NO132197B - - Google Patents
Download PDFInfo
- Publication number
- NO132197B NO132197B NO348569A NO348569A NO132197B NO 132197 B NO132197 B NO 132197B NO 348569 A NO348569 A NO 348569A NO 348569 A NO348569 A NO 348569A NO 132197 B NO132197 B NO 132197B
- Authority
- NO
- Norway
- Prior art keywords
- frequency
- pulse
- low
- filter
- impedance
- Prior art date
Links
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 9
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 claims description 9
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 4
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 6
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 3
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 238000009795 derivation Methods 0.000 description 1
- 230000002349 favourable effect Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 230000011514 reflex Effects 0.000 description 1
- 230000000284 resting effect Effects 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
- 238000000844 transformation Methods 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- C—CHEMISTRY; METALLURGY
- C07—ORGANIC CHEMISTRY
- C07D—HETEROCYCLIC COMPOUNDS
- C07D213/00—Heterocyclic compounds containing six-membered rings, not condensed with other rings, with one nitrogen atom as the only ring hetero atom and three or more double bonds between ring members or between ring members and non-ring members
- C07D213/02—Heterocyclic compounds containing six-membered rings, not condensed with other rings, with one nitrogen atom as the only ring hetero atom and three or more double bonds between ring members or between ring members and non-ring members having three double bonds between ring members or between ring members and non-ring members
- C07D213/89—Heterocyclic compounds containing six-membered rings, not condensed with other rings, with one nitrogen atom as the only ring hetero atom and three or more double bonds between ring members or between ring members and non-ring members having three double bonds between ring members or between ring members and non-ring members with hetero atoms directly attached to the ring nitrogen atom
-
- C—CHEMISTRY; METALLURGY
- C07—ORGANIC CHEMISTRY
- C07D—HETEROCYCLIC COMPOUNDS
- C07D221/00—Heterocyclic compounds containing six-membered rings having one nitrogen atom as the only ring hetero atom, not provided for by groups C07D211/00 - C07D219/00
- C07D221/02—Heterocyclic compounds containing six-membered rings having one nitrogen atom as the only ring hetero atom, not provided for by groups C07D211/00 - C07D219/00 condensed with carbocyclic rings or ring systems
- C07D221/04—Ortho- or peri-condensed ring systems
Landscapes
- Chemical & Material Sciences (AREA)
- Organic Chemistry (AREA)
- Pyridine Compounds (AREA)
- Pharmaceuticals Containing Other Organic And Inorganic Compounds (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
- Other In-Based Heterocyclic Compounds (AREA)
- Plural Heterocyclic Compounds (AREA)
Description
Lavpassfilter for endeutstyr i et pulskommunikasjonssystem. Low-pass filter for terminal equipment in a pulse communication system.
Oppfinnelsen vedrører et lavpassfilter The invention relates to a low-pass filter
beregnet for pulsamplitudemodulerte sig-naloverføringsanlegg. intended for pulse amplitude modulated signal transmission systems.
Ved elektroniske telefonsystemer an-vendes ofte tidsoppdelte multipleksoverfø-ringer mellom abonnentene for å kunne ut-nytte taleveiene for flere samtidige sam-taler. I sin enkleste form består et slikt With electronic telephone systems, time-divided multiplex transmissions are often used between the subscribers in order to be able to use the voice paths for several simultaneous calls. In its simplest form, such a
elektrisk telefonsystem, som beskrives f. electric telephone system, which is described e.g.
eks. i Ericsson Review nr. 1/1956 side 10 e.g. in Ericsson Review No. 1/1956 page 10
eller det britiske patentskrift nr. 737417, av or British Patent Document No. 737417, by
et antall abonnentapparater eller andre lin-jer, som over hver sin kontakt er forbun-det med et felles overføringsmedium. De a number of subscriber devices or other lines, each of which is connected via a contact to a common transmission medium. The
kontakter som tilhører en viss forbindelse contacts belonging to a certain connection
mellom en anropende og en anropt abon-net, sluttes periodisk i et kort tidsavsnitt between a calling and a called subscriber network, is terminated periodically for a short period of time
som tildeles den aktuelle forbindelse. Med-delelsessignalene mates således over den which is assigned to the connection in question. The message signals are thus fed over it
felles talevei i form av modulerte pulser. common speech path in the form of modulated pulses.
Hver abonnentkrets er forsynt med et lavpassfilter, som bare slipper gjennom modu-lasjonssignaler men sperrer for pulsfrekvensen, dennes overtoner og sidebånd. For tale-overføring velger man vanligvis en pulsfrekvens av størrelsesordenen 8000 p/s og Each subscriber circuit is provided with a low-pass filter, which only lets through modulation signals but blocks the pulse frequency, its harmonics and sidebands. For speech transmission, a pulse frequency of the order of 8000 p/s and
filtrets grensefrekvens gjøres da noe mindre enn den halve pulsfrekvens. For å the filter's cut-off frequency is then made somewhat smaller than half the pulse frequency. In order to
bedre virkningsgraden for energioverførin-gen fra den ene abonnent til den andre, improve the efficiency of the energy transfer from one subscriber to the other,
innkobles et forsinkelsesnettverk med en a delay network is connected with a
forsinkelsestid stort sett lik den halve puls-tid mellom lavpassfiltret og kontakten. Forsinkelsesnettet for den sendende abonnent delay time roughly equal to half the pulse time between the low-pass filter and the contact. The delay network for the transmitting subscriber
opplades i den tid kontakten er brutt omtrent til signalets amplitude, og den således oppmagasinerte energi overføres i en is charged during the time the contact is broken approximately to the amplitude of the signal, and the thus stored energy is transferred in one
veldefinert puls med en sett ut ifra taps-synspunkt-gunstig amplitudefordeling i well-defined pulse with a from a loss-point of view-favorable amplitude distribution i
pulstiden til forsinkelsesnettet for den mottagende abonnent i den tid kontakten er sluttet. Den energi som er lagret i den mottagende abonnents forsinkelsesnett, ut-lades derpå over lavpassfiltret til det mottagende abonnentapparat. the pulse time of the delay network for the receiving subscriber during the time the contact is closed. The energy stored in the receiving subscriber's delay network is then discharged over the low-pass filter of the receiving subscriber device.
Ved tidligere kjente overføringssyste-mer av denne type har de lavpassfiltre som inngikk, bestått av et antall vanlige konstant-k ledd, idet forsinkelsesnettets kapasitans har inngått i eller har utgjort hele lavpassfiltrets mot kontakten vendte til-koblingskapasitans. In the case of previously known transmission systems of this type, the low-pass filters included have consisted of a number of ordinary constant-k elements, the delay network's capacitance having been included in or constituting the entire connection capacitance of the low-pass filter facing the contact.
Det er også kjent, f. eks. fra en artikkel av K. W. Cattermole i Reprint R 2474 of the Institution of Electrical Engineers, Lon-don, p. 11, å anvende lavpassfiltre av Butterworth- eller Tschebycheff-typen for dette øyemed. It is also known, e.g. from an article by K. W. Cattermole in Reprint R 2474 of the Institution of Electrical Engineers, London, p. 11, to use low-pass filters of the Butterworth or Tschebycheff type for this purpose.
Det viser seg imidlertid at disse filter-typer med et rimelig antall elementer ikke oppfyller de fordringer som må stilles til en fullgod forbindelse. Ved lave frekvenser innenfor passbåndet er dempningen riktig-nok liten, men dempningen øker vesentlig mot de høyere frekvenser innenfor passbåndet. Det viser seg dessuten at de av pulsfrekvensens nedre sidebånd dannede speilfrekvenser, som ved høyere signalfrek-venser ligger relativt nær filtrets grensefrekvens, ikke dempes tilstrekkelig men for-årsaker forstyrrelser. It turns out, however, that these filter types with a reasonable number of elements do not meet the requirements that must be made for a perfectly good connection. At low frequencies within the passband, the attenuation is admittedly small, but the attenuation increases significantly towards the higher frequencies within the passband. It also turns out that the mirror frequencies formed by the lower sideband of the pulse frequency, which at higher signal frequencies are relatively close to the filter's cut-off frequency, are not attenuated sufficiently but cause disturbances.
Med et filter ifølge oppfinnelsen kan man, sammenlignet med filter av kjent type med samme antall elementer, få betydelig lavere dempning av de høyere fre-kvensene innenfor passbåndet og en betydelig bedre dempning av speilfrekven-sene. With a filter according to the invention, compared to filters of a known type with the same number of elements, significantly lower attenuation of the higher frequencies within the passband and significantly better attenuation of the mirror frequencies can be obtained.
Et lavpassfilter for endeutstyret i et pulskommunikasjonssystem av det slag hvor de enkelte forbindelsers meddelelsessignaler overføres fra et signalsted til et annet over et felles overføringsmedium i form av modulerte pulser, idet hvert signalsted er tilkoblet det felles overførings-medium over et endeutstyr omfattende en periodisk sluttende kontakt, en f orsinkelses-ledning eller kunstledning, hvis gangtid er stort sett lik halve slutningstiden for kontakten, samt et lavpassfilter med en grensefrekvens som ligger under den halve pulsfrekvens, er kjennetegnet ved at lavpassfiltret består av et stort sett symmetrisk jt-ledd med en resonansfrekvens som ligger under den halve pulsfrekvens og er anbragt nærmest forsinkelsesledningen, hvis kapasitans i det minste delvis danner it-leddets ene tverrkapasitans, samt en mot signalstedet vendt seriearm, bestående av en parallellresonanskrets avstemt for en frekvens stort sett lik den halve pulsfrekvens. A low-pass filter for the terminal equipment in a pulse communication system of the kind where the individual connection's message signals are transmitted from one signal location to another over a common transmission medium in the form of modulated pulses, each signal location being connected to the common transmission medium via a terminal equipment comprising a periodically closing contact , a delay line or artificial line, whose running time is roughly equal to half the closing time of the contact, as well as a low-pass filter with a cut-off frequency that is below half the pulse frequency, is characterized by the fact that the low-pass filter consists of a largely symmetrical jt link with a resonant frequency which lies below half the pulse frequency and is placed closest to the delay line, whose capacitance at least partially forms the it link's one transverse capacitance, as well as a series arm facing the signal location, consisting of a parallel resonant circuit tuned for a frequency roughly equal to half the pulse frequency.
Oppfinnelsen skal beskrives nærmere i forbindelse med tegningene, hvor The invention shall be described in more detail in connection with the drawings, where
Fig. 1 viser et filter ifølge oppfinnelsen, Fig. 2 viser et ekvivalentskjema anvendt ved beregning av et filter ifølge oppfinnelsen. Fig. 3 viser et diagram over tomgangs-og kortslutningsimpedansenes variasjon med frekvenser ved et generelt firepolsnett med den prinsipielle konstruksjon som er vist i fig. 1. Fig. 4 viser driftsdempningen for et filter ifølge oppfinnelsen som funksjon av modulasjonsfrekvensen sammenlignet med et kjent filter. Fig. 5 viser speilfrekvensdempningen for to filtre ifølge oppfinnelsen med noe forskjellige dimensjonering, sammenlignet med et kjent filter. Fig. 1 viser et lavpassfilter ifølge oppfinnelsen anvendt i forbindelse med en forsinkelsesledning DL, hvis kapasitans i figu-ren er betegnet med den strekende kon-densatoren C3. Lavpassfiltret omfatter en mot lavfrekvenssiden vendt seriearm, bestående av en induktans LI og en dermed parallellkoblet kapasitans Cl, samt mot pulssiden et jt-ledd bestående av serie-induktansen L2 samt tverrkapasitansene C2 og C3, hvor den sistnevnte, som ovenfor påpekt, utgjøres av forsinkelseslednin-gens kapasitans. Lavpassfiltret og forsinkelsesledningen er innkoblet mellom en sig-nalkilde, f. eks. et abonnentapparat, med indre motstand R og en pulskontakt K. På den andre siden av pulskontakten K er der et ytterligere utstyr av samme slag, hvil- Fig. 1 shows a filter according to the invention, Fig. 2 shows an equivalent diagram used when calculating a filter according to the invention. Fig. 3 shows a diagram of the variation of the no-load and short-circuit impedances with frequency in a general four-pole network with the principle construction shown in fig. 1. Fig. 4 shows the operating attenuation for a filter according to the invention as a function of the modulation frequency compared to a known filter. Fig. 5 shows the mirror frequency attenuation for two filters according to the invention with slightly different dimensions, compared to a known filter. Fig. 1 shows a low-pass filter according to the invention used in connection with a delay line DL, whose capacitance in the figure is denoted by the stretching capacitor C3. The low-pass filter comprises a series arm facing the low-frequency side, consisting of an inductance LI and a parallel-connected capacitance Cl, as well as a jt link on the pulse side consisting of the series inductance L2 and the transverse capacitances C2 and C3, where the latter, as pointed out above, is made up of the delay line -gen's capacitance. The low-pass filter and the delay line are connected between a signal source, e.g. a subscriber device, with internal resistance R and a pulse contact K. On the other side of the pulse contact K there is a further piece of equipment of the same type, resting
ket imidlertid bare er inntegnet skjematisk som en impedans Z. ket, however, is only drawn schematically as an impedance Z.
Impulskontakten sluttes periodisk med en frekvens fs, som overstiger to ganger den høyeste overførte signalfrekvens, og hver periode sluttes kontakten i et tidsrom som er meget kortere enn perioden, og dette er en forutsetning for følgende beregning av filterets dimensjonering. Videre antas det at filterets komponenter og forsinkelsesledningen er tapsfris. Forsinkelsesled-ningens gangtid er stort sett like halve det tidsmoment x (pulstiden), da kontakten er sluttet. For å forenkle beregningene settes: hvor coo er resonansvinkelfrekvensen for det av C2, C3 og L2 dannede jt-ledd The impulse contact is closed periodically with a frequency fs, which exceeds twice the highest transmitted signal frequency, and each period the contact is closed for a period of time that is much shorter than the period, and this is a prerequisite for the following calculation of the filter's dimensioning. Furthermore, it is assumed that the filter's components and the delay line are loss-free. The running time of the delay line is roughly equal to half the time instant x (the pulse time), when the contact is closed. To simplify the calculations, set: where coo is the resonant angular frequency for the jt joint formed by C2, C3 and L2
For å beregne filtret gjøres en oppstil-ling for å beregne tomgangsimpedansen ZT og kortslutningsimpedansen ZK sett fra filtrets lavfrekvensside, dvs. den side som er vendt mot signalkilden, idet det sees bort fra signalkildens impedans og impedansen Z, men tas hensyn til den periodisk slut-tede kontakt K. To calculate the filter, a set-up is made to calculate the no-load impedance ZT and the short-circuit impedance ZK seen from the filter's low-frequency side, i.e. the side facing the signal source, disregarding the signal source's impedance and the impedance Z, but taking into account the periodic end -ted contact K.
Ved beregning av kortslutningsimpedansen ZK går man ut fra det i fig. 2 viste generelle T- nett. På en fra firepolsteorien kjent måte benevnes her den mot lavfrekvenssiden vendende lengdearm Zi—Z12 og tverrarmen Z12. Den mot pulskontakten vendte lengdearm benevnes på samme måte Zs—Z12, hvor Zs defineres som forholdet mellom middelverdien av spenningen ved det ikke belastede filters mot pulskontakten K vendte polpar i pulstiden og pulsspektrets lavfrekvente strømkomponent, når filtret mates med en uendelig modulert pulsserie, dvs. med meget stort antall (uendelig mange) pulser, med modulasjonsfrekvensen fR. Det kan nå vises, f. eks. i over-ensstemmelse med den ovenfor angitte artikkel av K. W. Cattermole, at hvis den normale tomgangsimpedans for filtret, sett fra det mot pulskontakten vendte polpar, defineres som When calculating the short-circuit impedance ZK, it is assumed that in fig. 2 showed general T networks. In a manner known from the four-pole theory, the longitudinal arm facing the low-frequency side is named here Zi—Z12 and the transverse arm Z12. The length arm facing the pulse contact is named in the same way Zs—Z12, where Zs is defined as the ratio between the mean value of the voltage at the non-loaded filter's pole pair facing the pulse contact K during the pulse time and the low-frequency current component of the pulse spectrum, when the filter is fed with an infinitely modulated pulse series, i.e. with a very large number of (infinitely many) pulses, with the modulation frequency fR. It can now be displayed, e.g. in accordance with the above-mentioned article by K. W. Cattermole, that if the normal no-load impedance of the filter, viewed from the pole pair facing the pulse contact, is defined as
og Q (p) = (p<-p>i) (p<->P2) .... (p-Pn-0 (P-P„) så gjelder følgende ligning for impedansen Z8Kortslutningsimpedansen sett fra A i ekvi-valentskjemaet ifølge fig. 2 kan nå bereg-nes ifølge metoder som er velkjente fra firepolteorien med anvendelse av den i ligningen (1) definerte fiktive impedans Z3and Q (p) = (p<-p>i) (p<->P2) .... (p-Pn-0 (P-P„) then the following equation applies to the impedance Z8 The short-circuit impedance seen from A in the equivalent diagram according to Fig. 2 can now be calculated according to methods that are well known from the four-pole theory using the fictitious impedance Z3 defined in equation (1)
idet imidlertid en viktig forutsetning er at filtrets dempning av alle komponenter i pulsspektret (det av pulsene frembrakte frekvensspektrum), utenom den lavfrekvente, er så stor at disse komponenters strømmer kan sees bort fra på filtrets lavfrekvensside. Denne betingelse har vist seg å bli godt oppfylt i det aktuelle filters passbånd, hvorfor denne antagelse er riktig. however, an important prerequisite is that the filter's attenuation of all components in the pulse spectrum (the frequency spectrum produced by the pulses), apart from the low-frequency one, is so great that the currents of these components can be disregarded on the filter's low-frequency side. This condition has been shown to be well fulfilled in the relevant filter's passband, which is why this assumption is correct.
For det aktuelle filter fåes Z12 ved hjelp For the filter in question, Z12 is obtained using
av kjente formler of known formulas
For det aktuelle filter med fem elementer LI, L2, Cl, C2, C3 fåes av ligningen (1) følgende uttrykk for Zs etter visse omform-ninger og forenklinger Filtrets tomgangsimpedans kan lett K selvsagt ikke har noen virkning på den-beregnes av kjente formler, da kontakten nes størrelse Ved innsetning av ligningene (3), (4) og (5) i ligningen (2), kan man nå beregne ZK og ZT som funksjon av vinkelfrekvensen co, pulsvinkelfrekvensen cos, resonansvinkelfrekvensen co0 for kretsen L2, C2, C3, størrelsen m samt LI og Cl. Tegnes nå opp et diagram over impedansene ZK og ZT som funksjon av modulasjonsvinkelfrekvensen, får dette et utseende slik som fremgår av fig. 3. Av dette diagram sees at ved vilkårlig dimensjonering av de komponenter som inngår i filtret oppstår flere sperrebånd (strekede områder) på grunn av at null-stedene for ZK ikke stemmer overens med (dvs. uendelig-stedene) for ZT og omvendt. Ved gitte verdier for co0, cos og m har man imidlertid to frihetsgrader ved at LI og Cl kan velges vilkårlig. Tydeligvis kan LI og Cl velges slik at tomgangsimpedansens før-ste nullsted coTll kommer til å falle sammen med kortslutningsimpedansens første pol coK, og på tilsvarende måte kan kortslutningsimpedansens første nullsted bringes til å falle sammen med tomgangsimpedansens pol ved co0. Det kan herunder påpekes at coK bare bestemmes av de antatte para-metre co„, cos og m og fåes ved å sette uttrykket for Zs i ligningen (4) lik null. Hvis man for å forenkle regningene og de uttrykk som fåes, normaliserer samtlige frekvenser med hensyn til pulsfrekvensen, slik at fs = 1, dvs. cos =2jt, fåes etter forenkling følgende uttrykk for vinkelfrekvensen coK for kortslutningsimpedansens første pol For the relevant filter with five elements LI, L2, Cl, C2, C3, the following expression for Zs is obtained from equation (1) after certain transformations and simplifications. , as the size of the contact By inserting equations (3), (4) and (5) into equation (2), one can now calculate ZK and ZT as a function of the angular frequency co, the pulse angular frequency cos, the resonance angular frequency co0 for the circuit L2, C2, C3, size m as well as LI and Cl. If a diagram is now drawn of the impedances ZK and ZT as a function of the modulation angle frequency, this takes on an appearance as shown in fig. 3. From this diagram it can be seen that by arbitrary dimensioning of the components included in the filter, several stop bands (dashed areas) arise because the zero locations for ZK do not agree with (i.e. the infinity locations) for ZT and vice versa. At given values for co0, cos and m, however, one has two degrees of freedom in that LI and Cl can be chosen arbitrarily. Obviously, LI and Cl can be chosen so that the first zero of the no-load impedance coTll will coincide with the first pole of the short-circuit impedance coK, and in a similar way the first zero of the short-circuit impedance can be made to coincide with the pole of the no-load impedance at co0. It can be pointed out below that coK is only determined by the assumed parameters co„, cos and m and is obtained by setting the expression for Zs in equation (4) equal to zero. If, in order to simplify the calculations and the expressions obtained, one normalizes all frequencies with respect to the pulse frequency, so that fs = 1, i.e. cos =2jt, the following expression for the angular frequency coK for the first pole of the short-circuit impedance is obtained after simplification
Ved å sette uttrykket for tomgangsimpedansen ZT i ligningen (5) lik null for co = coK (ligning 7) og ved å sette uttrykket for ZK i ligning (2) lik null for co = co0 (ligning 8) fåes etter forenkling følgende ligningssystem By setting the expression for the no-load impedance ZT in equation (5) equal to zero for co = coK (equation 7) and by setting the expression for ZK in equation (2) equal to zero for co = co0 (equation 8), the following system of equations is obtained after simplification
Av dette ligningssystem kan nå LI og Cl I løses som en funksjon av m, coK og co0, og derved defineres også den frekvens From this system of equations LI and Cl I can now be solved as a function of m, coK and co0, thereby also defining the frequency
1 1
co, = V, L1C1 hvor såvel ZT som ZK har poler. Denne frekvens fåes ved å sette nevneren i det første uttrykk i ligningen (5) lik null, hvorved både ZT og ZK får poler. Et studium av impedansdiagrammet i fig. 3 viser nå at mellom grensefrekvensen co0, hvor ZT har sitt andre nullsted, og tilsvarende halve pulsvinkelfrekvensen, co, = V, L1C1 where both ZT and ZK have poles. This frequency is obtained by setting the denominator in the first expression in equation (5) equal to zero, whereby both ZT and ZK get poles. A study of the impedance diagram in Fig. 3 now shows that between the cut-off frequency co0, where ZT has its second zero, and the corresponding half pulse angle frequency,
oppstår et begrenset sperrebånd, som følges av et annet passbånd umiddelbart over-for . Dette sistnevnte passbånd er imidlertid mindre ønskelig, da det medfører at den av pulsfrekvensens nedre sidebånd dannede speilfrekvens dempes i for liten grad i et frekvensområde omkring halve pulsfrekvensen. Innenfor det aktuelle fre-kvensområdet er imidlertid co! en monoton funksjon av den antatte parameter m, hvorfor det er lett å gjenta beregningene ifølge ligningene (6), (7) og (8) for syste-matisk å variere m-verdien, til co, bringes til å falle sammen eller nær å falle sammen med -—- , dvs. med jt ved normaliserende frekvenser ifølge det ovenstående. Derved bringes den andre (-^ ) og den tredje (co,) pol for ZK til å falle sammen, hvorved det skadelige passbånd mellom disse elimi-neres. a limited blocking band occurs, which is followed by another pass band immediately over-for . This latter passband is, however, less desirable, as it entails that the mirror frequency formed by the lower sideband of the pulse frequency is attenuated to a too small degree in a frequency range around half the pulse frequency. Within the relevant frequency range, however, co! a monotonic function of the assumed parameter m, so it is easy to repeat the calculations according to equations (6), (7) and (8) to systematically vary the m value, until co is brought to coincide or close to coincide with -—- , i.e. with jt at normalizing frequencies according to the above. Thereby, the second (-^ ) and the third (co,) pole for ZK are brought to coincide, whereby the harmful passband between these is eliminated.
Det viser seg at det ikke er nødvendig, eller i visse tilfelle ikke engang gunstig, å anvende den ifølge det ovenstående optimale dimensjonering co! — ~ på grunn av at bare speilfrekvensdempningen i nærheten av den halve pulsfrekvens tas i betraktning ved ovenstående beregning. Det viser seg nemlig at speilfrekvensdemp-ninger ved lavere frekvenser kan økes noe, hvis co, gjøres noe større enn den halve pulsfrekvens. Samtidig blir også speilimpedansen fra filtrets lavfrekvensside yzTZK mere konstant over størstedelen av passbåndet, hvilket avspeiles i en høyere refleksjonsdempning. Når speilfrekvensdempningen i nærheten av den halve pulsvinkelfre-kvens varierer meget sterkt med C0[, bør imidlertid C0( under alle forhold ikke over-sskride 0,55 cos. Ved co(l 0,4 to8 tilsvares dette av mtt 1. It turns out that it is not necessary, or in certain cases not even beneficial, to use the optimal dimensioning co! — ~ due to the fact that only the mirror frequency attenuation in the vicinity of half the pulse frequency is taken into account in the above calculation. It turns out that mirror frequency damping at lower frequencies can be increased somewhat, if co is made somewhat larger than half the pulse frequency. At the same time, the mirror impedance from the filter's low-frequency side yzTZK also becomes more constant over the majority of the passband, which is reflected in a higher reflection attenuation. When the mirror frequency attenuation in the vicinity of half the pulse angle frequency varies very strongly with C0[, however, C0( should under all conditions not exceed 0.55 cos. At co(l 0.4 to8 this corresponds to mtt 1.
I fig. 4 vises driftsdempningskurver som funksjon av modulasjonsfrekvensen co for et filter ifølge oppfinnelsen (helt opp-trukket linje I) sammenlignet med et filter med samme antall elementer av Butterworth-typen (streket linje II) ved en pulsfrekvens fs på 8000Hz. Av dette diagram fremgår tydelig at det fåes en betydelig skarpere overgang mellom passbånd og sperrebånd ved filtret ifølge oppfinnelsen med betydelig lavere bunndempning i passbåndet og betydelig høyere sperredempning i sperrebåndet rundt grensefrekvensen. For det filter ifølge oppfinnelsen som er vist i diagrammet gjelder følgende data: fs = 8000 Hz, f, = 4000 Hz, f0 = 3160 Hz, m = 0,98. In fig. 4 shows operating attenuation curves as a function of the modulation frequency co for a filter according to the invention (solid line I) compared to a filter with the same number of elements of the Butterworth type (dashed line II) at a pulse frequency fs of 8000Hz. From this diagram it is clear that there is a significantly sharper transition between passband and stopband with the filter according to the invention with significantly lower bottom attenuation in the passband and significantly higher stopband attenuation in the stopband around the cutoff frequency. For the filter according to the invention shown in the diagram, the following data apply: fs = 8000 Hz, f, = 4000 Hz, f0 = 3160 Hz, m = 0.98.
I fig. 5 vises kurver for speilfrekvensdempningen ved en pulsfrekvens av 8000 Hz som funksjon av modulasjonsfrekvensen for det filter ifølge oppfinnelsen, hvis drift-dempningskurve vises i fig. 4 (helt opp-trukket kurve III) for et filter ifølge oppfinnelsen med samme data med unntagelse av at m = 1.0 og f, = 4300 Hz (strekprikket kurve V), samt det Butterworth-filter, hvis driftsdempningskurve vises i fig. 4 (streket kurve IV). Av disse kurver fremgår tydelig at speildempningen er meget lav for et filter av Butterworth-typen i nærheten av grensefrekvensen. For et filter ifølge oppfinnelsen med angitte data og med m = 0,98 har speildempninger en topp ved grensefrekvensen. Ved å ofre denne dempnings-topp ved å dimensjonere m = 1 og f, = 4300 Hz kan speildempningen i passbåndet økes noe uten at overføringsegenskapene merkbart forandres. Dempningsminimumet dekker nemlig et meget begrenset frekvensområde hvorfor det forstyrrelsessignal som slippes igjennom, er konsentrert til et smalt frevensbånd og har lav energi. In fig. 5 shows curves for the mirror frequency attenuation at a pulse frequency of 8000 Hz as a function of the modulation frequency for the filter according to the invention, whose operating attenuation curve is shown in fig. 4 (solid curve III) for a filter according to the invention with the same data with the exception that m = 1.0 and f = 4300 Hz (dashed curve V), as well as the Butterworth filter, whose operating attenuation curve is shown in fig. 4 (dashed curve IV). It is clear from these curves that the mirror attenuation is very low for a Butterworth-type filter in the vicinity of the cut-off frequency. For a filter according to the invention with specified data and with m = 0.98, mirror attenuations have a peak at the cutoff frequency. By sacrificing this attenuation peak by dimensioning m = 1 and f, = 4300 Hz, the mirror attenuation in the passband can be increased somewhat without the transmission characteristics changing noticeably. The attenuation minimum covers a very limited frequency range, which is why the interference signal that is let through is concentrated to a narrow frequency band and has low energy.
Det kan videre fremholdes at man i praksis med hensyn til kontaktorganets be-grensede raskhet vil anbringe pulsfrekven-ser så lavt som mulig i forhold til den høy-este signalfrekvens. Det viser seg imidlertid at hvis man anordner jt-leddets reso-nansvinkelfrekvens ojn, som varierer stort sett proporsjonalt med den resulterende grensefrekvens co,., vesentlig høyere enn 0,4 cos, blir først og fremst speilfrekvensdempningen dårligere samtidig som re-fleks jonsdempningen i passbåndet blir util-fredsstillende. It can further be argued that in practice, with regard to the limited speed of the contact element, pulse frequencies will be placed as low as possible in relation to the highest signal frequency. It turns out, however, that if one arranges the resonance angular frequency ojn of the jt term, which varies largely proportionally with the resulting cut-off frequency co,., significantly higher than 0.4 cos, primarily the mirror frequency attenuation becomes worse at the same time as the reflection attenuation in the pass band becomes unsatisfactory.
Da jo speiltilpasning av symmetri grunn fåes ved det mot pulskontakter vendte polpar, viser det seg at speilimpedanser på filtrets lavfrekvensside, som sammen med fasedreiningen blir avgjørende for re-fleks jonsdempningen og driftsdempningen, Since mirror matching due to symmetry is achieved by the pole pair facing the pulse contacts, it turns out that mirror impedances on the low-frequency side of the filter, which together with the phase shift become decisive for the reflex ion damping and operational damping,
vil påvirkes av kvotienten — , på en måte som minner om speilimpedansens variasjon med deriveringsparametret m ved m-deriverte konstant-k filtre. Hvis således betingelsen co, = y2 cos bibeholdes, vil speilimpedansen for co0 < 0.3 cos monotont avta ved økende frekvens, idet den ved økende verdi for får et stadig mere utpreget will be affected by the quotient — , in a way reminiscent of the variation of the mirror impedance with the derivation parameter m for m-derivative constant-k filters. Thus, if the condition co, = y2 cos is maintained, the mirror impedance for co0 < 0.3 cos will monotonically decrease with increasing frequency, as it becomes increasingly pronounced with an increasing value of
cos cos
maksimum. Et gunstig kompromiss svar-ende til en refleksjonsdempning > 20 dB fåes ved co0 ~ 0,4 cos. maximum. A favorable compromise response-end to a reflection attenuation > 20 dB is obtained at co0 ~ 0.4 cos.
Filtrets belastningsimpedans bør velges omtrent lik det geometriske middel mellom speilimpedansens maksimal verdi og verdien ved frekvensen null. The load impedance of the filter should be chosen approximately equal to the geometric mean between the maximum value of the mirror impedance and the value at the zero frequency.
Til slutt skal anføres et praktisk eks. på dimensjonering av et filter ifølge oppfinnelsen. Finally, a practical example must be given. on the dimensioning of a filter according to the invention.
Pulsfrekvens = 8000 Hz Pulse frequency = 8000 Hz
Resonansfrekvens f0 for jt-leddet C2, L2, C3 = 3180 Hz Resonance frequency f0 for the jt joint C2, L2, C3 = 3180 Hz
Tilsvarende vinkelfrekvens normalisert til pulsfrekvensen 1 blir Corresponding angular frequency normalized to the pulse frequency 1 becomes
Ved tilpasning i ligningene (6), (7) og (8) prøves med forskjellige verdier for m, inntil man finner en verdi for hvilken resonansfrekvensen for kretsen LI, Cl stemmer overens med den halve pulsfrekvens. Dette skjer når m = 0,975. Innsatt i ligningene (7) og (8) og ifølge definisjo-nen for m gir dette følgende verdier for de forskjellige komponenter: LI = 0,07203 H When fitting in equations (6), (7) and (8), different values for m are tried, until a value is found for which the resonant frequency of the circuit LI, Cl agrees with the half pulse frequency. This happens when m = 0.975. Inserted into equations (7) and (8) and according to the definition for m, this gives the following values for the different components: LI = 0.07203 H
Cl = 1,4016 F Cl = 1.4016F
L2 = 0,3207 H L2 = 0.3207H
C2 = 0,9750 F C2 = 0.9750F
C3 = 1,0256 F C3 = 1.0256F
Disse verdier gjelder for pulsfrekvensen f6 = l- These values apply to the pulse frequency f6 = l-
Av uttrykket for speilimpedansen Z0 på lavfrekvenssiden Z0 = ]/ ZT ZK bereg-nes den optimale belastningsimpedansen Ropt på lavfrekvenssiden som det geometriske middel til (Z0) maks. og (Z0) min. Etter bestemmelse av (Z0) maks. og (Z0) min. fåes R t = 0,5553 Q, stadig under antagelse av at fs = 1. From the expression for the mirror impedance Z0 on the low-frequency side Z0 = ]/ ZT ZK, the optimal load impedance Ropt on the low-frequency side is calculated as the geometric mean of (Z0) max. and (Z0) min. After determining (Z0) max. and (Z0) min. R t = 0.5553 Q is obtained, always under the assumption that fs = 1.
For reduksjon til normale belastnings-impedanser, f. eks. 1000 Q må alle induk-1000 tanser multipliseres med -frrr^i— og alle 0,5553 1000 kapasitanser divideres med T-^^i— For re-0,5553 duksjon til en aktuell pulsfrekvens må alle induktanser og kapasitanser divideres med denne frekvens, f. eks. 8000 Hz. Dette gir: For reduction to normal load impedances, e.g. 1000 Q, all inductances must be multiplied by -frrr^i— and all 0.5553 1000 capacitances must be divided by T-^^i— For re-0.5553 duction to a current pulse frequency, all inductances and capacitances must be divided by this frequency , e.g. 8000 Hz. This gives:
L = 16,2 mH L = 16.2 mH
Cl = 0,0972 uF Cl = 0.0972 uF
L2 = 74,5 mH L2 = 74.5mH
C2 = 0,0677 )xF C2 = 0.0677 )xF
C3 = 0,0712 uF C3 = 0.0712 uF
I de tilfeller hvor forsinkelsesledningen er-stattes med en tilnærmet ledningsetter-danning, som helt enkelt kan bestå av kon-densatoren C3 og en induktans innkoblet mellom filtret og pulskontakten, f. eks. som angitt i fig. 3 i det britiske patentskrift nr. 737 417, kan beregningen skje på samme måte og man får samme resultat. In those cases where the delay line is replaced with an approximate line replacement, which can simply consist of the capacitor C3 and an inductance connected between the filter and the pulse contact, e.g. as indicated in fig. 3 in the British patent document no. 737 417, the calculation can be done in the same way and the same result is obtained.
Claims (3)
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19681795270 DE1795270C3 (en) | 1968-08-31 | 1-hydroxy-2-pyridone |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| NO132197B true NO132197B (en) | 1975-06-23 |
| NO132197C NO132197C (en) | 1975-10-01 |
Family
ID=5708124
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| NO348569A NO132197C (en) | 1968-08-31 | 1969-09-01 |
Country Status (17)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS4835077B1 (en) |
| AT (1) | AT291260B (en) |
| BE (1) | BE738288A (en) |
| BR (1) | BR6911968D0 (en) |
| CH (1) | CH547284A (en) |
| CS (1) | CS150278B2 (en) |
| CY (1) | CY699A (en) |
| DK (1) | DK125091B (en) |
| ES (1) | ES371031A1 (en) |
| FI (1) | FI50334C (en) |
| FR (1) | FR2022146B1 (en) |
| GB (1) | GB1238106A (en) |
| MY (1) | MY7300458A (en) |
| NL (1) | NL156397B (en) |
| NO (1) | NO132197C (en) |
| SE (1) | SE348729B (en) |
| YU (1) | YU32990B (en) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4185106A (en) * | 1972-07-11 | 1980-01-22 | Hoechst Aktiengesellschaft | Pyridones as antidandruff agents |
| DE2234009C3 (en) * | 1972-07-11 | 1979-01-11 | Hoechst Ag, 6000 Frankfurt | Cosmetic preparations |
| USRE34313E (en) * | 1983-09-23 | 1993-07-13 | National Research Development Corporation | Pharmaceutical compositions |
| US4912118A (en) * | 1983-09-23 | 1990-03-27 | National Research Development Corporation | Pharmaceutical compositions |
| GB8325496D0 (en) * | 1983-09-23 | 1983-10-26 | Hider R C | Pharmaceutical compositions |
| GB8524508D0 (en) * | 1985-10-04 | 1985-11-06 | Beecham Group Plc | Composition |
| DE3613061A1 (en) * | 1986-04-18 | 1987-10-22 | Hoechst Ag | 1-Hydroxy-2-pyridones, process for their preparation and medicaments which contain them |
| FR2746015B1 (en) | 1996-03-18 | 1998-04-24 | USE OF OCTOPIROX AS A DEPIGMENTANT AGENT | |
| DE19639816A1 (en) * | 1996-09-27 | 1998-04-02 | Hoechst Ag | Antifungal agents with high drug release |
| WO2020169544A1 (en) * | 2019-02-19 | 2020-08-27 | Clariant International Ltd | Piroctone olamine recrystallization |
-
1969
- 1969-08-25 NL NL6912934A patent/NL156397B/en not_active IP Right Cessation
- 1969-08-27 FI FI247769A patent/FI50334C/en active
- 1969-08-27 CS CS586969A patent/CS150278B2/cs unknown
- 1969-08-27 GB GB4272669A patent/GB1238106A/en not_active Expired
- 1969-08-28 CH CH1309069A patent/CH547284A/en not_active IP Right Cessation
- 1969-08-28 SE SE1190269A patent/SE348729B/xx unknown
- 1969-08-28 YU YU221069A patent/YU32990B/en unknown
- 1969-08-29 DK DK465569A patent/DK125091B/en unknown
- 1969-08-29 AT AT830169A patent/AT291260B/en not_active IP Right Cessation
- 1969-08-29 BR BR21196869A patent/BR6911968D0/en unknown
- 1969-08-30 ES ES371031A patent/ES371031A1/en not_active Expired
- 1969-09-01 NO NO348569A patent/NO132197C/no unknown
- 1969-09-01 JP JP6904769A patent/JPS4835077B1/ja active Pending
- 1969-09-01 BE BE738288D patent/BE738288A/xx not_active IP Right Cessation
- 1969-09-01 FR FR6929829A patent/FR2022146B1/fr not_active Expired
-
1973
- 1973-09-05 CY CY69973A patent/CY699A/en unknown
- 1973-12-30 MY MY7300458A patent/MY7300458A/en unknown
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| MY7300458A (en) | 1973-12-31 |
| NL156397B (en) | 1978-04-17 |
| DE1795270B2 (en) | 1976-03-18 |
| JPS4835077B1 (en) | 1973-10-25 |
| ES371031A1 (en) | 1972-01-01 |
| AT291260B (en) | 1971-07-12 |
| CY699A (en) | 1973-09-05 |
| BR6911968D0 (en) | 1973-04-19 |
| DK125091B (en) | 1972-12-27 |
| SE348729B (en) | 1972-09-11 |
| YU221069A (en) | 1975-06-30 |
| FR2022146A1 (en) | 1970-07-31 |
| FI50334B (en) | 1975-10-31 |
| BE738288A (en) | 1970-03-02 |
| DE1795270A1 (en) | 1971-12-30 |
| GB1238106A (en) | 1971-07-07 |
| CH547284A (en) | 1974-03-29 |
| NO132197C (en) | 1975-10-01 |
| NL6912934A (en) | 1970-03-03 |
| FR2022146B1 (en) | 1973-06-08 |
| CS150278B2 (en) | 1973-09-04 |
| FI50334C (en) | 1976-02-10 |
| YU32990B (en) | 1975-12-31 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| NO132197B (en) | ||
| JPS6327483Y2 (en) | ||
| CA2314052A1 (en) | Impedance blocking filter circuit | |
| EP0732806A3 (en) | Surface-acoustic-wave filter | |
| SG87170A1 (en) | Impedance blocking filter circuit | |
| CA2268646C (en) | Low-pass filters for splitterless pots and data transmission | |
| JP2001285025A (en) | Antenna common-use unit | |
| EP0730784A1 (en) | Hybrid notch filter | |
| CN106031035B (en) | Variable filter circuit and wireless communication device | |
| Sibanda et al. | Passive, transformerless coupling circuitry for narrow-band power-line communications | |
| CA1149477A (en) | Inductorless monolithic crystal filter network | |
| US1955788A (en) | Transmission network | |
| GB772217A (en) | Improvements in or relating to electric band-stop filters | |
| US1897639A (en) | Transmission network | |
| ES2115089T3 (en) | CIRCUIT PROVISION FOR THE TRANSMISSION OF TELECOMMUNICATION SIGNALS. | |
| JP3980323B2 (en) | Surface acoustic wave duplexer | |
| GB534802A (en) | Wave filter | |
| US1434555A (en) | Wave filter | |
| US2733415A (en) | bangert | |
| US3865988A (en) | Pulse train wave shaping means and method | |
| NO139304B (en) | DEVICE FOR DETECTING A TONE SIGNAL IF THE FREQUENCY IS WITHIN A CERTAIN TONE FREQUENCY RANGE | |
| NO148239B (en) | TELEPHONE SUBSCRIPTION BRANCH FOR CONNECTING TO A COVERED CABLE | |
| KR100635908B1 (en) | Network Communication Device And Hybrid Circuit Thereof | |
| TW200423537A (en) | Switchable high frequency bandpass filter | |
| US3325735A (en) | Resonant transfer circuits therefor |