NO132187B - - Google Patents

Description

Pulsforsterker.

Den foreliggende oppfinnelse angår en pulsforsterker og særlig en toveisvirkende forsterker som er innrettet for effektivt og gjentagne ganger i løpet av forutbestemte korte og like tidsintervaller å for-

bindes mellom to reaktive lagringsanord-

ninger for elektrisk energi og som periodisk sammenkobles ved hjelp av avstemte kret-

ser.

Slike overførings- eller såkalte puls-«modem»-kretser kan benyttes i tidsdel-ingsmultiplekssambandssystemer og er f.

eks. beskrevet i belgiske patenter nr. 543 262 og 558 179.

Talefrekvensenergi kan på sendersiden tilføres en shuntkondensator gjennom et lavpassfilter og når denne kondensator i løpet av periodisk gjentatte korte tidsintervaller f. eks. 5|xs ved en frekvens på 10 kp/s, forbindes på mottagersiden med en tilsvarende kondensator som etterfølges av et tilsvarende lavpass-

filter, vil talefrekvensenergi gjenvinnes på mottagersiden. Denne forbindelse foretas over en eller flere multiplekstidsdelings-samband som kan være felles for et antall slike forbindelser, og overføringskretsen mellom de to kondensatorer er slik inn-

rettet at den i det minste omfatter en serieinduktans i sambandene. Dersom tidsintervallet for hver energioverføring er lik en halv periode for den serieresonanskrets som derved periodisk etableres, vil de lad-

ninger som ved begynnelsen av hvert tidsinterval er tilstede på de to kondensatorer,

bli utvekslet ved slutten av hvert tidsinter-

val. Et slikt toveisvirkende sambandssystem har den enestående fordel at den elimi-

nerer de utvelgningstap som gjør seg gjel-

dende ved tidligere tidsdelingsmultipleks-systemer som benytter pulsamplitudemo-dulasjon.

Noen tap vil likevel kunne forekomme

på grunn av resistive tap i praktiske induktanser, og slike tap forekommer også når elektroniske porter benyttes for å koble inn en induktans mellom de to kondensa-

torer. Selvom slike tap kan holdes meget små i noen tilfelle, vil de i andre tilfelle være mer alvorlige og må kompenseres for ved hjelp av forsterkningsanordninger.

Dette kan f. eks. være aktuelt når over-føringsveien omfatter flere porter i serie f. eks. fire eller mer. Videre vil det i forbindelse med tapene alltid også forekomme refleksjoner. Sagt på en annen måte, vil serieresonanskretsen hvortil kondensator-

ene gjentagne ganger forbindes, være dem-

pet slik at signalbølgene over de to kondensatorer er cosinusformede halvbølger,

men dempningen resulterer i at amplitud-

ene avtar eksponensielt, d.v.s. at når den ene kondensator er ladet i begynnelsen av en energioverføringsperiode og den andre kondensator er utladet, vil den siste ikke være ladet helt til den første kondensators begynnelsesspenning ved slutten av over-føringsperioden, mens det samtidig vil væ-

re en resterende spenning igjen over den kondensator som til å begynne med var ladet.

En hensikt med den foreliggende oppfinnelse er å sørge for forsterkeranordnin-

ger i et system som ovenfor beskrevet, idet disse anordninger kan innkobles i pulskret-

ser for høy frekvens, som f. eks. i samband

som benyttes på multipleks måte for flere overføringer, slik at antall forsterkeranord-ninger reduseres.

Oppfinnelsen angår således en toveisvirkende pulsforsterker for f. eks. tidsdel-ingsmultipleks-sambandssystemer, hvor det i hver ende av systemet er anbragt en lagringsanordning, f. eks. en kondensator og hvor energi som er lagret i kondensatoren i den ene ende av systemet kan over-føres til kondensatoren i systemets andre ende og omvendt, ved periodisk å sammenkoble kondensatorene i forutbestemte korte og like lange tidsintervaller ved hjelp av et multipleks-samband, og hvor forsterkeren omfatter minst én reaktans, f. eks. en induktans og minst én negativ motstand som frembringer en forsterkning som er lik eller overskrider de tap som forårsakes av nevnte energioverføring.

Det særegne ved oppfinnelsen er at de negative motstander er innkoblet i en 4-polkrets med slik karakteristikk at dens øyeblikkelige inngangs- og utgangs-spenninger og strømmer, når den er effektivt innkoblet mellom lagringskondensatorene, får form av summen av minst to sinuskurver med eksponensielt økende amplituder, idet frekvensforholdet og faseforholdet for disse sinuskurver er slik at det oppnås forsterkning uten refleksjoner.

Dersom det er ønskelig med forsterkning for å kompensere for resistive tap som f. eks. motstanden i portkretsene og i induktansene, kan en negativ motstand benyttes i serie i forbindelsessambandet, idet størrelsen av denne negative motstand er valgt lik den ekvivalente positive seriemotstand i portene og induktansen. På denne måten vil overføringskretsen opp-føre seg som en ideell reaktiv krets og ingen totale tap vil forekomme.

Dersom reaktive lagringsanordninger som f. eks. shuntkondensatorer, benyttes i seriekobling med en induktans i serie med en negativ motstandkrets, bør denne siste være en stabil type seriekrets eller åpen krets slik at den negative motstandskrets ikke svinger når de sammenkoblende porter sperres. Den negative motstandskrets skal tilveiebringe en konstant negativ motstand innenfor det benyttede frekvensbånd, og for høyere frekvenser utenfor det benyttede bånd skal den negative motstand raskt avta til null eller bli positiv, for at den ikke skal kunne svinge med den for-delte kapasitans i sambandet når alle sam-menkoblede porter er lukket. Praktiske negative motstandskretser tilveiebringer vanligvis motstand i forbindelse med en serieinduktans og dette kan tolereres forutsatt at den siste er forholdsvis konstant, da den negative motstandskrets i alle tilfelle vil bli seriekoblet med en induktans for å bevirke overføring av energi på grunnlag av serieresonanskretser.

I noen tilfelle kan det være ønskelig å sikre en total forsterkning i tillegg til en total kompensasjon av tapene. Størrelsen av den negative motstand kan innenfor den benyttede frekvensbåndbredde og in-nen visse grenser velges høyere enn den resulterende positive motstand av den positive overføringskrets. Serieresonanskretsen vil derved bli negativt dempet med det resultat at de cosinusbølger som er nevnt ovenfor, får eksponensielt økende amplituder. En slik krets er i og for seg ustabil, men da den skal benyttes på en transient måte, kan undertrykte svingninger ikke oppstå fordi svingninger ikke vil ha tilstrekkelig tid til å bygge seg opp i løpet av portenes korte åpningstid, og ampli-tudene kan holdes tilstrekkelig små for å hindre metning av eller feil i komponente-ne. Så snart forbindelsesportene igjen åp-nes, vil svingekretsen betjenes fra dens kapasitive lagringsanordninger, og det som er blitt lagret i disse, vil utlades til tale-frekvenskretsen gjennom lavpassfiltre i løpet av tidsintervallet før sammenkob-lingspdrtene igjen lukkes. På denne måten virker puls-«modem-kretsene virkelig som konstante impedanser som er lik impedan-sene i de tilkoblede linjer, hvilke impedanser reflekteres gjennom de linietransfor-matorer som vanligvis er forbundet med filtrene på talefrekvenssiden.

Virkemåten av en slik transient svin-gekrets kan sammenlignes med virkemåten av en superregenerativ detektor hvor pe-rioder av svingninger bygges opp avveks-lende med slukkeperioder. Når det ikke er noe signal tilstede ved det tidspunkt portene er ledende, kan en svingning startes fra en liten støytopp hvorved støyen vil forsterkes, men den vil ikke forsterkes mer enn signalet slik at signalstøyforholdet ik-ke påvirkes.

Dersom den negative motstand ikke er i stand til å sette linjemotstanden ut av balanse, d.v.s. så lenge som dens absolutte verdi er mindre enn det dobbelte av linie-impedansens reelle komponent, vil kretsen være stabil. Dersom denne grense over-skrides, ville det bety at lagringskonden-satoren tilføres mer ladning i løpet av for-bindelsestiden eller kanalpulsen enn den taper i tidsintervallet mellom etterfølgende kanalpulser.

Dersom den totale motstand i serieresonanskretsen er negativ, noe som resulterer i eksponensielt økende cosinusbølger, vil refleksjoner igjen være tilstede på samme måte som ved en total positiv motstand, idet dette fører til eksponensielt avtagende cosinusbølger, og jo større forsterkningen er jo større vil graden av refleksjoner bli.

En annen hensikt med oppfinnelsen er å sikre forsterkningsanordninger som omtalt ovenfor, hvor en total forsterkning oppnås uten å være fulgt av vesentlige refleksjoner.

Ytterligere særtrekk ved oppfinnelsen er at den omfatter en 4-polkrets med en slik karakteristikk at ved en gitt energi i en av lagringsanordningene og null energi i den andre lagringsanordningen på det tidspunkt da 4-polkretsen effektivt er koblet mellom lagringsanordningene, vil en stør-re energi enn den nevnte gitte energi kunne lagres i den andre lagringsanordning på det tidspunkt da 4-polkretsen effektivt fra-kobles lagringsanordningene, mens det samtidig praktisk talt vil være null energi lagret i den første lagringsanordning.

De ovenfor nevnte og andre fordeler med oppfinnelsen og den beste måten å oppnå disse på vil bli bedre forstått ved hjelp av den følgende detaljerte beskrivelse av utførelser av oppfinnelsen i forbindelse med tegningene, hvor

Fig 1 viser et tidsdelingsmultiplekssamband i forbindelse med to reaktive lagringsanordninger på grunnlag av avstemte kretser. Fig. 2 viser kurver som representerer spenningene over de to kondensatorer av kretsen i fig. 1 som funksjon av tiden og som cosinusbølger med eksponensielt økende amplituder. Fig. 3 viser en ekvivalent krets av inngangen til en puls-«modem»-krets forbundet med en spenningskilde. Fig. 4 viser en ekvivalent krets av utgangen fra en puls-«modem-krets forbundet med en belastningsmotstand. Fig. 5 viser et 4-polnettverk for transient sammenkobling av to kondensatorer og som sikrer en spenningsøkning uten refleksjoner. Fig. 6 viser et sett med to løst koblede spoler som representerer en ekvivalent av den induktive delen av 4-polkretsen i fig. 5. Fig. 7 viser en modifisert, men ekvivalent versjon av 4-polkretsen som er vist i fig. 5 og som sikrer spenningsøkning uten fasereversering. Fig. 8 viser en modifisert, men ekvivalent versjon av 4-polkretsen som er vist i fig. 5 og som sikrer spenningsøkning uten fasereversering. Fig. 9 viser et strømkretsskjema for et

arrangement som omfatter talelagrings-anordninger i et tidsdelingsmultiplekssy-stem, og som er innrettet for å tilveiebringe energiøkning.

Fig. 10 viser en annen krets som representerer en modifikasjon av kretsen i fig. 7.

Først vil bruken av en 2-polkrets med negativ motstand for å eliminere innvirk-ningen av resistive tap i et system hvor energi overføres i en avstemt krets bli omtalt.

Fig. 1 viser en forenklet form av den såkalte puls-«modem»-krets som med fordel kan benyttes i tidsdelingsmultipleks-systemer. To lagringskondensatorer med samme kapasitet C utgjør shuntelementer hvis ene ende er forbundet med jord og hvor den andre ende av kondensatorene er sammenkoblet over et såkalt multipleks-samband H som, som vist ved multipler-ingspilen, ved hjelp av pulser kan være felles for flere samtidige forbindelser. Sambandet H er forbundet med hver kondensator C over en seriespole, idet spolene har like induktanser L og over en serieport som f. eks. GA. Når begge portene er gjort ledende samtidig, dannes en lukket krets, og dersom det antas at der ikke er noe resistivt tap i denne kretsen på det tidspunkt da kretsen etableres, vil utveksling av spenninger over de to kondensatorer kunne sikres etter en viss tid som kan til-svare det interval i løpet av hvilket de to porter er ledende.

Den tapsløse krets er slik at spenningen over den venstre og den høyre kondensator antar form av cosinusbølger med en periode lik 2jt\/LC. De to cosinusbølger er komplementære med hensyn til spenningen V som er summen av begynnelsesspenningen over kondensatorene. En antar at den høyre kondensator er utladet mens den venstre kondensator har en spenning V. Dersom portene gjøres ledende i nøyak-tig en halv periode som tilsvarer jt a/ LC, vil den høyre kondensator ha en spenning V og den venstre kondensator være fullstendig utladet når strømmen brytes.

I praksis vil denne kretsen ha noe tap vesentlig på grunn av motstand av spolene.

Dersom den totale motstand velges som 2R vil spenningsbølgeformen derved være

dempede cosinusbølger. Etter en halv periode vil spenningen over den høyre kondensator være lik GV, mens spenningen over den venstre kondensator samtidig vil være lik (l-G)V, idet G defineres ved formelen

Da G er mindre enn 1, vil det derfor være et spennnigstap på grunn av at utgangskondensatoren ikke blir fullt oppladet til begynnelsesspenningen på inngangskondensatoren, mens det på den annen side vil være en resterende spenning igjen på inngangskondensatoren, idet dette tilsvarer en refleksjon.

Dersom negative motstander er innkoblet i kretsen i serie, som f. eks. en negativ motstand i samband H, idet denne negative motstand f. eks. kan være av den type som er beskrevet i hollandsk patent nr. 228 760, kan den velges slik at den nøy-aktig kompenserer for den positive motstand som er ekvivalent med tapene, hvorved en ren reaktiv krets tilveiebringes for perfekt utveksling av spenninger mellom de to kondensatorer.

Hvis størrelsen av den negative seriemotstand er større enn den positive motstand, vil d bli negativ slik at G blir større enn 1.

Som vist i fig. 2, øker cosinusbølgene eksponensielt og en spenningsøkning G som er større enn 1 kan sikres. Men den venstre inngangskondensator blir derved motsatt ladet og får i dette tilfelle en negativ spenning med størrelsen (G-l)V. Dette tilsvarer således en refleksjon til-bake til inngangen, som resulterer i at tapene ved denne inngang økes hvorved den totale spenningsforsterkning i reali-teten blir mindre enn G.

Den virkelige energiforsterkning som tilveiebringes ved innkobling av en negativ seriemotstand som overkompenserer for den positive seriemotstand, kan finnes ved hjelp av de ekvivalente kretser som er vist ved fig. 3 og 4.

Fig. 3 viser en jordet inngangskilde med spenning V og motstand r direkte forbundet med en inngangs-«modem»-krets med ekvivalent motstand r. Denne inngangsmotstand r i «modem»-kretsen er seriekoblet med en jordet negativ kilde Vr idet denne tilleggsspenning tilsvarer den reflekterte spenning som tidligere er forklart. Den strøm som flyter i kretsen i fig.

3 såvelsom spenningen ved inngangen av «modem»-kretsen, d.v.s. mellom henholdsvis forbindelsespunktet av de to motstander r og jord, kan lett utregnes og er antydet i fig. 3. Videre har det vært forklart ovenfor (fig. 2) at den reflekterte spen-

ning er (G-I) ganger større enn inngangsspenningen til «modem»-kretsen. Som vist i fig. 3 er den siste en funksjon av den reflekterte spenning Vr som kan finnes av formelen

Størrelsen av Vr som er angitt ovenfor kan nå utskiftes i uttrykkene for fig. 3 slik at strøm og inngangsspenning til «mo-dem»-kretsen henholdsvis blir

Disse resultater fører så til den ekvivalente krets som er vist i fig. 4 som representerer tilstanden ved utgangen av utgangs-«modem»-kretsen, hvor energi le-veres til en belastning fra en ekvivalent generator med spenning V i serie med en

r

effektiv spenningskildemotstand —-, idet

G

belastningen representeres av motstanden r. Spenningskildemotstanden som er vist i fig. 4, vil gjenkjennes som lik den antatte inngangsmotstand til kretsen i fig. 3 som

selvfølgelig er gitt ved forholdet mellom uttrykkene (5) og (4). Denne spennings-r

kildemotstand —- for utgangskretsen er

G

tillatelig, når en husker at spenningen som tilveiebringes ved utgangen av «modem»-kretsen, er G ganger større enn inngangsspenningen, d.v.s. G ganger den spenningen som er gitt av (5). Idet utgangsstrøm-men er lik utgangsspenningen av «mo-dem»-kretsen dividert med belastnings-motstanden r, gir dette en effektiv spenningskildemotstand som er antydet i fig. 4, hvor utgangsspenningen over belastningen og strømmen som flyter gjennom denne, også er antydet. Når disse verdier er kjent, finnes den totale energiforsterkning på grunn av innkoblingen av «modem»-kretser lik

Dette totale energiforsterkningsfor-hold øker med G. Det blir 1 når G er lik 1 og vil nærme seg et maksimum på 4 (6 dB) når G går mot uendelig. Det teoretisk maksimalt oppnåelige energiforsterknings-forhold er meget større enn energiforsterk-ningsforholdet som vil forekomme dersom refleksjon ikke er tilstede.

Da den nevnte effektive inngangsimpedansen av «modem»-kretsen (fig. 3) er lik —r- er den ikke tilpasset spennings-G

kildemotstanden, og det kan synes å være nyttig å øke inngangsimpedansen for «mo-dem»-kretsen ved hjelp av en transformator med impedansforhold G. Refleksjo-nen ved inngangen kan således bli kom-pensert, men det vil til gjengjeld oppstå refleksjon ved utgangen og dette er ennå mindre ønskelig da den reflekterte bølge blir forsterket igjen under retur.

Det kan vises at når G er 2 blir kretsen ustabil på grunn av refleksjoner som forekommer ved begge ender. Men selvom G bare er litt større enn 1, idet bare en meget liten total forsterkning innskytes i kretsen, er refleksjonene i høyeste grad uønskede, da de vil resultere i vesentlig faseforvrengning og tap ved høye frekvenser. En annen mulighet vil være å gjøre den venstre lagringskondensator (fig. 1) G ganger større enn den høyre lagringskondensator. Begynnelsesladningen (GC)V som er lagret på den venstre kondensator, vil etter en halv periode finnes som C(GV) lagret på den høyre kondensator. Den venstre kondensator er derved fullstendig utladet slik at det for bølger som vandrer fra venstre til høyre, ikke vil bli noen refleksjon. Dette er altså heller ikke en til-fresstillende løsning, da de bølger som vandrer fra høyre til venstre vil bli utsatt for en vesentlig refleksjon på grunn av at den høyre kondensator i en vesentlig grad vil bli motsatt ladet. Kretsen er med andre ord ikke lenger symmetrisk som det var ønsket at den skulle være. Da tidskonstan-ten på den venstre «modem»-krets er G ganger så stor, vil oppladningen av lag-ringskondensatoren fra inngangskretsen (fig. 3) være ukomplett slik at av en be-

V

gynnelsesspenning V vil bare trenge

G

igjennom «modem»-kretsen.

Det skal nå vises at sammenkobling av to lagringskondensator er ved hjelp av en passende 4-polkrets i sambandet og om-fattende minst ett negativt motstands-element, kan tilveiebringe en øket spenning over utgangskondensatoren mens inngangskondensatoren samtidig nøyaktig utlades, idet det ikke forekommer noen refleksjon. Det har vært funnet at en 4-polkrets for å være tilfredsstillende f. eks. kan være symmetrisk og ha en speilimpedans som svarer til en negativ motstand i serie med en positiv induktans, mens speilover-føringskonstanten av denne symmetriske 4-polkrets er en positiv reell konstant uavhengig av frekvensen.

Da de transiente egenskaper av en 4-polkrets i virkeligheten er de mest nød-vendige for å muliggjøre en ønsket forsterkning uten refleksjon, kan 4-polkretsen videre defineres ved hjelp av to karakteristikker av dens øyeblikkelige inngangs-og utgangsspenning og strøm. Det har vært funnet at når 4-polkretsen effektivt er forbundet mellom inngangs- og utgangs-lagringsanordningen vil inngangs- og ut-gangsspenningene og strømmene omfatte summen av minst to sinusbølger med eksponensielt økende amplitude.

Dersom 4-polkretsen er symmetrisk kan analysen av dens virkemåte og særlig dens transiente virkemåte forenkles ved å dekomponere øyeblikkelige inngangs- og utgangsspenninger v, og v2 i henholdsvis summen og differansen av to andre spenninger. Disse to andre spenninger vil da selvfølgelig være henholdsvis halvparten av summen og halvparten av differansen av de øyeblikkelige inngangs- og utgangsspenninger, d.v.s. V' V- og V'^!~V-. Da kan bestemmelsen av røttene av den fullsten-dige krets foretas separat for v,+v2 og for v,—v2. I hvert tilfelle vil 4-polkretsen bli omgjort til en ekvivalent 2-polkrets. Ved bestemmelse av røttene som angir formen av v,-|-v2, kan en folde 4-polnettverket om seg selv og sammenkoble de tilsvarende inngangs- og utgangspunkter, såvelsom alle deler av kretsen som er symmetriske i forhold til hverandre. Ved bestemmelse av de røtter som bestemmer formen av v,—v„ kan alle endene av 4-polnettverket som normalt er jordet, fremdeles være sammenkoblet, men frakoblet jord, slik at en 2-polkrets igjen fremkommer.

Dersom den 2-polkretsen som omfatter utvendige lagringsanordninger og som bestemmer formen av vt—v2 har to konjugert komplekse røtter n0 ± jw0, mens den 2-polkrets som omfatter utvendige lagringsanordninger og som bestemmer formen av v, -f v?, også har to konjugert komplekse røtter n, ± jw,, vil v, og v2 ha form av en algebraisk sum av to forskjellige sinusbøl-ger hver med eksponensielt økende amplituder forutsatt at både n() og n, er positive og at w„ og w, også er positive og forskjellige fra hverandre. En kan således skrive

I de to ovenfor angitte ligninger er V„, V, og a(), a, konstanter som må bestemmes ut fra begynnelsestilstandene.

Dersom inngangs- og utgangslagrings-anordningene tilveiebringes av kondensatorer med lik kapasitet C, kan inngangs-

og utgangsstrømmene i{ og i2 bestemmes

ved differensiering av ligningene (8) og I (8'), d.v.s.

Dersom vx er lik V og v2 er lik 0 til å begynne med, d.v.s. når t er lik 0, kan en skrive

To andre begynnelsestilstander er og-så nødvendige tor å komplettere bestemmelsen av konstantene og disse kan gis ved begynnelsesverdien av strømmene iL og i.2. Kretsen som her er beskrevet kan videre bestemmes ved å innføre ytterligere tilstander, slik som at v1 er lik 0 mens samtidig v2 er lik en verdi som er større enn V ved tidspunktet t lik tr Dette kan løses på mange måter, men det er hensiktsmes-sig å innføre enda en tilstand for kretsen. Det er ønskelig at stigningen av spenningen vx er liten eller 0 for å tilfredsstille det lorhold som gjør at vx er lik 0 ved tiden tr I et slikt tilfelle vil parametervariasjoner, f. eks. på grunn av toleranser som tilsvarer avvikelsen av t1 fra en verdi som tilfreds-stiller forutsetningen for 0 inngangsspenning ved tiden tL, ha liten innvirkning. Refleksjonene vil således bli mindre ved en gitt parametervariasjonsverdi. Hvis like-ledes stigningen av v2 også er 0 ved tiden tx vil spenningsøkningen også bli mindre påvirket av parametervariasjoner. Dersom med andre ord reaktansdelen av 4-polkretsen også omfatter induktanser, vil denne ekstra tilstand svare til at null energi er lagret i disse induktanser ved slutten av den tid i løpet av hvilken 4-polkretsen effektivt sammenkobler de to kondensatorer.

Ved tiden tx vil den ekstra tilstand således svare til at både ix og i2 er lik 0, slik at

Men disse ekstra tilstander (11) og (11') kan bare tilfredsstilles dersom induktive grener bare sammenkobler de ik-ke-j ordede inngangs- og utgangsklemmer. Ved det tidspunkt da 4-polkretsen effektivt er koblet mellom de to kondensatorer, d.v.s. når tiden t er lik 0, vil i, og i2 også være lik 0, slik at

De fire begynnelsestilstander er således fastlagt, og konstantene V0, Vx og a0, a, kan bestemmes fra (10), (12) og (12').

På grunn av de ekstra tilstander som er blitt innført for stigningen av v, og v2 ved tiden tv d.v.s. (11) og (11'), vil disse to siste tilstander sammen med (12) og (12') selvfølgelig føre til den konklusjon at både w0tj og w,t, skal være et multiplum av it. Idet en benytter dette resultat sammen med (10) for å bestemme v, og v2 ved tiden t,, fås

ved henholdsvis addisjon av (8') og (8) og subtraksjon av (8) fra (8') og forutsatt at (w0—w)t, er et ulike positivt eller negativt multiplum av jr. Det positive fortegn i ligningene ovenfor tilsvarer at w0t, er et ulike multiplum av it, mens det negative fortegn tilsvarer at w,t, er et ulike multiplum av jt. Av formelen (13) er det klart at v, kan være lik 0 ved tiden t1 forutsatt at n„ = n,=n (14) d.v.s. de reelle deler av parene med konjugerte komplekse røtter skal være like. Dersom (14) er tilfredsstilt, vil (13') bli

som gir forsterkningen som er lik 2nt, neper. Det positive fortegn angir en forsterkning uten fasereversering og tilsvarer at w0t, er et ulike multiplum av jt, og det negative fortegn tilsvarer en forsterkning med fasereversering og hvor w,t, er et ulike multiplum av jt.

Mens w0t, og Wjtj kan være et hvilket som helst multiplum av jt forutsatt at (wn—w,)t, er et ulike multiplum, er det ønskelig å velge de minst mulige verdier på grunn av at virkninger fra parametervariasjoner i slike tilfelle vil bli minimale og størrelsen av uønsket refleksjon og for-sterkningsavvikelse fra den nominelle verdi vil bli meget mindre. Dersom det sammenbindende tidsinterval t, tilsvarer et vesentlig antall halvbølger både for w0 og w,, er det klart at parametervariasjoner vil ha en større tendens til å bevirke at v, og v? avviker fra de nominelle verdier ved tiden t, enn når antall halvbølger holdes på et minimum.

Idet en tar hensyn til dette vil to spesielle løsninger være tilstede. Den første tilsvarer at w„t, er lik jt med w,t, lik 2jt og tilsvarer også en forsterker uten fasereversering, mens den andre spesielle løsning svarer til at w„t, er lik 2jt mens samtidig w,t, er lik jt og tilsvarer også derfor en forsterkning med fasereversering.

Fig. 5 viser en symmetrisk T-krets som kan tilfredsstille de krav som er omtalt ovenfor og i særdeleshet ligningene (8) og (8')- Mens andre kretser også kan være tilfredsstillende, antas den her omtalte å være ett av de enkleste arrangementer som muliggjør forsterkning uten refleksjoner.

Den symmetriske T-krets TN er vist for å sammenkoble de ledige ender av inngangs- og utgangskondensatorene som begge har en kapasitet C og har sine andre ender forbundet med jord hvortil også en tredje klemme på nettverket TN er koblet. Denne krets omfatter to identiske serie-grener som hver dannes av en negativ motstand med størrelsen R i serie med en positiv induktans L.

Den totale serieinduktans 2L tilsvarer den som er vist i fig. 1 bortsett fra at den nå er anbragt i et fellessamband. På den annen side tilsvarer den totale negative seriemotstand med størrelsen 2R størrel-sen av den negative motstand som er anbragt i serie i sambandet, minus den mindre positive motstand som omfatter tapene, f. eks. motstanden i portene og spolene.

Shuntgrenen omfatter en positiv motstand mR i serie med en negativ induktans med størrelse mL, idet m kan være enhver verdi mindre enn V2, dvs.

Speilimpedansen Z, av en slik symmetrisk T-krets som er vist i fig. 5, vil være hvor impedansen er gitt ved På den annen side vil speiloverførings-konstanten A være gitt ved

Speilimpedansen og speiloverføringskon-stanten vil således tilfredsstille de spesielle krav som til å begynne med ble gitt ovenfor.

For å bestemme verdien av de konjugerte komplekse røtter n(1± jw(, som bestemmer formen av v, — v2, kan kretsen i fig. 5 betraktes med shuntkretsen frakoblet jord. Ligningen for røttene av p, den ima-ginære vinkelfrekvens, dvs. jw er

For å bestemme de konjugerte komplekse røtter n, ± jw, som bestemmer formen av v, -)- v.„ kan kretsen i fig. 5 foldes om shuntgrenen slik at inngangs- og utgangskondensatorene er parallelle. Formelen for røttene av p er således

Fra formlene (20) og (20') er det klart at de reelle deler av de to par konjugerte komplekse røtter er de samme og at de videre er positive, dvs.

Fra formlene (20) og (20') kan en også ut-lede de komplekse deler av røttene, dvs.

hvor d har den verdi som var gitt ved (2). Fra (22) er det klart at d kan ha en hvilken som helst positiv verdi som er indre enn 1, mens det fra (20') er klart at m kan ha en hvilken som helst verdi som er mindre enn y2 forutsatt at (22') forblir positiv.

I den foregående generelle diskusjon av kravene for den sammenbindende 4-polkretsen, er det funnet at forholdet mellom de to vinkelfrekvenser som defineres av (22) og (22') om ønskelig skulle være lik 2. Disse krav fører til

eller henholdsvis avhengig av om w, er to ganger så stor som w„ eller omvendt. I det før-ste tilfelle viser (23) at m er positiv, mens (23') i det andre tilfelle viser at m er negativ. I det andre tilfelle vil derfor shuntinduktansen være positiv mens shuntmotstanden er negativ. I dette siste tilfelle vil således forsterkningen følges av fasereversering, mens ingen fasereversering vil forekomme i det første tilfelle som tilsvarer en positiv verdi av m. Da forsterkningen i neper er lik 2nt,, i det første tilfelle hvor m er positiv, kan forsterkningen uttrykkes som en funksjon av d som

mens forsterkningen

vil være fordoblet i det andre tilfelle som tilsvarer en negativ verdi av m. Forsterkningen i neper øker når d øker fra 0 mot 1, mens dette samtidig betyr at m i det første tilfelle avtar fra 3/8 mot 0 og at m i det andre tilfelle øker fra —3/2 mot 0.

Det skal anmerkes at T-kretsen TN som er vist i fig. 5, omfatter en krets TL med tre induktanser hvor shuntinduktansen eventuelt kan være en negativ induktans i tilfelle hvor m er positiv. En slik T-krets med induktanser kan særlig i det tilfelle hvor shunt-induktansen er negativ, utføres med to induktivt koblede spoler som vist i fig. 6, idet primær- og sekundær-induktansen har like verdier som i figuren er vist som en funksjon av L og m og kob-lingsfaktoren k som også er en funksjon av m, idet spolene er koblet seriemedvirkende som vist ved prikkene. Dersom alle tre induktanser er positive (m er da negativ) kan de også utføres ved hjelp av to induktivt koblede spoler, men i dette tilfelle med spolene koblet i seriemotsetning.

Det vil ses at kretsen i fig. 5 med fordel kan benytte bare to negative motstander når m er positiv. Dette er en optimal tilstand, da to negative motstander er nød-vendige for å sikre positive verdier for de reelle deler av de to konjugerte komplekse røtter av kretsen som sammenkobler kondensatorene. Dise to negative motstander kan enten innkobles i de grener av 4-polkretsen som påvirker bestemmelsen av v,— v, og på en slik måte at de også tar del i bestemmelsen av v, -f- v„ hvorved de må være symmetrisk anbragt med hensyn til hverandre som i det foreliggende tilfelle. Ifølge et alternativt arrangement kan en negativ motstand innskytes i en enkel greri som påvirker bestemmelsen av v, — v2, men hvor denne enkle gren ikke påvirker bestemmelsen av v, + v2. I dette alternative tilfelle må den andre negative motstand innkobles i en av grenene av kretsen som bare påvirker bestemmelsen av v, + v2, slik at den ønskede positive verdi for n, tilveiebringes.

Kretsen i fig. 5 kan selvfølgelig om-gjøres til en tre-grensekrets ved å forandre stjernekretsen av motstander til en trekantkrets. Når m er positiv og mindre enn y2, vil den permanent lukkede motstandskrets ha en total positiv motstand slik at øyeblikkelige svingninger vil hindres. Om-gjøringen av stjernekretsen av motstander til en trekantkrets kan også foretas sammen med omgjøringen av stjernekretsen av induktanser til et par gjensidig koblede induktanser.

Fig. 7 viser denne dobbelte omgjøring av kretsen i fig. 5. I motsetning til fig. 6 har de to seriemotvirkede gjensidig koblede induktanser ikke lenger en felles klemme, men jordes hver over en negativ motstand ved den ene ende, og hvor disse ender også sammenkobles ved en positiv motstand. Dersom de tre motstander i fig. 5 omgjøres til en trekantkrets vil de to negative shuntmotstander være m ganger større enn den positive motstand. Der vil for øvrig gjenstå positive motstander med verdi R, koblet i serie med kondensatorene som vist i fig. 7. Disse motstander R, vil i det minste omfatte motstandstapene som det skal kompenseres for. Størrelsen av de gjenværende tre motstander som er vist i fig. 7 er en funksjon av motstandene R,, men valget av verdiene er forholdsvis fritt.

I fig. 7 er verdier angitt for disse motstander, som er valgt f. eks. slik at varia-sjoner i verdiene av de negative motstander som er forbundet med jord, har mini-mal påvirkning på forholdet mellom de motstandsverdier som fører til like, reelle deler av de konjugerte komplekse røtter for kretsen f. eks. formel (14).

Når en husker på avhengigheten mellom R og R, som er vist i fig. 7, vil denne

kretsen være fullstendig ekvivalent med kretsen i fig. 5.

Ved kretsen i fig. 5, men hvor m har negativ verdi slik at shuntinduktansen er positiv og shuntmotstanden er negativ, vil den direkte omgjøring av stjernekretsen som omfatter de tre negative motstander føre til en lukket trekantkrets med motstander hvor den totale motstand selvføl-gelig er negativ. Denne stjernekrets med tre negative motstander kan omgjøres til en ekvivalent krets som omfatter en motstandskrets med total positiv motstand. Denne ekvivalente krets benytter videre bare to negative motstander istedenfor tre. Derved vil en optimal krets som tilveiebringer forsterkning uten fasereversering og som bare benytter to negative motstander tilveiebringes. Fig. 8 representerer en ekvivalent krets av kretsen i fig. 5 i det tilfelle hvor m er negativ idet kretsen bare benytter to negative motstander. Fig. 9 viser at omgjøringen av motstandene også følges av en omgjøring av induktansene, men dette er strengt tatt ikke nødvendig. Av elementverdiene i fig. 8 er m regnet som positiv, idet verdien av m er gitt ved uttrykket (23') som ligger mellom 0 og + 3/2.

For å muliggjøre omgjøringen av stjernekretsen med de tre negative motstander til en krets som omfatter en trekantkrets hvor den totale motstand er positiv, må shuntgrenene av den ekvivalente trekantkrets ikke jordes, men må forbindes med jord over en felles negativ motstand med tilstrekkelig stor verdi. Den negative shunt-motstand med verdien mR i fig. 5 må med andre ord dekomponeres til en negativ motstand med større verdi i serie med en posi-R

tiv motstand som er større enn —

Dette er vist i fig. 8 hvor seriemotstan-den R{ igjen er direkte i serie med kondensatorene. Verdien av den negative motstand som nå sammenkobler de to nedre ender av viklingen som i motsetning til fig. 7 nå er koblet seriemedvirkende, er gitt som —R.,. Motstanden kan nå velges fritt på to måter og en spesiell verdi av den positive shuntmotstand er f. eks. angitt i fig. 8. Denne verdi tilsvarer igjen en mini-mal avvikelse fra formelen (14) når verdien av disse positive shuntmotstander avviker fra den ønskede verdi. Til slutt er verdien av den felles negative shuntmotstand og funksjonen av R, og R2 også angitt i figuren sammen med forholdet mellom R på den ene side og R, og R2 på den annen side.

Derved kan et minste antall på to negative motstander benyttes med eller uten fasereversering og i tilfelle med forsterkning uten fasereversering kan de to negative motstander eventuelt ha en av sine ender jordet som vist i fig. 7.

Det skal anmerkes at de ekvivalente induktivt koblede kretser i fig. 6, 7 og 8 adskiller seg skarpt fra en transformator som nødvendiggjør fast kobling, dvs. med k nær 1 og som er vanskelig å tilveiebringe over et bredt frekvensbånd. Koblingsfak-toren k er ifølge oppfinnelsen alltid større enn 3/5 når m bestemmes av (23) eller (23').

Kretsene i fig. 5, 6, 7 og 8 er gitt som eksempler og ekvivalente 4-polkretser kan tilveiebringes på forskjellige måter. Det må huskes at kretser av denne type helst skal være åpne kretser som er stabile for å hindre svingninger når portene er blokkert, og dersom en hvilken som helst gren av 4-polkretsen i slike tilfelle omfatter en negativ motstand med en verdi som er mindre enn den ekvivalente positive motstand som er koblet til dens klemmer, må kretsen ikke inneholde noen lukkede kretser hvor den resulterende motstandskomponent er negativ.

Selvom den symmetriske 4-polkrets som er benyttet i fig. 5 er en spesiell symmetrisk T-krets, kan andre passende kretser også selvfølgelig benyttes som f. eks. jt-type kretser eller bro-T-kretser eller mer komplekse kretser med et stort antall grener som f. eks. vist i fig. 7 og 8 eller selv balanserte 4-polkretser som f. eks. kretser av gitternettverktypen. De omtalte utfø-relsesformer har likevel store fordeler på grunn av sin enkelhet.

Det er videre ikke absolutt nødvendig at speilimpedansen og speiloverføringskon-stanten av 4-polkretsen skal være som gitt av (17), (18) og (19). Ved en ekvivalent symmetrisk T-krets som f. eks. vist i fig. 5 er impedansen av shuntgrenen lik impedansen av seriegrenen multiplisert med en negativ (eller positiv) faktor. Utførelsen av shuntgrenen med hensyn til utførelsen av seriegrenene kan eventuelt være forskjellig, og det er f. eks. ikke nødvendig at forholdet mellom motstandene i shunten og i seriegrenene skal være lik forholdet mellom induktansen i shunten og i seriegrenene. Men et slikt forhold fører for øv-rig til en foretrukket utførelse av kretsen.

Det essensielle er at en 4-polkrets og ikke en 2-polkrets skal benyttes dersom

forsterkning uten refleksjon skal oppnås, og at dette 4-polnettverk skal være slik at spenningen over inngangskondensatoren en viss tid etter det tidspunkt da kretsen gjø-res effektiv, skal være 0 istedenfor V, mens samtidig spenningen over utgangskondensatoren som øker fra 0, er blitt større enn V. Spenningen over den første kondensator skal som funksjon av parametrene etter en viss tid være et multiplum av spenningen som til å begynne med var tilstede over den

andre kondensator, mens spenningen over den andre kondensator samtidig helst skal

være det samme multiplum (forutsatt at lik forsterkning er ønsket i begge retnin-ger) av spenningen som til å begynne med var tilstede over den første kondensator.

Med hensyn til symmetri er det heller ikke nødvendig at kretsen skal vise symmetri mellom inngang og utgang. Dersom i. eks. de to kondensatorer har forskjellige verdier kan en symmetrisk krets av den type som er vist i fig. 5 fremstilles som iunksjon av verdien av en kondensator, og forbindes med den andre kondensator over en ideell transformator slik at den andre kondensator for kretsen ser ut som om den har den samme verdi som den første. En symmetrisk krets i forbindelse med en ideell transformator kan selvfølgelig reduseres til en asymmetrisk krets uten transformator.

I belgisk patent nr. 558.096 har det al-lerede vært foreslått å benytte mellomliggende reaktive lagringsanordninger av den type som er beskrevet i de tidligere nevnte belgiske patenter for å tillate en forbindelse å passere gjennom to etterfølg-ende tidsdelingsmultiplekssamband uten nødvendigvis å bruke den samme tidskanal for begge samband. Fig. 9 viser hvordan dette prinsipp kan benyttes for å sikre forsterkning når reaktive lagringskretser er sammenkoblet på grunnlag av avstemte kretser og når forskjellig impedansnivå benyttes. Fig. 9 viser et samband Hj som er sammenkoblet med et samband H2 over et antall mellomliggende lagringsanordninger som vist. Disse mellomliggende lagringsanordninger omfatter to jordede kondensatorer C, og C2. Den ledige ende av kondensatoren Cj er for bundet med sambandet H, over en port, mens den ledige ende av kondensatoren C2 er forbundet med sambandet H2 over en annen port, idet en ytterligere port også kobler enden av kondensatoren Cj til sambandet Hg. De ikke-j ordede ender av kondensatorene er sammenkoblet ved hjelp av de parallelle basis/emitter-veier for henholdsvis en NPN og en PNP transistor hvis kollektorer henholdsvis er forbundet med faste likestrømspotensialer +E og —E.

Arrangementet kan tilveiebringe en-veisvirkende energiforsterkning fra sambandet H, til sambandet H.„ idet forsterkningen øker som funksjon av verdien av kondensatoren C2. Dette bevirker at de to samband arbeider på forskjellig impedansnivå. Med denne begrensning kan forster-kerarrangementet hvis virkemåte vil bli beskrevet i det følgende, erstatte en bred-bånd pulsforsterker.

Som vist i fig. 9 kan en forbindelse som benytter en tidsstilling eller kanal t, for sambandet H, anvende en mellomliggende lagringsanordning som igjen overfører forsterket energi til sambandet H2 i løpet av en annen tidskanal enn den som benyttes for sambandet H,, f. eks. kanal t2. Den tilsvarende viste port vil være ledende i den tilsvarende tidskanal t, slik at sambandet PI, forbindes med kondensator C, som derved vil lagre det mottatte utvalg av energi. Hva enn polariteten av spenningen over kondensatoren C, er, vil enten NPN eller PNP transistoren bli gjort ledende og føl-gelig vil kondensatoren C2 bli ladet enten fra spenningskilden -fE "eller fra spenningskilden —E, idet spenningen over kondensatoren C2 blir lik spenningen over kondensatoren C,. De to transistorer benyttes således som 3-polede koblingsanordninger for å føre energi til kondensatoren a,. I løpet av tidskanalen t2 vil det tilsvarende par med porter som forbinder sambandet H2 med de ledige ender av kondensatorene C, og C.„ bli gjort ledende for å utlade et utvalg av tale med økt energi til sambandet H2.

Til tross for begrensingen ved forskjellig impedansnivå for de to samband eksi-sterer det likevel noen praktiske anvendel-ser, f. eks. når flere puls-«modem»-kretser samtidig skal forbindes med det samme samband H2 eller dersom et utvalg av tale samtidig skal sendes til et antall samband som f. eks. HL> som er forbundet over en ideell port med kondensatoren C2.

Arrangementet kan også tilpasses for å sammenkoble to samband ved det samme impedansnivå eller å sammenkoble to kanaler på det samme samband ved å inn-skyte en tilpasningstransformator mellom de to utgangsportene i et samband. To slike forsterkere med tilpasningstransformatorer kan hver kobles over sine egne porter i gjensidig omvendte stillinger for å sikre toveis overføring, forutsatt at to forskjellige kanaler benyttes for begge samband for inngangs- og utgangsoverføring f. eks. kan tidsstillingen t, benytes for begge inngangs-porter og tidsstillingen t2 for begge par med utgangsporter. Dersom arrangementet skal benyttes for forsterkning i et samband må fire forskjellige tidskanaler tas i bruk, to for hver retning av taleoverføring.

Tilpasningstransformatorer er selvføl-gelig uønsket i slike bredbåndspulsforbin-delser og de kan utelates ved arrangementet i fig. 10 hvor de to transistorer nå benyttes som forsterkere i en felles emitter-forbindelse.

Som vist i fig. 10 er kondensatoren C, bare forbundet med sambandet Hj i tidskanalen tx og med like verdier for kondensatorene C, og C2 vil arrangementet derfor være praktisk talt symmetrisk. De to ledige ender av de to kondensatorer er sammenkoblet over de parallele basis-kollektor-veier for transistorene, idet hver parallell vei omfatter en seriemotstand (Rx og R2) forbundet med de respektive basiselektro-der på transistorene. De respektive emit-terelektroder er forbundet med faste like-strømspotensialer -|-E og —E over motstandene R.j og R4 mens endelig en ytterligere motstand Rr, er koblet i shunt over kondensator Cr

Med en slik krets kan spenningsfor-stekning uten fasereversering oppnås når de komplimentære PNP og NPN transistorer har tilpassede karakteristikker. De like motstander Rx og R2 er forholdsvis store for å tillate at basiselektrodeen på de respektive transistorer antar potensialer nær den positive og negative kildes klemmer, idet de like motstander R3 og R4 er relativt små stabiliseringsmotstander for å be-grense spenningsfallet for maksimal kollek-torstrøm til en liten brøkdel av E. Den felles kollektorspenning tillates å variere positivt eller negativt over et vesentlig om-råde i samsvar med inngangsspenningen som tilføres den felles basiskrets. Normalt vil like strømmer flyte i begge halvdeler av transistorkretsen slik at kondensatorene hverken mottar eller taper noen ladning.

Når et utvalg av tale mottas av kondensatoren C, vil basisstrømmene ikke lenger være like og det vil således være en proporsjonal forskjell mellom begge kol-lektorstrømmer som vil lade kondensatoren C2 positivt eller negativt i samsvar med polariteten av inngangssignalet. På denne måten vil spenningen som tilveiebringes over C2 være proporsjonal med tidsinte-gralet av spenningen over kondensatoren C, og derfor også proporsjonal med ampli-tuden av utvalget av energi.

Ladningen på kondensatoren C, vil utlades gjennom motstanden R;- såvelsom gjennom den vei som omfatter motstandene R, og R2. Denne utladningsvei vil tilpasses slik at det i det minste vil ta ett utvelg-ningsintervall for fullstendig å utlade kondensatoren Cr

Det skal anmerkes at kretsen i fig. 10 er en integrerende forsterker som f. eks. også kan benyttes ved avlesning fra mag-netiske hukommelsessystemer for å inte-grere og forsterke det avleste signal og om-forme det til en puls som passer for over-føring over et samband.

Claims (15)

1. Toveisvirkende pulsforsterker for f. eks. tidsdelingsmultipleks-sambandssy-stemer, hvor det i hver ende av systemet er anbragt en lagringsanordning, f. eks. en kondensator og hvor enegri som er lagret i kondensatoren i den ene ende av systemet kan overføres til kondensatoren i systemets andre ende og omvendt, ved periodisk a sammenkoble kondensatorene i forutbestemte korte og like lange tidsintervaller ved hjelp av et multipleks-samband, og hvor forsterkeren omfatter minst én reaktans, f. eks. en induktans og minst én negativ motstand som frembringer en forsterkning som er lik eller overskrider de tap som forårsakes av nevnte energioverføring, karakterisert ved at de negative motstander er innkoblet i en 4-polkrets med slik karakteristikk at dens øyeblikkelige inngangs- og utgangsspenninger og strøm-mer, når den er effektivt innkoblet mellom lagringskondensator ene, får form av summen av minst to sinuskurver med eksponensielt økende amplituder, idet frekvensforholdet og faseforholdet for disse sinuskurver er slik at det oppnås forsterkning uten refleksjoner.

2. Pulsforsterker ifølge påstand 1, karakterisert ved at den eksponen-sielle økning er den samme for alle amplituder av sinuskurven.

3. Pulsforsterker ifølge påstand 1 eller 2, karakterisert ved at frekvensen for den ene av de to sinuskurver med eksponensielt økende amplituder er lik det dobbelte av frekvensen for den andre.

4. Pulsforsterker ifølge påstand 1, 2 eller 3, karakterisert ved at speilimpedansen av 4-polkretsen svarer til en negativ motstand i serie med en positiv induktans.

5. Pulsforsterker ifølge påstand 1, 2, 3 eller 4, karakterisert ved at speil-overføringskonstanten for 4-polkretsen er positiv, reell og uavhengig av frekvensen.

6. Pulsforsterker ifølge påstand 4 eller 5, karakterisert ved at forholdet mellom impedansen av hvilken som helst av to grener i 4-polkretsen er uavhengig av frekvensen.

7. Pulsforsterker ifølge en av de foregående påstander, karakterisert ved at en hvilken som helst gren av 4-polkretsen omfatter en motstand i serie med en induktans og at forholdet mellom motstanden og induktansen er negativ og like stort for en hvilken som helst gren i 4-polkretsen.

8. Pulsforsterker ifølge påstand 7, k a- rakterisert ved at 4-polkretsen er en T-krets hvor seriegrenene dannes av er negativ motstand i serie med en positiv induktans, mens shunt-grenen dannes av en positiv motstand i serie med en negativ induktans eller av en negativ motstand i serie med en positiv induktans (fig. 5, 7, 8).

9. Pulsforsterker ifølge påstand 8, karakterisert ved at de tre induktanser utgjøres av to induktansers selvinduk-sjon samt av den gjensidige induksjon mellom disse (fig. 6, 7, 8).

10. Pulsforsterker ifølge en av påstan-dene 8 eller 9, karakterisert ved at forholdet mellom den nevnte positive shunt-motstand og størrelsen av de nevnte negative seriemotstander er praktisk talt 12L-—3CR-' lik siler at forholdet mellom 32L — 6CR2 de nevnte negative shunt- og serie-mot- 12L — 3CR2 stander er praktisk talt lik 8L + 6CR-' når kondensatorene har like kapasiteter C, at de negative seriemotstander hver har en verdi R og de positive serieinduktanser har en verdi L.

1. Pulsforsterker hvor 4-polkretsen er en elektrisk ekvivalent av T-kretsen ifølge påstand 8, 9 eller 10 med en positiv shunt-motstand, karakterisert ved at den nevnte ekvivalente krets omfatter en n-krets med motstander hvorav to er negative og har en av sine ender forbundet med jord (fig. 7).

12. Pulsforsterker hvor 4-polkretsen er en elektrisk ekvivalent av T-kretsen ifølge påstand 8, 9 eller 10 med en negativ shunt-motstand, karakterisert ved at den nevnte ekvivalente krets omfatter en bro T-krets med motstander hvor de to motstander som ikke har noen felles klemme er negative (fig. 8).

13. Pulsforsterker ifølge påstand 11 eller 12, karakterisert ved at den totale seriemotstand i de resistive kretser er positive (fig. 7 og 8).

14. Pulsforsterker ifølge påstand 1, hvor en av lagringsanordningene som ut-gjør en inngang i løpet av et sett med tidsintervaller, periodisk forbindes med en i mellomliggende lagringsanordningsdel av forsterkeren, mens den mellomliggende lagringsanordningsdel av forsterkeren i lø-pet av et andre sett med bestemte tidsintervaller forbindes med den andre reaktive lagringsanordning som utgjør utgangen, idet inngangs- og utgangsforbindelsene foretas på grunnlag av avstemte kretser, karakterisert ved at den mellomliggende reaktive lagringsanordning er delt i to deler hvorav den første styrer tre-stillingsbryterkretser, f. eks. transistorer som er innrettet til å overføre energi fra en første energikilde til den andre del av den mellomliggende reaktive lagringsanordning har forskjellige spenninger, hvorved den første del av den mellomliggende lagringsanordning kan motta en energimengde i løpet av en tidskanal og hvorved i løpet av en efterfølgende bestemt tidskanal, den energimengde med økt energi som er lagret i begge deler av den mellomliggende reaktive lagringsanordning, kan elimineres ved portstyring.

15. Pulsforsterker ifølge påstand 14, karakterisert ved at trestillings-forsterkerkretsene er innrettet til å over-føre forsterket pulsenergi til den andre del av den reaktive lagringsanordning når ingen energi tilføres den første del av den mellomliggende reaktive lagringsanordningen, hvorved den første del av den mellomliggende lagringsanordning kan motta en energimengde i løpet av én tidskanal og derpå overføre en forsterket energimengde til den andre del av den mellomliggende reaktive lagringsanordning og hvorved i løpet av den efterfølgende bestemte tidskanal, utvalget av energi med økt energi som er lagret i den andre del av den mellomliggende reaktive lagringsanordning, kan elimineres ved portstyring, idet energi-absorberende anordninger er tilveiebragt for den første del av den mellomliggende lagringsanordning, slik at energien blir praktisk talt eliminert i løpet av én periode av de nevnte tidskanaler.