JP3980323B2

JP3980323B2 - Surface acoustic wave duplexer

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Publication number: JP3980323B2
Application number: JP2001328692A
Authority: JP
Inventors: 健一穴迫; 義昭藤田; 永典江原; 友和駒崎
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 2001-10-26
Filing date: 2001-10-26
Publication date: 2007-09-26
Anticipated expiration: 2021-10-26
Also published as: US20050134407A1; JP2003133902A; US7420440B2; US6911878B2; US20030117233A1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯電話機等の小型移動体通信器において、弾性表面波共振器による梯子型構成の帯域通過形フィルタを備えた弾性表面波分波器に関し、特に、印加電力の高い場合にも使用可能な弾性表面波分波器に関する。
【０００２】
【従来技術】
近年、小型で、軽量な携帯電話機等の移動体通信機器端末の開発が急激に進められている。これに伴い、用いられる部品の小型化、高性能化が追求されている。この傾向に対応するべく弾性表面波（以下、「ＳＡＷ」という）フィルタを用いたＲＦ（ラジオ周波数）部品が開発され、用いられている。特に、図９のＳＡＷ分波器はＲＦ部の小型化に大きく貢献するデバイスのため、活発に開発が行われ、一部、実用化され、用いられている。
【０００３】
図９はＳＡＷ分波器の基本構成図である。この図では、アンテナが接続されるＡＮＴ（アンテナ）端（１００）を中心として、Ｔｘ端（送信端）（１０１）との間にＴｘフィルタ（送信用フィルタ）（２００）が接続され、Ｒｘ端（受信端）（１０２）との間には分波線路（４００）とＲｘフィルタ（受信用フィルタ）（３００）が接続されている。
【０００４】
これらＳＡＷデバイスとして、近年、移動体通信機器端末の性能向上のため、通過帯域の更なる低挿入損失化及び減衰帯城の高減衰量化された高性能ＳＡＷ分波器が要望されている。このＳＡＷ分波器は、移動体通信機器端末における信号の分岐、生成を行うために送信信号と受信信号が干渉しないように、図９に示す如く、Ｔｘフィルタ（２００）、Ｒｘフィルタ（３００）および分波線路（４００）から構成されている。
【０００５】
ここで用いられる各フィルタおよび分波線路は一般的な特性のＣＤＭＡ（ＣｏｄｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ）方式のものを用いた。以下、図１を除く他の各図に示される回路素子等は同様に一般的な特性のものを対象としている。また、各表のデータは本発明に係るデータ以外は一般的な特性のものに基づくデータである。表の本発明に係るデータおよび図１の回路素子等は本発明に係るＡＭＰＳ／ＣＤＭＡ方式のものである。
【０００６】
図６は実装状態を示すＳＡＷ分波器の回路構成図である。
【０００７】
このＳＡＷ分波器は、ＡＮＴ端（１００）においてアンテナ（１７０）に、Ｔｘ端（１０１）において高電力を出力する送信電力増幅器（１８０）におよびＲｘ端（１０２）において受信した小信号を増幅する低雑音増幅器（１９０）に接続されている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
前記送信用フィルタ（２００）は、高電力が印加されることとなるため、この高電力の印加によっても特性劣化のないＳＡＷフィルタであることが必要となる。この高電力化ＳＡＷフィルタは、例えば特開平６−２９７７９号公報、特開平１０−３０３６８２号公報および特開平１１−２５１８７１号公報に示されている。
【０００９】
上記公報に用いられているフィルタは、図２に示すように、送信用フィルタを構成するＳＡＷ共振器の交差長、対数を増やして、単位電流当たりの面積を増やして高耐電力化したＳＡＷフィルタが用いられている。
【００１０】
図２はＴｘフィルタの回路構成図である。
【００１１】
このＴｘフィルタ（２００）は直列腕Ｓ１（２１０）、Ｓ２（２１１）およびＳ３（２１２）、並列腕Ｐ１（２２０）およびＰ２（２２１）、有極用Ｌ（２３０）からなる梯子型フィルタに構成されている。
【００１２】
しかし、図２に示す高電力化したＳＡＷフィルタを図９のＳＡＷ分波器に用いて、高電力を入力するようにした場合、分波器に特性劣化が生じることがわかってきた。そこでこの特性劣化についてみてみる。
【００１３】
移動体通信機器端末においては、必然的にアンテナ部のインピーダンス変化は大きい。したがって、このアンテナ部（１７０）のインピーダンスの変化による移動体通信機器端末の性能劣化が問題になる。この問題点を技術的な要求に換言すると、分波器からみて、ＡＮＴ端（１００）、Ｒｘ端（１０２）を５０Ω（オーム）で終端した場合と、ＡＮＴ端（１００）、Ｒｘ端（１０２）を開放した場合で特性上変化のない技術が求められることとなる。しかしながら、ＡＮＴ端（１００）、Ｒｘ端（１０２）を開放した場合、Ｔｘフィルタ（２００）の特性劣化もしくはその直列腕の破壊によって信号断の生じることが知られている。
【００１４】
一方、携帯電話機等の移動体通信端末機器における図９及び図６のＳＡＷ分波器は１本のアンテナを送信用および受信用に用いる機能と共に次の機能も求められている。
【００１５】
（１）アンテナが通常に動作した場合、即ち、アンテナの人力インピーダンスが５０Ωの場合、
（２）アンテナが解放の場合、即ち、アンテナの入力インピーダンスが無限大の場合、
の各場合において、特性に変化がない機能が要求されている。
【００１６】
上記、（１）及び（２）の場合、インピーダンスの急激な変化の状態のため、ＳＡＷ分波器に電力が印加される送信時のＳＡＷ分波器特性の変動および破壊が問題となる。このＳＡＷ分波器特性の変動および破壊は主に高電力が印加される送信用フィルタの直列腕共振器の劣化及び破壊に起因するものであることが知られている。
【００１７】
本発明は、上記の問題に鑑み、直列腕に流れる電流を少なくして、直列腕の印加電力を低くし、弾性表面波フィルタの直列腕共振器の劣化および破壊を抑制することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記目的を達成するために以下の手段を採用する。
（１）第１の直列腕弾性表面波共振器と、第２の直列腕弾性表面波共振器と、前記第１の直列腕弾性表面波共振器と前記第２の直列腕弾性表面波共振器との間に接続される第３の直列腕弾性表面波共振器とを含み、それぞれが直列に接続される複数の直列腕弾性表面波共振器、及び前記第１の直列腕弾性表面波共振器に並列に接続される第１の並列腕弾性表面波共振器と、前記第３の直列腕弾性表面波共振器に並列に接続される第２の並列腕弾性表面波共振器とを含む複数の並列腕弾性表面波共振器を備えた弾性表面波分波器であって、前記第３の直列腕弾性表面波共振器の共振周波数を、前記第１の直列腕弾性表面波共振器の共振周波数及び前記第２の直列腕弾性表面波共振器の共振周波数とは異ならせたことを特徴とする。
（２）第１の直列腕弾性表面波共振器と、第２の直列腕弾性表面波共振器と、前記第１の直列腕弾性表面波共振器と前記第２の直列腕弾性表面波共振器との間に接続される第３の直列腕弾性表面波共振器とを含み、それぞれが直列に接続される複数の直列腕弾性表面波共振器及び前記第１の直列腕弾性表面波共振器に並列に接続される第１の並列腕弾性表面波共振器と、前記第３の直列腕弾性表面波共振器に並列に接続される第２の並列腕弾性表面波共振器とを含む複数の並列腕弾性表面波共振器を備えた弾性表面波分波器であって、対数若しくは交差長を異ならせることによって、前記第３の直列腕弾性表面波共振器に印加される電力を、前記第１の直列腕弾性表面波共振器に印加される電力及び前記第２の直列腕弾性表面波共振器に印加される電力とは異ならせたことを特徴とする。
（３）上記（１）記載の弾性表面波分波器において、前記第１の直列腕弾性表面波共振器の共振周波数と前記第２の直列腕弾性表面波共振器の共振周波数とは等しいことを特徴とする。
（４）上記（２）記載の弾性表面波分波器において、前記第１の直列腕弾性表面波共振器に印加される電力と前記第２の直列腕弾性表面波共振器に印加される電力とは等しいことを特徴とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図に基づいて詳細に説明する。
【００２０】
（第１実施例）
図１は本発明の第１実施例のＴｘフィルタ（２００）の回路構成図である。
【００２１】
図６に示す、携帯電話機等の移動体通信の端末機器は、通常、電力増幅器（１８０）の出力端であるＰＡ端（１０３）の出力インピーダンスＺＰｏｕｔが５０Ωに規定されている。この電力増幅器（１８０）の出力電力はＳＡＷ分波器のＴｘ端（１０１）において、Ｔｘの入力インピーダンスＺＴｉｎと電力増幅器（１８０）の出力インピーダンスＺＰｏｕｔの関係から、ＳＡＷ分波器のＴｘ端（１０１）からＴｘフィルタ（２００）に入力する電力とＳＡＷ分波器のＴｘ端（１０１）から電力増幅器（１８０）のＰＡ端（１０３）に反射する電力になることが知られている。
【００２２】
携帯電話機等の移動体通信の端末機器において、図６のＴｘフィルタ（２００）は、図１の３個の直列腕Ｓ１（２１０）、Ｓ２（２１１）およびＳ３（２１２）と２個の並列腕Ｐ１（２２０）およびＰ２（２２１）で構成された４段Ｔ型梯子型フィルタで、その交差長および対数を表１に示す。
【００２３】
【表１】

図３は、Ｒｘフィルタ（３００）の回路構成図である。Ｒｘフィルタ（３００）は、図３に示す如く、３個の直列腕Ｓ１（３１０）、Ｓ２（３１１）およびＳ３（３１２）と４個の並列腕Ｐ１（３２０）、Ｐ２（３２１）、Ｐ３（３２２）およびＰ４（３２３）で構成された６段π型フィルタもあり、その交差長および対数を表２に示す。
【００２４】
【表２】

図７は、Ｔｘフィルタ（２００）の集中定数等価回路図である。
【００２５】
図８は、Ｒｘフィルタ（３００）の集中定数等価回路図である。
【００２６】
図７において、直列腕Ｓ１（２１０）およびＳ３（２１２）はリアクタンスＬＳ１と容量ＣＳ１の直列回路に容量ＣＳ０を並列接続した単位回路を２個直列接続した回路となり、直列腕Ｓ２（２１１）はリアクタンスＬＳ２と容量ＣＳ２の直列回路に容量ＣＳ１を並列接続した単位回路を２個直列接続した回路となり、並列腕Ｐ１およびＰ２はリアクタンスＬＰ１と容量ＣＰ１の直列回路に容量ＣＰ０を並列接続した単位回路を２個直列接続した回路となる。
【００２７】
図８において、直列腕Ｓ１（３１０）、Ｓ２（３１１）およびＳ３（３１２）はリアクタンスＬＳ１と容量ＣＳ１の直列回路に容量ＣＳ０を並列接続した回路となり、並列腕Ｐ２、Ｐ３およびＰ４はリアクタンスＬＰ１と容量ＣＰ１の直列回路に容量ＣＰ０を並列接続した回路となり、並列腕Ｐ１はリアクタンスＬＰ１と容量ＣＰ１の直列回路に容量ＣＰ０を並列接続した単位回路を２個直列接続した回路となる。
【００２８】
各直列腕および並列腕の等価ＬＣ値を表１に示す。本発明の第１実施例は図１の梯子型Ｔｘフィルタ（２００）の構成に関し、図６のＳＡＷ分波器に於いて、送信電力入力時、図９のＴｘフィルタ（２００）の各直列腕共振器に印加される電力を小さくすることを特徴とするものである。
【００２９】
信号の送信時にＴｘフィルタ（２００）に入力する電力に注目する必要がある。図６から、このＴｘフィルタ（２００）の入力電力はＴｘフィルタ（２００）の入力インピーダンスＺＴｉｎに関係することがわかる。即ち、送信時には、負荷はＡＮＴ端（１００）に並列に分波線路（４００）、Ｒｘフィルタ（３００）からなる受信系のインピーダンスＺＲＬｉｎが接続された状態になっている。
【００３０】
ここで問題なのは、Ｔｘフィルタ（２００）を構成する図７の各共振器（２１０、２１１、２１２、２２０、２２１）に印加される電力が高くなったときに、各共振器の有限のＱにより生じる共振器の櫛歯間抵抗分に、電流が流れ、この電流により共振器内に熱が発生し、この熱により共振器が破壊されることである。但し、共振器「Ｑ」は、
Ｑ＝２π（蓄積されたエネルギー）／（１サイクル中に消失するエネルギー）
＝２πｆ（蓄積されたエネルギー）／（消失する電力）とする。
【００３１】
図４は直列腕ＳＡＷ共振器の回路構成図である。
【００３２】
図５は直列腕ＳＡＷ共振器の集中定数等価回路図である。
【００３３】
図４は直列腕共振器Ｓ１（４１０）の概略図であり、図５は図４の直列腕共振器Ｓ１（５１０）の集中定数等価回路であり、容量Ｃｓ１とリアクタンスＬｓ１の直列回路と容量Ｃｓｏの直列回路を並列接続し、それらに抵抗Ｒｓ５２０を直列接続した回路となる。
【００３４】
通常、図４の直列腕共振器Ｓ１（４１０）の有限のＱによる抵抗分は図５の直列腕共振器Ｓ１（５１０）の集中定数回路から、抵抗分Ｒｓ（５２０）として評価され、算出される。図５の共振器の有限のＱによる抵抗分Ｒｓ（５２０）は共振器の集中定数等価回路から次の様に求められる。いま、共振器のＱを有限のＱ₀とすると、Ｑ₀を含む直列腕共振器のインピーダンスＺ、並列腕共振器のアドミタンスＹは式（１）で与えられる。
Ｚ＝１／Ｙ＝Ｒ_d＋ｊＺ₀＝１／（Ｇ_d＋ｊＹ₀）（１）
Ｇ_d＝｛ωＣ₀＋ωＣ₁（１＋ω＾２＊Ｌ₁＊Ｃ₁）｝／｛（１−ω＾２＊Ｌ₁＊Ｃ₁）＾２｝／Ｑ₀ （２）
Ｙ₀＝ω（Ｃ₀＋Ｃ₁＋ω＾２Ｌ₁＊Ｃ₁＊Ｃ₀）／（１＋ω＾２＊Ｌ₁＊Ｃ₁）（３）
各共振器のＱが無限大の場合は直列腕共振器のインピーダンスはｊＺ₀、並列腕共振器のアドミタンスはｊＹ₀となる。しかし、各共振器は、実際は有限のＱのため、直列腕共振器の微小の抵抗分Ｒ_d、並列腕共振器の微小のコンダクタンス分Ｇ_dが存在する。
【００３５】
表１のＴｘフィルタ（２００）の各直列腕共振器の等価ＬＣ値から、Ｔｘフィルタ（２００）の８２４（ＭＨｚ）、８３６（ＭＨｚ）および８４９（ＭＨｚ）における抵抗値を、各共振器のＱを８００として、式（１）、式（２）および式（３）から求めた値を表３に示す。
【００３６】
【表３】

Ｔｘフィルタ（２００）に送信電力が印加された場合、図６に示す如く、等価電力と反射電力に分かれる。この等価電力は表３に示されるＴｘフィルタ（２００）の高周波抵抗により熱に変わる。今、表３において、周波数８３６（ＭＨｚ）に着目すると、直列腕２の抵抗値が３．７７Ωで、直列腕１、３の１．９３Ωの略２倍の抵抗を持つことがわかる。即ち、直列腕２が他直列腕に比較して、略２倍の熱を発生していることがわかる。この表３の高周波抵抗を基にして各直列腕に流れる電流を求め、各直列腕の印加電力を求めると、表４になる。
【００３７】
【表４】

この表４から、直列腕２に最も高い電力が印加されることがわかる。即ち、直列腕２が電力に対して最も弱いことがわかる。このことは前述の如く高周波抵抗が大きいことに起因する。
【００３８】
通常、Ｔｘフィルタ（２００）の直列腕は等しい共振周波数に設定されている。しかし、直列腕２の印加電力を小さくするためには、表３によれば、周波数を変えると、各直列腕の高周波抵抗が変わることから、本発明の第１実施例は図９のＴｘフィルタ（２００）の直列腕１及び直列腕３と直列腕２の共振周波数を異ならせることにより、Ｔｘフィルタ（２００）の直列腕２の高周波抵抗を小さく設定し、印加電力を少なくすることにより、耐電力特性の向上したＳＡＷ分波器とすることができることになる。
【００３９】
【表５】

本発明の第１実施例は、表５に示す如く、直列腕２（Ｒ３）の共振周波数を８６９（ＭＨｚ）から高周波側に設定することにより、直列腕２（Ｒ３）の高周波抵抗を本実施例によれば８６９ＭＨｚで３．７７Ωから８８５ＭＨｚで１．９３Ωへ減少させるもので、結局直列腕２の印加電力を低くするものである。
【００４０】
そこで、本発明の第１実施例における、直列腕２の共振周波数を変える手段としては、具体的には、櫛歯電極の電極間ピッチを変える手段が採用可能である。例えば、グレーティング反射器の場合、グレーティング周期（金属、誘電体ストリップの配置間隔）をｐ、表面波速度をｖ₀とすると、反射器の中心周波数ｆ₀は、ｆ₀＝ｖ₀／２ｐの式から求めることができる。即ち、表面波速度が一定の場合、グレーティング周期を変えることにより直列腕２の共振周波数を変えることができる。さらには、直列腕２の共振周波数の変化により周波数特性は変化するが、この周波数特性の変化は各直列腕の交差長および対数で補正可能である。
【００４１】
表５には本発明の効果が実質的に示されている。通常、各直列腕は全て８６９（ＭＨｚ）に設定されている。表５には直列腕２の共振周波数を（８６９〜８８５）（ＭＨｚ）に変化させた場合の各直列腕の場合の抵抗及び印加電力が示されている。直列腕２の共振周波数を８６９（ＭＨｚ）から８８５（ＭＨｚ）に変化させることにより、直列腕２の印加電力は０．０７４（Ｗａｔｔ）から０．０１９（Ｗａｔｔ）に変化することがわかる。
【００４２】
（第２実施例）
図２は、本発明のＴｘフィルタの回路構成図である。
【００４３】
本発明の第２実施例の回路構成は図２に示す有極型構成である。
【００４４】
前記第１実施例は最も印加電力の大きい直列腕２に注目して、直列腕２の共振周波数を変えて、直列腕２の抵抗を小さくして直列腕２の印加電力を低くした。
【００４５】
それに対し、この第２実施例は、図２のＴｘフィルタ（２００）の回路において、並列腕１、２の抵抗を小さくして、直列腕２に流れる電流を並列腕１に分流して、直列腕２の印加電力を低くしたことを特徴とする。並列腕の抵抗を小さくする手段としては、歯の交差長を長くして単位面積当たりの電流値を小さくする手段、対数を増加して同じく単位面積当たりの電流値を小さくする手段、等がある。
【００４６】
表６に並列腕単体の抵抗値と多段型フィルタを組んだときの各直列腕と各並列腕の抵抗値を示す。表６のＮＯ．１の例が第１実施例で基準とした構成である。
【００４７】
【表６】

この並列腕１、２の抵抗値が１５Ωの例は並列腕共振器のＱが２００の場合である。表６には、並列腕１、２の抵抗値が１５Ωから１０Ω、７．６２Ωと変わるにつれて、直列腕２の抵抗値のみが３．７４Ωから３．７１Ω、３．６６Ωと減少するデータが示されている。このデータから、並列腕の抵抗値を小さくするにつれて、直列腕２の抵抗値が同じく小さくなる原理が解る。
【００４８】
表７に第２実施例の並列腕単体の抵抗値と多段型フィルタを組んだときの各直列腕および並列腕に印加される電力を示す。
【００４９】
【表７】

表７のＮＯ．１は前述の如く、第１実施例で基準とした構成で、直列腕２の印加電力が最も大きい。並列腕の抵抗値を１５Ωから１０Ω、７．６２Ωと小さくすることにより、直列腕２の印加電力を０．０７６（Ｗａｔｔ）から０．０６４（Ｗａｔｔ）、０．０５６（Ｗａｔｔ）と小さくできることがわかる。さらには、直列腕３の印加電力も、同様の傾向を示し０．０３１（Ｗａｔｔ）から０．０２４（Ｗａｔｔ）、０．０２０（Ｗａｔｔ）と小さくできることがわかる。このデータから、並列腕の抵抗値を小さくするにつれて、直列腕２および３の印加電力が小さくなる原理が解る。
【００５０】
以上のように、第２実施例の有極型Ｔｘフィルタ（２００）の回路構成における各直列腕の印加電力を低くする手段は、第１実施例の構成では得られない高性能特性が得られ、第１実施例のものと同時に適用可能である。
【００５１】
第２実施例では並列腕の高周波抵抗を小さくし、直列腕に流れる電流を少なくして、直列腕の印加電力を低くする手法を用いて、有極型Ｔｘフィルタ（２００）の耐電力特性を向上した。
【００５２】
【発明の効果】
本発明は、特許請求の範囲記載の事項により、直列腕に流れる電流を少なくして、直列腕の印加電力を低くし、弾性表面波フィルタの直列腕共振器の劣化および破壊を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例のＴｘフィルタの回路構成図である。
【図２】Ｔｘフィルタの回路構成図である。
【図３】Ｒｘフィルタの回路構成図である。
【図４】直列腕ＳＡＷ共振器の回路構成図である。
【図５】直列腕ＳＡＷ共振器の集中定数等価回路図である。
【図６】実装状態を示すＳＡＷ分波器の回路構成図である。
【図７】Ｔｘフィルタの集中定数等価回路である。
【図８】Ｒｘフィルタの集中定数等価回路である。
【図９】ＳＡＷ分波器の基本構成図である。
【符号の説明】
１００ＡＮＴ端
１０１Ｔｘ端
１０２Ｒｘ端
１０３ＰＴ端
１７０アンテナ
１８０電力増幅器
１９０低雑音増幅器
２００Ｔｘフィルタ
２１０，３１０共振器（直列腕Ｓ１）
２１１，３１１共振器（直列腕Ｓ２）
２１２，３１２共振器（直列腕Ｓ３）
２２０，３２０共振器（並列腕Ｐ１）
２２１，３２１共振器（並列腕Ｐ２）
２３０有極用Ｌ
３００Ｒｘフィルタ
３２２共振器（並列腕Ｐ３）
３２３共振器（並列腕Ｐ４）
４００分波線路
４１０，５１０直列腕ＳＡＷ共振器Ｓ１
５２０Ｒｓ（抵抗分）[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a surface acoustic wave duplexer including a band-pass filter having a ladder-type configuration using a surface acoustic wave resonator in a small mobile communication device such as a cellular phone, and is used particularly when applied power is high. The present invention relates to a possible surface acoustic wave duplexer.
[0002]
[Prior art]
In recent years, development of mobile communication equipment terminals such as small and lightweight mobile phones has been rapidly advanced. Along with this, miniaturization and high performance of components used are being pursued. In response to this trend, RF (radio frequency) components using surface acoustic wave (hereinafter referred to as “SAW”) filters have been developed and used. In particular, since the SAW duplexer of FIG. 9 is a device that greatly contributes to the miniaturization of the RF section, it has been actively developed and partially put into practical use.
[0003]
FIG. 9 is a basic configuration diagram of the SAW duplexer. In this figure, a Tx filter (transmission filter) (200) is connected to a Tx end (transmission end) (101) around an ANT (antenna) end (100) to which an antenna is connected, and the Rx end A demultiplexing line (400) and an Rx filter (receiving filter) (300) are connected between the (receiving end) (102).
[0004]
As these SAW devices, in order to improve the performance of mobile communication equipment terminals, a high-performance SAW duplexer with further reduced insertion loss in the pass band and higher attenuation in the attenuation band has been demanded in recent years. As shown in FIG. 9, the SAW branching filter is configured so that the transmission signal and the reception signal do not interfere with each other in order to branch and generate signals in the mobile communication equipment terminal. And a demultiplexing line (400).
[0005]
Each filter and demultiplexing line used here are CDMA (Code Division Multiple Access) systems having general characteristics. In the following, the circuit elements and the like shown in each of the drawings other than FIG. 1 are similarly intended for general characteristics. The data in each table is data based on general characteristics other than the data according to the present invention. The data according to the present invention in the table and the circuit elements of FIG. 1 are those of the AMPS / CDMA system according to the present invention.
[0006]
FIG. 6 is a circuit configuration diagram of the SAW duplexer showing a mounting state.
[0007]
This SAW duplexer amplifies the small signal received at the ANT end (100) to the antenna (170), to the transmit power amplifier (180) that outputs high power at the Tx end (101), and at the Rx end (102) Connected to a low noise amplifier (190).
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
Since the transmission filter (200) is applied with high power, the transmission filter (200) needs to be a SAW filter that does not deteriorate characteristics even when the high power is applied. This high power SAW filter is disclosed in, for example, Japanese Patent Laid-Open Nos. 6-29779, 10-303682, and 11-251871.
[0009]
As shown in FIG. 2, the filter used in the above publication is a SAW filter with high power durability by increasing the crossing length and logarithm of SAW resonators constituting the transmission filter and increasing the area per unit current. Is used.
[0010]
FIG. 2 is a circuit configuration diagram of the Tx filter.
[0011]
This Tx filter (200) is configured as a ladder filter composed of series arms S1 (210), S2 (211) and S3 (212), parallel arms P1 (220) and P2 (221), and pole L (230). Has been.
[0012]
However, the SAW filters high power shown in FIG. 2 by using the SAW branching filter of FIG. 9, if you choose to enter a high power, it has been found that the characteristics deteriorate duplexer occurs. Let us look at this characteristic deterioration.
[0013]
In a mobile communication device terminal, the impedance change of the antenna part is inevitably large. Therefore, the performance deterioration of the mobile communication device terminal due to the change in impedance of the antenna unit (170) becomes a problem. In other words, this problem is a technical requirement when the ANT end (100) and the Rx end (102) are terminated at 50 Ω (ohms) when viewed from the duplexer, and the ANT end (100) and the Rx end (102 ), There is a need for technology that does not change in characteristics. However, it is known that when the ANT end (100) and the Rx end (102) are opened, signal disconnection occurs due to characteristic deterioration of the Tx filter (200) or destruction of its series arm.
[0014]
On the other hand, the SAW duplexer shown in FIGS. 9 and 6 in a mobile communication terminal device such as a cellular phone is required to have the following functions in addition to the function of using one antenna for transmission and reception.
[0015]
(1) When the antenna operates normally, that is, when the human impedance of the antenna is 50Ω,
(2) When the antenna is open, that is, when the input impedance of the antenna is infinite,
In each of the cases, a function having no change in characteristics is required.
[0016]
In the case of (1) and (2) above, since the impedance changes suddenly, the fluctuation and destruction of the SAW duplexer characteristics during transmission when power is applied to the SAW duplexer becomes a problem. It is known that the fluctuation and destruction of the SAW duplexer characteristics are mainly caused by deterioration and destruction of the series arm resonator of the transmission filter to which high power is applied.
[0017]
In view of the above problems, an object of the present invention is to reduce the current flowing through the series arm, reduce the applied power of the series arm, and suppress deterioration and destruction of the series arm resonator of the surface acoustic wave filter. .
[0018]
[Means for Solving the Problems]
The present invention employs the following means to achieve the above object.
(1) First series arm surface acoustic wave resonator, second series arm surface acoustic wave resonator, first series arm surface acoustic wave resonator and second series arm surface acoustic wave resonator A plurality of series arm surface acoustic wave resonators connected in series, and the first series arm surface acoustic wave resonator. A plurality of first parallel arm surface acoustic wave resonators connected in parallel to each other and a second parallel arm surface acoustic wave resonator connected in parallel to the third series arm surface acoustic wave resonator. A surface acoustic wave duplexer including a parallel arm surface acoustic wave resonator, wherein the resonance frequency of the third series arm surface acoustic wave resonator is defined as the resonance frequency of the first series arm surface acoustic wave resonator. The resonance frequency of the second series arm surface acoustic wave resonator is different from that of the second series arm surface acoustic wave resonator.
(2) First series arm surface acoustic wave resonator, second series arm surface acoustic wave resonator, first series arm surface acoustic wave resonator and second series arm surface acoustic wave resonator A plurality of series arm surface acoustic wave resonators connected in series to each other and the first series arm surface acoustic wave resonator. A plurality of parallel devices including a first parallel arm surface acoustic wave resonator connected in parallel and a second parallel arm surface acoustic wave resonator connected in parallel to the third series arm surface acoustic wave resonator A surface acoustic wave duplexer including an arm surface acoustic wave resonator, wherein the power applied to the third series arm surface acoustic wave resonator is made different from each other by changing the logarithm or the crossing length . The power applied to the series arm surface acoustic wave resonator and the second series arm surface acoustic wave resonator applied Characterized in that was different from the power.
(3) In the surface acoustic wave duplexer described in (1) above, the resonance frequency of the first series arm surface acoustic wave resonator and the resonance frequency of the second series arm surface acoustic wave resonator are equal. It is characterized by.
(4) In the surface acoustic wave duplexer according to (2), the power applied to the first series arm surface acoustic wave resonator and the power applied to the second series arm surface acoustic wave resonator. Are equal to each other.
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0020]
(First embodiment)
FIG. 1 is a circuit diagram of a Tx filter (200) according to a first embodiment of the present invention.
[0021]
In a mobile communication terminal device such as a mobile phone shown in FIG. 6, the output impedance ZPout of the PA terminal (103), which is the output terminal of the power amplifier (180), is normally defined as 50Ω. The output power of the power amplifier (180) is obtained at the Tx end (101) of the SAW duplexer from the relationship between the input impedance ZTin of Tx and the output impedance ZPout of the power amplifier (180) at the Tx end (101) of the SAW duplexer. ) To the Tx filter (200) and the power reflected from the Tx end (101) of the SAW duplexer to the PA end (103) of the power amplifier (180).
[0022]
In a mobile communication terminal device such as a cellular phone, the Tx filter (200) in FIG. 6 includes three serial arms S1 (210), S2 (211), and S3 (212) in FIG. 1 and two parallel arms. Table 1 shows the crossing length and logarithm of a four-stage T-type ladder filter composed of P1 (220) and P2 (221).
[0023]
[Table 1]

FIG. 3 is a circuit configuration diagram of the Rx filter (300). As shown in FIG. 3, the Rx filter (300) includes three serial arms S1 (310), S2 (311) and S3 (312) and four parallel arms P1 (320), P2 (321), P3 ( There are also 6-stage π-type filters composed of 322) and P4 (323), and their crossing lengths and logarithms are shown in Table 2.
[0024]
[Table 2]

FIG. 7 is a lumped constant equivalent circuit diagram of the Tx filter (200).
[0025]
FIG. 8 is a lumped constant equivalent circuit diagram of the Rx filter (300).
[0026]
In FIG. 7, series arms S1 (210) and S3 (212) are circuits in which two unit circuits in which a capacitor CS0 is connected in parallel to a series circuit of reactance LS1 and capacitor CS1 are connected in series, and series arm S2 (211) is a reactance. A series circuit of LS2 and a capacitor CS2 and two unit circuits in which the capacitor CS1 is connected in parallel is connected in series, and the parallel arms P1 and P2 are two unit circuits in which the capacitor CP0 is connected in parallel to the series circuit of the reactance LP1 and the capacitor CP1. The circuit is connected in series.
[0027]
In FIG. 8, series arms S1 (310), S2 (311), and S3 (312) are circuits in which a capacitor CS0 is connected in parallel to a series circuit of reactance LS1 and capacitor CS1, and parallel arms P2, P3, and P4 are connected to reactance LP1. The capacitor CP0 is connected in parallel to the series circuit of the capacitor CP1, and the parallel arm P1 is a circuit in which two unit circuits in which the capacitor CP0 is connected in parallel to the series circuit of the reactance LP1 and the capacitor CP1 are connected in series.
[0028]
Table 1 shows the equivalent LC values of each series arm and parallel arm. The first embodiment of the present invention relates to the configuration of the ladder-type Tx filter (200) of FIG. 1, and in the SAW duplexer of FIG. 6, when transmission power is input, each series arm of the Tx filter (200) of FIG. The power applied to the resonator is reduced.
[0029]
It is necessary to pay attention to the power input to the Tx filter (200) during signal transmission. It can be seen from FIG. 6 that the input power of the Tx filter (200) is related to the input impedance ZTin of the Tx filter (200). That is, at the time of transmission, the load is in a state where the impedance ZRLin of the receiving system including the branch line (400) and the Rx filter (300) is connected in parallel with the ANT end (100).
[0030]
The problem here is that when the power applied to each resonator (210, 211, 212, 220, 221) of FIG. 7 constituting the Tx filter (200) becomes high, the finite Q of each resonator A current flows through the generated intercombination resistance of the resonator, heat is generated in the resonator by this current, and the resonator is destroyed by this heat. However, the resonator “Q”
Q = 2π (accumulated energy) / (energy lost during one cycle)
= 2πf (accumulated energy) / (disappearing power).
[0031]
FIG. 4 is a circuit configuration diagram of the series arm SAW resonator.
[0032]
FIG. 5 is a lumped constant equivalent circuit diagram of the series arm SAW resonator.
[0033]
FIG. 4 is a schematic diagram of the series arm resonator S1 (410), and FIG. 5 is a lumped constant equivalent circuit of the series arm resonator S1 (510) of FIG. 4, and a series circuit of the capacitance Cs1 and reactance Ls1 and the capacitance Cso. Are connected in parallel, and a resistor Rs520 is connected in series to them.
[0034]
Normally, the resistance component due to the finite Q of the series arm resonator S1 (410) of FIG. 4 is evaluated and calculated as the resistance component Rs (520) from the lumped constant circuit of the series arm resonator S1 (510) of FIG. The The resistance component Rs (520) due to the finite Q of the resonator of FIG. 5 is obtained from the lumped constant equivalent circuit of the resonator as follows. Now, assuming that Q of the resonator is finite Q ₀ , the impedance Z of the series arm resonator including Q ₀ and the admittance Y of the parallel arm resonator are given by Expression (1).
_{Z = 1 / Y = R d} + jZ 0 = 1 / (G d + jY 0) (1)
G _d = {ωC ₀ + ωC ₁ (1 + ω ^ 2 * L ₁ * C ₁ )} / {(1-ω ^ 2 * L ₁ * C ₁ ) ^ 2} / Q ₀ (2)
Y ₀ = ω (C ₀ + C ₁ + ω 2L ₁ * C ₁ * C ₀ ) / (1 + ω 2 * L ₁ * C ₁ ) (3)
When the Q of each resonator is infinite, the impedance of the series arm resonator is jZ ₀ , and the admittance of the parallel arm resonator is jY ₀ . However, since each resonator is actually a finite Q, there exists a minute resistance R _{d of the} series arm resonator and a minute conductance G _{d of the} parallel arm resonator.
[0035]
From the equivalent LC value of each series arm resonator of the Tx filter (200) in Table 1, the resistance value of the Tx filter (200) at 824 (MHz), 836 (MHz) and 849 (MHz) is determined as the Q of each resonator. Table 3 shows values obtained from Equation (1), Equation (2), and Equation (3).
[0036]
[Table 3]

When transmission power is applied to the Tx filter (200), it is divided into equivalent power and reflected power as shown in FIG. This equivalent power is converted into heat by the high frequency resistance of the Tx filter (200) shown in Table 3. Now, in Table 3, when focusing on the frequency 836 (MHz), it can be seen that the resistance value of the series arm 2 is 3.77Ω, which is approximately twice the resistance of 1.93Ω of the series arms 1 and 3. That is, it can be seen that the series arm 2 generates approximately twice as much heat as the other series arms. Table 4 shows the current flowing through each series arm based on the high frequency resistance shown in Table 3 and the applied power to each series arm.
[0037]
[Table 4]

From Table 4, it can be seen that the highest power is applied to the series arm 2. That is, it can be seen that the series arm 2 is the weakest to electric power. This is because the high frequency resistance is large as described above.
[0038]
Usually, the series arms of the Tx filter (200) are set to the same resonance frequency. However, in order to reduce the applied power to the series arm 2, according to Table 3, since the high frequency resistance of each series arm changes when the frequency is changed, the first embodiment of the present invention uses the Tx filter of FIG. By making the resonance frequency of the serial arm 1 and the serial arm 3 of the (200) different from that of the serial arm 2, the high-frequency resistance of the serial arm 2 of the Tx filter (200) is set to be small, and the applied power is reduced. A SAW duplexer with improved power characteristics can be obtained.
[0039]
[Table 5]

In the first embodiment of the present invention, as shown in Table 5, the resonance frequency of the series arm 2 (R3) is set to the high frequency side from 869 (MHz), so that the high frequency resistance of the series arm 2 (R3) is set in this embodiment. According to the example, the power is decreased from 3.77Ω at 869 MHz to 1.93Ω at 885 MHz, and the applied power to the series arm 2 is eventually reduced.
[0040]
Therefore, as means for changing the resonance frequency of the series arm 2 in the first embodiment of the present invention, specifically, means for changing the inter-electrode pitch of the comb electrodes can be adopted. For example, in the case of a grating reflector, assuming that the grating period (metal and dielectric strip arrangement interval) is p and the surface wave velocity is v ₀ , the center frequency f ₀ of the reflector is an expression of f ₀ = v ₀ / 2p. Can be obtained from That is, when the surface wave velocity is constant, the resonance frequency of the series arm 2 can be changed by changing the grating period. Furthermore, although the frequency characteristic changes due to the change in the resonance frequency of the series arm 2, this change in frequency characteristic can be corrected by the crossing length and logarithm of each series arm.
[0041]
Table 5 substantially shows the effect of the present invention. Usually, all the serial arms are set to 869 (MHz). Table 5 shows the resistance and applied power in the case of each series arm when the resonance frequency of the series arm 2 is changed to (869 to 885) (MHz). It can be seen that by changing the resonance frequency of the series arm 2 from 869 (MHz) to 885 (MHz), the applied power of the series arm 2 changes from 0.074 (Watt) to 0.019 (Watt).
[0042]
(Second embodiment)
FIG. 2 is a circuit configuration diagram of the Tx filter of the present invention.
[0043]
The circuit configuration of the second embodiment of the present invention is the polar configuration shown in FIG.
[0044]
In the first embodiment, paying attention to the series arm 2 having the largest applied power, the resonance frequency of the series arm 2 is changed, the resistance of the series arm 2 is reduced, and the applied power of the series arm 2 is lowered.
[0045]
On the other hand, in the second embodiment, in the circuit of the Tx filter (200) in FIG. 2, the resistance of the parallel arms 1 and 2 is reduced, and the current flowing through the series arm 2 is shunted to the parallel arm 1 to form a series. The applied power of the arm 2 is lowered. As means for reducing the resistance of the parallel arm, there are means for reducing the current value per unit area by increasing the tooth crossing length, means for reducing the current value per unit area by increasing the logarithm, etc. .
[0046]
Table 6 shows the resistance values of the parallel arms alone and the resistance values of the serial arms and the parallel arms when the multistage filter is assembled. No. in Table 6 One example is a configuration based on the first embodiment.
[0047]
[Table 6]

An example in which the resistance value of the parallel arms 1 and 2 is 15Ω is when the Q of the parallel arm resonator is 200. Table 6 shows data in which only the resistance value of the series arm 2 decreases from 3.74Ω to 3.71Ω and 3.66Ω as the resistance values of the parallel arms 1 and 2 change from 15Ω to 10Ω and 7.62Ω. Has been. From this data, the principle that the resistance value of the series arm 2 becomes smaller as the resistance value of the parallel arm becomes smaller can be understood.
[0048]
Table 7 shows the resistance value of the parallel arm alone according to the second embodiment and the power applied to each series arm and parallel arm when the multistage filter is assembled.
[0049]
[Table 7]

No. in Table 7 As described above, reference numeral 1 is a configuration based on the first embodiment, and the power applied to the series arm 2 is the largest. By reducing the resistance value of the parallel arm from 15Ω to 10Ω and 7.62Ω, the applied power of the series arm 2 can be reduced from 0.076 (Watt) to 0.064 (Watt) and 0.056 (Watt). Recognize. Furthermore, it can be seen that the applied power of the series arm 3 shows the same tendency and can be reduced from 0.031 (Watt) to 0.024 (Watt) and 0.020 (Watt). From this data, it is understood that the applied power to the series arms 2 and 3 decreases as the resistance value of the parallel arms decreases.
[0050]
As described above, the means for reducing the applied power of each series arm in the circuit configuration of the polarized Tx filter (200) of the second embodiment provides high performance characteristics that cannot be obtained by the configuration of the first embodiment. The first embodiment can be applied at the same time.
[0051]
In the second embodiment, by using a technique in which the high-frequency resistance of the parallel arm is reduced, the current flowing through the series arm is reduced, and the applied power of the series arm is reduced, the power handling characteristics of the polarized Tx filter (200) are improved. Improved.
[0052]
【The invention's effect】
According to the present invention, according to the matters described in the claims, the current flowing through the series arm is reduced, the applied power to the series arm is lowered, and the deterioration and destruction of the series arm resonator of the surface acoustic wave filter can be suppressed. it can.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a Tx filter according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit configuration diagram of a Tx filter.
FIG. 3 is a circuit configuration diagram of an Rx filter.
FIG. 4 is a circuit configuration diagram of a series arm SAW resonator.
FIG. 5 is a lumped constant equivalent circuit diagram of a series arm SAW resonator.
FIG. 6 is a circuit configuration diagram of a SAW duplexer showing a mounted state.
FIG. 7 is a lumped constant equivalent circuit of a Tx filter.
FIG. 8 is a lumped constant equivalent circuit of an Rx filter.
FIG. 9 is a basic configuration diagram of a SAW duplexer.
[Explanation of symbols]
100 ANT end 101 Tx end 102 Rx end 103 PT end 170 Antenna 180 Power amplifier 190 Low noise amplifier 200

Tx filter

210, 310 Resonator (series arm S1)
211,311 resonator (series arm S2)
212, 312 resonator (series arm S3)
220, 320 resonator (parallel arm P1)
221 and 321 resonator (parallel arm P2)
230 L for polarized
300 Rx filter 322 resonator (parallel arm P3)
323 resonator (parallel arm P4)
400 demultiplexing line 410,510 Series arm SAW resonator S1
520 Rs (resistance)

Claims

Between the first series arm surface acoustic wave resonator, the second series arm surface acoustic wave resonator, and the first series arm surface acoustic wave resonator and the second series arm surface acoustic wave resonator. A plurality of series arm surface acoustic wave resonators connected in series, and in parallel with the first series arm surface acoustic wave resonator. A plurality of parallel arm elasticity including a first parallel arm surface acoustic wave resonator connected and a second parallel arm surface acoustic wave resonator connected in parallel to the third series arm surface acoustic wave resonator. A surface acoustic wave duplexer including a surface wave resonator,
The resonance frequency of the third series arm surface acoustic wave resonator is different from the resonance frequency of the first series arm surface acoustic wave resonator and the resonance frequency of the second series arm surface acoustic wave resonator. A surface acoustic wave duplexer characterized by that.

Between the first series arm surface acoustic wave resonator, the second series arm surface acoustic wave resonator, and the first series arm surface acoustic wave resonator and the second series arm surface acoustic wave resonator. A plurality of series arm surface acoustic wave resonators connected in series, and connected in parallel to the first series arm surface acoustic wave resonator. A plurality of parallel arm surface acoustic wave surfaces including a first parallel arm surface acoustic wave resonator and a second parallel arm surface acoustic wave resonator connected in parallel to the third series arm surface acoustic wave resonator A surface acoustic wave duplexer including a wave resonator,
By making the logarithm or crossing length different, the power applied to the third series arm surface acoustic wave resonator is changed to the power applied to the first series arm surface acoustic wave resonator and the second series arm surface acoustic wave resonator. A surface acoustic wave duplexer characterized in that it is different from the power applied to the arm surface acoustic wave resonator.

2. The surface acoustic wave duplexer according to claim 1, wherein a resonance frequency of the first series arm surface acoustic wave resonator is equal to a resonance frequency of the second series arm surface acoustic wave resonator. Surface acoustic wave duplexer.

3. The surface acoustic wave duplexer according to claim 2, wherein power applied to the first series arm surface acoustic wave resonator is equal to power applied to the second series arm surface acoustic wave resonator. A surface acoustic wave duplexer characterized by.