NO131481B

NO131481B -

Info

Publication number: NO131481B
Application number: NO1547/70A
Authority: NO
Inventors: M H Poinsard; M M-J Jullien
Original assignee: Thomson Csf
Priority date: 1969-04-28
Filing date: 1970-04-22
Publication date: 1975-02-24
Also published as: DE2020775A1; CH529484A; US3651412A; DE2020775C3; SE352745B; NL7006169A; GB1272177A; DE2020775B2; FR2041508A5; NO131481C; NL173891B; NL173891C

Description

Radiomottaker for detektering av pulsrepetisjonssignaler Radio receiver for detecting pulse repetition signals

med fastlagt pulsvarighet ■ with fixed pulse duration ■

Den foreliggende oppfinnelse vedrorer en radiomottaker for detektering av pulsrepetisjonssignaler med en fastlagt pulsvarig- The present invention relates to a radio receiver for detecting pulse repetition signals with a determined pulse duration

het " f , omfattende en integreringsanordning for tidligere mot- het " f , comprising an integration device for previous counter-

tatte signaler etterfulgt av en undertrykningsanordning. captured signals followed by a suppression device.

I de kjente systemer blir signalene etter forsterkning, eventu- In the known systems, the signals after amplification, eventually

elt frekvensomformning, filtrering og detektering i alminnelighet integrert, dvs. at de signaler som leveres av kretser for videofrekvenser i intervaller atskilt med tiden T, hvor T er gjentakelsesperioden for de nyttige pulssignaler, blir addert mer eller mindre fullstendig. elt frequency conversion, filtering and detection are generally integrated, i.e. that the signals supplied by circuits for video frequencies in intervals separated by time T, where T is the repetition period of the useful pulse signals, are added more or less completely.

Denne integrasjon foretas for å redusere nivået for de fleste stoysignaler i forhold til de nyttige signaler, idet de. forste i alminnelighet ikke er tilbakevendende, eller i de tilfeller de er det, har de i alminnelighet ikke den samme gjentakelses-frekvens som de nyttige signaler. This integration is done to reduce the level of most noise signals in relation to the useful signals, as they. the former are generally not recurring, or in the cases where they are, they generally do not have the same repetition frequency as the useful signals.

Blant de således tilveiebragte signaler eller "integrerte signaler" opptrer det imidlertid fremdeles forstyrrelsessignaler med et forholdsvis hoyt nivå, spesielt p.g.a. stoy. However, among the thus provided signals or "integrated signals", disturbance signals still appear with a relatively high level, especially due to noise.

Disse forstyrrelsessignaler danner falsk informasjon, og det midlere antall pr. tidsenhet bor begrenses av hensyn til en rasjonell drift. Denne begrensning oppnås ved å undertrykke de leverte signaler på utgangen av integratoren under et visst terskelnivå. These interference signals form false information, and the average number per unit of time should be limited for reasons of rational operation. This limitation is achieved by suppressing the supplied signals at the output of the integrator below a certain threshold level.

Under ellers like forhold er det et faktum at jo lavere terskelen er, jo storre er sannsynligheten for at det gis falsk alarm. Derfor bor terskelen reguleres til den minste tillatelige verdi for å unngå skadelig tap av nyttige, men svake signaler. Under otherwise equal conditions, it is a fact that the lower the threshold, the greater the probability that a false alarm is given. Therefore, the threshold should be regulated to the smallest permissible value to avoid harmful loss of useful but weak signals.

Da den midlere amplitude for disse falske informasjonssignaler er temmelig usikker, vil det være nodvendig enten kontinuerlig å regulere terskelen eller å anordne en automatisk forsterkersty-ring. As the average amplitude for these false information signals is rather uncertain, it will be necessary either to continuously regulate the threshold or to arrange an automatic amplifier control.

I det ene som i det annet tilfelle tillater hurtigheten i vari-asjonene av denne amplitude ikke alltid opprettholdelsen av en konstant sannsynlighet for falsk alarm. In one case as in the other, the rapidity of the variations of this amplitude does not always allow the maintenance of a constant probability of false alarm.

Formålet med oppfinnelsen er å tilveiebringe en radiomottaker med statistisk konstant falsk alarm, likegyldig nivået for de mottatte signaler. The purpose of the invention is to provide a radio receiver with a statistically constant false alarm, regardless of the level of the received signals.

Ifolge oppfinnelsen er det tilveiebragt en radiomottaker av den innledningsvis gitte art, og som kjennetegnes ved at den dessuten omfatter en amplitudefase-detektor med to innganger, hvis utgang er forbundet med integreringsanordningen, minst en påvirkningsanordning for å omdanne to inngangssignaler S og S' i to aitgangssignaler A = (S+S<1>) + j(S-S') og B = (S+S<1>) - j (S-S) som påtrykkes de to innganger av amplitudefase-detektoren over to begrensnihgsforsterkere og midler for å' påtrykke samtidig på nevn-t^vf påvirknings anordning og i form av deler av modulerte bærebol-ger signalene S = S(t) og S' = S(t+dt), hvilke signaler representerer respektivt de på tidspunktene t og t+dt mottatte signaler, idet dt er av samme størrelsesorden som ^. According to the invention, a radio receiver of the type given at the outset is provided, and which is characterized by the fact that it also comprises an amplitude phase detector with two inputs, the output of which is connected to the integration device, at least one influencing device for converting two input signals S and S' into two input signals A = (S+S<1>) + j(S-S') and B = (S+S<1>) - j (S-S) which are applied to the two inputs of the amplitude phase detector via two limiting amplifiers and means for to' press simultaneously on the aforementioned influencing device and in the form of parts of modulated carrier waves the signals S = S(t) and S' = S(t+dt), which signals respectively represent those at times t and t +dt received signals, since dt is of the same order of magnitude as ^.

Fasen cp mellom signalene A og B måles i nevnte amplitudefase-detektor, som gir et signal U som en funksjon av denne fase. I praksis anvender man som U enkle funksjoner, fortrinnsvis funksjonen cosinus alene eller sinus alene. The phase cp between the signals A and B is measured in said amplitude phase detector, which gives a signal U as a function of this phase. In practice, simple functions are used as U, preferably the function cosine alone or sine alone.

Da signalet U er uavhengig av den absolutte verdi av amplitudene for signalene S(t) og S(t+dt), kan undertrykningsterskelen være fast. Since the signal U is independent of the absolute value of the amplitudes of the signals S(t) and S(t+dt), the suppression threshold can be fixed.

De integrerte signaler som tilsvarer de usikre forstyrrelsessignaler, er desto svakere i forhold til de nyttige signaler jo storre antallet integrasjonsperioder er. I praksis er det tilstrekkelig å utfore integrasjonen over noen titalls perioder. The integrated signals corresponding to the uncertain disturbance signals are all the weaker in relation to the useful signals the greater the number of integration periods. In practice, it is sufficient to carry out the integration over a few tens of periods.

I mottakere av den type hvor de disponible signalene S(t) og S(t+dt) har mellomfrekvensen fi tilstrekkelig lav, kan de alge-braiske nummer S (t) + S(t+dt) og S(t) - S(t+dt) fåes ved mellomfrekvensen enten direkte hvis fi er et multiplum av 1/dt, eller i motsatt fall etter faseforskyvning av ett av signalene. Signalet U vil da kunne fåes ganske enkelt ved å påtrykke på to innganger til en amplitudefase-detektor henholdsvis disse to summer etter begrensning og eventuell faseforskyvning på %/ 2 av den ene av dem hvis man onsker å få U sincp. In receivers of the type where the available signals S(t) and S(t+dt) have the intermediate frequency fi sufficiently low, the algebraic numbers S (t) + S(t+dt) and S(t) - S (t+dt) is obtained at the intermediate frequency either directly if fi is a multiple of 1/dt, or in the opposite case after phase shift of one of the signals. The signal U can then be obtained quite simply by pressing two inputs to an amplitude phase detector, respectively these two sums after limitation and any phase shift of %/2 of one of them if one wishes to obtain U sincp.

Hvis signalene S(t) og S(t+dt) derimot er disponible ved videofrekvens, vil man eventuelt kunne remodulere henholdsvis to hjel-pebærebolger av samme frekvens og i fase enten direkte ved hjelp av disse signaler, eller med S+S' og S - SV. Signalet U vil If, on the other hand, the signals S(t) and S(t+dt) are available at video frequency, it will eventually be possible to remodulate two auxiliary carriers of the same frequency and in phase either directly using these signals, or with S+S' and S - SW. The signal U will

da som for fåes ved hjelp av en amplitudefase-detektor. then as for obtained by means of an amplitude-phase detector.

Signalet U = si nip oppheves for S(t) = S(t+dt). Hvis signalet The signal U = si nip cancels for S(t) = S(t+dt). If the signal

S(t) som funksjon av t har en symmetrisk omhylling med et maksimum på symmetriaksen, f.eks. tilnærmet triangulært, er den kurve som representerer U som funksjon av t, en ulik funksjon av (t-t ) som forsvinner for t = t , idet t er momentanverdien S(t) as a function of t has a symmetric envelope with a maximum on the axis of symmetry, e.g. approximately triangular, the curve representing U as a function of t is an unequal function of (t-t ) that vanishes for t = t , t being the instantaneous value

o o o o o o

av t som definerer symmetriaksen. Denne kurve har i nærheten av null en form som likner feilkurven for et system for målfor-folgelse. Mottakeren for sannsynlig konstant falsk alarm viser ifolge oppfinnelsen folgelig den ekstra fordel å være brukbar uten ekstra anordning' til målforfolgelsé? det er derfor tilstrekkelig å anvende utgangssignalet fra integratoren. of t which defines the axis of symmetry. Near zero, this curve has a shape similar to the error curve for a target tracking system. According to the invention, the receiver for probable constant false alarm therefore shows the additional advantage of being usable without additional devices for target pursuit. it is therefore sufficient to use the output signal from the integrator.

Oppfinnelsen og de forskjellige anvendelser av den vil bli bedre forstått ved lesingen av den folgende beskrivelse sammen-holdt med vedlagte tegninger, hvor The invention and its various applications will be better understood by reading the following description together with the attached drawings, where

fig. 1 viser en form for .et signal som er detektert av mottakeren ifolge oppfinnelsen, fig. 1 shows a form of a signal which is detected by the receiver according to the invention,

fig. 2 er et forklarende vektordiagram, fig. 2 is an explanatory vector diagram,

fig. 3 og 4 viser eksempler på signaler som er behandlet i mottakeren ifolge oppfinnelsen, fig. 3 and 4 show examples of signals processed in the receiver according to the invention,

fig. 5 er det generelle prinsippskjerna for en mottaker ifolge oppfinnelsen, fig. 5 is the general principle core for a receiver according to the invention,

fig. 6 er mottakerskjerna som viser detaljer på fig. 5 for.et utforelseseksempel på oppfinnelsen, fig. 6 is the receiver core showing details in fig. 5 for an embodiment of the invention,

fig. 7 er et mottakerskjerna som viser detaljer fra fig. 5 på fig. 7 is a receiver core showing details from FIG. 5 on

et annet utforelseseksempel på.oppfinnelsen, og another embodiment of the invention, and

fig. 8 er et utforelseseksempel på oppfinnelsen i tilfelle av fig. 8 is an embodiment of the invention in the case of

at det anvendes en mottaker med elektromagnetisk detektor.. that a receiver with an electromagnetic detector is used..

For anskuelighetens skyld vil oppfinnelsen bli beskrevet for et tilfelle hvor mottakeren er av et system med elektromagnetisk detektor og som sender pulser som er tilnærmet rektangulære og av lengde^ ved den konstante repetisjonsfrekvens Fr. Mottakeren bor derfor, blant de mottatte signaler detektere dem som kommer fra ekkoene av de sendte pulser. Målene som sender disse ekkoer tilbake, blir bestrålet av strålébunten fra senderen en bestemt tid Tq som er funksjon av bredden av strålen og bredden av målet hvis det ikke kan ses bort fra denne. Ekkoene N = TQ. F^ fra målet bearbeides i en filtreringsanordning hvis indre karakteristikk mer eller mindre nærmer seg karak-teristikken for et "optimalt" filter. I en vanlig mottaker gir en integrasjon over tiden TQ et signal hvis energi sammen-liknes for hver avstandsstorrelse med en fast terskel. Man fastlegger at det er ekko når denne terskel blir passert. Denne terskel fastlegges ved en måling som utfores uten nyttige ekkoer; den tilpasses slik at man oppnår et midlere antall falske informasjoner, betegnet sannsynlighet for falsk alarm, som kan tilpasses driften av systemet. For the sake of clarity, the invention will be described for a case where the receiver is of a system with an electromagnetic detector and which sends pulses which are approximately rectangular and of length ^ at the constant repetition frequency Fr. The receiver must therefore, among the received signals, detect those that come from the echoes of the sent pulses. The targets that send these echoes back are irradiated by the beam from the transmitter for a certain time Tq which is a function of the width of the beam and the width of the target if it cannot be ignored. The echoes N = TQ. F^ from the target is processed in a filtering device whose internal characteristic more or less approaches the characteristic of an "optimal" filter. In a conventional receiver, an integration over time TQ gives a signal whose energy is compared for each distance size with a fixed threshold. It is determined that there is an echo when this threshold is passed. This threshold is determined by a measurement carried out without useful echoes; it is adapted so that an average number of false information is obtained, denoted the probability of false alarm, which can be adapted to the operation of the system.

Men det midlere bunnstoynivå varierer under driften, og de tilfeldige stoyforstyrrelser som skyldes ytre kilder, over-lagrer seg ofte på dette nivå, og sannsynligheten for falsk alarm varierer fordi terskelen er fast, iallfall under varigheten av pulsrepetisjonen. But the average background noise level varies during operation, and the random noise disturbances caused by external sources often superimpose themselves on this level, and the probability of a false alarm varies because the threshold is fixed, at least during the duration of the pulse repetition.

I mottakeren ifolge oppfinnelsen blir ikke utgangssignalet fra optimalfilteret direkte integrert. Man frembringer et hjelpe-signal U som er funksjon av den relative verdi av de signaler som er mottatt til tider som atskiller seg med et fastsatt tids-intervall, men er uavhengig av deres absolutte verdier. Det er dette signal som integreres over N repetisjoner. Hvis det skyldes mer tilfeldige forstyrrelser, blir det statistisk null (eller i det minste meget svakt). Undertrykking ved et fast terskelnivå blir nå berettiget, idet den midlere stoy for hvert oyeblikk blir brakt til et statistisk konstant nivå. In the receiver according to the invention, the output signal from the optimal filter is not directly integrated. An auxiliary signal U is produced which is a function of the relative value of the signals received at times that are separated by a fixed time interval, but is independent of their absolute values. It is this signal that is integrated over N repetitions. If it is due to more random disturbances, it will be statistically zero (or at least very weak). Suppression at a fixed threshold level is now justified, as the average noise for each instant is brought to a statistically constant level.

Fig..1 viser som funksjon av tiden signalet S(t) ved utgangen av det "optimale filter" i det tilfelle det er tale om rektangulære ekkopulser av varighet Fig..1 shows as a function of time the signal S(t) at the output of the "optimal filter" in the case of rectangular echo pulses of duration

Alt ettersom filteret leverer et videosignal eller et signal med en mellom-frekvens, tilsvarer signalet en av omhyllingene ABC feller AB'C med bredden 2^, eller det tilsvarer den modulerte bærebolge for omhyllingen ABCB1. Depending on whether the filter delivers a video signal or a signal with an intermediate frequency, the signal corresponds to one of the envelopes ABC traps AB'C of width 2^, or it corresponds to the modulated carrier wave of the envelope ABCB1.

Denne representasjon er selvsagt teoretisk. Det faktiske forhold er at omhyllingen har ikke noyaktig formen av en V, men en form som er mer eller mindre avrundet, idet det vesentlige for den folgende beskrivelse er at den er symmetrisk og ved endene er null og har et maksimum på symmetriaksen. This representation is of course theoretical. The actual situation is that the envelope does not exactly have the shape of a V, but a shape that is more or less rounded, as the essential thing for the following description is that it is symmetrical and is zero at the ends and has a maximum on the axis of symmetry.

Formen for dette signal er tilnærmet identisk for hver av de The form of this signal is almost identical for each of them

N ekkoer for ett og samme mål. Dets amplitude er funksjon av amplituden for signalet ved inngangen til filteret. N echoes for one and the same target. Its amplitude is a function of the amplitude of the signal at the input to the filter.

Et stoysignal eller mer generelt et forstyrrelsessignal kan ^tilfeldig under en repetisjon ved utgangen av filteret gi an-, ledning til et liknende signal, men det vil ikke bli reprodusert i alminnelighet under en annen repetisjon. A noise signal or, more generally, a disturbance signal may randomly during one repetition at the output of the filter give rise to a similar signal, but it will not generally be reproduced during another repetition.

Vi vil forst forklare oppfinnelsen idet vi antar at det bearbeidede signal er detektert. Vi skal deretter vise hvordan oppfinnelsen også kan anvendes hvis dette signal er et signal med mellom-frekvens. We will first explain the invention assuming that the processed signal has been detected. We will then show how the invention can also be used if this signal is a signal with an intermediate frequency.

La S = S(t) være verdien av signalet på tidspunktet t og Let S = S(t) be the value of the signal at time t and

S1 = S(t+dt) være verdien på tidspunktet t+dt, hvor dt er av samme storrelsesorden som . S1 = S(t+dt) be the value at time t+dt, where dt is of the same order of magnitude as .

Hvis man med angir summen av S + S<1>, med £± differansen S-S1, blir hjelpesignalet U,'som er tilveiebrakt ifolge oppfinnelsen, en trigonometrisk funksjon av vinkelen cp mellom to vektorer"? = 21+ j/\ B = 21 j Z\ SI } og ortogonale amplitudevektorer henholdsvis " Sl og / V slik som vist på fig. 2. If with indicates the sum of S + S<1>, with £± the difference S-S1, the auxiliary signal U,' which is provided according to the invention, becomes a trigonometric function of the angle cp between two vectors"? = 21+ j/\ B = 21 j Z\ SI } and orthogonal amplitude vectors respectively " Sl and / V as shown in fig. 2.

De funksjoner som fortrinnsvis velges, er funksjonene sincp The functions that are preferably selected are the functions sincp

og coscp, som fåes meget enkelt som vi- vil se senere, og spesielt funksjonen sincp, som har særlige fordeler. and coscp, which is obtained very easily as we will see later, and especially the function sincp, which has special advantages.

Fig. 3 og 4 viser coscp og sincp som funksjon av tiden i det. Fig. 3 and 4 show coscp and sincp as a function of time in it.

tilfelle da dt =T- da de anvendte signaler har den form som er vist på fig. 1. Signalet coscp er null for |t]>|<2>V2| case when dt =T- then the used signals have the form shown in fig. 1. The signal coscp is zero for |t]>|<2>V2|

For alle tilfelles skyld skal man presisere at de kurver som viser sincp og coscp som funksjon av tiden, er blitt opptrukket idet man som utgangspunkt for abscissene har tatt det tidspunkt da de to.verdier S og S' er like, dvs. når samplene er samplet symmetrisk i forhold til symmetriaksen for signalet. Just in case, it should be specified that the curves showing sincp and coscp as a function of time have been drawn, taking as the starting point for the abscissas the point in time when the two values S and S' are equal, i.e. when the samples are sampled symmetrically with respect to the symmetry axis of the signal.

I det betraktede tilfelle har man for sincp og coscp fblgende respektive uttrykk: In the case considered, one has the following respective expressions for sincp and coscp:

Vi vil senere se de generelle uttrykk for sincp og coscp. We will later see the general expressions for sincp and coscp.

Selv med disse forenklede uttrykk kan man allerede se at: Even with these simplified expressions, one can already see that:

signalet sincp er et algebraisk signal i alle tilfeller, the signal sincp is an algebraic signal in all cases,

idet signalet coscp ikke" kan vise to atskilte "polariteter. Signalet coscp oppviser to forskjellige polariteter kun hvis det er det samme for S og S<1>, dvs. hvis videosignaler som har since the signal coscp cannot "show two separate" polarities. The signal coscp exhibits two different polarities only if it is the same for S and S<1>, i.e. if video signals that have

to polariteter, anvendes. two polarities, are used.

ved flere repetisjoner blir den midlere verdi av signalet sincp lik null for forstyrrelser, uansett hvilke. Forholdet with several repetitions, the mean value of the signal sincp becomes zero for disturbances, regardless of which. The relationship

2 2 2 2

er at de midlere verdier S og S" definisjonsmessig er like, is that the mean values S and S" are by definition equal,

hvorfor deres differanse er null. why their difference is zero.

ved flere repetisjoner blir, hvis videoen har to polariteter, with several repetitions, if the video has two polarities,

den midlere verdi for coscp null for termisk stoy, idet denne blir helt utliknet ved slutten av tiden the mean value for coscp zero for thermal noise, as this is completely equalized at the end of time

Den kan imidlertid være forskjellig fra null for visse andre forstyrrelser. Man har derfor inter^.dse av å bearbeide signalet sincp. However, it may be different from zero for certain other disturbances. One therefore has the interest of processing the signal sincp.

bet nyttige signal vil derfor fåes ved integrasjon av N signaler som tilsvarer N suksessive repetisjoner; for ekkoene vil man få ved inngangen til integratoren N ganger det samme signal; forholdet mellom signal og st6y oker derfor stort sett i forholdet n/N? bet useful signal will therefore be obtained by integration of N signals corresponding to N successive repetitions; for the echoes, one will get N times the same signal at the input of the integrator; the ratio between signal and noise therefore mostly increases in the ratio n/N?

I alle tilfeller vil, innenfor det område hvor den spektrale bredde av stoyen minst er lik mottakerens passbånd, det integrerte signal for forstyrrelser ha en konstant midlere statistisk verdi, hvilket gjor det mulig å fastsette terskelen en gang for alle. In all cases, within the range where the spectral width of the noise is at least equal to the receiver's passband, the integrated signal for disturbances will have a constant average statistical value, which makes it possible to determine the threshold once and for all.

Hvis derimot den spektrale bredde av forstyrrelsessignalene er mindre enn mottakerens passbånd, blir hvis N.. er antallet- ikke uavhengige forstyrrelsesprover (hvor N, er mindre enn N), forholdet nyttig signal til forstyrrelse etter integrasjon av størrelsesordenen \/n/N^<v>, folgelig vil den falske alarm ved lik terskel oke. Man kan rette på dette enten ved i forholdet N/N^ å oke bestrålingstiden for målet, eller ved å bruke et system sender-mottaker med frekvenser som kan varieres hurtig og som gjor det mulig å eliminere forstyrrelsessignalene fra den ene repetisjon til den annen. If, on the other hand, the spectral width of the interference signals is smaller than the receiver's passband, if N.. is the number of non-independent interference samples (where N, is less than N), the ratio of useful signal to interference after integration becomes of the order of magnitude \/n/N^< v>, therefore the false alarm will occur at equal threshold. This can be corrected either by increasing the irradiation time for the target in the ratio N/N^, or by using a transmitter-receiver system with frequencies that can be varied quickly and which makes it possible to eliminate the interference signals from one repetition to the next.

Fig. 5 viser prinsippskjemaet for en mottaker ifolge oppfinnelsen. Fig. 5 shows the principle diagram of a receiver according to the invention.

De signaler som oppfanges av antennen AR og som eventuelt er blitt behandlet slik som vist i inngangsblokken 51 eller "selve mottakeren" påtrykkes en anordning 52 som i oyeblikket t+dt på utgangen 521 leverer de signaler som er mottatt i oyeblikket t og på utgangen 522 de signaler som er mottatt i oyeblikket t+dt. På utgangene 521 og 522 har man derfor henholdsvis signalene S og S'. Disse signaler kombineres i anordningen 53, som på to utganger 531 og 532 leverer signalene A = S + S' + j (S - S" ) og B = S + S' -j(S-S-). The signals that are picked up by the antenna AR and that have possibly been processed as shown in the input block 51 or "the receiver itself" are applied to a device 52 which at the instant t+dt on the output 521 delivers the signals received at the instant t and on the output 522 the signals received at the instant t+dt. Outputs 521 and 522 therefore have the signals S and S' respectively. These signals are combined in the device 53, which on two outputs 531 and 532 delivers the signals A = S + S' + j (S - S" ) and B = S + S' -j(S-S-).

Fasen cp mellom disse siste signaler måles i anordningen 54 som leverer signalet U som funksjon av denne fase. The phase cp between these last signals is measured in the device 54 which delivers the signal U as a function of this phase.

Man integrerer i 55 signalene U som opptrer med repetisjons-perioden for senderen i det betraktede systemet med elektromagnetisk detektering. Det integrerte signal undertrykkes i 56; man får da i 57 det nyttige signal med statistisk konstant terskel for falsk alarm. One integrates in 55 the signals U which occur with the repetition period for the transmitter in the considered system of electromagnetic detection. The integrated signal is suppressed in 56; you then get in 57 the useful signal with a statistically constant threshold for false alarm.

Det ovenfor beskrevne skjema er meget generelt. The form described above is very general.

Etter den form under hvilken signalene blir levert ved utgangen av 51, en form som avhenger i det vesentlige av arten av denne anordning og som ikke er noe formål for oppfinnelsen, blir de folgende anordninger realisert på forskjellige måter. According to the form in which the signals are delivered at the output of 51, a form which depends essentially on the nature of this device and which is no object of the invention, the following devices are realized in different ways.

Hvis mottakerblokken 51 leverer et videosignal, da blir det detaljerte skjema slik som på fig. 6. Blokken 52 omfatter to samplere 61, 62 som styres med en relativ faseforskyvning på If the receiver block 51 delivers a video signal, then the detailed diagram is as in fig. 6. The block 52 comprises two samplers 61, 62 which are controlled with a relative phase shift of

dt av et urverk 63 med systemets repetisjons-frekvens og en forsinkélseslinje 64 med forsinkelsen dt, dvs.% i det beskrevne eksempel, i serie med,en av samplerne. dt of a clockwork 63 with the system's repetition frequency and a delay line 64 with the delay dt, i.e.% in the described example, in series with one of the samplers.

Blokken 53 omfatter to modulatorer 65 og 66 som er koblet til en og samme oscillator 67, som f.eks. oscillerer ved 2 MHz, etterfulgt av en konvensjonell påvirkningsanordning 68 som omfatter en kombinasjon av motstander, og kondensatorer og som danner summene S(l+j) + S' (1-j) og S(l-j) + S' (1+j). The block 53 comprises two modulators 65 and 66 which are connected to one and the same oscillator 67, which e.g. oscillates at 2 MHz, followed by a conventional influence device 68 comprising a combination of resistors and capacitors and forming the sums S(l+j) + S' (1-j) and S(l-j) + S' (1+j ).

I det foretrukne tilfelle, hvor man tar U = sincp, omfatter blokken 54 to identiske begrensningsforsterkere 609 og 610, idet den ene av dem etterfolges av en faseforskyver på n/2, 611 og en amplitudefase-detektor 612 hvis utgang mater integratoren 55 som med fordel kan utfores på kjent måte i form av en sloyfe som omfatter en summeringsanordning med to innganger 613, ..hvor en inngang er koblet til utgangen av detektoren 612, hvis utgang er koblet til en av endene av en forsinkslseslinje 614 med forsinkelsen T = 1/F^, og hvis annen ende er koblet både til un-dertrykkingsanordningen 56 og til inngangen til en forsterker 615 med forsterkning i nærheten av 1, hvis utgang er koblet til en annen inngang på addisjonsanordningen. In the preferred case, where one takes U = sincp, the block 54 comprises two identical limiting amplifiers 609 and 610, one of which is followed by a phase shifter of n/2, 611 and an amplitude phase detector 612 whose output feeds the integrator 55 as with advantage can be carried out in a known manner in the form of a loop comprising a summing device with two inputs 613, ..where one input is connected to the output of the detector 612, the output of which is connected to one of the ends of a delay line 614 with the delay T = 1 /F^, and whose other end is connected both to the suppression device 56 and to the input of an amplifier 615 with a gain close to 1, the output of which is connected to another input of the addition device.

[ I tilfelle av at mottakerblokken leverer et signal med mellom-frekvens, kan anordningen 52 ganske enkelt omfatte, slik som vist på fig. 7, en anordning 71 for å sorge for tidskoinsidens for signalene ved tidspunktene t og t+dt og eventuelt en anordning 72 for faseinnstilling og som eventuelt omfatter en regu-leringsanordning, idet bærebolgen for signalene i alminnelighet ikke er et multiplum av 1/dt. I dette tilfelle omfatter anordningen 53 bare en påvirkningsanordning 68 som direkte ma-tes av utgangssignalene fra anordningen 52. [ In the event that the receiver block delivers an intermediate frequency signal, the device 52 may simply comprise, as shown in fig. 7, a device 71 to ensure time coincidence for the signals at the times t and t+dt and optionally a device 72 for phase setting and which optionally includes a regulation device, as the carrier for the signals is generally not a multiple of 1/dt. In this case, the device 53 only comprises an influence device 68 which is directly fed by the output signals from the device 52.

Hvis faseinnstillingen for signalene ikke er helt tilfreds-stillende realisert, blir uttrykkene for sincp og coscp:If the phase setting for the signals is not completely satisfactorily realized, the expressions for sincp and coscp become:

2 2 2 2

idet nevnerne bare er lik S + S' hvis S og S<1> er i fase; disse signaler har de samme fordeler som de tidligere nevnte signaler hva angår elimineringen av forstyrrelser. in that the denominators are only equal to S + S' if S and S<1> are in phase; these signals have the same advantages as the previously mentioned signals as regards the elimination of interference.

Skjemaet på fig. 7 er et meget generelt skjema. The form in fig. 7 is a very general scheme.

På fig. 8 er vist en mottaker for et elektromagnetisk puls-detekteringssystem med eliminering av faste ekkoer og med avstandskanaler og av den type som kalles koherent, dvs. i hvilke de bearbeidede ekkoer enten kommer fra pulser som er sendt ved avbrytelse av samme bærebolge, eller blir detektert ved at hver refererer til et signal som er i fase med den sendte pulsbærebolge som den kommer fra. Mottakeren omfatter da på kjent måte i tillegg til blokken 51, som i dette tilfelle leverer signaler med mellomfrekvens eller videofrekvens, et visst antall, M, parallelle forplantningsvoier hvis inngangs-porter 81.1, 81.2, 81.M blir åpnet suksessivt i lopet av nabo-t1 idsintervallene med. varighet r7j , ved hjelp av åpningspulser som er synkronisert ved hjelp av systemets generelle synkroniserings-anordning 200. In fig. 8 shows a receiver for an electromagnetic pulse detection system with elimination of fixed echoes and with distance channels and of the type called coherent, i.e. in which the processed echoes either come from pulses sent by interruption of the same carrier wave, or are detected in that each refers to a signal that is in phase with the transmitted pulse carrier from which it originates. The receiver then comprises, in a known manner, in addition to the block 51, which in this case supplies signals with an intermediate frequency or video frequency, a certain number, M, of parallel propagation paths whose input ports 81.1, 81.2, 81.M are opened successively in the course of neighboring t1 the id intervals with. duration r7j , by means of opening pulses which are synchronized by means of the system's general synchronization device 200.

Hver av disse veier omfatter et filter for tilbakevisning av de faste ekkoer,83.1, 83.2, .... 83.M. Each of these paths includes a filter for rejecting the fixed echoes, 83.1, 83.2, .... 83.M.

Da utgangssignalene fra to suksessive veier forutsetningsvis As the output signals from two successive paths by default

er f asef orskjovet en tid grupperer man de suksessive ut-gangsveier to og to, idet utgangssignalet fra tilbakevisnings-filteret for en vei samtidig danner signalet S for denne vei og signalet S<1> for den folgende vei; (M-l) påArkningsanordninger 68i, som anordningen 68 på fig. 7, nemlig 68.1, 68.2, ...68.(M-l) har sine respektive innganger koblet til utgangen for filtrene slik at f.eks. 68i er koblet til henholdsvis 83i og 83(i + 1). if the phase is shifted for a time, the successive output paths are grouped two by two, as the output signal from the rejection filter for one path simultaneously forms the signal S for this path and the signal S<1> for the following path; (M-1) on Sheeting devices 68i, such as the device 68 of fig. 7, namely 68.1, 68.2, ...68.(M-l) have their respective inputs connected to the output of the filters so that e.g. 68i is connected to 83i and 83(i + 1) respectively.

Hvis signalene ved utgangen av anordningen 51 er på mellomfrekvens, blir (M-l) anordninger 52.1, 52. 2;...52(M-l) , som er lik anordningen 52 på fig. 7, anbrakt foran hver påvirkningsanordning. If the signals at the output of the device 51 are of intermediate frequency, (M-1) devices 52.1, 52.2;...52(M-1), which are similar to the device 52 in fig. 7, placed in front of each impact device.

Hver påvirkningsanordning leverer på to respektive utganger 8i og 9i de tidligere definerte signaler A og B. Each influencing device supplies the previously defined signals A and B on two respective outputs 8i and 9i.

Utgangene 8i blir koblet i rekke ved hjelp av den elektroniske omkobler 100 som styres fra anordningen 200, til begrensningsforsterkeren 609. Også utgangene 9i blir i rekke koblet i syn-kronisme med utgangene 8i ved hjelp av en elektronisk omkob- The outputs 8i are connected in series by means of the electronic switch 100 which is controlled from the device 200, to the limiting amplifier 609. The outputs 9i are also connected in series in synchronism with the outputs 8i by means of an electronic switch

ler 101 til begrensningsforsterkeren 610, som er lik den tidligere nevnte. De to forsterkere kobles som tidligere til amplitudefase-detektoren 612, den ene av dem over faseforskyveren på 7t/2 611 hvis man, hvilket er å foretrekke,har valgt funksjonen sincp. ler 101 to the limiting amplifier 610, which is similar to the previously mentioned. The two amplifiers are connected as before to the amplitude phase detector 612, one of them via the phase shifter of 7t/2 611 if, which is preferable, the sincp function has been selected.

Utgangssignalet fra detektoren 612 påtrykkes inngangen til en omkobler 102 med (M-i) utganger, synkron med de tidligere, for å bevirke integrasjon av de signaler som tilsvarer henholdsvis forskjellige avstandsveier. Med de\. e for oye blir hver utgang fra omkobleren 102 koblet til en integrasjonsanordning 55i foran The output signal from the detector 612 is applied to the input of a switch 102 with (M-i) outputs, synchronously with the previous ones, in order to effect integration of the signals corresponding respectively to different distance paths. With them\. e for oye, each output from the switch 102 is connected to an integration device 55i in front

hvilken man har en lagringsanordning 12i. which one has a storage device 12i.

For å avgjore om det er til stede eller ikke et nyttig ekko, sammenlikner man ved 56 signalet U for hver vei med den forut-bestemte terskel, idet en omkobler 103 er anbrakt mellom 56 og utgangene fra integratorene 55i. To determine whether or not a useful echo is present, the signal U for each path is compared at 56 with the predetermined threshold, a switch 103 being placed between 56 and the outputs of the integrators 55i.

I tilfelle av at signalene ved utgangen av awisningsfiltrene detekteres eller tilsvarer dopplerfrekvenser som er alt for svake eller alt for forskjellige innbyrdes til riktig funksjon av fasedetektorkretsen, vil det være nodvendig, slik som i til-fellet på fig. 6, å sample signalene og modulere en hjelpebære-bolge ved hjelp av disse signaler. Hver avstandsstorrelse vil da bli samplet ved tidsintervaller av storrelsesordenen for dekorrelasjonstiden for termisk stoy slik som den opptrer ved utgangen av awisnin<g>sf iltrene, dvs. mindre enn T = l/F ri det vanlige tilfelle hvor passbåndet for et awisnin<g>sf ilter er lite i forhold til repetisjonsfrekvensen F . In the event that the signals at the output of the de-icing filters are detected or correspond to Doppler frequencies that are far too weak or far too different from one another for the correct functioning of the phase detector circuit, it will be necessary, as in the case of fig. 6, to sample the signals and modulate an auxiliary carrier wave using these signals. Each distance magnitude will then be sampled at time intervals of the order of magnitude of the decorrelation time for thermal noise as it appears at the output of the awisnin<g>sf filters, i.e. less than T = l/F ri the usual case where the passband for an awisnin<g> s filter is small in relation to the repetition frequency F .

Som eksempel kan for T = 200 y,s og M = 20 målingen av hver av veiene finne sted i lopet av en varighet mindre enn 10 p,s,og frekvensen for hjelpebolgen vil kunne være lik 20 Mc/s. As an example, for T = 200 y,s and M = 20, the measurement of each of the paths may take place over a duration of less than 10 p,s, and the frequency of the auxiliary wave may be equal to 20 Mc/s.

Anvendelsesområdet for oppfinnelsen er meget stort, da det dek-ker alle tilfeller for mottakning av pulsrepetisjonssignaler blandet med forstyrrende stoy, dvs. spesielt mange mottakere for luftnavigasjonssystemer og for overvåking av rommet. The scope of application of the invention is very large, as it covers all cases of reception of pulse repetition signals mixed with disturbing noise, i.e. especially many receivers for aerial navigation systems and for monitoring the room.

Man vil for ovrig legge merke til at oppfinnelsen ikke bare er anvendelig for mottakere av signaler med konstant repetisjons-frekvens. Det er faktisk tilstrekkelig at signaler som oppfanges fra en og samme kilde, opptrer etter en kjent gjenta-kelseslov. It will also be noted that the invention is not only applicable to receivers of signals with a constant repetition frequency. It is actually sufficient that signals that are picked up from one and the same source behave according to a known repetition law.

Dette er spesielt tilfelle for signaler som er kjent under be-tegnelsen "birepetisjon", og som ofte benyttes ved elektromagnetisk detektering for å utslette såkalte "blinde" områder. This is particularly the case for signals which are known under the term "bi-repetition", and which are often used in electromagnetic detection to eliminate so-called "blind" areas.

Endelig vil man legge merke til at i tilfelle med et system med avstandsfolgeport for folgingen av et mål, gjor oppfinnelsen det samtidig mulig å sorge for innfangningen av målet under gode forhold, da graden av falsk alarm er konstant. Folgelig blir funksjonen "tilstedeværelse av ekko" optimal. For å bevirke folging er det da tilstrekkelig,når tilstedeværelsen av et ekko er angitt av et signal på klemmen 57, å utnytte signalet sincp tilfort inngangen av undertrykningsanordningen 56 som feilsig-nal for sloyfen for betjening av portforskyvningen, idet sist-nevnte er riktig plassert når sincp = 0. Finally, it will be noted that in the case of a system with a distance tracking gate for tracking a target, the invention simultaneously makes it possible to ensure the capture of the target under good conditions, as the false alarm rate is constant. Consequently, the "presence of echo" function becomes optimal. In order to effect tracking, it is then sufficient, when the presence of an echo is indicated by a signal on terminal 57, to utilize the signal sincp supplied to the input of the suppression device 56 as an error signal for the loop for operating the gate displacement, the latter being correctly positioned when sincp = 0.

Oppfinnelsen er selvfolgelig ikke begrenset til de beskrevne utfbrelsesformer, da disse bare er vist som eksempel. The invention is obviously not limited to the described embodiments, as these are only shown as examples.

Spesielt kan forsinkelsen dt være forskjellig fra In particular, the delay dt can be different from

Claims

1. Radio receiver for detecting pulse repetition signals with a fixed pulse duration comprising an integration device (55) for previously received signals followed by a suppression device (56), characterized in that it also comprises an amplitude phase detector (612) with two inputs, the output of which is connected with the integration device (55), at least one influence device (53) to convert two input signals S and S<1> into two output signals A = (S+S<1>) + j(S - S') and B = (S + S<1>) - j(S - S<1>) which is applied to the two inputs of the amplitude phase detector via two limiting amplifiers (609, 610) and means (52) to apply simultaneously to said influencing device and in the form of parts of modulated carrier signals S = S(t) and S' = S(t+dt), which signals respectively represent the signals received at times t and t+dt, dt being of the same order of magnitude as ^.

2. Receiver as stated in claim 1, characterized in that a 90° phase shifter (611) is inserted between the output of one of the limiting amplifiers (609) and the corresponding input of the amplitude phase detector (612). '

3. Receiver as set forth in claim 2, in which the captured signals are previously transferred to video frequencies, characterized in that the means which simultaneously apply the signals S and S' to the influencing device (68) comprise two sampling devices (61, 62) which take in these video frequency signals pair with sample signals, the two sample signals in each pair of sample signals being sampled at times separated by dt, means (64) for ensuring time coincidence for the two sample signals in each pair, two modulators (65, 66) which receives the two sample signals in each pair, respectively a signal delivered by the same oscillator (67), and where the outputs are connected with respective inputs to the influencing device (68).

4. Receiver as specified in claim 2, in which the captured signals are in the form of parts of modulated carrier waves, characterized in that the means which simultaneously apply signals S and S<1> comprise a direct path (72) and a path (71 ) delayed by dt, respectively connected to two inputs to the influencing device (68), the intercepted signals being applied to the two paths.

5. Receiver as specified in claim 4, characterized in that one of said paths also comprises a phase shifter (72). ■

6. Receiver as stated in claim 5, characterized in that it comprises a phase control device which controls the phase shifter and which is connected to said roads.

7. Receiver as specified in claim 2 and intended to detect echoes from mobile targets in connection with a transmitter that emits towards these targets repetition pulses with duration ^, which receiver receives signals that are reflected by said target, and includes M (where M is a whole number greater than 1) distance paths that are opened successively in the course of equally adjacent time intervals with duration f, each path comprising an awisnin<g>sf filter (83i, i = 1, 2,..M) for echoes from fixed targets , characterized in that it comprises M-l influencing devices (68i), the two inputs in any influencing device with sequence number i (i = 1, 2, ..M) being connected to the respective road outputs with sequence number i and i + 1 and a first pair of switches (100, 10i) which are synchronized to successively connect the outputs of said influencing devices to limiting amplifiers (609, 61o).

8. Receiver as stated in claims 1 and 7, characterized in that the integration device comprises M-l integration paths which are connected successively by means of their input to the output of the phase detector and by means of their output to the suppression device by means of a second pair of switches ( 102) which functions synchronously with the means in the first pair of switches.