected data signals, this, in combination with the motor coupling circuit 110, the phase signal generator 112 and the voltage controlled oscillator circuit 114, preferably contains a phase lock loop.

Kretsene for opprettholdelse av fase'og frekvens The circuits for maintaining phase and frequency

innbefatter et tachometer 120 koplet til motoren 102 for å frembringe pulsserier hvis repetisjonsfrekvens indikerer den frekvens med hvilken motoren 102 drives. I den foretrukne utførelsesform er tachometeret 120 valgt til å frembringe seks perioder per omdreining av motoren. Dette forholdet i kombinasjon med konstruksjonen av modulatoren 80, konstruksjonen av drivkoplingen 96 og motorens 102 hastighet på 60 Hz, resulterer i frembringelse av et akustisk signal i boreslammet med en bærefrekvens på 12 Hz og i frembringelse av et tachometerutgangssignal wT med en frekvens på 360 Hz. includes a tachometer 120 coupled to the motor 102 to produce pulse trains whose repetition rate indicates the frequency at which the motor 102 is operated. In the preferred embodiment, the tachometer 120 is selected to produce six periods per revolution of the engine. This relationship, in combination with the construction of the modulator 80, the construction of the drive coupling 96 and the motor 102 speed of 60 Hz, results in the production of an acoustic signal in the drilling mud with a carrier frequency of 12 Hz and in the production of a tachometer output signal wT with a frequency of 360 Hz .

En behandlingskrets 122 for tachometersignalene er koplet til utgangen av tachometeret 120 for frembringelse av et forholdsvis lavfrekvent sløyfefrekvenssignal w_ Li og et forholdvis høyfrekvent motorf rekvenssignal cjm- Sløyf ef rekvenssignalet u)^ blir for eksempel frembrakt med en frekvens på 24 Hz og motorfrekvenssignalet u blir frembrakt med en frekvens på 720 Hz når motoren arbeider ved 60 Hz. Behandlingskretsen 122 er konvensjonell og omfatter nullgjennomgangskretser og frekvensmulti-pliserende/dividerende kretser. A processing circuit 122 for the tachometer signals is connected to the output of the tachometer 120 for generating a relatively low-frequency loop frequency signal w_Li and a relatively high-frequency motorf frequency signal cjm- Loop ef the frequency signal u)^ is produced, for example, with a frequency of 24 Hz and the motor frequency signal u is produced with a frequency of 720 Hz when the motor operates at 60 Hz. The processing circuit 122 is conventional and comprises zero crossing circuits and frequency multiplying/dividing circuits.

Faselåsesløyfen avsluttes av en fasedetektorkrets 124. Fasedetektorkretsen 124 reagerer på sløyfefrekvenssignalet coT Li og på et sløyfereferansesignal cj Lr på 24 Hz for selektivt å frembringe et oscillatorstyresignal på en ledning 126 som er operativt koplet til oscillatorkretsen 114 via en sløyfebryter 128. Fasedetektoren 124 er konvensjonell og kan omfatte en flip-flop med to innganger (ikke vist) som reagerer på signalene '"'j, og et lavpassfilter (ikke vist) koplet til utgangen av flip-flopen. Utgangen fra detektor 124 frembringer oscillatorstyre-signalet som en funksjon av differansen per sløyfeperiode mellom signalene og cu^ som skal indikere motorens 102 avvik fra bærefrekvensen, eller fasen. Som respons på styresignalet på ledning 126 forandrer oscillatorkretsen 114 eksitasjonsfrekvensen som til-føres motoren 102 via inverter 110 for å tilbakeføre motoren til og holde den i fase- og frekvens-låsing. The phase lock loop is terminated by a phase detector circuit 124. The phase detector circuit 124 responds to the loop frequency signal coT Li and to a loop reference signal cj Lr of 24 Hz to selectively produce an oscillator control signal on a line 126 operatively coupled to the oscillator circuit 114 via a loop switch 128. The phase detector 124 is conventional and may include a two-input flip-flop (not shown) responsive to the signals '"'j, and a low-pass filter (not shown) coupled to the output of the flip-flop. The output of detector 124 produces the oscillator control signal as a function of the difference per loop period between the signals and cu^ which shall indicate deviation from the carrier frequency, or phase, of the motor 102. In response to the control signal on line 126, the oscillator circuit 114 changes the excitation frequency supplied to the motor 102 via inverter 110 to return the motor to and keep it in phase and frequency locking.

Det ovennevnte US-patent nr. 3 870 063 viser og beskriver en annen faselåsekrets som arbeider etter liknende prinsipper. The above-mentioned US patent no. 3,870,063 shows and describes another phase-locking circuit that works according to similar principles.

Kretsene for forandring av hastigheten til motor The circuits for changing the speed of the motor

102 for dermed å forandre fasen til det akustiske signalet som respons på data fra følerne 100, er utført digitalt i den illustrerte og foretrukne utførelsesform. Den digitale utførelse med-fører en frekvens- og faseforandring i det akustiske signalet på en hurtig men likevel uhyre nøyaktig måte. Dimensjonen på motor-styrekretsene har blitt redusert i forhold til tidligere foreslåtte analoge systemer på grunn av den digitale utførelse, og pålitelig-heten er stor over variasjonsområder i omgivelsene. Om ønsket kan imidlertid også oppfinnelsen realiseres med analoge systemer. 102 to thereby change the phase of the acoustic signal in response to data from the sensors 100, is done digitally in the illustrated and preferred embodiment. The digital design involves a frequency and phase change in the acoustic signal in a fast but still extremely accurate way. The dimensions of the motor control circuits have been reduced compared to previously proposed analogue systems due to the digital design, and the reliability is high over varying ranges in the environment. However, if desired, the invention can also be realized with analogue systems.

Som beskrevet senere virker kretsene for forandring av motorhastigheten først til å sakke hastigheten til motoren 102 og så for å øke den for å akkumulere den totale fasedreining på 180°. Selv om en øke/sakke-sekvens også kan brukes, resulterer sakke/øke-sekvensen i at motoren 102 arbeider i et område med høyere torsjon og således modulerer det akustiske signalet mer nøyaktig og på kortere tid. As described later, the motor speed variation circuits act first to slow the speed of the motor 102 and then to increase it to accumulate the total phase rotation of 180°. Although an increase/decrease sequence can also be used, the decrease/increase sequence results in the motor 102 operating in a higher torque range and thus modulating the acoustic signal more accurately and in a shorter time.

Hastighetsforandringskretsen påvirker bryter 128 og et sett økings- og sakkings-brytere 130, 132 som henholdsvis styrer spenningsinngangen til oscillatorkretsen 114. I den illustrerte utførelsesform har økingsbryteren 130 en terminal samtidig forbundet med inngangen til oscillatorkretsen 114 og til en terminal på sløyfebryteren 128. Den har sin andre terminal forbundet med både en rampespenningsfrembringende krets og til sakkingsbryteren 132 via en motstand Ri. Rampespenningen trenger ikke være begrenset til en spenning som forandrer seg lineært. Den kan for eksempel forandre seg hovedsakelig eksponensielt med tiden. Som vist omfatter en RC-tidskrets seriekoplingen av en motstand R2 og en kondensator C mellom en spenning V, og jordpotensial, og det frembringes dermed en eksponensielt økende spenning. Når sløyfebryteren 128 er åpen, økingsbryteren 130 er i den lukkede stilling og sakkingsbryteren er åpnet, er følgelig inngangen til oscillatorkretsen 114 en rampespenning, noe som bevirker en utgang fra oscillatorkretsen 114 som øker med tiden og således med-fører økning av motorhastigheten som en økende funksjon av tiden. Dette sikrer at faseforandringen i det akustiske signalet blir ut-ført så raskt som mulig. The speed change circuit affects switch 128 and a set of step-up and step-down switches 130, 132 which respectively control the voltage input to oscillator circuit 114. In the illustrated embodiment, step-up switch 130 has a terminal simultaneously connected to the input of oscillator circuit 114 and to a terminal on loop switch 128. its second terminal connected to both a ramp voltage generating circuit and to the sag switch 132 via a resistor Ri. The ramp voltage need not be limited to a voltage that changes linearly. It can, for example, change mainly exponentially with time. As shown, an RC timing circuit comprises the series connection of a resistor R2 and a capacitor C between a voltage V, and ground potential, and an exponentially increasing voltage is thus produced. Consequently, when the loop switch 128 is open, the boost switch 130 is in the closed position and the sag switch is opened, the input to the oscillator circuit 114 is a ramp voltage, which causes an output from the oscillator circuit 114 that increases with time and thus causes the motor speed to increase as an increasing function of time. This ensures that the phase change in the acoustic signal is carried out as quickly as possible.

Sakkingsbryteren 132 har en terminal koplet til mot-standen Ri og således til bryteren 130. Den har sin andre terminal koplet til jord. Når økingsbryteren 130 er lukket og sakkingsbryteren 132 er i lukket stilling, forblir kondensatoren C som er blitt utladet gjennom motstand Ri til jord ved lukning av bryteren 132, utladet. I den foretrukne utførelsesform frembringer den utladede kondensatoren C ved lukking av bryteren 130 et spenningsnivå ved inngangen til oscillatorkretsen 114 som får utgangen fra oscillatorkretsen til å minske til omkring 180 Hz fra den ellers konstante bærefrekvensfrembringende utgang på omkring 240 Hz. The sag switch 132 has one terminal connected to the resistor Ri and thus to the switch 130. It has its other terminal connected to earth. When the increase switch 130 is closed and the decrease switch 132 is in the closed position, the capacitor C which has been discharged through resistance Ri to ground when the switch 132 is closed remains discharged. In the preferred embodiment, upon closing the switch 130, the discharged capacitor C produces a voltage level at the input to the oscillator circuit 114 which causes the output of the oscillator circuit to decrease to about 180 Hz from the otherwise constant carrier frequency producing output of about 240 Hz.

Hastighetsforandringskretsen omfatter en målsøkende faseakkumulator 140, en motorfrekvensdetektor 142 og en logisk styrekrets 144. Som respons på inngangssignaler fra målfase-akkumulatoren 140 og fra motorfrekvensdetektoren 142, frembringer den logiske styrekretsen 144 et sett styresignaler X, X og Z på et sett ledninger 145, 146, 147 til bryterne 128, 130, 132. Disse signalene blir frembrakt i en sekvens, hensiktsmessig innledet av data fra følerne 100, som: (1) først åpner sløyfebryteren 128 for å ta vekk styringen fra faselåsesløyfen, (2) lukker økningsbryteren 130 (sakkingsbryteren 132 er allerede blitt lukket) for å bevirke at et lavt spenningsnivå tilføres oscillatorkretsen 114 for dermed å bevirke hurtig sakking av motoren 102 og således forandre frekvensen til det akustiske signalet til omkring 180 Hz, (3) åpner sakkingsbryteren 132 mens økingsbryteren 130 fortsatt holdes lukket for å begynne økning av motorhastigheten tilbake til den bærefrekvensfrembringende hastighet, og (4) deretter åpner økingsbryteren 130 og lukker sløyfebryteren 128 for å til-bakeføre styringen av motoren 102 til faselåsesløyfen når motoren 102 har nådd den bærefrekvensfrembringende hastigheten. The speed change circuit comprises a target phase accumulator 140, a motor frequency detector 142 and a logic control circuit 144. In response to input signals from the target phase accumulator 140 and from the motor frequency detector 142, the logic control circuit 144 produces a set of control signals X, X and Z on a set of wires 145, 146 , 147 to the switches 128, 130, 132. These signals are produced in a sequence, suitably preceded by data from the sensors 100, which: (1) first opens the loop switch 128 to remove control from the phase lock loop, (2) closes the increment switch 130 ( the sag switch 132 has already been closed) to cause a low voltage level to be applied to the oscillator circuit 114 to thereby cause rapid sag of the motor 102 and thus change the frequency of the acoustic signal to about 180 Hz, (3) open the sag switch 132 while the boost switch 130 is still held closed to begin increasing the motor speed back to the carrier generating speed, and (4) then boost switch 130 opens and closes loop switch 128 to return control of motor 102 to the phase lock loop when motor 102 has reached the carrier frequency generating speed.

Det vises nå mer detaljert til de bølgeformer som It is now shown in more detail to the waveforms which

er vist på figur 4, der fase-akkumulatoren 140 frembringer et TPA-styresignal på lederen 148 en tid, kalt integrasjonsperioden IP, som svarer til akkumulasjonen av en forutbestemt grad av fasedreining, etter at et overgangsstarttidssignal (heretter kalt TS) er blitt frembrakt på en ledning 149. Ved begynnelsen av en integrasjonsperiode IP blir den logiske styrekretsen 144 aktivert til å frembringe styresignalene X, X og Z for å åpne sløyfebryter-en 128 og lukke økingsbryteren 130 og holde lukket sakkingsbryteren 132, for derved å oppnå sakking av motoren 102. is shown in Figure 4, where the phase accumulator 140 produces a TPA control signal on the conductor 148 for a time, called the integration period IP, which corresponds to the accumulation of a predetermined degree of phase rotation, after a transition start time signal (hereinafter called TS) has been produced on a wire 149. At the beginning of an integration period IP, the logic control circuit 144 is activated to produce the control signals X, X and Z to open the loop switch 128 and close the increment switch 130 and keep closed the droop switch 132, thereby achieving droop of the motor 102 .

Fase-akkumulatoren 140 er i virkeligheten en differensiell integrasjonskrets. Det vil si at under integrasjonsperioden integrerer fase-akkumulatoren 140 differansen mellom et 720 Hz motorref eransef rekvenssignal, '- Oy^- på en ledning 150 og motorfrekvenssignalet, (CJM, på ledning 152. I den illustrerte ut-førelse blir signalene u!^ og tiiR integrert. Differansen mellom disse signalene frembringer en indikasjon på den fasestørrelsen som blir akkumulert på grunn av hastighetsforandringene til motor 102. Når differansen mellom de integrerte verdiene av signalene på ledningene 150, 152 når en forutbestemt verdi på grunn av sakkingen av motorhastigheten, frembringer fase-akkumulatoren 140 TPA-signalet på ledning 146, noe som får den logiske styrekretsen 144 til å åpne bryteren 132. Dette tillater påbegynnelsen av den hurtige økningen av motorhastigheten tilbake mot den bærefrekvensfrembringende hastigheten. The phase accumulator 140 is actually a differential integrating circuit. That is, during the integration period, the phase accumulator 140 integrates the difference between a 720 Hz motor reference frequency signal, '-Oy^- on a wire 150 and the motor frequency signal, (CJM, on wire 152. In the illustrated embodiment, the signals become u!^ and tiiR integrated. The difference between these signals produces an indication of the amount of phase that is accumulated due to the speed changes of motor 102. When the difference between the integrated values of the signals on lines 150, 152 reaches a predetermined value due to the slowing of motor speed, produces the phase accumulator 140 the TPA signal on line 146, which causes the logic control circuit 144 to open the switch 132. This allows the initiation of the rapid increase of the motor speed back towards the carrier generating speed.

Som antydet ovenfor er motorreferansefrekvenssignal-et på ledning 150 i den illustrerte utførelsesform et signal på 720 Hz. Dette resulterer i at seksti perioder av motorrefe-ransefrekvenssignalet blir frembrakt for hver periode av bærefrekvensen på 12 Hz. Følgelig tilsvarer tretti perioder avtt/MR-signalet til 180° fase i bæresignalet på 12 Hz. As indicated above, the motor reference frequency signal on wire 150 in the illustrated embodiment is a 720 Hz signal. This results in sixty periods of the motor reference frequency signal being produced for each period of the carrier frequency of 12 Hz. Consequently, thirty periods of the avtt/MR signal correspond to 180° phase in the carrier signal of 12 Hz.

Siden det kreves en endelig tid til å tilbakeføre motorhastigheten til 60 Hz, som er den bærefrekvensfrembringende hastigheten, blir det under tilbakeføringen akkumulert fasedreining i tillegg til den som er bevirket ved sakkingen. Ved en typisk belastning på motoren har man funnet at omkring 65° forandring av bæresignalets fase oppnås under prosessen med å tilbakeføre motorens hastighet fra frekvensen på 45 Hz til den bærefrekvensfrembringende hastigheten på 60 Hz. Det er følgelig nødvendig å akkumulere en fasedreining på 115° i fase-akkumulatoren 140 før frembringelsen av TPA-signalet og således før begynnelsen av motorens hastighetsøkning tilbake mot 60 Hz. Siden 30 perioder av ^MR~ signalet svarer til 180° fasedreining av bæresignalet, trenger faseakkumulatoren 140 å akkumulere. Since a finite time is required to return the motor speed to 60 Hz, which is the carrier generating speed, during the return phase shift is accumulated in addition to that caused by the lag. With a typical load on the motor, it has been found that about a 65° change in the phase of the carrier signal is achieved during the process of returning the speed of the motor from the frequency of 45 Hz to the carrier frequency producing speed of 60 Hz. It is therefore necessary to accumulate a phase rotation of 115° in the phase accumulator 140 before the generation of the TPA signal and thus before the start of the motor's speed increase back towards 60 Hz. Since 30 periods of the ^MR~ signal corresponds to 180° phase rotation of the carrier signal, the phase accumulator 140 needs to accumulate.

115/180 x 30 = 19 perioder eller tellinger (Likn. 1) som differansen mellom det integrerte <^M- °g det integrerte ^j^-signalet. Beregningen i likn. 1 er betinget av det karakteristiske lineære forholdet mellom fasetap og fasevinning i det akustiske signalet som en funksjon av forandringen av motorfrekvenssignalet 115/180 x 30 = 19 periods or counts (Eq. 1) as the difference between the integrated <^M- °g the integrated ^j^ signal. The calculation in Eq. 1 is conditioned by the characteristic linear relationship between phase loss and phase gain in the acoustic signal as a function of the change in the motor frequency signal

Mengden av ytterligere akkumulert fasedreining på grunn av tilbakeføring av motorhastigheten, varierer med motor-belastningen. Fordi den fase- og frekvens-holdende kretsen imidlertid opererer med innganger som er to ganger bærefrekvensen på 12 Hz, virker den til å trekke motorhastigheten til låsing ved en fasedreining på 180° selv når fasedreiningskretsen resulterer i en fasedreining i området 91-269°. Som beskrevet senere kan og-så den målrettede verdien 115° fasedreining oppdateres og modifi-seres i henhold til belastningsforholdene på motoren 102. Denne oppdateringen tillater frekvensforandringskretsen å bevirke nesten den nøyaktige grad av fasedreining som er ønsket når den tilbake-fører motorhastigheten til hovedsakelig den bærefrekvensfrembringende hastigheten, ved hvilket tidspunkt den gir styringen tilbake til kretsen som opprettholder fasen og frekvensen. Dette minimaliserer den tid som kreves for faselåsesløyfen til nøyaktig å etablere den forutbestemte grad av fasedreining i det akustiske signalet ved bærefrekvensen. The amount of additional accumulated phase rotation due to motor speed reversal varies with motor load. However, because the phase and frequency holding circuit operates with inputs that are twice the carrier frequency of 12 Hz, it acts to pull the motor speed to lock at a phase shift of 180° even when the phase shift circuit results in a phase shift in the range of 91-269°. As described later, the targeted value of 115° phase shift can also be updated and modified according to the load conditions of the motor 102. This update allows the frequency change circuit to effect nearly the exact degree of phase shift desired as it returns the motor speed to substantially the the carrier generating rate, at which point it returns control to the circuit which maintains the phase and frequency. This minimizes the time required for the phase lock loop to accurately establish the predetermined degree of phase shift in the acoustic signal at the carrier frequency.

I den viste utførelse for å frembringe differensiell integrasjon, omfatter fase-akkumulatoren 140 et par digitale akkumulatorkretser i form av en motorfrekvensteller 154 og en tachometerreferansefrekvensteller 156. Motorfrekvenstelleren 154 kan på forhånd innstilles til en verdi som indikerer en ønsket grad av fasetap (d.v.s. målverdien på 115°) på grunn av sakkingen av motoren i løpet av integrasjonsperioden. I den foretrukne ut-førelsesform blir telleren 154 innstilt eller oppdatert etter hver koding ved hjelp av en målkompensasjonskrets 15_7 for å justere målverdien i samsvar med motorens 102 belastningsforhold. For å forenkle beskrivelsen av målfaseakkumulatoren vil det bli antatt at den målkompenserende kretsen 157 opprettholder målverdien på 115°, d.v.s. at det ikke inntreffer noen belastningsvariasjoner på motoren 102. In the embodiment shown to produce differential integration, the phase accumulator 140 comprises a pair of digital accumulator circuits in the form of a motor frequency counter 154 and a tachometer reference frequency counter 156. The motor frequency counter 154 can be preset to a value indicating a desired degree of phase loss (i.e. the target value of 115°) due to the sag of the motor during the integration period. In the preferred embodiment, the counter 154 is set or updated after each encoding by means of a target compensation circuit 15_7 to adjust the target value in accordance with the engine 102 load ratio. To simplify the description of the target phase accumulator, it will be assumed that the target compensating circuit 157 maintains the target value of 115°, i.e. that no load variations occur on the motor 102.

Målfase-akkumulatoren 140 omfatter også en digital komparator 158. Den digitale komparatoren 158 er koplet til utgangene fra tellerne 154, 156 og bestemmer når tachometerreferanse-frekvenstelleren 156 er blitt øket med en verdi på 19 mer enn motorfrekvenstelleren 154. Når dette inntreffer frembringer komparatoren 158 TPA-signalet til den logiske motorstyrekretsen 144, idet den indikerer at målverdien på 115° fasedreining er blitt akkumulert. The target phase accumulator 140 also includes a digital comparator 158. The digital comparator 158 is connected to the outputs of the counters 154, 156 and determines when the tachometer reference frequency counter 156 has been increased by a value of 19 more than the motor frequency counter 154. When this occurs, the comparator 158 produces The TPA signal to the motor control logic circuit 144, indicating that the target value of 115° phase rotation has been accumulated.

Motorfrekvensdetektoren 142 og den logiske styrekretsen 144 bevirker, som vist i detalj på figur 3, økning av motorhastigheten tilbake til den bærefrekvensfrembringende hastigheten på 60 Hz. Detektoren 142 omfatter en digital integrator som innbefatter et par innstillbare tellere 160, 162 som er koplet til utgangen på en R/S-flip-flop 164. Flip-flopen 164 har sin klokke-inngang koplet til ledning 152 for å motta motorfrekvenssignalet og frembringe et åpningssignal gjennom et par porter 166, 168 til tellerne 160, 162 via en ledning 170. Åpningssignalet på ledning 170 blir frembrakt ved fravær av Z-styresignalet på ledning 147 til tilbakestillingsterminalen på flip-flopen 164. Z-styresignalet på ledning 147 blir fjernet av den logiske styrekretsen 144 ved frembringelse av TPA-signalet (ved slutten av integrasjonsperioden IP) på ledning 148 fra målfase-akkumulatoren 140. The motor frequency detector 142 and the logic control circuit 144 cause, as shown in detail in Figure 3, to increase the motor speed back to the carrier frequency producing speed of 60 Hz. The detector 142 comprises a digital integrator which includes a pair of adjustable counters 160, 162 which are connected to the output of an R/S flip-flop 164. The flip-flop 164 has its clock input connected to line 152 to receive the motor frequency signal and produce an opening signal through a pair of gates 166, 168 to the counters 160, 162 via a line 170. The opening signal on line 170 is produced in the absence of the Z control signal on line 147 to the reset terminal of the flip-flop 164. The Z control signal on line 147 is removed of the logic control circuit 144 upon generation of the TPA signal (at the end of the integration period IP) on line 148 from the target phase accumulator 140.

Fordi motoren 102 har blitt sakket til en hastighet mindre enn 60 Hz ved tidspunktet for opptreden av TPA-signalet, er perioden til motorf rekvenssignalet u/'M lenger enn normalt. For-målet med de innstillbare tellerne 160, 162 er å bestemme når perioden til motorfrekvenssignalet 6>M indikerer at motorhastigheten er blitt øket til^bake til 60 Hz etter frembringelse av TPA-signalet. For dette formål har tellerne 160, 162 innstill-ingsledninger (ikke vist) som bestemmer det antall tellinger tellerne 160, 162 vil oppnå når perioden av tt/^-signalet er riktig for drift ved 60 Hz. Tellerne 160, 162 reagerer også på et 24 Because the motor 102 has been decelerated to a speed less than 60 Hz at the time of appearance of the TPA signal, the period of the motor frequency signal u/'M is longer than normal. The purpose of the adjustable counters 160, 162 is to determine when the period of the motor frequency signal 6>M indicates that the motor speed has been increased back to 60 Hz after generation of the TPA signal. To this end, the counters 160, 162 have setting lines (not shown) which determine the number of counts the counters 160, 162 will achieve when the period of the tt/^ signal is correct for operation at 60 Hz. The counters 160, 162 also respond to a 24

KHz høyfrekvensreferansesignal på en ledning 17 2 som frembringer et høyfrekvent klokkesignal til tellerne for å telle dem frem. Tellerne 160, 162 er på forhånd innstilt på den verdi som får et MFD-signal til å bli frembrakt på en ledning 174 hver gang 24 KHz-signalet på ledning 172 forårsaker at antall tellinger akkumulert av tellerne 160, 162 overstiger den på forhånd inn-stilte verdi. Perioden til åpningssignalet på ledning 170 avtar med tiden på grunnav økningen av motorhastigheten. Til slutt blir ikke MFD-signalet på ledning 174 frembrakt for en gitt periode av åpningssignalet. Når dette inntreffer, drives motoren 102 igjen med den bærefrekvensfrembringende hastigheten. KHz high frequency reference signal on a wire 17 2 which produces a high frequency clock signal to the counters to count them forward. The counters 160, 162 are preset to the value that causes an MFD signal to be generated on a wire 174 whenever the 24 KHz signal on wire 172 causes the number of counts accumulated by the counters 160, 162 to exceed the preset set value. The period of the opening signal on wire 170 decreases with time due to the increase in motor speed. Finally, the MFD signal on line 174 is not generated for a given period of the opening signal. When this occurs, the motor 102 is again driven at the carrier frequency producing speed.

Virkemåten til motorfrekvensdetektoren 142 vil bli bedre forstått når man betrakter den logiske styrekretsen 144 som er vist på figur 4. Den logiske styrekretsen 144 omfatter tre R/S-flip-floper (flip-floper med en inngang sett og en resett) The operation of the motor frequency detector 142 will be better understood when considering the logic control circuit 144 shown in Figure 4. The logic control circuit 144 comprises three R/S flip-flops (flip-flops with one input set and one reset)

180, 182, 184 og en Nandport 186. Flip-flopene 180, 184 frembringer respektivt et Y-signal på en ledning 187 og X- og X-signalene på ledningene 146, 145. Porten 186 er koplet til ledningene 146, 187 for frembringelse av Z-signalet på ledning 147 som en funksjon av X- og Y-signalene. 180, 182, 184 and a Nand gate 186. The flip-flops 180, 184 generate respectively a Y signal on a wire 187 and the X and X signals on the wires 146, 145. The gate 186 is connected to the wires 146, 187 for generation of the Z signal on wire 147 as a function of the X and Y signals.

Flip-flopene 180, 184 reagerer på tidssignalet TS på ledning 149 og blir satt når det inntreffer data med en forutbestemt logisk tilstand som avføles av følerne 100. Setting av flip-flopen 184 medfører at det frembringes en logisk 1 og en logisk 0 som signalene X og X, og dermed lukkes og åpnes henholdsvis økingsbryteren 130 og sløyfebryteren 128. Flip-flopen 180 frembringer en logisk 0 som signalet Y på ledning 187 når den settes av TS-signalet. Y-signalet blir så koplet til porten 186 for frembringelse av en logisk nulltilstand av signalet Z. Når TPA-signalet opptrer ved slutten av integrasjonsperioden IP, vil TPA-signalet på ledning 148 kople om flip-flop 180 og forandre signalet Y til en logisk en. I løpet av dette intervallet har signalet Z holdt sakkingsbryteren 132 lukket og har forhindret operasjoner av flip-flopen 182 ved hjelp av resettingsinngangen. The flip-flops 180, 184 respond to the time signal TS on line 149 and are set when data occurs with a predetermined logical state sensed by the sensors 100. Setting the flip-flop 184 means that a logical 1 and a logical 0 are produced as the signals X and X, thereby closing and opening increment switch 130 and loop switch 128, respectively. Flip-flop 180 produces a logic 0 as the signal Y on line 187 when set by the TS signal. The Y signal is then coupled to gate 186 to produce a logic zero state of signal Z. When the TPA signal occurs at the end of the integration period IP, the TPA signal on line 148 will toggle flip-flop 180 and change signal Y to a logic one. During this interval, the signal Z has kept the latch switch 132 closed and has prevented operations of the flip-flop 182 by means of the reset input.

Det skal gjentas at ved frembringelse av TS-tidssignalet og således ved begynnelsen av integrasjonsperioden IP, har signalene X, X og Z henholdsvis lukket bryter 130, åpnet bryter 128 og holdt bryter 132 lukket, noe som medfører sakking av motoren 102. It should be repeated that when generating the TS time signal and thus at the beginning of the integration period IP, the signals X, X and Z respectively have closed switch 130, opened switch 128 and kept switch 132 closed, which causes motor 102 to slow down.

Ved slutten av integrasjonsperioden, når målfase-akkumulatoren 140 har indikert at den ønskede fasedreining på 115° er blitt akkumulert, som indikert av TPA-signalet på ledning 148, forandrer flip-flop 180 tilstand. Dette er resultatet av at en logisk 0 tilføres dens datainngang og TPA-signalet tilføres dens klokke-inngang. Denne tilstandsforandringen frembringer en logisk 1 som Y-signal på ledning 187 og medfører at det frembringes en logisk 0 på ledning 147 som Z-signalet. Dette åpner sakkingsbryteren 132, avslutter sakkingsfasen til motorhastighetsfor-andringen og påbegynner hastighetsøkningen. At the end of the integration period, when target phase accumulator 140 has indicated that the desired phase shift of 115° has been accumulated, as indicated by the TPA signal on line 148, flip-flop 180 changes state. This is the result of a logic 0 being applied to its data input and the TPA signal being applied to its clock input. This state change produces a logical 1 as the Y signal on line 187 and results in a logical 0 being produced on line 147 as the Z signal. This opens the droop switch 132, ending the droop phase of the motor speed change and beginning the speed increase.

Det vises nå i tillegg til motorfrekvensdetektoren 142 som også er vist i detalj på figur 3, idet flip-flopene 164 og 182 blir frigjort når Z-signalet på ledning 147 forandres til en logisk O. En logisk 1 som tilføres data-inngangen på flip-flop 164 blir så klokket inn i denne av motorfrekvenssignalet uJM< noe som frembringer en logisk null ved en inngang på porten 166. En annen inngang på porten 166 mottar signalet uJM på ledning 152. Portene 166, 168 frembringer derved åpningssignalet på ledning 170 til tellerne 160, 162 for å innstille dem ved begy nelsen av hver periode av^M~signalet. Tellerne begynner så å telle med en hastighet på 24 KHz, bestemt av 24 KHz-signalet på en ledning 172. It is now shown, in addition to the motor frequency detector 142, which is also shown in detail in Figure 3, that the flip-flops 164 and 182 are released when the Z signal on line 147 changes to a logic 0. A logic 1 which is applied to the data input on the flip -flop 164 is then clocked into this by the motor frequency signal uJM< which produces a logical zero at an input on gate 166. Another input on gate 166 receives the signal uJM on line 152. The gates 166, 168 thereby produce the opening signal on line 170 to the counters 160, 162 to set them at the beginning of each period of the ^M~ signal. The counters then begin counting at a rate of 24 KHz, determined by the 24 KHz signal on a wire 172.

Ved slutten av åpningssignalet, d.v.s. ved slutten av en periode av motorfrekvenssignalet a'M< forblir flip-flop 182 At the end of the opening signal, i.e. at the end of a period of the motor frequency signal a'M< flip-flop 182 remains

i resettingstilstanden (idet den er blitt koplet til resettingstilstanden av Z-signalet på ledningen 147 ved at X-signalet gikk til den logiske nulltilstand, noe som indikerer slutten av modulasjonen), hvis telleren 162 har avgitt et signal, d.v.s. hvis en logisk 0 er blitt frembrakt på ledning 174 som MFD-signalet. Bare under forutsetning av at en logisk 1 er frembrakt på ledningen 174 til flip-flopen 182 når et logisk 1 åpningssignal inntreffer, in the reset state (having been coupled to the reset state by the Z signal on line 147 by the X signal going to the logic zero state, indicating the end of modulation), if the counter 162 has output a signal, i.e. if a logic 0 has been produced on line 174 as the MFD signal. Provided only that a logic 1 is produced on line 174 to flip-flop 182 when a logic 1 open signal occurs,

vil et klokkesignal bli tilveiebrakt via en ledning 188 til flip-flopen 184. Medmindre klokkesignalet blir frembrakt via ledningen 188, holder flip-flopen 184 X- og X-signalene i tilstandene logisk 1, logisk 0 som henholdsvis er satt av TS-tidssignalene. a clock signal will be provided via a line 188 to the flip-flop 184. Unless the clock signal is provided via the line 188, the flip-flop 184 holds the X and X signals in the logic 1, logic 0 states respectively set by the TS timing signals.

Når tellerne 160, 162 indikerer at perioden av åpningssignalet, d.v.s. lengden av en periode av motorfrekvens-siq= naletO/' M har blitt redusert til en verdi som svarer til en motorfrekvens på 60 Hz, vil det ikke opptre noe utgangssignal fra telleren 162. Den logiske 1 som er nødvendig for å forandre tilstanden til flip-flop 182, blir derved frembrakt. Dette frembringer et klokkesignal til og forandrer tilstanden til flip-flop 184 som i sin tur forandrer tilstandene til X- og X-signalene, og dermed lukkes sløyfebryter 128 og åpnes økningsbryteren 130. When the counters 160, 162 indicate that the period of the opening signal, i.e. the length of a period of motor frequency-siq= naletO/' M has been reduced to a value corresponding to a motor frequency of 60 Hz, no output signal will appear from the counter 162. The logical 1 necessary to change the state of the flip -flop 182, is thereby produced. This produces another clock signal and changes the state of flip-flop 184 which in turn changes the states of the X and X signals, thus closing loop switch 128 and opening increment switch 130.

For å forenkle beskrivelsen av kretsen som opprettholder frekvensen og fasen og av kretsen som opprettholder bærefrekvensen, er det hittil antatt at målkompenseringskretsen 157 har holdt målverdien til målfaseakkumulatoren på en konstant fase på 115°. Dette svarer til -at det ikke finnes belastningsfor-andringer på motoren 102. Under virkelige bore-operasjoner er det imidlertid forandringer i motorens belastning. Disse belast-ningsf orandringene er kvasi-statiske idet de vanligvis forandrer seg meget langsomt med tiden. Målkompenseringskretsen 157 detek-terer disse forandringene i belastningen på motoren 102 og justerer innstillingen til målfase-akkumulatoren 140, d.v.s. den målverdien som hittil er identifisert som 115°, for å bringe den totale fasedreining som frembringes først av sakkingen og så av hastig-hetsøkningen av motoren under kodingen til den totale ønskede verdi. Fordi kompensasjonskretsen arbeider kontinuerlig, er det ikke nødvendig med noen forhåndskjennskap til belastningstilstand-ene til motoren 102. To simplify the description of the circuit maintaining the frequency and phase and of the circuit maintaining the carrier frequency, it has been assumed heretofore that the target compensation circuit 157 has maintained the target value of the target phase accumulator at a constant phase of 115°. This corresponds to -that there are no load changes on the motor 102. During real drilling operations, however, there are changes in the motor's load. These load changes are quasi-static in that they usually change very slowly with time. The target compensation circuit 157 detects these changes in the load on the motor 102 and adjusts the setting of the target phase accumulator 140, i.e. the target value hitherto identified as 115°, to bring the total phase rotation produced first by the lag and then by the speed increase of the motor during encoding to the total desired value. Because the compensation circuit operates continuously, no prior knowledge of the load conditions of the motor 102 is required.

Claims

1. Method for transmitting a modulated acoustic signal to the surface through fluid in a borehole, which acoustic signal is representative of conditions measured in the borehole, comprising: a) operating a motor-driven acoustic signal generator at a constant rate to generate an acoustic signal in the borehole fluid, b) measuring at least one borehole parameter which is representative of the said condition, c) modulating the acoustic signal so that it represents the said measured parameter, by momentarily changing the speed of the generator to produce a phase change in the acoustic signal , characterized by: d) generation of a first digital signal related to the generator speed, under the influence of the mentioned speed change, e) generation of a second digital signal under the influence of the speed change, depending on the instantaneous speed of the generator, f) comparison of the first and the second digital signal to obtain the difference between di sse, g) generating a control signal when said difference is equal to a preselected value indicating a preselected phase change, and h) stopping the speed change in the generator under the influence of said control signal.

2. Method according to claim 1, characterized in that the change in the generator's speed first comprises a slowing of the engine speed to a first relatively low value, and in that the engine speed is then increased back to the normal constant value.

3. Method according to claim 1 or 2, characterized in that a signal representing the measured borehole parameter is transformed into a binary signal with a specific format, and that the speed change of the generator is made only for data with a special logic state.

4. Method according to one of the preceding claims, characterized in that the first digital signal is representative of the normal constant generator speed and that a digital integration of the first digital signal and the second digital signal is carried out over a period of time which mainly begins with the occurrence of a sensed condition or parameter value in the borehole.

5. Method according to claim 4, characterized in that the digital integration comprises presetting a programmable counter to a predetermined value, the counter reacting to either the first or the second signal.

6. Method according to one of the preceding claims, where the speed change of the generator comprises a reduction of the engine speed, characterized in that after the reduction of the engine speed has stopped, the engine speed is increased towards the normal constant value with a changeable acceleration value.

7. Apparatus for transmitting a modulated acoustic signal to the surface through fluid in a borehole, which acoustic signal is representative of a condition measured in the borehole, comprising a motor-driven acoustic signal generator (80) operating at a normally constant speed to generate an acoustic signal in the borehole fluid, a device (100) for measuring at least one parameter which is representative of the said condition, a speed control device (114, 128, 130, 132, 140,

142, 23 0) connected between the measuring device and the generator to modulate the acoustic signal so that it represents the aforementioned measured parameter by momentarily changing the speed of the generator so that a phase change is produced in the acoustic signal, characterized by an instantaneous generator speed signal source (120,122) connected to the generator, a reference frequency source (150), a digital accumulator (140) comprising a first counter (154) connected to the generator speed signal source 0.20, 122) and a second counter (156) connected to the reference frequency source (150), a comparator ( 158) connected to the outputs of said counters to generate a control signal when the difference between the counts on said outputs reaches a predetermined threshold value, and a control device (144) connected to the comparator to receive said control signal and connected to the speed control device (114, 128, 130, 132, 140, 142, 230) to stop said speed change under the influence of the control signal.

8. Apparatus according to claim 7, characterized in that it comprises a digital accumulator which, at its output, produces one of the mentioned digital signals which has a value indicating the instantaneous speed of the generator integrated over a period of time which mainly begins at the beginning of the speed change from its normal level, and in that the device for producing the digital signal comprises another digital accumulator which produces the second of the digital signals at its1 output, this having a value indicating the normally constant acoustic signal frequency integrated over the mentioned time period.

9. Apparatus according to claim 8, characterized in that the digital accumulators comprise digital counters. (154, 156).

10. Apparatus according to claim 9, where the aforementioned predetermined phase shift is less than the entire phase shift that is produced to reflect the measured conditions down in the borehole, the remainder of the total phase shift occurring when the motor is returned to the normal speed level, characterized in that at least one of the counters is a programmable counter set to a counting state corresponding to said predetermined phase shift.

11. Apparatus according to one of claims 7 to 10, characterized in that the stopping device comprises a digital comparator which reacts to the first and the second digital signal.

12. Apparatus according to one of claims 7 to 11, where the change of speed away from the normal level is a slowing down of the motor, characterized by a device for producing a ramp signal in response to the selected value of the difference between the digital signals is reached to effect an increase in motor speed as an increasing function of time.

13. Apparatus according to one of claims 7 to 12, comprising an acoustic: signal generator with a rotary valve transmitter having a rotor arranged to selectively interrupt the downward flow of drilling fluid, the system further comprising a motor for rotating the rotor, one or several sensors for sensing conditions down in the borehole and for producing coded sensor signals representative of these conditions, and a control circuit coupled to the sensor and to the motor to control the operation of the motor in response to the sensor signals, characterized by a tachometer coupled to the motor to provide the instantaneous motor speed to the digital signal generating device, the digital signal generating device and the means for stopping the motor speed change is part of the control circuit which further comprises a circuit for maintaining phase and frequency, which circuit acts to keep the motor speed at the normally constant level in accordance with a reference signal, and the means for changing the motor speed away from its normal speed includes a device to disconnect the circuit that maintains the phase and frequency away from the motor.