NO140401B

NO140401B - METHOD AND FACILITIES FOR CLEARANCE, TRANSMISSION, RECEPTION AND CLEARANCE OF VOICE INFORMATION

Info

Publication number: NO140401B
Application number: NO740416A
Authority: NO
Inventors: Pierre Schmid; Eduard Brunner; Walter Stofer
Original assignee: Gretag Ag
Priority date: 1973-02-13
Filing date: 1974-02-07
Publication date: 1979-05-14
Also published as: NO740416L; NL7401441A; SE392556B; FR2217875B1; DE2318489B2; NO140401C; DE2318489C3; FR2217875A1; DE2318489A1; GB1465393A; CA1003137A; JPS49119502A; IT1019573B; CH574692A5; ZA74916B

Description

Oppfinnelsen angår en fremgangsmåte og et anlegg til utydeliggjøring, sending,mottakning og tydeliggjøring av taleinfor- The invention relates to a method and a device for obfuscating, sending, receiving and clarifying speech content.

mas j on. mas j on

Det er kjent en fremgangsmåte til utydeliggjøring A method for obfuscation is known

av meldinger, hvor hemmeligholdelsen av taleoverføringen opp- of messages, where the secrecy of the voice transmission up-

nås ved at talesignalet før overføringen tilføyes støysignaler og etter overføringen fjernes disse støysignaler fra det mot- is achieved by adding noise signals to the speech signal before the transmission and after the transmission these noise signals are removed from the

tatte signal ved subtrahering. Disse støysignaler utledes fra en lavfrekvent svingning som overføres sammen med talesig- taken signal by subtraction. These noise signals are derived from a low-frequency oscillation that is transmitted together with speech

nalene. Ved uunngåelige frekvensavhengige fase- og amplitude-forvrengninger i overføringsledningen er fjerningen av støy- the tweezers. In case of unavoidable frequency-dependent phase and amplitude distortions in the transmission line, the removal of noise

signalene på mottakersiden bare mulig i begrenset grad og der- the signals on the receiving side only possible to a limited extent and there-

for har denne fremgangsmåte ikke gjort seg gjeldende i praksis. because this procedure has not applied in practice.

Videre er det foreslått å forskyve deler av meldings- Furthermore, it is proposed to shift parts of the message

signalet som skal utydeliggjøres før overføringen frekvens- the signal to be obscured before the transmission frequency-

messig i forhåndsbestemt grad og på mottakersiden forskyve de mottatte signaler tilbake i samme forhåndsbestemte grad. Frekvensforskyvningen skjer ved hjelp av et styresignal på appropriately to a predetermined extent and on the receiving side shift the received signals back to the same predetermined extent. The frequency shift takes place with the help of a control signal on

sendersiden og på mottakersiden. Denne fremgangsmåte sikrer bare tilstrekkelig hemmeligholdelse når disse styresignaler er foranderlige. Por utydeliggjøring og desifrering anvendes derfor styresignaler som er foranderlige etter et avtalt on the sender side and on the receiver side. This method only ensures adequate secrecy when these control signals are variable. For obfuscation and decryption, control signals are therefore used which can be changed according to an agreement

program. Disse styresignaler frembringes såvel på sender- program. These control signals are produced both on the transmitter

siden som mottakersiden ved hjelp av innretninger som sam- side as the receiving side by means of devices such as

arbeider synkront for at i et hvert øyeblikk styresignalet på works synchronously so that at every moment the control signal on

sendersiden og mottakersiden skal være like og slik at det på mottakersiden gjenvinnes en forståelig melding. the sender side and the receiver side must be the same and so that an understandable message is recovered on the receiver side.

Synkronismen mellom de to styresignaler kan opp- The synchronism between the two control signals can

rettholdes ved hjelp av en kjent innretning, idet det for is maintained by means of a known device, as it for

stadig kontroll av synkronismen må overføre spesielle syn- constant control of synchronism must transmit special syn-

kroniseringssignaler samtidig med den utydeliggjorte melding. Denne løsning er meget komplisert. Det er derfor tidligere foreslått ved denne fremgangsmåte å overføre et foranderlig signal fra sendersiden til mottakersiden og fra dette signal såvel på sendersiden som på mottakersiden å utlede et styresignal etter en innstillbar nøkkel. I senderen blir da den melding som skal forskyves frekvensforskjøvet med det utledede styresignal og på mottakersiden styres tilbakeforskyvningen ved hjelp av det utledede styresignal. chronicling signals at the same time as the obfuscated message. This solution is very complicated. It has therefore previously been proposed in this method to transfer a changeable signal from the transmitter side to the receiver side and from this signal both on the transmitter side and on the receiver side to derive a control signal based on an adjustable key. In the transmitter, the message to be shifted is then shifted in frequency with the derived control signal and on the receiver side the backward shift is controlled with the help of the derived control signal.

Det er også kjent anlegg hvor talebåndet deles opp i et antall delbånd, f.eks. åtte ved hjelp av forholdsvis smal-båndede filtre, hvoretter disse delbånd byttes om, dvs. stokkes innbyrdes og overføres. På mottakersiden blir de enkelte delbånd filtrert ut og satt sammen igjen i opprinnelig rekkefølge. Slike anlegg har et overraskende stort kode-repertoar. Ulempene ved et slikt anlegg er også komplisert-heten, fordi n delbånd krever minst 2n modulatorer og n del-båndfiltre med steile flanker. Da båndfilteret bare til en viss grad har steile flanker, kan et ekstra båndbreddetap ikke unngås og da båndfilteret.for de enkelte delbånd skal være smalbåndet, kan på grunn av opptredende innsvingningsfenomener kodeomkoplingen ikke skje svært hurtig hvis utillatelig støy skal unngås. There are also known facilities where the voice band is divided into a number of sub-bands, e.g. eight by means of relatively narrow-band filters, after which these sub-bands are exchanged, i.e. shuffled among themselves and transferred. On the receiving side, the individual subbands are filtered out and put back together in the original order. Such facilities have a surprisingly large code repertoire. The disadvantages of such a system are also the complexity, because n sub-bands require at least 2n modulators and n sub-band filters with steep flanks. Since the bandpass filter only has steep flanks to a certain extent, an additional loss of bandwidth cannot be avoided and since the bandpass filter must be narrowband for the individual subbands, due to occurring oscillation phenomena the code switching cannot take place very quickly if inadmissible noise is to be avoided.

Videre er det kjent for utydeliggjøring av meldinger som skal overføres å dele disse opp frekvensmessig i minst to delbånd og bytte om disse, idet båndbredden av disse delbånd endres ved hjelp av styresignalet. Alle disse kjente frem-gangsmåter har den ulempe at talerytmen i det utydeliggjorte signal er lett gjenkjennbar, og at en øvet tredje person med noen erfaring i det minste delvis kan ty.de den utydeliggj orte melding. Furthermore, it is known for disambiguation of messages to be transmitted to split them frequency-wise into at least two sub-bands and switch between them, the bandwidth of these sub-bands being changed by means of the control signal. All these known methods have the disadvantage that the speech rhythm in the obfuscated signal is easily recognisable, and that a trained third person with some experience can at least partially decipher the obfuscated message.

Hensikten med oppfinnelsen er å tilveiebringe en fremgangsmåte og et anlegg som muliggjør foruten utydeliggj øring av lydkarakteristikken, dvs. formantstrukturen i talesignalet, også utydeliggjør talerytmen, dvs. stavelse- og ord-rytmen, og å tilveiebringe dette med enkle midler, idet det samtidig oppnås øket omkoplingshastighet for veksling av koden og pålitelig drift. The purpose of the invention is to provide a method and a device which, in addition to obfuscation of the sound characteristic, i.e. the formant structure in the speech signal, also obfuscates the speech rhythm, i.e. the syllable and word rhythm, and to provide this with simple means, while at the same time achieving increased switching speed for changing the code and reliable operation.

Dette oppnås ifølge oppfinnelsen ved at taleinformasjonen utydeliggjøres med hensyn til frekvens, slik at det dannes et mellomsignal ved at det fra taleinformasjonen velges et bestemt frekvensbånd, at det frembringes et første styresignal, og frekvensbåndet deles opp i to komplementære underbånd med et båndbreddeforhold som varierer i avhengighet av det første styresignal og bytte av underbånd innenfor det bestemte frekvensbånd, at det på denne måte dannede mellombånd utydeliggjøres med hensyn til tid slik at det dannes et ytterligere utydeliggjort signal ved at det fra mellomsignalet utledes minst ett ekkosignal som adderes til mellomsignalet med tidsforsinkelse, at det ytterligere utydeliggjorte signal sendes via en telefonkanal og mottas, at det mottatte signal tydeliggjøres med hensyn til tid slik at mellomsignalet gjenopprettes ved en tidsforsinkelse, slik at ekkosignalet gjenopprettes fra det mottatte signal, og ekkosignalet subtraheres fra det mottatte signal, og at det således gjenopprettede mellomsignal tydeliggjøres med hensyn til frekvens, slik at taleinformasjonen gjenopprettes ved at å frembringe et med det første styresignal likeartet andre styresignal og utsette mellomsignalet for samme behandling som taleinformasjonen ved utydeliggjørelsen for dannelse av mellomsignalet idet det andre styresignal anvendes i stedet for det første styres-ignal. This is achieved according to the invention by making the speech information unclear with respect to frequency, so that an intermediate signal is formed by selecting a specific frequency band from the speech information, generating a first control signal, and dividing the frequency band into two complementary subbands with a bandwidth ratio that varies in dependence on the first control signal and switching of subbands within the specific frequency band, that the intermediate band formed in this way is obscured with respect to time so that a further obscured signal is formed by deriving from the intermediate signal at least one echo signal which is added to the intermediate signal with a time delay, that the further obfuscated signal is sent via a telephone channel and received, that the received signal is clarified with respect to time so that the intermediate signal is restored by a time delay, so that the echo signal is restored from the received signal, and the echo signal is subtracted from the received signal, and that thusrestored intermediate signal is clarified with regard to frequency, so that the speech information is restored by producing a second control signal similar to the first control signal and subjecting the intermediate signal to the same treatment as the speech information during the disambiguation to form the intermediate signal, as the second control signal is used instead of the first control signal.

Et anlegg for utførelse av fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen for utydeliggjøring, sending, mottakning og tydeliggjøring av taleinformasjon er karakterisert ved at det på sendersiden er anordnet en modulasjonsinnretning for fra talebåndet å tilveiebringe to innenfor telefonkanalens båndbredde liggende ombyttbare komplementære frekvensbånd og en første i tid utydeliggjørende innretning for til det i utgangen fra .modulasjonsinnretningen opptredende modulasjonsprodukt å føye minst ett positivt eller negativt ekko for å danne et utydeliggjort signal for overføring via telefonkanalen, og på mottakersiden en andre i tid utydeliggjørende innretning for fra det mottatte signal å gjenopprette ekkoet og subtrahere dette fra det mottatte signal, og en demodulasjonsinnretning for demodulering av signalet, fra hvilket ekkoet subtrahertes og demodulasjonsproduktet omdannes til et med det opprinnelige signal likeartet signal. A facility for carrying out the method according to the invention for disambiguating, sending, receiving and clarifying voice information is characterized in that a modulation device is arranged on the transmitter side to provide from the voice band two interchangeable complementary frequency bands lying within the bandwidth of the telephone channel and a first in time disambiguation device for to the modulation product appearing at the output of the modulation device to add at least one positive or negative echo to form an obfuscated signal for transmission via the telephone channel, and on the receiving side a second time obfuscating device to restore the echo from the received signal and subtract this from the received signal, and a demodulation device for demodulating the signal, from which the echo is subtracted and the demodulation product is converted into a signal similar to the original signal.

Noen utførelseseksempler på oppfinnelsen skal nedenfor beskrives nærmere under henvisning til tegningene. Fig. 1 viser et prinsippskjema for et anlegg for utydeliggj ort overføring av en taleinformasjon via en overføringskanal. Fig. 2 viser et blokkskjema for en innretning i anlegget på fig. 1 for syklisk forskyvning av frekvensbåndet og det inverterte frekvensbånd. Fig. 3 viser grafisk virkenmåten for innretningen på fig. 2. Fig. 4 viser et blokkskjema for en ytterligere utførelses-form av innretningen i anlegget på fig. 1 for syklisk forskyvning av frekvensbåndet og det inverterte bånd. Fig. 5 viser grafisk virkemåten for innretningen på fig. H. Fig. 6 viser et blokkskjema for en innretning for frembringelse av et enkelt ekko og dets summering til inngangssignalet. Fig. 7 viser et blokkskjema for en innretning for regene-rering og subtrahering av et enkelt ekko. Fig. 8 viser et blokkskjema for en innretning for frembringelse av et flerfoldig ekko og deres addisjon til inngangssignalet . Fig. 9 viser et blokkskjema for en innretning for regne-rering og subtrahering av et flerfoldig ekko. Fig. 10 viser skjematisk oppbygningen av et i innretningen på fig. 6-8 anvendt forsinkelsesledd. Fig. 11 viser sterkt forenklet blokkskjema for en innretning for frembringelse av et negativt flerfoldig ekko. Fig. 12 viser grafisk pulsforløpet ved innretningen på fig. 11. Fig. 13 viser et blokkskjema for en innretning for frembringelse av et negativt, flerfoldig ekko. Fig. 14 viser et blokkskjema for en kompenseringskopling Some embodiments of the invention will be described in more detail below with reference to the drawings. Fig. 1 shows a schematic diagram of a facility for the undisguised transmission of voice information via a transmission channel. Fig. 2 shows a block diagram for a device in the plant in fig. 1 for cyclic shift of the frequency band and the inverted frequency band. Fig. 3 graphically shows the operation of the device in fig. 2. Fig. 4 shows a block diagram for a further embodiment of the device in the plant in fig. 1 for cyclic shift of the frequency band and the inverted band. Fig. 5 graphically shows the operation of the device in fig. H. Fig. 6 shows a block diagram of a device for producing a single echo and its summation to the input signal. Fig. 7 shows a block diagram for a device for regenerating and subtracting a single echo. Fig. 8 shows a block diagram of a device for generating a multiple echo and their addition to the input signal. Fig. 9 shows a block diagram for a device for calculating and subtracting a multiple echo. Fig. 10 schematically shows the structure of a in the device in fig. 6-8 applied delay term. Fig. 11 shows a greatly simplified block diagram of a device for producing a negative multiple echo. Fig. 12 graphically shows the pulse course of the device in fig. 11. Fig. 13 shows a block diagram of a device for producing a negative multiple echo. Fig. 14 shows a block diagram for a compensation connection

for et negativt, flerfoldig ekko. for a negative, multiple echo.

Fig. 15 viser pulsforløpet i koplingen på fig. 14. Fig. 15 shows the pulse sequence in the connection in fig. 14.

Fig. 16 viser et blokkskjema for en ytterligere ut-førelsesform av en innretning for frembringelse av et negativt, flerfoldig ekko ved hjelp av et digitalt skyveregister. Fig. 17 viser et blokkskjema for en ytterligere utførelses-form av en innretning for frembringelse av et negativt, flerfoldig ekko ved hjelp av et digitalt skyveregister og anvendelse av deltamodulasjon. Fig. 18 viser et blokkskjema for en ytterligere utførelses-form av en innretning for kompensering av et negativt, flerfoldig Fig. 16 shows a block diagram for a further embodiment of a device for generating a negative, multiple echo by means of a digital shift register. Fig. 17 shows a block diagram for a further embodiment of a device for producing a negative, multiple echo by means of a digital shift register and using delta modulation. Fig. 18 shows a block diagram for a further embodiment of a device for compensating a negative, multiple

ekko ved hjelp av et digitalt skyveregister. echo using a digital shift register.

Fig. 19 viser grafisk et ordresignal som overføres fra Fig. 19 graphically shows an order signal that is transmitted from

sender til mottaker. sender to receiver.

Fig. 20 viser et blokkskjema for en stasjon med det ovenfor beskrevne anlegg som er omkoplbart fra mottakning til sending ved hjelp av en taletrykknapp. Fig. 1 viser prinsippskjemaet for et enkelt anlegg for utydeliggjort overføring av et i mikrofonen 1 talt informasjon fra en senderstasjon 2 via en overføringskanal 3 til en mottakerstasjon 4 hvor en akustisk omformer 5> f.eks. en hodetelefon eller høytaler skal gjengi informasjonen. Fig. 20 shows a block diagram for a station with the above-described facility which can be switched from reception to transmission by means of a voice push button. Fig. 1 shows the principle diagram for a simple system for the undisguised transmission of information spoken in the microphone 1 from a transmitter station 2 via a transmission channel 3 to a receiver station 4 where an acoustic converter 5> e.g. a headphone or loudspeaker must reproduce the information.

I senderstasjonen 2 er anordnet en frekvensutydeliggjørings-innretning 6 for oppdeling av talebåndet i minst to delbånd og for syklisk ombytting og invertering av disse. Videre inneholder sender-stas j onen 2 en tidsutydeliggjøringsinnretning 7 for tilføyelse av et av tiden avhengig signal til utgangssignalet fra innretningen 6. I utgangen av innretningen 7 opptrer et utydeliggjort overføringssign- In the transmitter station 2, a frequency obfuscation device 6 is arranged for dividing the speech band into at least two subbands and for cyclically exchanging and inverting these. Furthermore, the transmitter station 2 contains a time obfuscation device 7 for adding a time-dependent signal to the output signal from the device 6. An obfuscated transmission signal appears at the output of the device 7

al som tilføres mottakerstasjonen h via overføringskanalen 3. al which is supplied to the receiving station h via the transmission channel 3.

Mottakerstasjonen M har en tidstydeliggjøringsinnretning The receiving station M has a time clarifying device

8 for subtrahering av det i senderstasjonen til overføringssignalet tilføyede, av tiden avhengige i det minste lignende signal og en frekvenstydeliggjøringsinnretning 9 for tilbakevinning av den i innretningen 6 i senderstasjonen 2 utførte sykliske frekvensbånd-ombytting, slik at det i utgangen fra innretningen 9 opptrer et signal som i det minste ligner det talesignalet som ble frembragt i mikrofonen 1, hvilket signal tilføres den akustiske omformer 5. 8 for subtracting the time-dependent at least similar signal added in the transmitter station to the transmission signal and a frequency clarifying device 9 for recovering the cyclic frequency band switching performed in the device 6 in the transmitter station 2, so that in the output of the device 9 a signal that at least resembles the speech signal that was produced in the microphone 1, which signal is supplied to the acoustic converter 5.

Overføringskanalen 3 kan være en vilkårlig telefonkanal med en båndbredde på f.eks. 300 - 3400 Hz ifølge CCITT-anbefålinger. Denne telefonkanal kan være en trådledning, en bæretelefonikanal, The transmission channel 3 can be any telephone channel with a bandwidth of e.g. 300 - 3400 Hz according to CCITT recommendations. This telephone channel can be a wire line, a carrier telephony channel,

en radioforbindelseskanal eller en blandet forbindelseskanal. Spek-teret for det utydeliggjorte overføringssignal som i praksis inneholder hele informasjonen, kan altså ikke inneholde frekvenser utenfor overføringskanalens båndbredde. a radio link channel or a mixed link channel. The spectrum for the obfuscated transmission signal, which in practice contains all the information, cannot therefore contain frequencies outside the bandwidth of the transmission channel.

En første utførelsesform av innretningen 6 i anlegget på fig. 1 skal nedenfor forklares nærmere under henvisning til fig. 2 og 3» Det i mikrofonen 1 frembragte talesignal tilføres et inngangs-filter 10 som begrenser frekvensspekteret for dette talesignal til et bånd på f.eks. 300 - 3000 Hz. Passeringsområdet for dette inngangs filter 10 er vist på fig. 3a med linjen 11. Under denne linje er vist det frekvensmessig begrensede talebånd 12 som på den ene side tilføres en summeringsinnretning 13 og på den annen side til-føres en første modulator 14. Modulatoren 14 tilføres dessuten en bære frekvens f-^. Som modulator 14 anvendes fortrinnsvis en såkalt ringmodulator i hvis utgang det bare opptrer modulasjonsprodukter og bærefrekvensen sterkt dempet. De to i utgangen av modulatoren 14 opptredende sidebånd er vist på fig. 3b. A first embodiment of the device 6 in the plant in fig. 1 will be explained in more detail below with reference to fig. 2 and 3" The speech signal produced in the microphone 1 is supplied to an input filter 10 which limits the frequency spectrum for this speech signal to a band of e.g. 300 - 3000 Hz. The passage area for this input filter 10 is shown in fig. 3a with the line 11. Below this line is shown the frequency-limited speech band 12 which is fed on the one hand to a summing device 13 and on the other hand to a first modulator 14. The modulator 14 is also fed a carrier frequency f-^. As modulator 14, a so-called ring modulator is preferably used in the output of which only modulation products appear and the carrier frequency is strongly attenuated. The two sidebands occurring at the output of the modulator 14 are shown in fig. 3b.

Disse to sidebånd tilføres et båndfilter 15 hvis passeringsområde er antydet med linjen 16 på fig. 3c. Det i utgangen av båndfilteret 15 opptredende øvre sidebånd blir likeledes tilført summeringsinnretningen 13 j slik at det i dennes utgang foruten det opprinnelige talebånd 12 opptrer et ved hjelp av bærefrekvensen ^ forskjøvet talebånd som vist på fig. 3c. These two sidebands are fed to a band filter 15 whose pass range is indicated by the line 16 in fig. 3c. The upper sideband appearing in the output of the band filter 15 is likewise supplied to the summing device 13 j so that in addition to the original speech band 12, a speech band displaced by the carrier frequency ^ appears in its output as shown in fig. 3c.

Den i utgangen av summeringsinnretningen 13 opptredende signalsum tilføres en andre modulator 17 som også tilføres en ved hjelp av en styrbar oscillator 18 frembragt, foranderlig bærefrekvens f2' De i utgangen av den andre modulator 17 opptredende øvre og nedre sidebånd, som er vist på fig. 3d, tilføres et båndfilter 19 hvis passeringsområde er vist med linjen 19' på fig. 3e. Dette båndfilter 19 lar en del av det øvre sidebånd passere og inneholder to til hverandre grensende frekvensmessig forskjøvne talebånd 12' og'12". Grensen for passeringsområdet i båndfilteret 19 er valgt slik at en del av talebåndet 12' og en dertil komplementær del av talebåndet 12" opptrer i utgangen av båndfilteret 19.Disse delbånd er med linjen 19' vist på fig. 3e. The signal sum appearing at the output of the summing device 13 is supplied to a second modulator 17 which is also supplied with a changeable carrier frequency f2' produced by means of a controllable oscillator 18. The upper and lower sidebands appearing at the output of the second modulator 17, which are shown in fig. 3d, a band-pass filter 19 whose pass range is shown by the line 19' in fig. 3rd. This band filter 19 allows a part of the upper sideband to pass and contains two neighboring frequency-shifted speech bands 12' and '12". The boundary for the passage area in the band filter 19 is chosen so that a part of the speech band 12' and a complementary part of the speech band 12" appears in the output of the band filter 19. These partial bands are with the line 19' shown in fig. 3rd.

Disse komplementære delbånd tilføres en tredje modulator These complementary subbands are fed to a third modulator

20 som også tilføres en .bærefrekvens f^. De i utgangen av den tredje modulator opptredende modulasjonsprodukter tilføres et ut-gangsfilter 21 som hovedsakelig er et lavpassfilter med en grensefrekvens på f.eks. 3000 Hz. I utgangen av utgangsfilteret 21 opp- 20 which is also supplied with a carrier frequency f^. The modulation products occurring at the output of the third modulator are supplied to an output filter 21 which is mainly a low-pass filter with a cut-off frequency of e.g. 3000 Hz. At the output of the output filter 21 up-

trer de komplementære delbånd i omvendt stilling som vist til venstre på fig. 3e. the complementary subbands thread in the reverse position as shown on the left in fig. 3rd.

Den i den andre modulator 17 tilførte bærefrekvens f2 er The carrier frequency f2 added in the second modulator 17 is

som allerede nevnt foranderlig i avhengighet av et styresignal f som tilføres oscillatoren 18. Hvis f.eks. bærefrekvensen er f'2>as already mentioned changeable depending on a control signal f which is supplied to the oscillator 18. If e.g. the carrier frequency is f'2>

så opptrer i utgangen av modulatoren 17 de sidebånd som er vist med streket linje på fig. 3d. De •komplementære delbånd som er vist med streket linje på fig. 3e filtreres ut av båndfilteret 19-Variasjonsområdet for bærefrekvensen f2 velges fortrinnsvis slik at grensen mellom de komplementære delbånd pendler frem og tilbake i bestemte trinn mellom øvre og nedre grensefrekvens for båndfilteret 19. then appear in the output of the modulator 17 the sidebands shown with dashed lines in fig. 3d. The •complementary partial bands which are shown with dashed lines in fig. 3e is filtered out by the bandpass filter 19 - The range of variation for the carrier frequency f2 is preferably chosen so that the boundary between the complementary subbands oscillates back and forth in specific steps between the upper and lower cutoff frequency of the bandpass filter 19.

De i utgangen av utgangsfilteret 21 opptredende komplemen- The complement appearing at the output of the output filter 21

tære delbånd tilføres i omvendt tilstand innretningen 7- I mottakerstasjonen 4 mottas et signal som er mest mulig lik dette signal på inngangen i innretningen 9» som kan ha samme oppbygning som innretningen 6 på fig. 2 og 3. Istedetfor talesignalene som frem- clear sub-bands are supplied in the reverse state to the device 7 - In the receiving station 4, a signal is received which is as similar as possible to this signal at the input of the device 9", which may have the same structure as the device 6 in fig. 2 and 3. Instead of the speech signals that

bringes av mikrofonen 1 opptrer da de komplementære delbånd som vist på fig. 3e i inngangen av inngangs f ilteret 10...I summeringsinnretningen 13 blir så de komplementære delbånd og de ved hjelp av den første modulator 14 og båndfilteret 15 forskjøvne komplementære delbånd summert som vist på fig. 3f. brought by the microphone 1 occurs when the complementary subbands as shown in fig. 3e in the input of the input filter 10...In the summing device 13, the complementary subbands and the complementary subbands shifted by means of the first modulator 14 and the band filter 15 are then summed as shown in fig. 3 f.

Den i utgangen fra summeringsinnretningen 13 opptredende signalsum tilføres en andre modulator 17 hvis modulasjonsprodukter er vist på fig. 3g. Av det øvre sidebånd blir ved hjelp av båndfilteret 19 hvis passeringsområde er vist med linjen 19' på fig. 3h, The signal sum occurring at the output of the summing device 13 is supplied to a second modulator 17 whose modulation products are shown in fig. 3g. Of the upper sideband, with the help of the band filter 19, whose passing range is shown by the line 19' in fig. 3h,

det under linjen 19' viste talebånd filtrert ut i omvendt tilstand. the voice tape shown below the line 19' filtered out in reverse condition.

Ved modulasjonen i den andre modulator 17 blir ved valg av passeringsområdet i båndfilteret 19 og anvendelse av samme bærefrekvens f2 for modulatoren 17 som i senderstasjonen, de ombyttede komplementære delbånd igjen stokket i hverandre i riktig rekkefølge. Dette til-bakevundne talebånd befinner seg imidlertid i omvendt tilstand og tilføres den tredje modulator 20 som bringer dette talebånd tilbake til opprinnelig tilstand slik som vist til venstre på fig. 3h. Det ved denne modulasjon dannede øvre sidebånd undertrykkes ved hjelp av utgangsfilteret 21. I utgangen av utgangsfilteret 21 opptrer derfor et signal som i det minste ligner talesignalet som frembringes av mikrofonen 1. During the modulation in the second modulator 17, by selecting the pass range in the band filter 19 and using the same carrier frequency f2 for the modulator 17 as in the transmitting station, the exchanged complementary sub-bands are again shuffled into each other in the correct order. However, this rewound speech band is in an inverted state and is supplied to the third modulator 20 which brings this speech band back to its original state as shown on the left in fig. 3h. The upper sideband formed by this modulation is suppressed by means of the output filter 21. A signal therefore appears at the output of the output filter 21 which at least resembles the speech signal produced by the microphone 1.

Den bærefrekvens f1 som tilføres modulatoren 14 tilsvarer hovedsakelig den høyeste talefrekvens som skal overføres for at ikke avstanden mellom de i utgangen av summeringsinnretningen 13 opptredende talebånd skal være for stor. Bærefrekvensene fg og f^ tilpasses arten av det anvendte båndfilter 19. Hvis det f.eks. anvendes et mekanisk filter, velges bærefrekvensene f^ og f^ fortrinnsvis i størrelsesorden 200 kHz fordi det gunstigste passeringsområde for slike mekaniske filtre ligger i dette området. The carrier frequency f1 supplied to the modulator 14 mainly corresponds to the highest speech frequency to be transmitted so that the distance between the speech bands appearing at the output of the summing device 13 is not too great. The carrier frequencies fg and f^ are adapted to the nature of the bandpass filter 19 used. If, e.g. if a mechanical filter is used, the carrier frequencies f^ and f^ are preferably chosen in the order of 200 kHz because the most favorable passage range for such mechanical filters lies in this range.

Under henvisning til fig. 4 og 5 skal nedenfor en ytterligere utførelsesform for innretningen 6 i anlegget på fig. 1 beskrives. De av mikrofonen 1 frembragte talesignaler tilføres direkte til den første modulator 22 som også tilføres en forholdsvis høy bærefrekvens f^ på f.eks. 200 kHz. Av de to sidebånd som er vist på fig. 5b som opptrer i utgangen fra den første modulator 22, blir ved hjelp av et båndfilter 23 hvis passeringsområde ér vist med linjen 24 på fig. 5b, det nedre sidebånd filtrert ut og tilført en som multiplikator virkende dobbeltmodulator 25. Begrensning av båndbredden til f.eks. 3 kHz skjer først ved hjelp av båndfilteret 23. Dobbeltmodulatoren 25 tilføres samtidig to bærefrekvenser f,- og fg som fortrinnsvis er innbyrdes forskjøvet med differansen mellom grensefrekvensene på båndfilteret 23 og er forskyvbar i forhold til en middelverdi på ca. - 1,5 kHz, idet avstanden mellom de to bærefrekvenser f 1- og fg alltid forblir den samme. I utgangen fra dobbeltmodulatoren 25 opptrer derfor to sidebånd av hvilke bare det nedre er vist på fig. 5c. Det øvre sidebånd er ikke vist på fig. 5c fordi det befinner seg utenfor det viste frekvensområdet. Hvert av disse sidebånd har to etter hverandre anordnede, frekvensmessige forskutte talebånd, mens dobbeltmodulatoren 25 mates med bærefrekvensene f^ og f g. I det på fig. 5 viste eksempel befinner de to bærefrekvenser f^ og fg seg i midtstilling. Disse er valgt slik at midten av det nedre sidebånd faller sammen med midten av passeringsområdet for et båndfilter 27 som vist på fig. 5d. Ved hjelp av dette båndfilter 27 blir to komplementære delbånd av det nedre side- With reference to fig. 4 and 5, a further embodiment of the device 6 in the plant in fig. 1 is described. The speech signals produced by the microphone 1 are supplied directly to the first modulator 22 which is also supplied with a relatively high carrier frequency f^ of e.g. 200 kHz. Of the two sidebands shown in fig. 5b which occurs in the output of the first modulator 22, is by means of a band filter 23 whose pass range is shown by the line 24 in fig. 5b, the lower sideband filtered out and supplied with a double modulator 25 acting as a multiplier. Limitation of the bandwidth to e.g. 3 kHz occurs first with the help of the band-pass filter 23. The double modulator 25 is simultaneously supplied with two carrier frequencies f, - and fg which are preferably offset from each other by the difference between the cut-off frequencies on the band-pass filter 23 and can be shifted in relation to a mean value of approx. - 1.5 kHz, as the distance between the two carrier frequencies f 1- and fg always remains the same. In the output from the double modulator 25, two sidebands therefore appear, of which only the lower is shown in fig. 5c. The upper side band is not shown in fig. 5c because it is outside the frequency range shown. Each of these sidebands has two successively arranged, frequency-shifted speech bands, while the double modulator 25 is fed with the carrier frequencies f^ and f g. In that in fig. 5 shown example, the two carrier frequencies f^ and fg are in the middle position. These are chosen so that the center of the lower sideband coincides with the center of the passage area for a bandpass filter 27 as shown in fig. 5d. By means of this band filter 27, two complementary sub-bands of the lower side-

bånd filtrert ut som vist på fig. 5d. band filtered out as shown in fig. 5d.

Alt etter forskyvningen av bærefrekvensene f^ og fg fra midtstillingen blir andelen av et komplementært delbånd større eller mindre enn det andre. De komplementære delbånd tilføres en tredje modulator 28 som fortrinnsvis også tilføres samme bærefrekvens f^ Depending on the displacement of the carrier frequencies f^ and fg from the center position, the proportion of a complementary subband becomes larger or smaller than the other. The complementary subbands are supplied to a third modulator 28 which is preferably also supplied with the same carrier frequency f^

som den første modulator 22. Av de i utgangen fra den annen modula- as the first modulator 22. Of those in the output of the second modula-

tor 28 opptredende modulasjonsprodukter blir ved hjelp av et lavpassfilter 29 bare det nedre sidebånd filtrert ut som vist på fig. 5e. tor 28 occurring modulation products are, by means of a low-pass filter 29, only the lower sideband is filtered out as shown in fig. 5e.

De to syklisk forskjøvne, komplementære delbånd befinner seg i om- The two cyclically shifted, complementary subbands are located in

vendt tilstand og tilføres så innretningen 7 i senderstasjonen 2. reversed state and is then supplied to the device 7 in the transmitter station 2.

De to bærefrekvenser f^ og fg for dobbeltmodulatoren 25 frembringes i en fjerde modulator 30 som tilføres på den ene side en variabel, ved hjelp av en styrbar oscillator 31 frembragt frekvens fj og en konstant frekvens fg på f.eks. 1,5 kHz. Den av oscillatoren 31 frembragte variable frekvens fy er avhengig av styresignalet s som tilføres oscillatoren og kan f.eks. pendle i et område på ca. The two carrier frequencies f^ and fg for the double modulator 25 are produced in a fourth modulator 30 which is supplied on the one hand with a variable, by means of a controllable oscillator 31 produced frequency fj and a constant frequency fg of e.g. 1.5 kHz. The variable frequency fy produced by the oscillator 31 is dependent on the control signal s which is supplied to the oscillator and can e.g. commute in an area of approx.

<*> 1,5 kHz med en middelverdi på 397 kHz. Hvis den fjerde modulator 30 f.eks. tilføres frekvensen f^ på 397 kHz og den konstante frekvens fg på 1,5 kHz, så opptrer i dens utgang hovedsakelig de to frekvenser f5 - frj - fg <=> 395,5 kHz og fg = fy + fg = 398,5 kHz. Disse to bærefrekvenser tilføres modulatoren 25 for å danne det nedre side- ;bånd som er vist på fig. 5c. ;Den siste av de to ovenfor beskrevne utførelsesformer av innretningen 6 i anlegget på fig. 1 byr overfor det første ut-førelseseksempel den fordel at inngangsfilteret 10 og summeringsinnretningen 13 kan sløyfes og at båndfiltrene 23 og 27 er identiske, ;slik at fremstillingen av innretningen blir forenklet. For filterne 23 og 27 kan det anvendes mekaniske filtre som har mindre energi- ;behov _og steilere flanker. ;De komplementære delbånd på fig. 5e blir da tilført inn- ;gangen i den nedenfor beskrevne innretning 7 i senderstasjonen 2 og overføres så til utgangen i innretningen 8 i mottakerstasjonen 4 og derfra til inngangen i innretningen 9 som er identisk med innret- ;ningen 6 i senderstasjonen 2. I en første modulator 22 moduleres de ;ombyttede komplementære delbånd. Modulasjonsproduktet er vist på fig- 5f. Med båndfilteret 23 hvis passeringskarakteristikk er vist med linjen 24 på fig. 5f blir det nedre sidebånd filtrert ut og tilført dobbeltmodulatoren 25- På fig. 5g er det nedre side- ;bånd vist som opptrer på utgangen av dobbeltmodulatoren 25. Modu- ;latoren gir med bærefrekvensen f,- den opptrukne del av det nedre sidebånd og modulasjonen med bærefrekvensen fg gir den strekprikkede del av det nedre sidebånd. De til hverandre grensende stykker av de nevnte sidebånddeler danner et fullstendig, frekvensmessig for-skjøvet talebånd i omvendt tilstand og dette utfiltreres ved hjelp av båndfilteret 27 og tilføres den tredje modulator 28. I denne blir talebåndet transponert til den opprinnelige tilstand som vist på fig. 5i og tilføres via lavpassfilteret 27 til den akustiske om- ;former 5. ;Det signal som opptrer i utgangen av lavpassfilteret 29 ' ;eller utgangsfilteret 21 i de ovenfor beskrevne innretninger har samme rytme som talen som mottas av mikrofonen 1. En uvedkommende tredje person kan av denne talerytme oppnå verdifulle henvisninger for tydeliggjøring av meldingen. Por å unngå dette er det i den nedenfor beskrevne innretning 7 sørget for at til disse signaler adderes tilleggssignalet som er avhengig av tiden. Disse tilleggs- ;signaler utledes av signaler som opptrer i utgangen av innretningen 6. ;Nedenfor skal beskrives den prinsippielle virkemåte for en ;første utførelse for slik tidsutydeliggjøring ved hjelp av positiv etterklang som nedenfor skal betegnes ekko. Under henvisning til fig. 6-9 skal beskrives den prinsippielle kopling for frembringelse og addering av et enkelt ekko og et flerfoldig ekko til inngangs- ;signalet og for gjenvinning fra og for subtraksjon av signalet som overføres via overføringskanalen 3. ;Fig. 6 viser en koplingsanordning for addering av et enkelt ;ekko til signalet som opptrer på inngangsklemmen 32, hvilket signal er frembragt av innretningen 6. Dette signal tilføres på den ene side direkte til en summeringsinnretning 33 og på den annen side via et•dempningsledd 34 som demper signalet med en faktor k og et forsinkelsesledd 35 som forsinker det dempede signal en verdi x. Det dempede, forsinkede signal tilføres likeledes summeringsinnretningen 33. I utgangen 36 opptrer signalsummen av inngangssignalet og det ;dempede forsinkede signal, og denne signalsum overføres så fra senderstasjonen 2 via overføringskanalen 3 til mottakerstasjonen 4. Innretningen 8 i mottakerstasjonen 4 omfatter i dette til- ;fellet en kopling som hovedsakelig svarer til fig. 7. Signal- ;summen som opptrer på inngangsklemmen 37 tilføres et subtraksjonsledd 38 hvis utgang leverer differenssignalet som tilføres innretningen 9 og et dempningsledd 39 og et forsinkelsesledd 40 for til-bakeføring til subtraksjonsleddet 38. Faktoren k som dempnings- ;leddene 34 og 39 demper signalene med, er lik for begge dempnings- ;ledd og kan f.eks. være 0,75. Tidsforsinkelsen t som forsinkelsesleddene 35 og 40 forsinker signalene med er likeledes lik og kan f.eks. være 175 millisekunder. I utgangen 4l på fig. 7 opptrer derfor et signal som praktisk talt tilsvarer det signal som til- ;føres inngangsklemmen 32 på fig. 6. ;Med den kopling som er vist på fig. 8 kan det til inngangssignalet adderes et flerfoldig ekko. Fra inngangsklemmen 42 tilføres inngangssignalet direkte til en summeringsinnretning 43. ;Fra summeringsinnretningen blir signalsummen direkte tilført ut- ;gangen 44 og overføringskanalen 3. Denne signalsum blir videre via et dempningsledd 45 og et forsinkelsesledd 46 tilbakeført til summeringsinnretningen 43. På denne måte oppstår det i utgangen 44 ;et flerfoldig ekko, hvor det n-te ekko er dempet med faktoren k<n >i forhold til det opprinnelige signal. Den tilsvarende innretning 8 i mottakerstasjonen er vist på fig. 9. Den signalsum som mottas via overføringskanalen 3 tilføres fra inngangsklemmen 47 til et subtraksjonsledd 48. Det frembragte differanssignal tilføres ut- ;gangen 49 og en summeringsinnretning 50. Utgangssignalet fra summeringsinnretningen 50 tilbakeføres via et dempningsledd 51 og et forsinkelsesledd 52 til summeringsinnretningen 50 og til subtraksjonsleddet 48. Ved hjelp av summeringsinnretningen 50, dempningsleddet "51 og forsinkelsesleddet 52 regenereres det flerfoldige ekko og subtra- ;heres fra det signal som opptrer på inngangsklemmen 47 i subtraksjonsleddet 48 slik at det på utgangsklemmen 49 opptrer et signal som praktisk talt tilsvarer det signal som tilføres inngangsklemmen 42 på fig. 8 og dette signal tilføres innretningen 9 i mottakerstasjonen 4. Det er klart at også ved dette utførelseseksempel velges faktoren k for dempningsleddene 45 og 51 og forsinkelsestiden t for ;forsinkelsesleddene 46 og 52 like. Faktoren k kan f.eks. være ;0,9 og forsinkelsestiden t kan f.eks. være 175 millisekunder. ;Med slike ekkoparametere kan lengre ordpauser, dvs. inntil 1 sekund fylles ut tilstrekkelig slik at talerytmen i det signal som overføres via overføringskanalen 3 viskes ut og blir ugjenkjennelig. En fullstendig gjenvinning av det signal som til-føres inngangsklemmen 32 eller 37 på fig. 6 resp. 8, på utgangen 41 resp. 49 på fig. 7 resp. 9 er bare mulig når det i mottakerstasjonen 4 regenererte ekko nøyaktig er i fase med det mottatte ekko. Av denne grunn blir ekkoet i senderstasjonen 2 ikke tilføyet talesignalet som frembringes av mikrofonen 1, men først tilføyet det signal som frembringes av innretningen 6. I mottakerstasjonen 4 blir da først ekkoet regenerert og subtrahert fra det mottatte signal. På denne måte blir signalet som tilsvarer de komplementære delbånd i omvendt tilstand, gjenvunnet og tilført innretningen 9 i mottakerstasjonen 4. Faseforholdet mellom signalet som frembringes av innretningen 6 og ekkoet som tilføyes i innretningen 7, blir derfor bare påårket av uunngålig tidsvariable løpetidsforvreng-ninger i overføringskanalen J>. Forsøk viser imidlertid at de i praksis opptredende løpetidsforvrengninger og faseforskyvninger i overføringskanalen bare i uvesentlig grad påvirker kvaliteten av ekkokompenseringen.Hvis rekkefølgen av innretningen 6 og innretningen 7 i senderstasjonen 2 og innretningen 8 og innretningen 9 i •mottakerstasjonen 4 byttes om, hvilket er teoretisk tenkbart, så ville faseforholdet mellom de frembragte ekkoer og de regenererte ekkoer bli forstyrret særlig i kantområdene av båndfilteret i innretningen 6 resp. 9. Da bredden av de komplementære delbånd er av - hengig av tiden, ville en kompensering av de løpetidsforvreninger, som kan være inntil 10 millisekunder, og som frembringes av kantområdene i disse båndfiltere, være meget komplisert. For å unngå dette er det hensiktsmessig å bygge opp anlegget som vist på fig. 1. ;En særlig fordelaktig utførelsesform av et forsinkelsesledd for innretningene som er vist på fig. 6-9, er vist på fig. 10. Dette forsinkelsesledd omfatter et skyveregister 53 for analoge signaler, dvs. en såkalt kjedelagringsinnretning. Prinsippet for en slik kjedelagringsinnretning består i en kjede av kondensatorer, ladningen eller ladningsunderskuddet i hver kondensator på kommando fra en koplingsinnretning blir gitt videre til den etterfølgende kondensator. De analoge signaler lagres i form av en endelig rekke av momentanverdier og kan innenfor visse grenser avsøkes igjen i vilkårlig langsom eller hurtig rekkefølge alt etter den anvendte taktfrekvens for koplingsinnretningen. Ved egnet valg av denne frekvens kan forsinkelsestiden mellom begynnelsen og slutten av kjeden påvirkes og det analoge signal komprimeres eller ekspanderes i tid. ;Et signal som tilføres inngangen 54 i skyveregisteret 53 ;hvis frekvensområde har en øvre grensefrekvens på fg, avsøkes i takt med skyvefrekvensen f , idet følgende betingelse for avsøkningen må ;være oppfylt f s = 2 sf un. De avsøkte analogiverdier blir i de kapasitive lagringselementer 1 til n i skyveregisteret 53 forskjøvet fra venstre mot høyre ved en avsøkningsoperasjon. Da de enkelte kapasitive lagringselementer ikke utlades og kan lades igjen på ny samtidig, skjer det en forskyvning i to faser 1 og p ^- For hver periode av skyvefrekvensen skjer det en forskyvning av analogi- ;verdien i to kapasitive lagringselementer. Den samlede forsinkelse i skyveregisteret 53 med n kapasite lagringselementer er således ;;Herav kan tidsforsinkelsen t, antallet n kapasitive lagringselementer og skyvefrekvensen f Sbestemmes for skyveregistret 53. ;I utgangen 55 av skyveregisteret 53 opptrer de enkelte analoge avsøkte verdier i takt med skyvefrekvensen f sforskjøvet med tiden t. Ved hjelp av et lavpassfilter 56 hvis øvre grensefrekvens er fg, oppnås det forsinkede, analoge signal som enten tilføres summeringsinnretningen 33» subtraksjonsleddet 38, summeringsinnretningen 43 resp. subtraksjonsleddet '48 og summeringsinnretningen 50. ;Den stabilitet som er vesentlig for kvaliteten av ekko-kompenseringen i mottakerstasjonen og reproduserbarheten av forsinkelsen er ved et gitt antall n kapasitive lagringselementer i skyveregisteret 53 bare avhengig av skyvefrekvensen f s. Da skyvefrekvensen f savledes fra en stabil kvartsoscillator, er stabiliteten av x meget god slik at en praktisk talt fullstendig ekkokompensering sikres. Nedenfor skal forklares virkemåten av en annen type tids-utydeliggjøring ved hjelp av negativ etterklang, nedenfor kalt negativt ekko. I motsetning til positivt ekko forståes ved negativt ekko ;et signal med forutgående ekko hvis amplitude øker med tiden. ;Den prinsippielle fremgangsmåte til utydeliggjøring av talesignaler bare med negativ etterklang er beskrevet i U.S.-patentskrift nr. 3.255.142. Den store ulempe ved denne fremgangsmåte er den store signalforsinkelse x på minst 5 sekunder for å oppnå en virksom utydeliggjøring. Por anlegg med gjensidig vekseltale er en slik stor forsinkftl.se ubrukelig. Denne ulempe kan ifølge oppfinnelsen unngås ved kombinasjonen av en tidsutydeliggjøring og en ytterligere frekvensutydeliggjøring i en anordning som vist på fig. 1. ;Da parametrene for innretningen 7 for frembringelse av negativt ekko ikke uten videre kan utledes fra det signal som over-føres av overføringskanalen 3, har denne innretning en allpass-karakteristikk. ;Den prinsippielle virkemåte for en slik innretning 7 skal forklares nærmere nedenfor under henvianing til fig. 11. Signalet som skal tilføyes et negativt ekko tilføres inngangen 124 i en for-sinkelsesledning 125. Forsinkelsesledningen har et antall f.eks. seks uttak 126 og en utgang 127. Disse uttak er anordnet slik at når f.eks. en puls tilføres inngangen 124 kan et signal som tilsvarer denne puls tas ut i hvert uttak 126 og sluttelig i utgangen 127, idet disse signaler er identiske men opptrer fra' uttak til uttak forsinket med et nøyaktig definert tidsintervall tQ. Hvert uttak 126 og utgangen 127 på forsinkelsesledningen 125 er via en forsterker 128 forbundet med en summeringsinnretning 129. Den med utgangen 127 for-bundne forsterker 128 har en forsterkning på -g. Forsterkerne i uttakene 126 på fig. 11 fra høyre til venstre har forsterkere 128 ;som i denne rekkefølge har forsterkningen ;(1-g2), (1 -g<2>)g.... (1 -g<2>) gn"3, (1-g2) gn"2 og (1-g2) gn_1. ;Den ovenfor nevnte forsinkelsestid tQ fra uttak til uttak og g danner ekkoparameterne. ;Pulsreaksjonen i anordningen på fig. 11 er vist på fig. 12a. For en endelig signalforsinkelse x = n • t^ er tallet n for de frembragte ekkoer endelig. På fig. 12 er f.eks. n = 6. Pulsreaksjonen for allpasskoplingen på fig. 11 for frembringelse av negativt ekko kan angis ved : ;i» z juto hvor z-e Av de ovenfor anførte ligninger får man ved omforming ;For kompensering av de negative ekkoer som frembringes i 7 på fig. li, tjener innretningen 8 som består av en invers allpasskopling. ;Et eksempel på en slik innretning er vist på fig. I1!. Pulsreaksjonen ;i denne innretning er vist på fig. 15 idet det skal bemerkes at pulsreaksjonen på tidsaksen t fortsetter uendelig, men amplituden av de enkelte ekkoer blir vilkårlig liten. På fig. 15 er pulsreak- ;sjonen bare vist til t * il tg =6tQ. Den av innretningen 8 på fig. <*> 1.5 kHz with a mean value of 397 kHz. If the fourth modulator 30 e.g. is supplied with the frequency f^ of 397 kHz and the constant frequency fg of 1.5 kHz, then the two frequencies f5 - frj - fg <=> 395.5 kHz and fg = fy + fg = 398.5 kHz mainly appear in its output . These two carrier frequencies are applied to the modulator 25 to form the lower sideband shown in fig. 5c. The last of the two above-described embodiments of the device 6 in the plant in fig. 1 offers, compared to the first embodiment, the advantage that the input filter 10 and the summing device 13 can be looped and that the band filters 23 and 27 are identical, so that the manufacture of the device is simplified. For filters 23 and 27, mechanical filters can be used which have lower energy requirements and steeper flanks. The complementary subbands in fig. 5e is then supplied to the input of the device 7 described below in the transmitter station 2 and is then transferred to the output of the device 8 in the receiver station 4 and from there to the input of the device 9 which is identical to the device 6 in the transmitter station 2. In a first modulator 22 modulates the exchanged complementary subbands. The modulation product is shown in fig- 5f. With the bandpass filter 23 whose pass characteristic is shown by line 24 in fig. 5f, the lower sideband is filtered out and supplied to the double modulator 25- In fig. 5g, the lower sideband is shown appearing at the output of the double modulator 25. The modulator gives the carrier frequency f,- the drawn part of the lower sideband and the modulation with the carrier frequency fg gives the dotted part of the lower sideband. The adjoining pieces of the mentioned sideband parts form a complete, frequency-shifted speech band in the inverted state and this is filtered out by means of the band filter 27 and supplied to the third modulator 28. In this, the speech band is transposed to the original state as shown in fig. 5i and is supplied via the low-pass filter 27 to the acoustic converter 5. The signal that appears at the output of the low-pass filter 29' or the output filter 21 in the devices described above has the same rhythm as the speech received by the microphone 1. An unauthorized third person can obtain valuable references from this speech rhythm for clarifying the message. In order to avoid this, in the device 7 described below it has been ensured that the additional signal which is dependent on time is added to these signals. These additional signals are derived from signals that appear at the output of the device 6. Below will be described the principle operation of a first embodiment for such time blurring by means of positive reverberation, which will be referred to below as echo. With reference to fig. 6-9 shall describe the principle connection for generating and adding a single echo and a multiple echo to the input signal and for recovery from and for subtraction of the signal that is transmitted via the transmission channel 3. Fig. 6 shows a coupling device for adding a single echo to the signal appearing on the input terminal 32, which signal is produced by the device 6. This signal is supplied on the one hand directly to a summing device 33 and on the other hand via a damping link 34 which attenuates the signal by a factor k and a delay term 35 which delays the attenuated signal by a value x. The attenuated, delayed signal is likewise supplied to the summing device 33. In the output 36, the signal sum of the input signal and the attenuated delayed signal appears, and this signal sum is then transmitted from the transmitter station 2 via the transmission channel 3 to the receiver station 4. The device 8 in the receiver station 4 includes fell a coupling which mainly corresponds to fig. 7. The signal sum appearing on the input terminal 37 is supplied to a subtraction circuit 38 whose output supplies the difference signal which is supplied to the device 9 and a damping circuit 39 and a delay circuit 40 for feeding back to the subtraction circuit 38. The factor k which the damping circuits 34 and 39 dampen the signals with, are the same for both damping links and can e.g. be 0.75. The time delay t with which the delay elements 35 and 40 delay the signals is likewise equal and can e.g. be 175 milliseconds. In the output 4l of fig. 7 therefore a signal appears which practically corresponds to the signal which is supplied to the input terminal 32 in fig. 6. With the connection shown in fig. 8, a multiple echo can be added to the input signal. From the input terminal 42, the input signal is supplied directly to a summing device 43. From the summing device, the signal sum is directly supplied to the output ;44 and the transmission channel 3. This signal sum is further fed back to the summing device 43 via an attenuation element 45 and a delay element 46. In this way, it occurs in the output 44 is a multiple echo, where the nth echo is attenuated by the factor k<n> in relation to the original signal. The corresponding device 8 in the receiving station is shown in fig. 9. The signal sum received via the transmission channel 3 is supplied from the input terminal 47 to a subtraction circuit 48. The produced difference signal is supplied to the output 49 and a summing device 50. The output signal from the summing device 50 is fed back via an attenuation circuit 51 and a delay circuit 52 to the summing device 50 and to the subtraction section 48. With the help of the summing device 50, the damping section 51 and the delay section 52, the multiple echo is regenerated and subtracted from the signal appearing on the input terminal 47 in the subtraction section 48 so that a signal appears on the output terminal 49 which practically corresponds to that signal which is supplied to the input terminal 42 in Fig. 8 and this signal is supplied to the device 9 in the receiver station 4. It is clear that also in this design example the factor k for the damping elements 45 and 51 and the delay time t for the delay elements 46 and 52 are chosen the same. The factor k can e.g. e.g. be ;0.9 and the delay time t can e.g. v honor 175 milliseconds. With such echo parameters, longer word breaks, i.e. up to 1 second, can be sufficiently filled in so that the speech rhythm in the signal transmitted via the transmission channel 3 is erased and becomes unrecognizable. A complete recovery of the signal supplied to the input terminal 32 or 37 in fig. 6 or 8, on output 41 or 49 in fig. 7 or 9 is only possible when the echo regenerated in the receiving station 4 is exactly in phase with the received echo. For this reason, the echo in the transmitter station 2 is not added to the speech signal produced by the microphone 1, but first added to the signal produced by the device 6. In the receiving station 4, the echo is then first regenerated and subtracted from the received signal. In this way, the signal corresponding to the complementary sub-bands in the inverted state is recovered and supplied to the device 9 in the receiver station 4. The phase relationship between the signal produced by the device 6 and the echo added in the device 7 is therefore only affected by inevitably time-varying time distortions in the transmission channel J>. Experiments show, however, that the actual time distortions and phase shifts in the transmission channel only have an insignificant effect on the quality of the echo compensation. If the order of device 6 and device 7 in transmitter station 2 and device 8 and device 9 in •receiver station 4 is changed, which is theoretically conceivable , then the phase relationship between the produced echoes and the regenerated echoes would be disturbed particularly in the edge areas of the bandpass filter in the device 6 or 9. As the width of the complementary sub-bands is dependent on time, a compensation of the duration distortions, which can be up to 10 milliseconds, and which are produced by the edge areas in these band filters, would be very complicated. To avoid this, it is appropriate to build up the facility as shown in fig. 1. A particularly advantageous embodiment of a delay link for the devices shown in fig. 6-9, is shown in fig. 10. This delay section comprises a shift register 53 for analogue signals, i.e. a so-called chain storage device. The principle of such a chain storage device consists in a chain of capacitors, the charge or charge deficit in each capacitor is passed on to the subsequent capacitor on command from a switching device. The analogue signals are stored in the form of a finite series of instantaneous values and can, within certain limits, be scanned again in an arbitrarily slow or fast order depending on the clock frequency used for the switching device. By choosing this frequency appropriately, the delay time between the beginning and the end of the chain can be affected and the analogue signal compressed or expanded in time. A signal supplied to the input 54 of the shift register 53, whose frequency range has an upper limit frequency of fg, is scanned in time with the shift frequency f, the following condition for the scan having to be fulfilled f s = 2 sf un. The scanned analog values are shifted from left to right in the capacitive storage elements 1 to n in the shift register 53 during a scanning operation. As the individual capacitive storage elements are not discharged and can be recharged again at the same time, a shift occurs in two phases 1 and p ^- For each period of the shift frequency, a shift of the analog value in two capacitive storage elements occurs. The overall delay in the shift register 53 with n capacity storage elements is thus ;;From this, the time delay t, the number of n capacitive storage elements and the shift frequency f S can be determined for the shift register 53. ;In the output 55 of the shift register 53, the individual analog scanned values appear in step with the shift frequency f f shifted with the time t. By means of a low-pass filter 56 whose upper limit frequency is fg, the delayed analog signal is obtained which is either supplied to the summing device 33, the subtraction term 38, the summing device 43 or the subtraction term '48 and the summing device 50. The stability which is essential for the quality of the echo compensation in the receiving station and the reproducibility of the delay is, for a given number of n capacitive storage elements in the shift register 53, only dependent on the shift frequency f s. Since the shift frequency f is derived from a stable quartz oscillator, the stability of x is very good so that practically complete echo compensation is ensured. The operation of another type of time blurring by means of negative reverberation, below called negative echo, will be explained below. In contrast to positive echo, negative echo means a signal with a preceding echo whose amplitude increases with time. ;The principle method for disambiguating speech signals with only negative reverberation is described in U.S. Patent No. 3,255,142. The major disadvantage of this method is the large signal delay x of at least 5 seconds to achieve effective obfuscation. Por facilities with mutual exchange rates, such a large delay is useless. According to the invention, this disadvantage can be avoided by the combination of a time disambiguation and a further frequency disambiguation in a device as shown in fig. 1. As the parameters for the device 7 for producing negative echo cannot be derived without further ado from the signal transmitted by the transmission channel 3, this device has an all-pass characteristic. ;The principle operation of such a device 7 shall be explained in more detail below with reference to fig. 11. The signal to be added to a negative echo is supplied to the input 124 of a delay line 125. The delay line has a number of e.g. six outlets 126 and one outlet 127. These outlets are arranged so that when e.g. a pulse is supplied to the input 124, a signal corresponding to this pulse can be output in each output 126 and finally in the output 127, these signals being identical but occurring from output to output delayed by a precisely defined time interval tQ. Each outlet 126 and the output 127 of the delay line 125 is connected via an amplifier 128 to a summing device 129. The amplifier 128 connected to the output 127 has a gain of -g. The amplifiers in the outlets 126 in fig. 11 from right to left have amplifiers 128 ;which in this order have the gain ;(1-g2), (1 -g<2>)g.... (1 -g<2>) gn"3, (1- g2) gn"2 and (1-g2) gn_1. The above-mentioned delay time tQ from outlet to outlet and g form the echo parameters. The pulse reaction in the device in fig. 11 is shown in fig. 12a. For a finite signal delay x = n • t^, the number n for the produced echoes is finite. In fig. 12 is e.g. n = 6. The pulse response for the all-pass coupling in fig. 11 for the production of negative echo can be indicated by: ;i» z juto where z-e From the equations listed above, one obtains by transformation ;For compensation of the negative echoes that are produced in 7 on fig. li, serves the device 8 which consists of an inverse all-pass coupling. An example of such a device is shown in fig. IN 1!. The pulse reaction in this device is shown in fig. 15 where it should be noted that the pulse response on the time axis t continues indefinitely, but the amplitude of the individual echoes becomes arbitrarily small. In fig. 15, the pulse response is only shown up to t * il tg =6tQ. That of the device 8 in fig.

14 frembragte pulsreaksjon kan angis som følger: 14 produced pulse reaction can be specified as follows:

j uto j uto

hvor z = e ■ where z = e ■

Herav kan utledes følgende ligning: The following equation can be derived from this:

For produktet av H^ (z) og Hg (z), dvs. pulsreaksjonen for de i serie koplede innretninger 7 og 8 på fig. 11 og 14 får man: Og i forenklet form Størrelsen z n representerer det ønskede signal som er forsinket n • tg. Kvotienten representerer et eksponensielt dempet forutgående ekko som stammer fra et endelig antall n uttak på forsinkelsesledningen 125 i innretningen på fig. 11 og den tilsvarende endelige lengde av et i praksis realiserbart negativt ekko. Dette forutgående ekko kan gjøres vilkårlig lite ved økning av antallet n. For the product of H^ (z) and Hg (z), i.e. the pulse response for the series-connected devices 7 and 8 in fig. 11 and 14 we get: And in simplified form The quantity z n represents the desired signal which is delayed n • tg. The quotient represents an exponentially attenuated preceding echo originating from a finite number n of outlets on the delay line 125 in the device of FIG. 11 and the corresponding final length of a practically realizable negative echo. This prior echo can be made arbitrarily small by increasing the number n.

Det skal bemerkes at et allpass for frembringelse av negativt ekko med de hjelpemidler som står til rådighet bare kan It should be noted that an all-pass for producing negative echo with the aids available can only

oppnås tilnærmet, fordi i motsetning til innretningen for frembringelse av positivt ekko er tallet n for de frembragte ekkopulser i pulsreaksjonen endelig når en endelig signalforsinkelse x er ønskelig. Fortrinnsvis velger man forsinkelsen x for den tilnærmede pulsreaksjon i en innretning for frembringelse av et negativt ekko lik etterklangstiden T som kan defineres som dempningstid for ekko-reaksjonen til 1 % av hovedpulsen i utgangen, hvilket tilsvarer en dempning på 40 dB. Den totale forsinkelse x er lik summen av del-forsinkelsestidene t Q for hvert avsnitt av forsinkelsesledningen 125 mellom to uttak 126. is achieved approximately, because in contrast to the device for generating positive echo, the number n for the generated echo pulses in the pulse reaction is finite when a finite signal delay x is desired. Preferably, one chooses the delay x for the approximate pulse reaction in a device for producing a negative echo equal to the reverberation time T, which can be defined as the attenuation time for the echo reaction to 1% of the main pulse in the output, which corresponds to an attenuation of 40 dB. The total delay x is equal to the sum of the partial delay times t Q for each section of the delay line 125 between two outlets 126.

Parameterne for negativ etterklang kan velges slik at signalforsinkelsen x ikke overskrider den tillatte maksimalverdi på høyst 0,5 sekunder. Det forutsettes da at etterklangstiden for innretningen 7 efter fig. 11 er: The parameters for negative reverberation can be selected so that the signal delay x does not exceed the maximum permissible value of no more than 0.5 seconds. It is then assumed that the reverberation time for the device 7 according to fig. 11 are:

Etterklangstiden T er avhengig av etterklangsparameterne tQ og g. The reverberation time T depends on the reverberation parameters tQ and g.

Innvirkningen av parameteren g på pulsreaksjonen er vist på fig. 12b til f. Herav fremgår at for de to ekstreme tilfeller g = 1 (fig. 12b) og g = 0 (fig. 12f) består pulsreaksjonen bare av en enkelt puls. Det er tydelig at ved disse ekstreme tilfeller kan det ikke oppnås noen virksom utydeliggjøring av det signal som skal overføres. The influence of the parameter g on the pulse response is shown in fig. 12b to f. From this it appears that for the two extreme cases g = 1 (fig. 12b) and g = 0 (fig. 12f) the pulse reaction only consists of a single pulse. It is clear that in these extreme cases no effective obfuscation of the signal to be transmitted can be achieved.

En optimal virkning av utydeliggjørelsen oppnås f.eks. når energien i hovedpulsen (amplitude = -g) er lik summen av energien i " samtlige negative, dvs. forutgående etterklangspulser, hvor amplituden av ekkopulsene er: I dette tilfelle er da An optimal effect of the obfuscation is achieved e.g. when the energy in the main pulse (amplitude = -g) is equal to the sum of the energy in " all negative, i.e. preceding reverberation pulses, where the amplitude of the echo pulses is: In this case, then

Når altså ekkoparameteren velges g =<=> o 707 So when the echo parameter is selected g =<=> o 707

øker amplituden av de enkelte ekkopulser eksponensielt slik som vist på fig. 12d, hvor amplituden i etter hverandre følgende ekkopulser skiller seg fra hverandre med faktoren l/g = \ J~ 2' i hvilket tilsvarer en økning på 3 dB. Etterklangstiden T ved hvilken pulsamplituden synker med 1% i forhold til hovedpulsen er: increases the amplitude of the individual echo pulses exponentially as shown in fig. 12d, where the amplitude of successive echo pulses differs from each other by the factor l/g = \ J~ 2' i which corresponds to an increase of 3 dB. The reverberation time T at which the pulse amplitude decreases by 1% in relation to the main pulse is:

Da etterklangstiden T ifølge forutsetningene må være lik den tillatelige, samlede signalforsinkelse r, må følgende betingelse oppfylles: As the reverberation time T according to the assumptions must be equal to the permissible overall signal delay r, the following condition must be met:

Derav kan forsinkelsestiden t^ for hvert avsnitt mellom to til hverandre grensende uttak 126 på forsinkelsesledningen 125 beregnes som følger: Hence, the delay time t^ for each section between two adjacent outlets 126 on the delay line 125 can be calculated as follows:

Fig. 13 viser et første utførelseseksempel på innretningen 7. Denne innretning har et skyveregister 58 som er delt i avsnitt 57 ved hjelp av et antall uttak 59> hvilket skyveregister er egnet for lagring av ani-oge signåler. De ved hjelp av uttakene 57 uttatte signaler og det i utgangen av det siste avsnitt 57 i skyveregisteret 58 opptredende signal tilføres via hver sin forsterker 60 til en summeringsinnretning 61. De i denne frembragte signalsummer tilføres et lavpassfilter 62 og sendes sluttelig ut på overføringskanalen 3. Fig. 13 shows a first embodiment of the device 7. This device has a shift register 58 which is divided into sections 57 by means of a number of outlets 59> which shift register is suitable for storing analog signals. The signals extracted with the help of the outlets 57 and the signal appearing at the output of the last section 57 in the shift register 58 are each fed via a separate amplifier 60 to a summing device 61. The signal sums produced in this are fed to a low-pass filter 62 and finally sent out on the transmission channel 3.

De analoge signaler som tilføres inngangen 63 i skyveregisteret 58 The analog signals which are supplied to the input 63 of the shift register 58

og som danner de delvis ombyttede talebånd i omvendt tilstand, og som frembringes av innretningen 6, avsøkes i det første trinn i det første avsnitt 57 i skyveregisteret 58 i takt med skyvefrekvensen f og den avsøkte analogiverdi blir i samsvar med denne takt skjøvet gjennom .hele skyveregisteret 58. Oscillatoren for frembringelse av skyvefrekvensen fg med de to faser y> 1 og ^ g er ikke vist på tegningen . and which form the partially switched speech bands in the reverse state, and which are produced by the device 6, are scanned in the first step in the first section 57 of the shift register 58 in time with the shift frequency f and the scanned analog value is shifted in accordance with this time through the entire shift register 58. The oscillator for producing the shift frequency fg with the two phases y> 1 and ^g is not shown in the drawing.

For frembringelse av det negative ekko med parameteren tQ = 37,5 ms. og g = 0,707 kan skyveregisteret 58 på fig. 13 anvendes med sine 13 avsnitt 57 og 14 uttak 59. Den totale forsinkelsestid t er tQ = 0,4875 s. For producing the negative echo with the parameter tQ = 37.5 ms. and g = 0.707, the shift register 58 in fig. 13 is used with its 13 sections 57 and 14 outlets 59. The total delay time t is tQ = 0.4875 s.

Hvert enkelt avsnitt 57 i skyveregisteret 58 er tilordnet Each individual section 57 in the shift register 58 is assigned

en forsterker 64 for kompensering av dempningstapene i hvert avsnitt, slik at det i utgangen av skyveregisteret 58 opptrer et forsinket signal med samme størrelse som på inngangen 63. an amplifier 64 for compensating the damping losses in each section, so that a delayed signal with the same magnitude as at the input 63 appears at the output of the shift register 58.

Skyvefrekvensen f stilføres skyveregisteret 58 som allerede nevnt i to forskjellige taktfaser y71 og >?„ °& ved hjelp av lavpassfilteret 62 omformes de i summeringsinnretningen 61 summerte, enkelte signalkomponenter til et kontinuerlig analogt signal, idet dette lavpassfilter 62 har en båndbredde fg som tilsvarer halve skyvefrekvensen f s. Høyere frekvensandeler av det avsøkte signal dempes sterkt. Det på denne måte frembragte utydeliggjorte signal tilføres så mottakerstasjonen 4 via overføringskanalen 3- The shift frequency f is fed into the shift register 58 as already mentioned in two different clock phases y71 and >?„ °& by means of the low-pass filter 62, the individual signal components summed in the summation device 61 are transformed into a continuous analogue signal, this low-pass filter 62 having a bandwidth fg which corresponds to half the shift frequency f s. Higher frequency portions of the searched signal are strongly attenuated. The obfuscated signal produced in this way is then supplied to the receiving station 4 via the transmission channel 3-

Et blokkskjema for en andre utførelsesform av en innretning 7 med et skyveregister 71 for digitale signaler er vist på fig. 16. Det signal som opptrer i utgangen av innretningen 6 tilføres en analog-digitalomformer 72 i takt med avsøkningsfrekvensen f^ som tilføres analog- digitalomformeren, idet avsøkningsfrekvensen f^ i det minste er dobbelt så høy som frekvensen som forekommer i det nevnte signal. Ved hver opptreden av en avsøkt puls opptrer i utgangen av analog-digitalomformeren 72 et digitalsignal som tilsvarer momentanverdien A block diagram for a second embodiment of a device 7 with a shift register 71 for digital signals is shown in fig. 16. The signal appearing at the output of the device 6 is supplied to an analog-to-digital converter 72 in time with the scanning frequency f^ which is supplied to the analog-to-digital converter, the scanning frequency f^ being at least twice as high as the frequency occurring in the said signal. At each occurrence of a detected pulse, a digital signal corresponding to the instantaneous value appears at the output of the analog-to-digital converter 72

av det nevnte signal, og dette digitalsignal tilføres det første trinn i skyveregisteret 71. De enkelte digitale informasjoner som tilføres skyveregisteret 71 blir i takt med skyvefrekvensen f som er lik avsøkningsfrekvensen f^ skjøvet videre. of the said signal, and this digital signal is supplied to the first stage of the shift register 71. The individual digital information supplied to the shift register 71 is shifted further in time with the shift frequency f which is equal to the scanning frequency f^.

Skyveregisteret 71 har et antall uttak 73 som er anordnet slik at det i hver av de etter hverandre følgende uttak opptrer et The sliding register 71 has a number of outlets 73 which are arranged so that in each of the following outlets a

signal som tilsvarer inngangssignalet først etter en forsinkelses- signal corresponding to the input signal only after a delay

tid tg etter opptreden av signalet på det foregående uttak. Hvert uttak 73 er via en multiplikator 74 forbundet med en summeringsinnretning 75 i hvilken samtlige i utgangen av multiplikatoren 74 sam- time tg after appearance of the signal on the previous outlet. Each outlet 73 is connected via a multiplier 74 to a summing device 75 in which all of the output of the multiplier 74

tidig opptredende digitalsignaler adderes og denne signalsum til-føres så via en ledning 76 en digital- analogomformer 77. early appearing digital signals are added and this signal sum is then supplied via a line 76 to a digital-to-analogue converter 77.

I utgangen av digital- analogomformeren 77 er anordnet et lavpassfilter 78 som sperrer eventuelle restdeler av avsøknings-frekvensen f^ for at et utydeliggjort, men analogt signal skal kunne tilføres overføringskanalen 3. At the output of the digital-to-analogue converter 77, a low-pass filter 78 is arranged which blocks any remaining parts of the scanning frequency f^ so that a blurred but analogue signal can be supplied to the transmission channel 3.

Antallet multiplikatorer 74 kan reduseres hvis de enkelte multiplikasjoner i det minste delvis kan skje i tur og orden, men det må da sørges for ekstra foranstaltninger for å endre multiplika-sjonsfaktoren tilsvarende. The number of multipliers 74 can be reduced if the individual multiplications can at least partially take place in turn, but extra measures must then be provided to change the multiplication factor accordingly.

Fig. 17 viser et blokkskjema for en tredje utførelsesform Fig. 17 shows a block diagram of a third embodiment

av en innretning 7. Inngangssignalet blir her tilført via at lavpassfilter 130 for at inngangssignalets spektrum hovedsakelig skal være begrenset til overføringskanalens 3 båndbredde, idet det til lavpassfilterets flankesteilhet ikke behøver stilles store fordring- of a device 7. Here, the input signal is supplied via the low-pass filter 130 so that the spectrum of the input signal is mainly limited to the bandwidth of the transmission channel 3, as there is no need to place great demands on the low-pass filter's flank steepness

er. Det analoge- filtrerte inngangssignal deltamoduleres i en deltamodulator 131 med en avsøkningsfrekvens f^ og tilføres så et digitalt skyveregister 132 hvor signalet skyves videre med en skyvefrekvens foS . Avsøkningsfrekvensen f, u og skyvefrekvensen f o er like og er for vanlig talebåndbredde av overføringskanalen 3 fortrinns- is. The analog filtered input signal is delta modulated in a delta modulator 131 with a scanning frequency f^ and then supplied to a digital shift register 132 where the signal is shifted further with a shift frequency foS . The scanning frequency f, u and the shift frequency f o are equal and are for the usual voice bandwidth of the transmission channel 3 preferentially

vis 20 - 60 kHz. Skyveregisteret 132 har n + 1 uttak 133 og er utført slik at tidsforsinkelsen av signalet mellom to til hverandre grensende uttak 133 er lik tnu . Ved en skyvefrekvens f s er det mellom to uttak 133 i skyveregisteret nødvendig med m = tQ • f binære lagringselementer. display 20 - 60 kHz. The shift register 132 has n + 1 outlets 133 and is designed so that the time delay of the signal between two adjacent outlets 133 is equal to tnu . At a shift frequency f s, m = tQ • f binary storage elements are required between two outlets 133 in the shift register.

Med hvert av uttak 133 er forbundet en delta demodulator A delta demodulator is connected to each of the outlets 133

134. Som deltademodulatorer 134 kan f.eks. anvendes enkle integratorer. 134. As delta demodulators 134 can e.g. simple integrators are used.

I utgangen av deltademodulatorene 134 opptrer analoge signaler som In the output of the delta demodulators 134, analog signals such as

tilføres ytterligere lavpassfiltre 135 som har samme båndbredde som lavpassfilteret 130 og som sperrer skyvefrekvensen f sog dens har-moniske. are supplied to further low-pass filters 135 which have the same bandwidth as the low-pass filter 130 and which block the shift frequency f and its harmonics.

Via forsterkere 136 tilføres de ..filtrerte analogisignaler Via amplifiers 136, the ..filtered analog signals are supplied

til en summeringsinnretning 137, idet hver forsterker 136 har et forsterkning som fremgår av fig. 17. Innretningen på fig. 17 re- to a summing device 137, each amplifier 136 having a gain as shown in fig. 17. The device in fig. 17 re-

presenterer en alipasskopling for frembringelse av et negativt, presents an alipass coupling to produce a negative,

flerfoldig ekko og for signalforsinkelse omformes de analoge inn-gangssignaler ved deltamodulasjon til et digitalt signal som for- multiple echo and for signal delay, the analog input signals are transformed by delta modulation into a digital signal which

sinkes i et digitalt skyveregister 132 og sluttelig ved hjelp av deltademodulasjon omformes igjen til analogsignaler. is reduced in a digital shift register 132 and finally transformed back into analogue signals by means of delta modulation.

Utførelsen på fig. 17 har i forhold til utførelsen på The embodiment in fig. 17 has in relation to the execution of

fig. l6 følgende fordeler: fig. l6 following benefits:

Den istedetfor analog- digitalomformeren 72 anvendte deltamodulator Instead of the analog-to-digital converter 72 used a delta modulator

131 er enklere og billigere å fremstille. Da de i hvert uttak 133 131 is simpler and cheaper to produce. Then in each withdrawal 133

anordnede deltademodulatorer 134 bare er ankle integratorer er en fullstendig parallellanordning med en deltademodulator som digital-analogomformer i hvert uttak mulig og derved blir organiseringen av driftsforløpet vesentlig forenklet. arranged delta demodulators 134 are only ankle integrators, a completely parallel device with a delta demodulator as a digital-to-analog converter in each outlet is possible and thereby the organization of the operating sequence is significantly simplified.

Kompenseringen av det signal som frembringes ved hjelp av innretningen 7 og utførelseseksemplene på fig. 13, 16 eller 17 og som tilføyes negative, flerfoldige ekkoer skjer i mottakerstasjonen 4 ved hjelp av innretningen 8. Fig. 14 viser et enkelt blokkskjema for en slik innretning 8. Pulsreaksjonen ved denne kopling er vist på fig. 15 som tilnærmet tilsvarer en parameter g = 0,707. Sammen- The compensation of the signal which is produced by means of the device 7 and the embodiments in fig. 13, 16 or 17 and to which negative, multiple echoes are added takes place in the receiving station 4 by means of the device 8. Fig. 14 shows a simple block diagram for such a device 8. The pulse response at this connection is shown in fig. 15 which roughly corresponds to a parameter g = 0.707. Together-

ligner man fig. 15 med fig. 12a, så fastslår man bortsett fra for- is similar to fig. 15 with fig. 12a, then it is established apart from for-

løpet av tidsaksen t, en eksakt overensstemmelse. Koplingen på fig. during the time axis t, an exact match. The connection in fig.

14 har samme parameter tQ og g som på fig. 13,16 eller 17 får negativt flerfoldig ekko. Et signal som tilføres denne kopling blir på den ene side tilført en forsterker 65 med en forsterkning på -g og på den annen side til en summeringsinnretning 66. 14 has the same parameters tQ and g as in fig. 13,16 or 17 get a negative multiple echo. A signal supplied to this coupling is supplied on the one hand to an amplifier 65 with a gain of -g and on the other hand to a summing device 66.

Via forsterkeren 65 tilføres signalet uforsinket men med Via the amplifier 65, the signal is supplied without delay but with

omvendt fortegn til en ytterligere summeringsinnretning 67, og via summeringsinnretningen 66, forsinkelsesleddet 68 og en ytterligere forsterker 69 forsinkes med forsinkelsestiden tg i forsinkelsesinn- reversed sign to a further summing device 67, and via the summing device 66, the delay element 68 and a further amplifier 69 are delayed by the delay time tg in the delay device

retningen 68 til den ytterligere summeringsinnretning 67. På denne måte oppstår i utgangen av summeringsinnretningen 67 en negativ puls på tidspunktet tQ og en første positiv puls på tidspunktet t=tQthe direction 68 to the further summing device 67. In this way, a negative pulse occurs at the output of the summing device 67 at time tQ and a first positive pulse at time t=tQ

som vist på fig. 15. Det signal som opptrer i utgangen av forsinkelsesleddet 68 blir .via en forsterker 70 med forsterkningen g ført tilbake til summeringsinnretningen 66 og når påny inngangen i forsinkelsesleddet 68 men dempet fordi forsterkningen g vanligvis er mindre enn 1. Etter utløpet av forsinkelsestiden tQ opptrer dette signal igjen i utgangen av forsinkelsesleddet 68 og tilføres via as shown in fig. 15. The signal that appears at the output of the delay stage 68 is fed back to the summing device 66 via an amplifier 70 with the gain g and again reaches the input of the delay stage 68 but attenuated because the gain g is usually less than 1. After the end of the delay time tQ this occurs signal again at the output of the delay stage 68 and supplied via

forsterkeren 69 til summeringsinnretningen 67, idet den andre positive puls på tidspunktet t = 2tg opptrer i utgangen av summeringsinnretningen 67 som vist på fig. 15. the amplifier 69 to the summing device 67, the second positive pulse at time t = 2tg appearing in the output of the summing device 67 as shown in fig. 15.

Det ovenfor beskrevne forløp fortsetter idet amplituden The process described above continues as the amplitude

av pulsen som opptrer i utgangen av summeringsinnretningen 67 avtar raskt. of the pulse appearing at the output of summing device 67 decreases rapidly.

Forsinkelsesleddet 68 i den på fig. 14 viste anordning The delay link 68 in the one in fig. 14 shown device

kan f.eks. ha et skyveregister 53 som beskrevet i forbindelse med fig. 10. Istedetfor den ovenfor anførte innretning med et skyve- can e.g. have a sliding register 53 as described in connection with fig. 10. Instead of the above-mentioned device with a sliding

register for analogisignalene kan innretningen for frembringelse og kompensering av negative eller positive ekkoer prinsippielt også register for the analog signals, the device for generating and compensating negative or positive echoes can in principle also

inneholde skyveregister for digitalsignaler. contain shift registers for digital signals.

På fig. 18 er vist et blokkskjema for en utførelsesform In fig. 18 shows a block diagram of an embodiment

av innretningen 8 for kompensering av et negativt, flerfoldig ekko ifølge et prinsipskjema på fig. 14 hvor det er anvendt et skyve- of the device 8 for compensating a negative, multiple echo according to a principle diagram in fig. 14 where a sliding

register 79 for forsinkelse av digitalsignalene. Anordningen på register 79 for delaying the digital signals. The device on

fig. 18 tilsvarer i høy grad anordningen på fig. 14. Komponenter som utfører samme funksjon har her samme henvisningstall. Istedet- fig. 18 corresponds to a large extent to the device in fig. 14. Components that perform the same function here have the same reference number. Instead-

for det på fig. 14 med 68 betegnede forsinkelsesledd har anordningen på fig. 18 en analog- digitalomformer 80, skyveregisteret 79 har en digital- anaogomformer 8l og et lavpassfilter 82. Dessuten er det her anordnet et ytterligere lavpassfilter 83 som begrenser frekvens-omfanget av det overførte signal til fn = f_/2, hvor f = f.. for that in fig. 14 with 68 designated delay elements, the device in fig. 18 an analog-to-digital converter 80, the shift register 79 has a digital-to-analog converter 8l and a low-pass filter 82. Moreover, there is arranged here a further low-pass filter 83 which limits the frequency range of the transmitted signal to fn = f_/2, where f = f. .

US Su US Su

På fig. 20 er vist et blokkskjema for en stasjon i det In fig. 20 shows a block diagram of a station therein

ovenfor beskrevne anlegg. Denne stasjon kan ved hjelp av en 5~polet vender 84a til 84e endre driftstilstanden fra .'sending til mottakning og omvendt. To slike stasjoner representerer et fullstendig anlegg for utydeliggjort overføring av talesignaler. facilities described above. This station can, by means of a 5-pole switch 84a to 84e, change the operating state from transmission to reception and vice versa. Two such stations represent a complete facility for disambiguated transmission of voice signals.

Venderen 84a - 84e befinner seg på fig. 20 i mottaknings-stilling. Først antas det at venderen på en nedenfor beskrevet måte er koplet for sending. Mikrofonen 1 frembringer et med tale analogt elektrisk signal som forsterkes i en mikrofonforsterker 85 med amplituderegulering og tilføres via et forkorrigeringsnettverk 86, venderen 84a, inngangsfilteret 10 og venderen 84b til den i sendertilstand virkende innretning 6 resp. 9. Denne innretning er når det gjelder samme funksjoner forsynt med samme henviHaingstall som på fig. 2. Det i utgangen av innretningen 6 opptredende signal tilsvarer de komplementære talebånd i omvendt tilstand og tilføres via The inverter 84a - 84e is located in fig. 20 in receiving position. First, it is assumed that the sender is connected for transmission in a manner described below. The microphone 1 produces a speech-analog electrical signal which is amplified in a microphone amplifier 85 with amplitude control and supplied via a pre-correction network 86, the inverter 84a, the input filter 10 and the inverter 84b to the device operating in transmitter mode 6 resp. 9. In terms of the same functions, this device is provided with the same reference number as in fig. 2. The signal appearing at the output of the device 6 corresponds to the complementary speech bands in reverse state and is supplied via

en ledning 87 og venderen 84c i sendertilstand innretningen 7 a wire 87 and the inverter 84c in the transmitter state of the device 7

resp. 8. Når venderen 84 d befinner seg i den stilling som er vist på fig. 20, frembringer denne innretning i likhet med koplingen på fig. 8 et positivt flerfoldig ekko, eller kompenserer ekkoet når venderen 84d befinner eeg i den stilling som beskrevet under henvisning til fig. 9. respectively 8. When the turner 84 d is in the position shown in fig. 20, this device produces similar to the connection in fig. 8 a positive multiple echo, or compensates the echo when the turner 84d is in the position described with reference to fig. 9.

Dempningsleddet 51, forsinkelsesleddet 52 og summerings- - innretningen 50 har samme funksjoner som de tilsvarende deler på The damping element 51, the delay element 52 and the summing device 50 have the same functions as the corresponding parts of

fig. 9, og har derfor samme henvisningstall. Por at innretningen 7 resp. 8 på fig. 20 skal kunne anvendes såvel for frembringelse som for kompensering av et flerfoldig ekko, har den en ytterligere summeringsinnretning 138 og en inverter 139- fig. 9, and therefore have the same reference number. Por that the device 7 resp. 8 in fig. 20 must be able to be used both for generating and for compensating a multiple echo, it has a further summing device 138 and an inverter 139-

Utgangen av innretningen 7 over hvilken det utydeliggjorte signal som skal overføres opptrer, er via en ledning 88 og et tilpasningsnettverk 89 f.eks. forbundet med lavfrekvensinngangen i en radiostasjon som er en del av den trådløse overføringskanal J>. The output of the device 7 over which the obfuscated signal to be transmitted appears, is via a line 88 and an adaptation network 89 e.g. connected to the low frequency input of a radio station which is part of the wireless transmission channel J>.

Det via overføringskanalen 3 overførte signal blir mottatt av en andre stasjon som er identisk med den som er vist på fig. 20. Via et tilpasningsnettverk 90 blir det mottatte, utydeliggjorte overføringssignal tilført innretningen 8 via venderen 84c. Da venderen 84d befinner seg i den stilling som er vist på fig. 20, regenererer innretningen 8 et positivt flerfoldig ekko fra det tilførte utydeliggjorte signal og subtraherer dette ekko fra dette signal. Dette skjer på samme måte som beskrevet under henvisning til fig. 9. The signal transmitted via the transmission channel 3 is received by a second station which is identical to the one shown in fig. 20. Via an adaptation network 90, the received, obfuscated transmission signal is supplied to the device 8 via the inverter 84c. When the turner 84d is in the position shown in fig. 20, the device 8 regenerates a positive multiple echo from the supplied obfuscated signal and subtracts this echo from this signal. This happens in the same way as described with reference to fig. 9.

Fra utgangen i innretningen 8 blir det signal som er be-fridd for ekkoet via ledningen 88 og venderen 84b tilført innretningen 9 som gjenoppretter den på sendersiden foretatte frekvens-båndforskyvning og inverteriiig. Det i utgangen fra innretningen 9 leverte signal tilvarer praktisk talt det av mikrofonen 1 i den første stasjon frembragte, analoge talesignal og blir via ledningen 87, venderen 84a, inngangsfilteret 10, forkompenseringsnettverket 91 og sluttforsterkeren 92 tilført den akustiske omformer 5. From the output in the device 8, the signal which is freed from the echo via the line 88 and the inverter 84b is supplied to the device 9 which restores the frequency band shift made on the transmitter side and inverts it. The signal delivered at the output of the device 9 practically corresponds to the analog speech signal produced by the microphone 1 in the first station and is fed to the acoustic converter 5 via the line 87, the inverter 84a, the input filter 10, the pre-compensation network 91 and the final amplifier 92.

Som nærmere forklart under henvisning til fig. 2-5 blir den andre modulator 17 resp. 25 tilført en av styresignalet s avhengig bærefrekvens ^ resp. f,, og fg for at de komplementære delbånd som funksjon av styresignalet s skal tidsforskyves i- bestemte trinn. Det er klart at styresignalet s i senderstasjonen nøyaktig må tilsvare styresignalet s i mottakerstasjonen når frekvensbåndfor-skyvningen og inverteringen skal kunne gjøres fullstendig ombytt- As explained in more detail with reference to fig. 2-5 becomes the second modulator 17 resp. 25 supplied with one of the control signal s dependent carrier frequency ^ resp. f,, and fg for the complementary subbands as a function of the control signal s to be time-shifted in certain steps. It is clear that the control signal s in the transmitting station must exactly correspond to the control signal s in the receiving station when the frequency band shift and the inversion are to be completely interchangeable.

bar. bar.

Den foranderlige bærefrekvens fg for den andre modulator The variable carrier frequency fg for the second modulator

17 frembringes ved hjelp av en modulator 93 som på den ene side til-føres f.eks. frekvensen 175 kHz fra et båndfilter 94 som filtrerer ut denne frekvens av en frekvensblanding som frembringes av en blander 95j og som oppstår ved at blanderen tilføres de to frekvenser 25 kHz og 200 kHz, og modulatoren 93 på sin side tilføres en foranderlig frekvens fra et lavpassfilter 96 ved hjelp av en styrbar frekvensdeler 97, idet varigheten av utydeliggjøringsintervallene fortrinnsvis er 20 - 100 ms. 17 is produced by means of a modulator 93 which on the one hand is fed to e.g. the frequency 175 kHz from a band-pass filter 94 which filters out this frequency from a frequency mixture produced by a mixer 95j and which occurs when the mixer is supplied with the two frequencies 25 kHz and 200 kHz, and the modulator 93 in turn is supplied with a variable frequency from a low-pass filter 96 by means of a controllable frequency divider 97, the duration of the disambiguation intervals being preferably 20 - 100 ms.

De fem innganger 98 i den styrbare frekvensdeler 97, The five inputs 98 in the controllable frequency divider 97,

av hvilke bare en er vist på tegningen, tilføres det digitale styresignal s. Dette styresignal s frembringes av en siffergenerator 99 idet hvert styresignal s f.eks. har 5 bits som parallelt til- of which only one is shown in the drawing, the digital control signal s is supplied. This control signal s is produced by a digit generator 99, each control signal s e.g. has 5 bits that parallel to-

føres de enkelte innganger. Hvert styresignal s lagres i frekvensdeleren 97 inntil et nytt styresignal s opptrer og har en tallverdi på 0 - 31. Tilsvarende kan f.eks. delingsfaktoren k for frekvensdeleren 97 alt etter styresignalet s ha 15 forskjellige verdier i området 184 - .20.2,når et liketalls delfaktor k anvendes. Del- are led to the individual entrances. Each control signal s is stored in the frequency divider 97 until a new control signal s appears and has a numerical value of 0 - 31. Correspondingly, e.g. the division factor k for the frequency divider 97 depending on the control signal s has 15 different values in the range 184 - .20.2, when an even number division factor k is used. Share-

faktoren k er for utydeliggjøring av talesignalet valgt slik at skillestedet mellom de øvre sidebånd 12' og 12" alltid ligger innen- the factor k is chosen for blurring the speech signal so that the dividing point between the upper sidebands 12' and 12" always lies within

for båndbredden av utgangsf ilteret 21 som vist på fig. 3<3. for the bandwidth of the output filter 21 as shown in fig. 3<3.

Bærefrekvensene f^ og fg som er nødvendig for den første modulator 14 og den tredje modulator 20, såvel som frekvensene på 4 MHz, 200 kHz og 25 kHz som er nødvendig for den styrbare frekvensdeler 97 og blanderen 95 > leveres av en ytterligere frekvensdeler 100 som på sin side styres av en fortrinnsvis krystallstyrt basis-generator 101 som frembringer en enkelt frekvens på f.eks. 8 MHz. The carrier frequencies f^ and fg required for the first modulator 14 and the third modulator 20, as well as the frequencies of 4 MHz, 200 kHz and 25 kHz required for the controllable frequency divider 97 and the mixer 95 > are provided by a further frequency divider 100 which in turn is controlled by a preferably crystal-controlled base generator 101 which produces a single frequency of e.g. 8 MHz.

Videre leverer frekvensdeleren 100 også de for drift av siffergeneratoren 99 nødvendige taktpulser og eventuelt skyvepulsene som er nødvendig for drift av skyveregisteret 58 resp. 71 når det an- Furthermore, the frequency divider 100 also supplies the clock pulses necessary for operation of the digit generator 99 and possibly the shift pulses that are necessary for operation of the shift register 58 or 71 when it an-

vendes en innretning 7 resp. 8 ifølge fig. 13,16 eller 17. if a device 7 or 8 according to fig. 13, 16 or 17.

For upåklagelig drift av anlegget på fig. 20 er det nød-vendig at styresignalet s i senderstasjonen og i mottakerstasjonen tilsvarer hverandre, dvs. er identiske, men er innbyrdes forskjøvet For impeccable operation of the plant in fig. 20, it is necessary that the control signal s in the transmitting station and in the receiving station correspond to each other, i.e. are identical, but mutually offset

tilsvarende den midlere løpetid for signalene i overførings- corresponding to the mean duration of the signals in the transmission

kanalen 3 og eventuelt er forsinket med denne tid i innretningen 8 når koplingen ifølge fig. 13, 16 eller 17 anvendes. the channel 3 and is possibly delayed by this time in the device 8 when the connection according to fig. 13, 16 or 17 are used.

Styresignalet s overføres ikke over overføringskanalen The control signal s is not transmitted over the transmission channel

3 fordi dette inneholder nøkkelen til tydeliggjøring. Styresig- 3 because this contains the key to clarification. Governing

nalet s blir såvel på sendersiden som på mottakersiden frembragt av siffergeneratoren 99. En slik siffergenerator er f.eks. beskrevet i sveitsisk patentskrift nr. 408.109. Hvis nøkkelpulsrekken i siffergeneratoren 99 på sender- og mottakersiden er bygget opp overensstemmende med identiske regler, vil dens program være fast- the number s is produced both on the transmitter side and on the receiver side by the digit generator 99. Such a digit generator is e.g. described in Swiss Patent Document No. 408,109. If the key pulse train in the digit generator 99 on the transmitter and receiver side is constructed in accordance with identical rules, its program will be fixed-

lagt med begynnelsestilstanden, og denne oppnås som beskrevet i nevnte patent. added with the initial state, and this is achieved as described in the aforementioned patent.

Generatoren 99 har en første inngang 102 for innføring av basisnøkkelen som er lagret i en basisnøkkeUagringsinnretning 103, The generator 99 has a first input 102 for entering the base key which is stored in a base key Unsetting device 103,

og en andre inngang 104 for innføring av en tilleggsnøkkel. Via en .tastatur som er antydet med en enkel tast 105, kan basisnøkkelen varieres, idet naturligvis de to samarbeidende stasjoner må foreta innstilling av samme basisnøkkel. Før hver overføring, dvs. for- and a second input 104 for introducing an additional key. Via a keyboard which is indicated by a single key 105, the base key can be varied, as naturally the two collaborating stations must set the same base key. Before each transfer, i.e. for

trinnsvis etter hver retningsveksling, blir tilleggsnøkkelen frem- step by step after each change of direction, the additional key is

bragt i en tilleggsnøkkelgenerator 106 og overført fra den sendende stasjon til den mottagende stasjon som skjer gå den nedenfor be- brought into an additional key generator 106 and transferred from the sending station to the receiving station as described below

skrevne måte. written way.

Ved betjening av en taletast 107 blir en styreinnretning When operating a voice key 107 becomes a control device

108 koplet inn som via en ledning 109 avgir et startsignal til en ordregiver 110. Samtidig blir via utgangsledningene av hvilke bare en 111 er vist for enkelthets skyld, et ikke vist rele som be- 108 connected, which via a wire 109 emits a start signal to an orderer 110. At the same time, via the output wires, of which only one 111 is shown for simplicity, a not shown relay which be-

tjener venderen 84a - 84e og en likeledes ikke vist elektronisk vender 112 og en elektronisk vender 113 styrt. På fig. 20 er for enkelthets skyld bare en vender 112 vist-, men i virkeligheten er det anordnet fem slike vendere 112, en i hver av de fem innganger 98 av den styrbare frekvensdeler 97. Utløst av et startsignal frembringer 'ordregiveren 110 en digital synkroniseringsordre som f.eks. be- serves the turner 84a - 84e and a likewise not shown electronic turner 112 and an electronic turner 113 controlled. In fig. 20, for the sake of simplicity, only one inverter 112 is shown, but in reality five such inverters 112 are arranged, one in each of the five inputs 98 of the controllable frequency divider 97. Triggered by a start signal, the orderer 110 produces a digital synchronization order such as .ex. be-

står av en pulsrekke på 63 bits. En del av en slik ordre er vist på fig. 19a. Synkroniseringsordren overføres fra ordregiveren 110 consists of a pulse train of 63 bits. A part of such an order is shown in fig. 19a. The synchronization order is transferred from the ordering party 110

via en elektronisk vender 114 til en serie- parallellomformer 115, via an electronic inverter 114 to a series-parallel converter 115,

de elektroniske vendere 112 resp. venderne og en femtrådet ledning ll6 til inngangene 98 av den styrbare frekvensdeler 97. De på the electronic turners 112 resp. the inverters and a five-wire wire ll6 to the inputs 98 of the controllable frequency divider 97. Those on

disse innganger 98 opptredende parallelle, binærefsignaler påvirker these inputs 98 acting parallel, binary signals affect

delingsfaktoren k for den styrbare frekvensdeler 97, idet delingsfaktoren k ved tilstedeværelsen av en binær "0" på utgangen av ordregiveren 1Q0 f.eks. er 168 og ved tilstedeværelsen av en binær "1" i utgangen av ordregiveren 100 f.eks. er 172. Den bærefrekvens fg som tilføres den andre modulator 17 er i det første tilfellet 198, 8l0 kHz og i det andre tilfellet 198,256 kHz. Disse bærefrekvenser ligger innenfor passeringsområdet for båndfilteret 19. the division factor k for the controllable frequency divider 97, the division factor k in the presence of a binary "0" at the output of the ordering party 1Q0 e.g. is 168 and in the presence of a binary "1" in the output of the ordering party 100 e.g. is 172. The carrier frequency fg supplied to the second modulator 17 is in the first case 198.810 kHz and in the second case 198.256 kHz. These carrier frequencies lie within the pass range of the bandpass filter 19.

For at disse frekvenser skal opptre i utgangen av modulatoren 17, In order for these frequencies to appear in the output of the modulator 17,

blir inngangen i disse modulatorer 17 via arbeidskontaktene 113 og summeringsinnretningen 13 tilført en likespenning slik at symmetrien for disse mddulatorer forstyrres og bærefrekvensen f2 ikke lenger blir undertrykt. De ovenfor nevnte bærefrekvenser f2 tilføres avvekslende og i avhengighet av synkroniseringsordren til den tredje modulator 20 hvor disse frekvenser omformes f.eks. til lavfrekvens-signalene f SL = 1.190 Hz og f. D = 1t744 Hz som vist på overdreven måte på fig. 19b. De på denne måte frembragte til ordreoverføring tjenende lavfrekvenssignaler skjer ved enkle hjelpemidler i innretningen, slik at ingen ekstra anordninger er nødvendig for frembringelse av disse lavfrekvenssignaler. Disse lavfrekvenssignaler tilføres så via ledningen 87 og venderen 84c til innretningen 7 i hvilken disse lavfrekvenssignaler tilveiebringer et ekko. De med ekko forsynte lavfrekvenssignaler tilføres sluttelig via ledningen 88 og tilpasningsnettverket 89 til en ikke vist radiostasjon og overføres der til mottakerstasjonen via overføringskanalen 3. Den av ordregiveren 110 frembragte synkroniseringsordre tilføres dessuten den styrbare frekvensdeler 97 via den elektroniské vender 114 og venderen 84e til en ordredetektor 117. De via overføringskanalen 3 mottatte, med ekko forsynte lavfrekvenssignaler tilføres tilpasningsnettverket 90 via venderen 84c i innretningen 8 for å fjerne ekkoene. the input of these modulators 17 via the working contacts 113 and the summing device 13 is supplied with a direct voltage so that the symmetry of these modulators is disturbed and the carrier frequency f2 is no longer suppressed. The above-mentioned carrier frequencies f2 are supplied alternately and depending on the synchronization order to the third modulator 20 where these frequencies are transformed e.g. to the low-frequency signals f SL = 1,190 Hz and f. D = 1t744 Hz as shown in an exaggerated manner in fig. 19b. The low-frequency signals used for order transmission produced in this way occur by means of simple aids in the device, so that no additional devices are necessary for the production of these low-frequency signals. These low-frequency signals are then supplied via the line 87 and the inverter 84c to the device 7 in which these low-frequency signals provide an echo. The echoed low-frequency signals are finally supplied via the line 88 and the adaptation network 89 to a radio station, not shown, and are transmitted there to the receiving station via the transmission channel 3. The synchronization order produced by the sender 110 is also supplied to the controllable frequency divider 97 via the electronic inverter 114 and the inverter 84e to an order detector 117. The echoed low-frequency signals received via the transmission channel 3 are supplied to the adaptation network 90 via the inverter 84c in the device 8 to remove the echoes.

De for ekko befridde lavfrekvenssignaler tilføres så via ledningen The echo-free low-frequency signals are then supplied via the line

88 til en tofrekvenssignalmottaker 118 som bringer de to lavfrekvenssignaler tilbake til en binær signalrekke som vist på fig. 19c. Denne signalrekke som tilsvarer de synkroniseringsordre som ble levert av ordregiveren 110 i senderstasjonen, blir deretter via venderen 84e tilført ordredetektoren 117 i mottakerstasjonen. Ordredetektoren i den sendende stasjon og den mottakende stasjon frembringer som følge av mottatte synkroniseringsordre en synkroniserings-puls som via en ledning 119 tilføres den tilhørende frekvensdeler 100 for å bevirke en faseoverensstemmelse av de av denne frembragte taktpulser. 88 to a two-frequency signal receiver 118 which brings the two low-frequency signals back into a binary signal sequence as shown in fig. 19c. This signal sequence, which corresponds to the synchronization orders that were delivered by the orderer 110 in the transmitter station, is then supplied to the order detector 117 in the receiver station via the inverter 84e. The order detector in the sending station and the receiving station produces, as a result of received synchronization orders, a synchronizing pulse which is supplied via a line 119 to the associated frequency divider 100 in order to effect phase matching of the clock pulses produced by it.

Når synkroniseringspulsen via ledningen 119 også opptrer i styreinnretningen 108 i den sendende stasjon, betjenes den elektroniske vender 114. Dette har til følge at tilleggsnøkkel-generatoren 106 via denne vender 114 forbindes med inngangen i serie-parallellomformeren 115. Den av tilleggsnøkkelgeneratoren 106 frembragte signalrekke som danner tilleggsnøkkelen, kan f.eks. ha 21 bits og sendes fortrinnsvis ut tre ganger. I serie-parallellomformeren 115 blir denne signalrekke på samme måte som ovenfor beskrevet på grunnlag av synkroniseringsordre, tilført den styrbare frekvensdeler 97 og på samme måte overført til den andre stasjon. Den signalrekke som danner tilleggsnøkkelen tilføres ordredetektoren i den sendende stasjon og ordredetektoren 117 i den mottakende stasjon slik som forklart for synkroniseringsordre. Fra ordredetektoren 117 tilføres så tilleggsnøkkelen via den andre inngang 104 i den tilhørende siffergenerator 99. Ved flere gangers overføring av tilleggsnøkkelen og sammenligning med den mottatte signalrekke, elimineres eventuelle overføringsfeil. When the synchronization pulse via line 119 also occurs in the control device 108 in the transmitting station, the electronic switch 114 is operated. This results in the additional key generator 106 being connected via this switch 114 to the input of the series-parallel converter 115. The signal sequence produced by the additional key generator 106 which forms the additional key, can e.g. have 21 bits and are preferably sent out three times. In the series-parallel converter 115, this signal sequence is fed to the controllable frequency divider 97 in the same way as described above on the basis of synchronization orders and transmitted to the second station in the same way. The signal sequence which forms the additional key is supplied to the order detector in the sending station and the order detector 117 in the receiving station as explained for synchronization orders. From the order detector 117, the additional key is then supplied via the second input 104 in the associated digit generator 99. By transmitting the additional key several times and comparing it with the received signal sequence, any transmission errors are eliminated.

Etter at tilleggsnøkkelen f.eks. er sendt ut tre ganger, bringes styreanordningen 108 den elektroniske vender 112 tilbake til den på fig. 20 viste stilling og kopler ut den elektroniske bryter 113. Dette har til følge at inngangen 98 forbindes med en ytterligere, med siffergeneratoren 99 forbundet serie- parallellomformer 120. Via en ledning 121 startes siffergeneratoren 99 hvis utgangsstilling på den ene side er nøyaktig bestemt av den av basisnøkke]]agringsinnretningen 103 frembragte basisnøkkel og på den annen side av tilleggsnøkkelen som mottas av ordredetektoren 117. Fra dette øyeblikk frembringer siffergeneratoren 99 i den sendende stasjon og den mottakende stasjon et styresignal s som via den elektroniske vender 112 tilføres inngangen 98 i den styrbare frekvensdeler 97. Starttidspunktene for siffergeneratorene er innbyrdes forskjøvet med løpetiden i overføringskanalen og eventuelt forsinkelsestiden i innretningen 7. After the additional key e.g. has been sent out three times, the control device 108 the electronic face 112 is brought back to the one in fig. position shown in 20 and disconnects the electronic switch 113. This results in the input 98 being connected to a further series-parallel converter 120 connected to the digit generator 99. Via a wire 121, the digit generator 99 is started whose output position on one side is precisely determined by the of the base key]]age device 103 produced base key and on the other side of the additional key which is received by the order detector 117. From this moment the digit generator 99 in the sending station and the receiving station produces a control signal s which via the electronic switch 112 is supplied to the input 98 in the controllable frequency dividers 97. The starting times for the digit generators are mutually offset by the running time in the transmission channel and possibly the delay time in the device 7.

For styring av driftsforløpet kan på samme måte ytterligere ordre, f.eks. reaksjonsordre ved frigivning av taletasten overføres In the same way, additional orders, e.g. reaction order when the voice key is released is transmitted

fra den sendende stasjon til den mottakende stasjon. Det oven- from the sending station to the receiving station. The above-

for beskrevne synkroniseringsforløp og overføringen av signal- for the described synchronization processes and the transmission of signal

rekken som tilsvarer tilleggsnøkkelen, blir fortrinnsvis utført ved hver retningsveksling av overføringen ved begynnelsen av en taleoverføring. Under en ubrutt tale i en retning foretas av enkelthets grunner ingen ettersynkronisering. Den maksimalt mulige ubrutte talevarighet i samme retning er således avhengig av stabiliteten av den anvendte kvartsoscillator. the row corresponding to the additional key is preferably executed at each direction change of the transmission at the beginning of a voice transmission. During an uninterrupted speech in one direction, for reasons of simplicity, no post-synchronization is carried out. The maximum possible uninterrupted speech duration in the same direction is thus dependent on the stability of the quartz oscillator used.

Reaksjonsordre blir likeledes frembragt av ordregiveren Reaction orders are likewise produced by the orderer

110 styrt av styreanordningen 108. Reaksjonsordre blir på samme måte som synkroniseringsordre overført til den andre stasjon og mottatt av dennes ordredetektor 117. Dette bevirker da via en ledning 122 en reaksjonspuls i styreanordningen 108Ji den andre sta- 110 controlled by the control device 108. Reaction orders are transmitted in the same way as synchronization orders to the other station and received by its order detector 117. This then causes via a line 122 a reaction pulse in the control device 108Ji the other station

sjon og bringer denne i motsatt operasjonsretning slik som beskrevet for overføringen av synkroniseringsordre og tilleggsnøkkel. tion and brings this in the opposite direction of operation as described for the transfer of synchronization order and additional key.

Når innretningen 7 resp. 8 anvendes som arbeider med When the device 7 or 8 is used as working with

positivt resp. negativt flerfoldig ekko, lagrer skyveregisterne 53, 58,71,79 eller 132 i lengre tid, dvs. tilnærmet ett sekund eller lengre informasjonsdeler. Disse restdeler ville ved en hurtig retningsveksling av informasjonsutvekslingen virke skadelig. Av denne grunn sørger styreanordningen 108 ved opptreden av reaksjons-pulsen via ledningen 122 for at disse restinformasjoner slettes i skyveregisterne. Dette kan f.eks. skje ved at inngangen i disse skyveregistre kortsluttes i minst et tidsrom som er nødvendig for et signal til å gjennomløpe skyveregisteret. positive or negative multiple echo, the shift registers 53, 58,71,79 or 132 store for a longer time, i.e. approximately one second or longer pieces of information. These residual parts would appear harmful in the event of a rapid change of direction of the information exchange. For this reason, when the reaction pulse occurs via line 122, the control device 108 ensures that this residual information is deleted in the shift registers. This can e.g. happen by the input in these shift registers being short-circuited for at least a period of time that is necessary for a signal to pass through the shift register.

Når informasjonsutvekslingen er avsluttet, blir ordre- When the exchange of information is finished, order-

giveren 110 påvirket av styreanordningen for å gi en sluttordre som på samme måte som synkroniseringsordren overføres til den andre stasjon. Sluttordren mottas av ordrediektoren 117 i den mottakende og den sendende stasjon, hvoretter en puls på en ledning 123 til- the encoder 110 is influenced by the control device to give a final order which, in the same way as the synchronization order, is transmitted to the other station. The final order is received by the order indicator 117 in the receiving and the sending station, after which a pulse on a line 123 to

føres vedkommende styreanordning 108. Denne sørger da for at de to stasjoner settes ut av drift. is sent to the relevant control device 108. This then ensures that the two stations are taken out of operation.

Ved de ovenfor beskrevne forskjellige utfør&seseksempler In the above-described different execution examples

av et anlegg ifølge oppfinnelsen blir ved hjelp av styresignalet s bare en bærefrekvens som tilføres en modulator i innretningen endret. For å øke den kryptologiske sikkerhet, kan også ekkoparameterne endres tidsmessig. Når det i innretningene anvendes of a plant according to the invention, with the help of the control signal s only a carrier frequency which is supplied to a modulator in the device is changed. To increase the cryptological security, the echo parameters can also be changed in time. When it is used in the facilities

skyveregistre som forsinkelsesorganer slik som på fig. 6-10, 13,16,17 og 18, kan parameteren x resp. tQ endres på enkel måte ved endring av skyvefrekvensen f ssom styrer skyveregisterne. sliding registers as delaying means such as in fig. 6-10, 13,16,17 and 18, the parameter x or tQ is changed in a simple way by changing the shift frequency f which controls the shift registers.

Ved endring av skyvefrekvensen f 3med bare 1% kan allerede en forbausende stor, ekstra utydeliggjøring oppnås. Skyvefrekvensen f skan endres ved hjelp av et andre styresignal som utledes av siffergeneratoren. Som andre styresignal anvendes fortrinnsvis et av det første styresignal statistisk uavhengig signal. I en foretrukket utførelsesform blir skyvefrekvensen f sved hjelp av det andre styresignal koplet om i faste tidsavsnitt mellom bestemte verdier. By changing the shift frequency f 3 by just 1%, a surprisingly large, additional blurring can already be achieved. The shift frequency f the scan is changed by means of a second control signal derived from the digit generator. A signal that is statistically independent of the first control signal is preferably used as the second control signal. In a preferred embodiment, the sliding frequency f swed is switched by means of the second control signal in fixed time intervals between specific values.

Når delingsfaktoren for frekvensdeleren 97 på fig. 20 er valgt slik at bærefrekvensen f2 som tilføres modulatoren 17, antar slike verdier at båndfilteret 19 filtrerer ut de komplementære delbånd av det nedre sidebånd, så kan antallet variasjons-muligheter økes vesentlig idet de komplementære delbånd i løpet av den tale som skal overføres avvekslende i avhengighet av styresignalet s overføres i normaltilstand eller omvendt tilstand. When the division factor for the frequency divider 97 in fig. 20 is chosen so that the carrier frequency f2 which is supplied to the modulator 17 assumes such values that the band filter 19 filters out the complementary subbands of the lower sideband, then the number of variation possibilities can be increased significantly as the complementary subbands during the speech to be transmitted alternate in depending on the control signal s is transmitted in normal state or inverted state.

Claims

1- Method for disambiguating, sending, receiving and clarifying speech information, characterized by the speech information being disambiguated with regard to frequency, so that an intermediate signal is formed by selecting a specific frequency band from the speech information, generating a first control signal, and dividing the frequency band into two complementary sub-bands with a bandwidth ratio that varies depending on the first control signal and switching of sub-bands within the specific frequency band, that the intermediate band formed in this way is blurred with respect to time so that a further blurred signal is formed in that from the intermediate signal at least one echo signal is derived which is added to the intermediate signal with a time delay, that the further obfuscated signal is sent via a telephone channel and received, that the received signal is clarified with respect to time so that the intermediate signal is restored by a time delay, so that the echo signal is restored from the received s ignal, and the echo signal is subtracted from the received signal, and that the thus restored intermediate signal is clarified with regard to frequency, so that the speech information is restored by producing a with the first control signal similar to the second control signal and subjecting the intermediate signal to the same treatment as the speech information during the disambiguation to form the intermediate signal, the second control signal being used instead of the first control signal.

2. Method according to claim 1, characterized in that the disambiguation with regard to time also comprises the generation of a third control signal for changing the time delay, while the clarification with regard to time also comprises the generation of a fourth control signal which is similar to the third control signal and serves to to change the time delay.

3. Method according to claim 2, characterized in that the first and third control signals are derived from a first cipher signal, and that the second and fourth control signals are derived from a second cipher signal.

4. Method according to claim 1, characteristic characterized by an original speech band being split into two complementary frequency bands which are brought to change places by modulating the original speech band with a first carrier frequency, and that an upper sideband in the first modulation product is combined with the original speech band and together with the combined sideband is modulated with a second carrier frequency which is dependent on the first control signal s that from the upper sideband and a lower sideband in the second modulation product the part of the upper sideband that is formed by the first modulation is filtered out, and the complementary part of the original speech band that is formed by the second modulation is filtered out , and that the filtered-out frequency bands are modulated with a third carrier frequency to form a modulation product of the replaced, filtered-out frequency bands in the telephone channel's bandwidth.

5. Method according to claim 1, characterized in that an original speech band is divided into two complementary frequency bands which are brought to change places by modulating the original speech band with a first carrier frequency, that a lower sideband is filtered from the modulation product and modulated with two carrier frequencies dependent on the first control signal whose frequency difference corresponds to the bandwidth of the speech band intended for transmission, that the upper and lower sidebands in this modulation product are filtered out and modulated with the first carrier frequency to form a modulation product within the bandwidth of the telephone channel, and that the intermediate signal is obscured.

6. Method according to claim 1, characterized in that a negative multiple echo is produced controlled by the intermediate signal, and which is added to this.

7. Method according to claim 6, characterized in that the time interval between the individual echoes is determined by supplying the modulation product to a shift register and pushing these signals through the register by adding a shift frequency to this to form the individual echoes occurring with time intervals from steps in the register .

8. Method according to claim 7" characterized in that the push frequency is changed step by step in time by means of a further control signal.

9. Method according to claim 8, characterized in that the time-varying sliding frequency is formed by changing the dividing factor in a frequency divider depending on the additional control signal.

10. Method according to claim 6, characterized in that the amplitude of the successive echoes is attenuated by a factor ST.

11. Method according to claim 5, characterized in that the first carrier frequency is formed by changing the dividing factor in a frequency divider in dependence on the first control signal and generating two frequencies necessary for order transmission by i_n modulator which is operated by means of the first control signal dependent carrier frequency, carrier frequencies that lie within the passband are alternately supplied for a bandpass filter located after the modulator, which modulator is brought into an unbalanced state during the order transmission.

12.. Method according to claim 5, characterized in that the two carrier frequencies dependent on the first control signal are formed by changing the division factor for a frequency divider in dependence on the first control signal and generating two frequencies necessary for order transmission by a modulator operated by the the first control signal dependent carrier frequency is alternately supplied with carrier frequencies that lie within the passband for a bandpass filter located after the modulator, which modulator is given an unbalanced state during the order transmission.

13- Installation for carrying out the method according to one or more of claims 1-12 for obfuscation, transmission and clarification of voice information, characterized in that a modulation device (6) is arranged on the transmitter side to provide from the voice band two exchangeable complementary within the bandwidth of the telephone channel frequency band and a first time obfuscation device (7) to add at least one positive or negative echo to the modulation product appearing at the output of the modulation device to form an obfuscated signal for transmission via the telephone channel, and on the receiving side a second time obfuscation device ( 8) for recovering the echo from the received signal and subtracting this from the received signal, and a demodulation device (9) for demodulating the signal, from which the echo is subtracted and the demodulation product is converted into a signal similar to the original signal.

14. Installation according to claim 13, characterized in that a first device (99) is arranged on the transmitter side for providing a first cipher signal for controlling the modulation device (6) in such a way that the ratio between complementary bandwidths changes, and control of the first time obfuscation device in such a way that the time delay changes depending on the first cipher signal, and on the receiving side a second device for providing a second cipher signal which is similar to the first for controlling the time obfuscation device (8) and the demodulation device (9 ).

15- Installation according to claim 13 or 14, characterized in that the modulation and demodulation devices (6,9) each comprise a first modulator (14) for shifting an original frequency band added to it to a frequency band adjacent to this band, a combination coupling (13) for adding the original frequency band and the frequency-shifted original band, a second modulator (17) for modulating the thus formed sum, a device (18) responsive to the first control signal for controlling the formation of a carrier frequency for the second modulator, et. band filter (19) connected to the output of the second modulator (17) to extract one of the sidebands in the second modulation product, and a third modulator (20) connected to the output of the band filter to shift the latter frequency band within the transmission band of the telephone channel (fig. 2) .

16. Installation according to claim 13 or 14, characterized in that the modulation and demodulation devices (6,9) each comprise a first modulator (22) for modulating an original frequency band supplied to the modulator, a first band filter (23) for separating out at least one of the sidebands from the modulation product, a second modulator (30) to form two carrier frequencies that are mutually offset by the bandwidth of the bandpass filter, a double modulator (25) which simultaneously processes both carrier frequencies (f,-,fg) and modulates the sideband that passes the bandpass filter, a second band filter (27) to separate out from the modulation product of the double modulator a frequency band, and a third modulator (28) to shift this frequency band into the transmission band of the telephone channel, which first (22) and third (28) modulator work with the same carrier frequency and the two band filters (23,27) have the same band pass characteristic, and that the second modulator (30) receives a constant low frequency signal (fg) and a carrier frequency (f^) dependent on the control signal, so that the sum and difference frequencies of the constant low frequency and that of the control signal dependent carrier frequency appears in the output of the second modulator (fig. 4).

17- Installation according to claim 13, characterized in that the first time blurring device (7) comprises a first shift register (53;58;71) for delaying the echo signals and a summation device (38;61;75) for summing the echo signals to the modulation product , and that the second time-blurring device (8) comprises a second sliding register (53579)-

18. Installation according to claim 17, characterized in that a device dependent on a second control signal is arranged on the transmitter and receiver side for providing the sliding frequency (fg) for sliding the sliding registers (53;58;71;

79).

19- Installation according to claim 18, characterized in that the device for providing the shift frequency comprises a frequency divider whose dividing factor is dependent on a third control signal.

20. Plant according to claim 17, characterized in that the first sliding register

(53) has a number of capacitive storage positions to store analog instantaneous values derived from the modulation product in step with the shift frequency (fig. 11).

21. Plant according to claim 17, characterized in that the second shift register (71;79) works digitally and is connected to the input with an analog-to-digital converter (72;

80) and with the output connected to a digital-analog converter (77;

81) (fig. 16).

22. Installation according to claim 20, characterized in that "the shift register (58) for storing a negative, multiple echo has a number of outlets (59; 73; 133) which are each connected via a separate network (60; 74; 136) to a summing device (6l;75;137).

23. Installation according to claim 21, characterized in that the digital shift register (132) has a number of outlets (133) which are each connected via a delta modulator (134) to a summing device (137), and that a delta modulator working as an analog-to-digital converter (131) is connected to the input of the digital shift register.

24. Installation according to claim 13, characterized in that on the transmitter and receiver side there is arranged an orderer (11O0, an order detector (117) and a control device (108) which influences the transmitter and reacts to the detector, and that each control device is assigned to a transmitter -reception switches (84a-84e) switching the operation from transmission to reception and vice versa, and electronic connection elements (112,113) for sending or receiving orders before and/or after the transmission of the obfuscated voice signals.

25. Installation according to claim 24, characterized by a switch (114) operable by the control device (108) for transmitting an order provided by the ordering party (110) in the form of a binary pulse train or an additional key generated by an additional key generator (106) in form of a binary pulse train.

26. Installation according to claim 25, characterized by a device (93,96,97) for alternating supply to the modulation device (6) of two carrier frequencies corresponding to the binary pulse trains (fC„L ,fwD) which lie within the passband for a subsequent band filter (19), and an element (113) reacting to the control device (108) which causes the modulation device to achieve an imbalance state.

27- Installation according to claim 26, characterized in that the device for supplying the carrier frequencies to the modulation device (6) comprises a controllable frequency divider (97) with a number of inputs (98) for parallel supply of control and command signals, and that a first series-parallel converter (120) is arranged for converting the binary pulse train produced by the cipher signal generator (99), and a second series-parallel converter (115) for converting the binary pulse train produced by the ordering party (110) or the additional key pulse generator (106) into control signals (s ) or order signals.