NO145811B

NO145811B - SENDER AMPLIFIER FOR PHONE SYSTEMS.

Info

Publication number: NO145811B
Application number: NO784313A
Authority: NO
Inventors: Peter Fred Blomley
Original assignee: Int Standard Electric Corp
Priority date: 1978-11-08
Filing date: 1978-12-21
Publication date: 1982-02-22
Also published as: SE8404228L; DE2856072B2; BE879902A; BR7901163A; PH16061A; RO80675A; SU1088677A3; JPH0228943B2; AU518350B2; AR217354A1; DE2856072A1; SE8404228D0; NL7812201A; EG14801A; SE437452B; HK49787A; CA1149980A; NZ189634A; ES476608A1; SE7902675L

Description

Foreliggende oppfinnelse angår en senderforsterker som blir matet over en telefonlinje, og som arbeider uavhengig av polariteten til likespenningen som den mates med fra linjen, hvilken forsterker omfatter en første transistor som, med sin arbeidselektrode, er koblet til den ene ledningstråden i telefonlinjen og en annen transistor-som også med én arbeidselektrode er koblet til den andre ledningstråden i telefonlinjen. Denne senderforsterkeren er.primært tenkt benyttet i telefonanlegg. The present invention relates to a transmitter amplifier which is fed over a telephone line, and which works independently of the polarity of the direct voltage with which it is fed from the line, which amplifier comprises a first transistor which, with its working electrode, is connected to one wire of the telephone line and another transistor-which is also connected with one working electrode to the other wire in the telephone line. This transmitter amplifier is primarily intended for use in telephone systems.

Slike forsterkere blir f.eks. benyttet i telefonapparater. Her er mikrofonen og telefonen hver for seg koblet via forsterkeren til telefonlinjen. Kretsene i telefonapparatet, og der-under også denne forsterkeren, blir vanligvis forsynt med like-strøm fra telefonlinjen. I disse tilfeller skal telefonapparatet arbeide uavhengig av polariteten til matespenningen,^ da man. uten prøving aldri kan få et sikkert utsagn om. polariteten til ledningstrådene ved tilkobling av telefonapparatet. Det er også ønskelig at koblingsanordningen i et slikt telefonapparat er konstruert slik at kretsene funksjonerer for et stort område av ulike parametre for telefonlinjen. Such amplifiers are e.g. used in telephone sets. Here, the microphone and the telephone are separately connected via the amplifier to the telephone line. The circuits in the telephone set, and below that also this amplifier, are usually supplied with direct current from the telephone line. In these cases, the telephone set must work independently of the polarity of the supply voltage,^ then Mon. without testing can never get a definite statement about. the polarity of the wires when connecting the telephone set. It is also desirable that the switching device in such a telephone set is designed so that the circuits function for a large range of different parameters for the telephone line.

Fra tysk patentsøknad DOS nr. 25 36 201 er det tidligere kjent en brokobling med to transistorer og to dioder, innsatt i en abonnentsløyfe i et telefonsystem. Over denne brokobling blir telefonapparatet forsynt med likestrøm. From German patent application DOS No. 25 36 201, a bridge connection with two transistors and two diodes, inserted in a subscriber loop in a telephone system, is previously known. Via this bridge connection, the telephone set is supplied with direct current.

r denne kjente kobling er den ene transistoren tilkoblet den ene tråden i abonnentledningen med sin emitter, mens den andre transistor har sin emitter koblet til den andre tråden i abonnentledningen. Den energiserende likestrøm flyter uansett polaritets-forholdene, gjennom en seriekobling som omfatter en diode og koblingsveien i en av transistorene. Likeoverfor en tidligere kjent brokobling omfattende fire dioder og med det formål å In this known connection, one transistor is connected to one wire in the subscriber line with its emitter, while the other transistor has its emitter connected to the other wire in the subscriber line. The energizing direct current flows regardless of the polarity conditions, through a series connection comprising a diode and the connection path in one of the transistors. Directly opposite a previously known bridge connection comprising four diodes and with the purpose of

beskytte mot polomkasting, har brokoblingen ifølge DOS protect against pole throwing, the bridge connection has according to DOS

nr. 25 36 201 allerede den fordel at forekommende spenningstap som skyldes spenningsfall over den nevnte seriekoblingen, blir redusert, fordi spenningsfallet over den gjennomkoblede arbeids-strekning i en transistor er mindre enn for en gjennomkoblet diode. På denne måte kan funksjonsdyktigheten til forsterkeren som anvendes i telefonapparatet bibeholdes, også ved lange tilkoblingslinjer, dvs. ved lave likespenninger ved apparatet. Denne brokoblingen har imidlertid de ulemper at på den ene side er spenningstapet ved den nevnte seriekobling fortsatt uønsket høy, og på den annen side vil basis-emitter strekningen til den transistor som ikke ligger i den gjennomkoblede brogrenen, ved korte tilkoblingslinjer gi en relativt høy sperrespenning, noe som fremtvinger bruk av svært høyverdige transistorer. No. 25 36 201 already has the advantage that occurring voltage losses due to voltage drops across the aforementioned series connection are reduced, because the voltage drop across the through-connected working path in a transistor is smaller than for a through-connected diode. In this way, the functionality of the amplifier used in the telephone set can be maintained, also with long connection lines, i.e. with low DC voltages at the set. However, this bridge connection has the disadvantages that, on the one hand, the voltage loss at the aforementioned series connection is still undesirably high, and on the other hand, the base-emitter section of the transistor that is not in the through-connected bridge branch will, with short connection lines, give a relatively high blocking voltage , which forces the use of very high quality transistors.

Hovedformålet med foreliggende oppfinnelse er å tilveie-bringe en senderforsterker av den ovenfor nevnte art, men hvor den likespenningsreduksjon som skyldes forsterkeren blir ytterligere redusert, og hvor man likevel kan benytte transistortyper med mindre tillatt sperrespenning, slik at forsterkeren forblir funksjonsdyktig under ekstreme betingelser i telefonlinjen. The main purpose of the present invention is to provide a transmitter amplifier of the above-mentioned type, but where the DC voltage reduction due to the amplifier is further reduced, and where transistor types with a smaller permissible blocking voltage can still be used, so that the amplifier remains functional under extreme conditions in the telephone line .

Dette oppnås ved å utforme senderforsterkeren i overens-stemmelse med de nedenfor fremsatte patentkrav. This is achieved by designing the transmitter amplifier in accordance with the patent claims set out below.

En fordel med oppfinnelsen er det videre at det ved motstanden foreligger en tilgjengelig spenning som tilsvarer matespenningen til telefonlinjen bare forminsket med spenningsfallet over seriekoblingen av kollektor-emitter strekningen til en transistor og basis-kollektor strekningen til en ytterligere transistor. Når begge transistorer befinner seg i åpen eller gjennomkoblet tilstand, kan det spenningstap som skyldes disse, være svært lite. Det analogt oppkoblede andre transistorpar befinner seg i sperreretning, hvorved sperrespenningen blir oppdelt i en ukritisk kollektor/emitter-strekning i den ene transistor og en ukritisk basis/kollektor-strekning i den andre transistor. An advantage of the invention is that there is an available voltage at the resistor which corresponds to the supply voltage of the telephone line only reduced by the voltage drop across the series connection of the collector-emitter section of a transistor and the base-collector section of a further transistor. When both transistors are in the open or through state, the voltage loss caused by these can be very small. The analogously connected second pair of transistors is located in blocking direction, whereby the blocking voltage is divided into an uncritical collector/emitter section in one transistor and an uncritical base/collector section in the other transistor.

Oppfinnelsen har ytterligere den fordel at den tredje The invention has the further advantage that the third

transistor og den fjerde transistor kan benyttes for ytterligere funksjoner, f.eks. for å oppnå en negativ hjelpespenning. For å få utviklet denne hjelpespenningen foreslås tatt i bruk de midler som er beskrevet i krav 2. transistor and the fourth transistor can be used for additional functions, e.g. to achieve a negative auxiliary voltage. In order to develop this auxiliary voltage, it is proposed to use the means described in claim 2.

En hensiktsmessig videreutførelse av oppfinnelsen er omtalt i krav 3. , Ved å ta denne utførelsen i bruk kan en billigere type transistor benyttes for de to siste transistorer. An appropriate further embodiment of the invention is described in claim 3. By adopting this embodiment, a cheaper type of transistor can be used for the last two transistors.

Krav 4 viser en fordelaktig utførelse av oppfinriélsen når senderforsterkeren i henhold til oppfinnelsen skal utføres i integrert form.' Det oppnås da at man får en refleksjon av ladningsbærere slik at forsterkningen blir høy for de inverst kob-.. lede tredje og fjerde transistorer ved lave strømstyrker. Detaljene som er omtalt i kravene 5 og 6 angir to fordel-aktige anvendelser av spenningsfallet over motstanden. Således kan denne spenningen ifølge krav 5 benyttes som kompénsasjons-spenning for å unngå fjerntaleforekomster, mens den ifølge krav 6 på egnet måte kan benyttes som reguleringsspenning i en motkob-lingssløyfe. Claim 4 shows an advantageous implementation of the invention when the transmitter amplifier according to the invention is to be implemented in integrated form. It is then achieved that a reflection of charge carriers is obtained so that the gain is high for the inversely connected third and fourth transistors at low currents. The details set forth in claims 5 and 6 indicate two advantageous applications of the voltage drop across the resistor. Thus, according to claim 5, this voltage can be used as a compensation voltage to avoid long-distance speech occurrences, while according to claim 6, it can be used in a suitable way as a regulation voltage in a feedback loop.

En slik utformet senderforstérker åpner også inngrepsmulig-hetene for ytterligere koblinger i et telefonapparat, uten at funksjonene til. motkoblingssløyfen blir forstyrret. For dette formål er de trekk som er nevnt i krav 7 foreslått. For at spenningsfallet over motstanden ikke skal belastes som strømfor-syning til den benyttede forsterker, er forholdsreglene ifølge' krav 8 foreslått. A transmitter amplifier designed in this way also opens up the intervention possibilities for further connections in a telephone device, without the functions of the feedback loop is disrupted. For this purpose, the features mentioned in claim 7 are proposed. In order that the voltage drop across the resistor is not burdened as a power supply to the amplifier used, the precautions according to claim 8 are proposed.

For å gi en klarere forståelse av foreliggende oppfinnelse vises til nedenstående detaljerte beskrivelse av utførelses-'* eksempler, samt til de ledsagende tegninger, hvor: fig. 1 viser en forsterker i henhold til foreliggende oppfinnelse, In order to provide a clearer understanding of the present invention, reference is made to the detailed description of embodiments below, as well as to the accompanying drawings, where: fig. 1 shows an amplifier according to the present invention,

fig. 2 viser en del av kretsen i henhold til fig. 1, her fig. 2 shows part of the circuit according to fig. 1, here

vist separat for å forklare virkemåten, shown separately to explain how it works,

fig. 3 viser i tverrsnitt og i forstørret fremstilling, en del av en integrert-krets utførelse av forsterkeren i henhold til fig. 1, fig. 3 shows, in cross-section and in an enlarged version, part of an integrated circuit design of the amplifier according to fig. 1,

fig. 4 viser et blokkdiagram for en krets som kan benyttes i fig. 4 shows a block diagram of a circuit that can be used in

en telefonkrets i henhold til foreliggende oppfinnelse, a telephone circuit according to the present invention,

fig. 5 er en ytterligere framstilling hvor de elementene i fig. 4 som ikke inngår i den integrerte kretsen, er vist spesielt. fig. 5 is a further representation where the elements in fig. 4 which is not part of the integrated circuit is shown separately.

I kretsen i fig. 1, som er konstruert for bruk som en telefor forsterker i et telefonapparat, er det benyttet 4 transistorer Tl, T2, T3,' og T4, av hvilke Tl og T2 er av en større dimensjon enn T3 In the circuit in fig. 1, which is designed for use as a telephore amplifier in a telephone set, 4 transistors Tl, T2, T3,' and T4 are used, of which Tl and T2 are of a larger dimension than T3

og T4. Når kretsén skål fremstilles som en integrert krets, and T4. When the circuit board is manufactured as an integrated circuit,

betyr det at transistorene kan være av samme type, men at Tl og T2 krever et større areal på den integrerte krets enn transistorene T3 og T4. Linjetrådene er vist ved Li og L2, og disse er forbundet med kollektorene til hver sin transistor. Transduceren, som i foreliggende tilfelle vil være en mikrofon, er via andre kretselementer, se fig. 4, forbundet med klemmene A og B og dermed også til basis for transistorene Tl og T2. Mottageren, det vil i dette tilfelle si høretelefonen eller høyttaleren hvis det er tale om en høyttalende telefon, er koblet slik at den vil drives av spenningene som utvikles over den ohmske motstanden Ri, se også fig. 4. this means that the transistors can be of the same type, but that T1 and T2 require a larger area on the integrated circuit than transistors T3 and T4. The line wires are shown at Li and L2, and these are connected to the collectors of each transistor. The transducer, which in the present case will be a microphone, is via other circuit elements, see fig. 4, connected to terminals A and B and thus also to the basis of the transistors Tl and T2. The receiver, in this case the earphone or the loudspeaker if it is a speaker phone, is connected so that it will be powered by the voltages developed across the ohmic resistance Ri, see also fig. 4.

Som allerede nevnt kan linjeklemmen LI være positiv eller negativ, og linjeklemmen L2 vil da ha motsatt verdi, altså være negativ eller henholdsvis positiv. Hvis således LI er positiv, »vil strømmen fra linjen flyte inn fra linjen Li, passere over kollektoremitterveien til transistoren Tl, motstanden Ri, basiskollektorveien til transistoren T3, og derfra gå tilbake til L2. Dersom L2 er positiv, vil strømmen flyte inn fra L2, over kollektoremitterveien til T2, motstanden RI, basiskollektorveien til T4 og derfra gå tilbake til LI. Det skal bemerkes at i begge tilfeller vil strømmen flyte i samme retning gjennom motstanden Ri. Således kan denne motstanden i virkeligheten benyttes til å definere, f.eks. over en tilbakekoblingssløyfe e.l., overførings-forsterkningen mellom punktene D og C ved enden av motstanden Ri og linjeterminalene. Dette vil forklares nærmere idet man bare betrakter en del av kretsen i fig. 1, slik som vist i fig. 2. As already mentioned, the line terminal LI can be positive or negative, and the line terminal L2 will then have the opposite value, i.e. be negative or positive respectively. Thus, if LI is positive, the current from the line will flow in from line Li, pass across the collector-emitter path of transistor Tl, the resistor Ri, the base-collector path of transistor T3, and from there return to L2. If L2 is positive, current will flow in from L2, across the collector-emitter path to T2, the resistor RI, the base-collector path to T4 and from there return to LI. It should be noted that in both cases the current will flow in the same direction through the resistor Ri. Thus, this resistance can in reality be used to define, e.g. over a feedback loop or the like, the transfer gain between points D and C at the end of the resistor Ri and the line terminals. This will be explained in more detail by considering only part of the circuit in fig. 1, as shown in fig. 2.

Enkelte av strøm- og spenningsforholdene som er relevante for driften av kretsen er vist i fig. 2. Spenningsforsterkningen fra Ri til linjen er definert av Some of the current and voltage conditions that are relevant to the operation of the circuit are shown in fig. 2. The voltage gain from Ri to the line is defined by

Vo er utgangsspenningen, og da a går mot 1, fås Vo is the output voltage, and as a goes towards 1, we get

ZL er den ytre linjens impedans og RI er verdien av den indre motstand koblet mellom de to knutepunktene C og D. Ett av knutepunktene er den felles forbindelse mellom emitterne til transistorene Tl og T2, og det andre er den felles forbindelse mellom basisene til T3 og T4. Således vil spenningsforsterkningen mellom linjen og RI ganske enkelt være et forhold mellom impedansene. ZL is the impedance of the outer line and RI is the value of the internal resistance connected between the two nodes C and D. One of the nodes is the common connection between the emitters of transistors Tl and T2, and the other is the common connection between the bases of T3 and T4. Thus, the voltage gain between the line and RI will simply be a ratio of the impedances.

Da hoveddelen av linjestrømmen II flyter gjennom utgangs-trinnet T3, kan middelverdien til spenningen over Ri benyttes til å overføre informasjon angående linjestrømmen. Dette gjør det mulig å forutsi endringer i linjens spenning/strømkarakteristikk på basis av sammenligninger mellom den midlere spenning over Ri og en nøyaktig intern spenningsstandard. As the main part of the line current II flows through the output stage T3, the mean value of the voltage across Ri can be used to transmit information regarding the line current. This makes it possible to predict changes in the line's voltage/current characteristics on the basis of comparisons between the average voltage across Ri and an accurate internal voltage standard.

Da transistoren T3 fører nesten hele linjestrømmen i sin kollektor/basiskrets, er transistoren i metning slik at spenningen på dens emitter er svært nær spenningen på kollektoren. Dette medfører at denne transistorens impedanse er meget lav slik at spenningsfallet som skyldes broforsterkeren er tilsvarende lavt. Dette forhold gir også det negative potensial som behøves for drivkretsene når forsterkeren utgjør en del av en telefonkrets. Det er tidligere forutsatt, i konstruksjonen av slike kretser, at både drivkretsene og utgangskretsene trenger en spenning som er svært nær spenningen på kretsens strømforsyning. Imidlertid vil, under drift ved svært lave spenninger, f.eks. når kretsen befinner seg ved enden av en lang linje, den tilgjengelige strømmen begrense utgangsspenningens utsving. Dette gjør det mulig å konstruere en krets som arbeider ved 1,5 volt, nor-malt innstilt av drivkretsen, og gir 1 volts spiss-til-spiss spenning på utgangsdrivspenningen dersom det er tilstrekkelig strøm til å drive den opp i en impedanse på omkring 300 ohm. As the transistor T3 conducts almost the entire line current in its collector/base circuit, the transistor is in saturation so that the voltage on its emitter is very close to the voltage on the collector. This means that the impedance of this transistor is very low so that the voltage drop caused by the bridge amplifier is correspondingly low. This ratio also provides the negative potential that is needed for the drive circuits when the amplifier forms part of a telephone circuit. It has previously been assumed, in the construction of such circuits, that both the drive circuits and the output circuits need a voltage which is very close to the voltage of the circuit's power supply. However, during operation at very low voltages, e.g. when the circuit is at the end of a long line, the available current limits the output voltage swing. This makes it possible to construct a circuit that operates at 1.5 volts, normally set by the driver circuit, and provides 1 volt peak-to-peak voltage on the output drive voltage if there is sufficient current to drive it up into an impedance of about 300 ohms.

Konfigurasjonen til transistoren T3 ble valgt fordi man ved andre konfigurasjoner ville få mulighet for emitter/basfsgjennom-slag som ville forårsake problemer. En studie av fig. 1 viser at i alle tilfeller "ser" linjestrømmen kollektoren til en NPN transistor. The configuration of the transistor T3 was chosen because with other configurations there would be the possibility of emitter/base breakdown which would cause problems. A study of fig. 1 shows that in all cases the line current "sees" the collector of an NPN transistor.

Det skal bemerkes at når linjen LI er positiv i forhold til linjen L2, har tilstedeværelsen av T2 og T4 relativt liten virkning på driften. På lignende måte vil, når L2 er positiv i forhold til LI, og T2 og T4 blir de effektive transistorer, tilstedeværelsen av Tl og T3 ha relativt liten virkning. It should be noted that when line LI is positive relative to line L2, the presence of T2 and T4 has relatively little effect on operation. Similarly, when L2 is positive relative to L1, and T2 and T4 become efficient transistors, the presence of T1 and T3 will have relatively little effect.

For å klargjøre beskrivelsen ytterligere, vil vi nå beskrive et praktisk eksempel. I en krets slik som vist i fig. 2, blir spenningsutsvinget på linjen i nærvær av et signal gitt av uttrykket 2(VBC + (IL)R + Vs) fra likespenningstråden V2, hvor VBC er basis-kollektorspenningen til T3 og Vs er spenningen over Tl i mettet tilstand. Multiplikasjonen med 2 er foretatt for å gi spiss-til-spiss verdien. I et praktisk tilfelle med IL = 8mA, To clarify the description further, we will now describe a practical example. In a circuit as shown in fig. 2, the voltage swing on the line in the presence of a signal is given by the expression 2(VBC + (IL)R + Vs) from the DC wire V2, where VBC is the base-collector voltage of T3 and Vs is the voltage across T1 in the saturated state. The multiplication by 2 is done to give the tip-to-tip value. In a practical case with IL = 8mA,

RI = 10 ohm, VBC = 0,7 V og Vs = 0,2 V, blir uttrykket i paren-tesen lik 0,98 V, forutsatt at spenningen over linjen bare er 1,8 V. Som allerede indikert, vil en slik lav spenningtilstand lett kunne opptre ved svært lange linjer. Med de angitte parametre får vi således en spenning på 1,6 V som spissverdi. Den ideelle strømbegrensningsverdi er da RI = 10 ohms, VBC = 0.7 V and Vs = 0.2 V, the expression in parentheses equals 0.98 V, assuming that the voltage across the line is only 1.8 V. As already indicated, such low voltage condition could easily occur on very long lines. With the specified parameters, we thus get a voltage of 1.6 V as the peak value. The ideal current limiting value is then

Imidlertid vil det ved overvåkning sees at på grunn av metningen til transistoren T3 blir en spenning tilgjengelig som er lik linjespenningen + VSAT. However, on monitoring it will be seen that due to the saturation of the transistor T3 a voltage is available which is equal to the line voltage + VSAT.

Verdien for linjestrømmen II antas for enkelhets skyld å være omkring 5mA, forutsatt at resten av kretsen, forsterkeren innbefattet, krever 3mA. Dermed vil den tilgjengelige strøm fra emitteren til transistoren T3 kunne nærme seg denne verdien, forutsatt at strømnivåene som er nevnt ikke er innbyrdes avhengig av hverandre. Imidlertid vil, når et signal tilføres, verdien til strømmen IL fluktuere, slik at den tilgjengelige belastnings-strøm også forandres. I et ekstremt tilfelle kan signalstrømmen forårsake at basisstrømmen går mot 0, noe som reduserer belast-ningsstrømmen som er tilgjengelig fra kretsen til henimot 0. For å unngå denne begrensningen og for å tillate negativ strøm gjennom broen, er kondensatoren Cl tilføyet. Denne kondensatoren lagrer energien fra de forekommende negative spissverdier. Vi får VC1 = VBE - (IL)R, hvor VCl er spenningen over kondensatoren Cl og R er verdien på motstanden RI. Motstanden R2 i emitterkretsen til T3, (og den tilsvarende motstand R3 for transistoren T4) benyttes for å unngå sløyfestrømmer som går rundt det nedre par i broen. The value for the line current II is assumed for simplicity to be around 5mA, assuming that the rest of the circuit, including the amplifier, requires 3mA. Thus, the available current from the emitter of the transistor T3 will be able to approach this value, provided that the current levels mentioned are not interdependent. However, when a signal is applied, the value of the current IL will fluctuate, so that the available load current will also change. In an extreme case, the signal current can cause the base current to go towards 0, reducing the load current available from the circuit towards 0. To avoid this limitation and to allow negative current through the bridge, the capacitor Cl is added. This capacitor stores the energy from the occurring negative peak values. We get VC1 = VBE - (IL)R, where VCl is the voltage across the capacitor Cl and R is the value of the resistor RI. The resistor R2 in the emitter circuit of T3, (and the corresponding resistor R3 for the transistor T4) is used to avoid loop currents going around the lower pair in the bridge.

Når en krets, slik som beskrevet ovenfor, skal realiseres ved en integrert krets, er det nødvendig å sikre seg at substrat-injeksjonen i transistorene T3 eller T4 elimineres, avhengig av retningen til strømmen som flyter mellom linjen LI og L2. Da en av disse transistorene er mettet i det ene eller annet av disse to tilfeller, kan kollektorbasisveien til den av transistorene T3 og T4 som leder, injisere ladning inn i substratet, og denne strøminjeksjon som kan være så meget som 30 - 50% av II, kan føre til vanskeligheter på grunn av spenningsforandringer som den forårsaker ved punktet E, fig. 2. For at kretsen skal være effektiv, må injeksjonen av dette substratet bli redusert til maksimalt 1% av linjestrømmen. Samtidig må imidlertid ikke tilbakestrømsforsterkningen i transistorene T3 ellr T4 degra-deres, for i så fall ville den negative spenning som blir tilgjengelig ved punkt E forandres på en måte som avhenger av strømmen som til enhver tid forbrukes i belastningskretsene. When a circuit, as described above, is to be realized by an integrated circuit, it is necessary to ensure that the substrate injection in the transistors T3 or T4 is eliminated, depending on the direction of the current flowing between the line LI and L2. When one of these transistors is saturated in either of these two cases, the collector-base path of the conducting transistor T3 and T4 can inject charge into the substrate, and this current injection can be as much as 30 - 50% of II , can lead to difficulties due to voltage changes which it causes at point E, fig. 2. For the circuit to be efficient, the injection of this substrate must be reduced to a maximum of 1% of the line current. At the same time, however, the reverse current amplification in the transistors T3 or T4 must not be degraded, because in that case the negative voltage that becomes available at point E would change in a way that depends on the current that is consumed in the load circuits at all times.

Vanskelighetene som er beskrevet ovenfor for substratinjek-sjonen, gjelder selvsagt ikke hvis man realiserer kretsen ovenfor v.hj.a. diskrete komponenter. For å unngå vanskelighetene i en integrert kretsimplementering, blir transistoren T3 (og også T4) omgitt av en feltbarriere, som er effektiv ved lave strømmer, og en substratvegg, som er effektiv ved høye strømmer. Denne løs-ningen er vist skjematisk i fig. 3, som viser arrangementet for transistoren T3, dannet ved en N+ region for emittereh, én P region for basis, og en N region for kollektoren. Feltbarrieren er BN+ regionen vist ved 1 og substratveggen er P(ISO) regionen 2, som omgir barrieren og ér koblet til den over kontakten 3. Fordelen med feltbarrieren 1 er at den gir en effektiv refleksjon., av ladningsbærere fra veggen og sidene slik at ved lave strømmer (5 - 20mA). forblir tilbakestrømsforsterkningen til transistoren høy. Imidlertid vil, når strømmen øker, lekkasjen av ladnings-bærerne under barrieren ved A forårsake en markert økning i substratstrømmen. Det er for å unngå dette at en flytende substratvegg 2 benyttes, og denne veggen er isolert fra det aktuelle substrat av området BN+, som samler opp alle sprede-minoritets-ladningsbærere.. ' . The difficulties described above for the substrate injection obviously do not apply if one realizes the circuit above v.hj.a. discrete components. To avoid the difficulties of an integrated circuit implementation, the transistor T3 (and also T4) is surrounded by a field barrier, which is effective at low currents, and a substrate wall, which is effective at high currents. This solution is shown schematically in fig. 3, showing the arrangement for the transistor T3, formed by an N+ region for the emitter, a P region for the base, and an N region for the collector. The field barrier is the BN+ region shown at 1 and the substrate wall is the P(ISO) region 2, which surrounds the barrier and is connected to it via contact 3. The advantage of the field barrier 1 is that it provides an effective reflection of charge carriers from the wall and sides so that at low currents (5 - 20mA). the reverse current gain of the transistor remains high. However, as the current increases, the leakage of the charge carriers below the barrier at A will cause a marked increase in the substrate current. It is to avoid this that a floating substrate wall 2 is used, and this wall is isolated from the substrate in question by the area BN+, which collects all scattered minority charge carriers.. ' .

Substratstrømmen som er omtalt ovenfor, frembringes som et resultat av spenningsfallet over R2 (eller selvfølgelig R3 for-transistoren T4), og som allerede indikert forårsakes den av sub-barriérelekkasje særlig ved høyere strømnivåer. Da levetiden til minoritetsladningsbærerne som på denne måten blir injisert inn i substratet, er meget liten i den nedsenkede regionen, vil P veggen være effektiv for å begrense substratstrømmen. Faktumet at P+ (ISO) veggen er anbrakt etter N+ barrieren, gir en god reversforsterkning for transistoren, p.g.a. en oppstabling av minoritetsbærere i N+ regionen, og fordi den frembringer et oppsamlingssystem for spredeladningsbærerne som diffunderer gjennom den nederste delen av N+ barrieren. The substrate current discussed above is produced as a result of the voltage drop across R2 (or of course R3 for the transistor T4) and as already indicated is caused by sub-barrier leakage especially at higher current levels. As the lifetime of the minority charge carriers which are thus injected into the substrate is very small in the immersed region, the P wall will be effective in limiting the substrate current. The fact that the P+ (ISO) wall is placed after the N+ barrier provides a good reverse gain for the transistor, due to a stacking of minority carriers in the N+ region, and because it produces a collection system for the scattered charge carriers that diffuse through the lower part of the N+ barrier.

Vi har allerede vist til det faktum at transistorene Tl og T2 må være relativt store transistorer, slik at en fornuftig verdi på V(BE) oppnås med en strøm på 150 mA. I utførelsen med en integrert krets sikres dette ved å sørge for at Tl og T2 opptar et meget større areale på den integrerte komponent enn transistorene T3 og T4. We have already referred to the fact that the transistors T1 and T2 must be relatively large transistors, so that a reasonable value of V(BE) is obtained with a current of 150 mA. In the version with an integrated circuit, this is ensured by ensuring that Tl and T2 occupy a much larger area on the integrated component than transistors T3 and T4.

Fig. 4 viser hvordan en krets slik som den i fig. 1 inn-korporeres i en telefonkrets, idet broforsterkeren i fig. 1 er vist ved blokken 1, benevnt broforsterker. De andre blokkene er identifisert på følgende måte: Fig. 4 shows how a circuit such as the one in fig. 1 is incorporated into a telephone circuit, the bridge amplifier in fig. 1 is shown at block 1, called bridge amplifier. The other blocks are identified as follows:

Som det fremgår av beskrivelsen til fig. 1 er funksjonen til broforsterkeren 1 å viderebefordre sendersignalet til linjeklemmene Li og L2 uavhengig av likestrømspolariteten til disse klemmer. I tillegg til dette sørger broforsterkeren for at resten av kretsen får adgang til spenningen ved den mest negative av terminalene LI og L2 med svært lite spenningsfall. Dette er viktigst ved en lang linje, hvor linjestrømmen og således linjespenningen som er tilgjengelig, i alle tilfelle er lav. Det er også viktig når to eller flere telefonapparater er koblet inn i parallell til samme linje. Dette er særlig tilfelle hvis et av apparatene er forsynt med en gammeldags kullmikrofontype, fordi et slikt apparat, uten bruk av en følsom krets slik som broforsterkeren 1, effektivt kan sette et elektronisk abonnentapparat som befinner seg i prallell med dette, ut av drift. As appears from the description of fig. 1, the function of the bridge amplifier 1 is to forward the transmitter signal to the line terminals Li and L2 regardless of the direct current polarity of these terminals. In addition to this, the bridge amplifier ensures that the rest of the circuit has access to the voltage at the most negative of terminals LI and L2 with very little voltage drop. This is most important in the case of a long line, where the line current and thus the available line voltage is in all cases low. It is also important when two or more telephone sets are connected in parallel to the same line. This is particularly the case if one of the sets is equipped with an old-fashioned carbon microphone type, because such a set, without the use of a sensitive circuit such as the bridge amplifier 1, can effectively put an electronic subscriber set in parallel with it out of service.

Strømmen som flyter gjennom linjeklemmene Li og L2 passerer også gjennom motstanden RIO som tilsvarer motstanden RI i fig. 1. Fordi strømforsterkningen til broforsterkeren 1 er nær 1, f.eks. 0,98, kan spenningen som foreligger over motstanden RIO benyttes til å definere strømmen til linjen ved å avføle spenningen over motstanden RIO, og under styring av denne spenningen kan linje-strømmen defineres over en tilbakekoblingssløyfe som omfatter differansialforsterkeren 4, se nedenfor. Da sløyfeforsterkningen som behøves for å oppnå dette er høy, tilveiebringes ytterligere forsterkning av hovedforsterkeren 2, som øker sløyfeforsterkninge; gjennom broforsterkeren 1, differansialtilbakekoblingsforster-keren 4 og hovedforsterkeren 2 til omkring 1000. The current flowing through the line terminals Li and L2 also passes through the resistor RIO which corresponds to the resistor RI in fig. 1. Because the current gain of bridge amplifier 1 is close to 1, e.g. 0.98, the voltage present across the resistor RIO can be used to define the current to the line by sensing the voltage across the resistor RIO, and under control of this voltage the line current can be defined via a feedback loop comprising the differential amplifier 4, see below. As the loop gain needed to achieve this is high, additional gain is provided by the main amplifier 2, which increases loop gains; through bridge amplifier 1, differential feedback amplifier 4 and main amplifier 2 to about 1000.

Bruken av et aktivt tilbakekoblingssystem, omfattende differansialforsterker 4 samt motstandene Ril og R12 istedenfor den mer vanlige passive tilbakekoblingssløyfe, gjør det mulig å kontrollere tilbakekoblingsgraden ved å forandre størrelsen på strømmen som flyter i denne forsterkeren 4. Dette muliggjør i sin tur at senderens forsterkning kan kontrolleres. Arrangementet kompenserer også for de ikke-lineære karakteristikker til inngangsdifferansialforsterkeren 3 og for temperaturkoeffi-sientene til forskjellige deler av kretsen. The use of an active feedback system, comprising differential amplifier 4 and resistors Ril and R12 instead of the more common passive feedback loop, makes it possible to control the degree of feedback by changing the magnitude of the current flowing in this amplifier 4. This in turn enables the transmitter's gain to be controlled . The arrangement also compensates for the non-linear characteristics of the input differential amplifier 3 and for the temperature coefficients of different parts of the circuit.

Med arrangementet ovenfor vil forsterkningen fra inngangs-klemmene til forsterkeren 3, til hvilke klemmer mikrofonen 12 er koblet, i retning mot motstanden RIO bli definert som: With the above arrangement, the gain from the input terminals of the amplifier 3, to which terminals the microphone 12 is connected, in the direction of the resistor RIO will be defined as:

hvor 1(3) er strømmen i forsterkeren 3 og 1(4) er strømmen i forsterkeren 4. Således blir alt som trenges for å kunne tilby slike muligheter som spenningsregulering, f.eks. for kompensering av linjedempningen, å foreta en forandring av størrelsen på 1(3) til 1(4). Videre vil, fordi forsterkningen til linjeklemmene LI og L2 er nøyaktig definert og i virkeligheten er lik forholdet mellom RL/R6, også den totale forsterkningen være godt definert. where 1(3) is the current in amplifier 3 and 1(4) is the current in amplifier 4. Thus, all that is needed to be able to offer such options as voltage regulation, e.g. for compensation of the line attenuation, to make a change of the size from 1(3) to 1(4). Furthermore, because the gain of the line terminals L1 and L2 is precisely defined and in reality is equal to the ratio of RL/R6, the total gain will also be well defined.

La oss nå betrakte tonesignalinngangen, som består av én eller flere talefrekvenser som benyttes når tonesignalering anvendes, enten direkte fra en fingerskive, fra ett knappsats-sett, eller fra en automatisk nummerslåer. Tilførselen av tonefrekvente spenninger skjer over kondensatoren C4 til.differensial-forsterkeren 11 og derfra til hovedforsterkeren 2. Da forsterkeren 11 også er en differansialforsterker, med en strøm på 1(11) i utstyret, blir forsterkningen som de tonefrekvente signaler utsettes for, også ganske enkelt definert som et forhold av strømmer og motstander. Således trenges ingen ytterligere beskrivelse av denne inngang, bortsett fra at det skal bemerkes at forsterkeren 11 har en utgang som er betegnet MUTE som reduserer forsterkningen til forsterkeren 3 når et tonefrekvent signal foreligger på inngangen. Let us now consider the tone signal input, which consists of one or more speech frequencies used when tone signaling is used, either directly from a finger dial, from a keypad set, or from an automatic dialer. The supply of tone-frequency voltages takes place via the capacitor C4 to the differential amplifier 11 and from there to the main amplifier 2. As the amplifier 11 is also a differential amplifier, with a current of 1(11) in the equipment, the amplification to which the tone-frequency signals are subjected is also quite simply defined as a ratio of currents and resistances. Thus, no further description of this input is needed, except that it should be noted that the amplifier 11 has an output designated MUTE which reduces the amplification of the amplifier 3 when a tone-frequency signal is present at the input.

Kretsen som er vist, omfatter et ytterligere broarrangement som er viktig i senderveien, idet dette utgjør den positive belastningsbroen 6. Dette er et nettverk som forbinder enten klemme LI eller klemme L2, og da alltid den av disse som er mest positive i forhold til utgangen fra forsterkeren 1, til den øvre ende av motstanden av R13. Det skal her bemerkes at utgangen fra forsterkeren 1 er kretsens negative tilførselsklemme. The circuit shown includes a further bridge arrangement which is important in the transmitter path, as this constitutes the positive load bridge 6. This is a network which connects either terminal LI or terminal L2, and then always whichever of these is most positive in relation to the output from amplifier 1, to the upper end of the resistance of R13. It should be noted here that the output from amplifier 1 is the circuit's negative supply terminal.

Motstanden R13 er avslutningsmotstanden til nettverket, og i det foreliggende tilfelle har den en verdi på 600 ohm. Den er effektiv over klemmene LI og L2 via kondensatoren C5 og den negative bryterdelen til broforsterkeren 1, og bare for talekanaler. The resistor R13 is the termination resistor of the network, and in the present case it has a value of 600 ohms. It is effective across terminals LI and L2 via capacitor C5 and the negative switch section of bridge amplifier 1, and only for speech channels.

Utgangen fra broen 6 tilveiebringer også den positive spen-ningstilførsel for hele kretsen. Da denne spenningen og til-førselen fra den nederste klemmen til motstanden Ril skal stabi-liseres på rundt 3 V, innskytes en intern spenningsreferanse 5 i hovedforsterkerens sløyfe. Det skal bemerkes at denne spenningen også driver de tonefrekvente generatorkretser (ikke vist på figuren). Viktig er det at spenningen ved den nederste klemmen til motstanden R13 avføles av inngangen til referanseforsterkeren og utgangen fra denne forsterkeren styrer spenningen over LI og L2 for å gjøre spenningen konstant og lik 3 V for et større område av linjestrømmer, se diagrammet som er innfelt i fig. 4. The output from the bridge 6 also provides the positive voltage supply for the entire circuit. As this voltage and the supply from the lower terminal to the resistor Ril must be stabilized at around 3 V, an internal voltage reference 5 is inserted into the loop of the main amplifier. It should be noted that this voltage also drives the tone frequency generator circuits (not shown in the figure). Importantly, the voltage at the lower terminal of resistor R13 is sensed by the input of the reference amplifier and the output of this amplifier controls the voltage across LI and L2 to make the voltage constant and equal to 3 V for a larger range of line currents, see the diagram inset in fig. 4.

Et tilleggstrekk (ikke vist på figuren) er en krets som avføler linjestrømmen, og som, når denne faller under 14 mA, justerer referansespenningen som er tilveiebragt av forsterkeren 5. Dette muliggjør en forbedret drift i slike tilfeller. An additional feature (not shown in the figure) is a circuit which senses the line current and which, when this falls below 14 mA, adjusts the reference voltage provided by the amplifier 5. This enables improved operation in such cases.

Den mottatte spenning over linjen, eller den del av dette The received voltage across the line, or that part thereof

som representerer et rent talesignal, opptrer over motstanden R13 på grunn av virkningen til broen 6, og fremkommer således også over seriekombinasjonen av kondensatoren C6 og motstanden R14. Herfra føres den til inngangsklemmen til differansialforsterkeren 8 på mottageren, som endelig mater høretelefonen 13. Denne forsterkeren 8 forsterker dette signalet og fører det til utgangsforsterkeren 9, som i sin tur driver høretelefonen 13. Således har også forsterkeren 13 en styrende forbindelse over et annet broarrangement 7, som forbinder den av linjeklemmene LI eller L2 som er mest negativ, til forsterkeren 9. Dette ekstra broarrangement er nødvendig på grunn av den store strøm som kreves av forsterkeren 9. Dette store strømforbruk ville ellers ha kunnet umuliggjøre anvendelsen av en ytterligere brokrets 6 på grunn av which represents a pure speech signal, appears across the resistor R13 due to the action of the bridge 6, and thus also appears across the series combination of the capacitor C6 and the resistor R14. From here it is fed to the input terminal of the differential amplifier 8 on the receiver, which finally feeds the earphone 13. This amplifier 8 amplifies this signal and leads it to the output amplifier 9, which in turn drives the earphone 13. Thus, the amplifier 13 also has a controlling connection via another bridge arrangement 7, which connects the most negative of the line terminals LI or L2 to the amplifier 9. This additional bridge arrangement is necessary because of the large current required by the amplifier 9. This large current consumption would otherwise have made impossible the use of an additional bridge circuit 6 because of

spenningsfallet som frembringes over motstanden R13. the voltage drop produced across resistor R13.

Sidetonenettverket R15-R16-R14-C7-R17 er fundamentalt sett The side tone network R15-R16-R14-C7-R17 is fundamental

et balansenettverk som utbalanserer sendersignalene som frem- a balance network that balances the transmitter signals that

kommer over motstanden RIO ved å mate et tilsvarende, men motsatt signal til dette over C6 og R2. Kondensatoren C7 og motstanden R17 benyttes for fasekompensasjon for det praktiske tilfellet at klemmene LI og L2 er koblet til en aktuell telefonlinje. comes across the resistor RIO by feeding a corresponding but opposite signal to this across C6 and R2. The capacitor C7 and the resistor R17 are used for phase compensation for the practical case that terminals LI and L2 are connected to a current telephone line.

Kondensatorene C8, C9 og CIO benyttes for å unngå frekvens- Capacitors C8, C9 and CIO are used to avoid frequency

interferens, Cll benyttes for å unngå likespenningsforskyvninger, interference, Cll is used to avoid DC voltage shifts,

og Cl2 er broforsterkerens kondensator (som tilsvarer kondensa- and Cl2 is the bridge amplifier's capacitor (which corresponds to the condensa-

toren Cl i fig. 1). toren Cl in fig. 1).

Fig. 5 viser arrangementet for de eksterne komponenter når de største deler av nettverket som er vist i fig. 4 er utført som en integrert krets. De samme referanser er benyttet her som i fig. 4. Motstanden R18, kondensator C14 og undertrykningskrets JH1 er de vanlige beskyttelseskretser som er tilveiebragt for å Fig. 5 shows the arrangement for the external components when the largest parts of the network shown in fig. 4 is implemented as an integrated circuit. The same references are used here as in fig. 4. Resistor R18, capacitor C14 and suppression circuit JH1 are the usual protection circuits provided to

beskytte kretsen mot uønskede linjetilstander slik som f.eks. ved lynnedslag. Den variable motstand RVl forbinder trådene til høretelefonen 13 med mikrofonen 12 for justeringsformål. protect the circuit against unwanted line conditions such as e.g. in the event of a lightning strike. The variable resistor RVl connects the wires of the earphone 13 to the microphone 12 for adjustment purposes.

Claims

1. Transmitting amplifier which is fed with direct voltage over a telephone line, and which works independently of the polarity of the direct

the voltage with which it is fed from the line, which amplifier comprises a first transistor which is connected with a working electrode to one wire in the telephone line, and a second transistor which is connected with its one working electrode to the other wire in the telephone line, characterized in that the working electrodes which is connected to the lead wires are the collectors of the transistors (Tl, T2), that the emitters of these transistors are connected to a first connection point (D), that a third transistor (T3) with its collector is connected to the second lead wire (L2), while a fourth transistor (T4) with its collector is connected to the first of the lead wires (LI), that the base electrodes of the third and fourth transistor are connected to another connection network (C), that between the first connection point (D) and the second connection point (C) a resistor (RI) is connected, and that the voltage drop across this resistor (Ri) is used to divert control voltage which affects feedback to the base electrodes of the first (Tl) and second transistor (T2).

2. Amplifier according to claim 1, characterized in that the emitters of the third and fourth transistors (T3, T4) are connected via a second and a third resistor (R2, R3) respectively to a third node (E) which constitutes a direct voltage output, and that a capacitor (Cl) is connected between the second (C) and the third node (E).

3. Amplifier according to claim 1 or 2, characterized in that the first and second transistors (T1, T2) are practically identical, while the third and fourth transistors (T3, T4) are also practically identical, while the first and second transistor has a greater performance than the third and fourth transistors so that for any operating point of both the first two transistors (Tl, T2), the last two transistors (T3, T4) will work in saturation.

4. Amplifier according to claim 1, 2 or 3, and where the amplifier is designed as a component of an integrated circuit, characterized in that the third and fourth transistors (T3, T4) on the integrated circuit substrate are surrounded by a "floating", ungrounded field barrier (31).

5. Amplifier according to claim 1, 2, 3 or 4, for use as a micro-amplifier in a telephone subscriber device, characterized in that the microphone (12) is connected via an amplifier (3, 2) which comprises an amplifier path with the base electrodes of both first transistors (Tl, T2), while the voltage drop across the first resistor (Ri, RIO, fig. 4) is fed to an audio converter, which e.g. the speaker (13) over further for-? stronger (8, 9).

6. Amplifier according to claim 5, characterized in that a feedback loop for gain control purposes goes from the second node (C) to a point in the connection between the microphone and the amplifier, and where this feedback loop comprises a differential amplifier so that it is an active feedback loop.

7. Amplifier according to claim 5 or 6, characterized in that in the said amplifier path there is also a call number generator (WE) which is connected via a further differential amplifier (11), and that the microphone (12) can thereby be disconnected from the amplifier path (over M) .

8. Amplifier according to claim 5, 6 or 7, characterized in that the DC supply voltage for the amplifiers (3, 2) and the differential amplifier (4, 11) is obtained by means of a bridge connection (6) which is connected to the telephone line, that this bridge connection also supplies the DC supply voltage for the receiving amplifier (8), except for the output amplifier (9), which receives its DC supply voltage by means of a special bridge connection (7). which is connected to the telephone line.