NO128898B - - Google Patents

Description

FM-mottager.

Denne oppfinnelse angår frekvensmodulerte mottagere med stor følsomhet.

En hensikt med oppfinnelsen er å øke signalstøyforholdet i en FM-mottager uten samtidig å øke sendereffekten.

En annen hensikt med oppfinnelsen er

å tilveiebringe en FM-mottager som er føl-som overfor svake signaler ved å øke sig-nalamplituden uten samtidig å øke støy-nivået.

En annen hensikt med oppfinnelsen er

å tilveiebringe en FM-mottager som er føl-som overfor svake signaler ved å innføre en lokal sinusformet spenning med samme frekvens og større amplitude, og samtidig forhindre enhver forvrengning som måtte opptre som følge av den innførte spenning.

Et trekk ved oppfinnelsen er at en sinusformet spenning med større amplitude og samme frekvens innføres foran mottagerens begrenser for å kombineres med FM-signalet.

Et annet trekk ved oppfinnelsen er at den sinusformede spenning automatisk hol-des i fase med FM-signalet til enhver tid.

Et annet trekk ved oppfinnelsen er at negativ FM-tilbakekobling tilveiebringes på i og for seg kjent måte etter demodulatoren for å redusere enhver forvrengning som måtte oppstå som følge av den innførte sinusformede spenning.

En måte å sikre sambandsstabilitet med fordelaktig signal-støy-forhold ved

selv meget liten inngangseffekt, er å øke følsomheten av mottageren. Fordelene med slike følsomme mottagere er at en oppnår en økning i et sambands rekkevidde og på-litelighet, en reduksjon i sendereffekt og lignende.

Viktigheten av følsomme mottagere er øket av den senere utvikling av «Over the Horizon»-stråling av radiobølger i UHF-båndet.

Ifølge oppfinnelsen er det mulig å tilveiebringe FM-mottagere for opprettelse av stabile og sikre samband med fordelaktig signal-støy-forhold selv ved meget liten inngangseffekt.

Dette er muliggjort ved før begrenseren å kombinere inngangssignalene med sinusformede signaler som har samme frekvens og samme fase og større amplitude, for derved å hindre at demodulasjonen skal forvrenges av støy ved lavt signalnivå, og vi-dere ved å modulere lokaloscillatorsignalet med utgangssignalet fra demodulatoren slik at negativ FM-tilbakekobling kan tilveiebringes for å forbedre signal-støy-forholdet og samtidig hindre forvrengning som ville kunne være tilstede som følge av den nevnte kombinasjon.

Oppfinnelsen vil bli nærmere beskrevet

i forbindelse med tegningene, hvor:

Fig. 1 viser sammenhengen mellom forskjellige mottageres inngangseffekt og signal-støy-forhold. Fig. 2 viser et blokkskjema for en ut-førelsesform av oppfinnelsen. Fig. 3 viser et vektordiagram som illu-strerer virkemåten av en amplitudebegren-ser som er en del av fig. 2. Fig. 4 viser et vektordiagram som illu-strerer virkemåten av en automatisk fase-styreinnretning som er en del av fig. 2, og Fig. 5, 6 og 7 viser blokkskjemaer av

andre utførelsesformer av oppfinnelsen.

I fig. 1 er inngangseffekten (Pi) avsatt langs absissen, med avtagende effekt mot høyre, mens signal-støy-forholdet (S/N) er avsatt langs ordinaten.

Kurve 1 viser karakteristikken for en vanlig FM-mottager. Av denne kurven går det frem at signal-støy-forholdet (S/N) varierer proporsjonalt med inngangseffekten (Pi) så lenge denne er forholdsvis stor, men at S/N avtar brått når Pi er lavere enn en viss verdi. Når inngangseffekten når grenseverdien T,, brytes sambandet så å si med en gang. Dette fenomenet kommer av at virkningen av FM-mottagerens amp-litudebegrenser forvrenges ved at inngangssignalene overdøves av støy.

Selvom det ved å gjøre mellomfrekvens-forsterkerens båndbredde smalere og derved øke følsomheten av mottageren, er mulig å forbedre grenseverdien fra T, til TP som vist ved kurve 2 i fig. 1, vil det bevirke at signal-støyforholdet blir mindre ved høy elektrisk feltintensitet, fordi det å gjøre båndbredden smalere betyr at frekvens-deyiasjonen for den frekvensmodulerte bølgen minskes.

For å løse denne vanskeligheten er det utviklet en fremgangsmåte for å minske båndbredden av en mellomfrekvensforsterker ved å benytte utgangen av demodulatoren til å frekvensmodulere lokaloscillatoren. Denne form for negativ FM-tilbakekobling er omtalt i U.S. patent nr. 2.075.503. Ved denne fremgangsmåte er grenseverdien forbedret (kurve 3) uten at signal-støy-forholdet er svekket ved tilstrekkelig inngangseffekt, men en særlig stor forbedring kan ikke ventes fordi visse begrensninger ved størrelsen av den negative tilbakekobling og ved båndbredden av mellomfre-kvensforsterkeren gjør seg gjeldende.

Ifølge den nærværende oppfinnelse (kurve 4) blir ikke virkningen av amplitu-debegrenseren forstyrret av støy. Samtidig elimineres den grenseverdien som gjør seg gjeldende ved vanlige mottagere selvom inngangseffekten skulle bli meget liten. Med de forbedringer som innføres ifølge oppfinnelsen er det mulig å beholde gode signal-støy-forhold når inngangseffekten er stor og hindre sambandet fra nedbryt-ning ved lav inngangseffekt.

I fig. 2 betegner 1 en mottageran-tenne, 2 og 5 er henholdsvis første og andre frekvensomformer, 3 er første lokaloscillator, 4 og 6 er henholdsvis første og andre mellomfrekvensforsterker, 7 er ampli-tudebegrenser, 8 er frekvensdiskriminator, 9 er hovedbåndforsterker, 10 er utgangs-klemme, 11 er oscillator med samme frekvens som bærefrekvensen i den andre mellomfrekvensforsterker, 12 er en andre lokaloscillator som kan påtrykkes fre-kvensmodulasjon, 13 er en detektor for å detektere amplitudemodulasjon og 14 betegner en styrekrets som skal styre fasen av oscillator 11 ved å sammenligne utgangen av diskriminator 8 med utgangen av detektor 13.

Det mottatte signal fra antennen 1 vil først forsterkes til et passende nivå av forsterkeren 4 etter at frekvensen er omfor-met til den første mellomfrekvensen av den første frekvensomformeren 2 og omformes deretter til den andre mellomfrekvens ved å moduleres av den andre lokaloscillatoren 12.

Denne andre lokaloscillatorfrekvensen moduleres av mottagerutgangssignalet 10 som tilveiebringes etter at det andre mellomfrekvenssignalet har passert gjennom diskriminatoren 8 og hovedbåndforsterke-ren 9, slik at den følger frekvensdeviasjonen av det første mellomfrekvenssignalet. Det vil si at negativ tilbakekobling benyttes slik at frekvensdeviasjonen av det andre MF-signal vesentlig reduseres sammenlig-net med deviasjonen av inngangssignalet.

Før inngangen til begrenseren 7 kombineres det andre MF-signalet med et sinusformet signal fra oscillatoren 11 etter at det først er forsterket til et bestemt nivå av forsterkeren 6. Det sinusformede signal har en større amplitude enn det andre MF-signal og har samme frekvens og fase som FM-signalets bærebølge.

Av denne grunn er det mulig å hindre at signal-støy-forholdet blir for lite, ved å holde virkemåten av begrenseren 7 nor-mal selv i de tilfelle hvor forholdet er meget dårlig og samband ville være upraktisk med vanlige midler, dvs. når inngangseffekten er meget liten og toppverdien av signalene i utgangen av forsterkeren 6 er mindre enn støyens toppverdi slik at begrenseren ville bli påvirket av støynivået.

I fig. 3 representerer vektoren OA utgangssignalet fra den andre MF-forsterker 6. Det antas at støynivået tilsvarer leng-den av vektoren AB. I dette tilfelle da den relative fasen mellom støy og signal varierer irregulært, kan støyen representeres av en vektor AB som roterer om punktet A mens spissen B beskriver en sirkel NI. Den resulterende signal + støy vektor vil ha sitt endepunkt i O og spissen vil beskrive sirkelen NI, amplituden av vektoren

(OA -f AB) vil variere mellom verdien OE

og OF, og fasen vil variere mellom fasen for sektorene OK og OL.

Når signalet passerer amplitudebe-grenseren 7 vil amplituden bli konstant mens fasen forblir uforandret. Dette vil representeres av vektorene OM, OD og ON. Følgelig vil den tilgjengelige utgangsstøy fra demodulatoren være proporsjonal med vinkelen ^ DON, idet støyen fra demodulatoren vil være proporsjonal med forholdet mellom støyamplituden og signalampli-tuden så lenge som den første amplitude er mindre enn den siste, som det går frem av tegningen.

På grunn av dette, hvilket også er an-tydet i fig. 1, vil signal-støy-forholdet være direkte proporsjonalt med inngangseffekten når denne er tilstrekkelig stor.

Ved avtagende inngangseffekt vil støyamplituden tilta i forhold til signalet fordi støyen er konstant. Det antas så, at inngangseffekten er det halve av hva som var antatt i det foregående.

Dersom signalvektoren igjen representeres av vektoren OA i fig. 3, vil støyen kunne representeres av vektoren AC som roterer om punktet A og beskriver en sirkel N2. Den resulterende vektor (OA + AC) vil derfor rotere om punktet O mens spissen beskriver sirkelen N2, amplituden vil variere mellom verdien OG og OJ og fasen vil variere fra 0—360 grader.

Når så det resulterende signalet blir begrenset i amplitude ved hjelp av begrenser 7, vil signalet kunne representeres av en vektor som roterer helt rundt punktet O.

Vektorene OH, OM, OD og ON representerer forskjellige resulterende signaler. Da den tilgjengelige utgangsstøy fra demodulatoren er proporsjonal med faserotasjonsvin-kelen, vil den være meget stor sammen-lignet med det tidligere omtalte tilfelle.

Det går frem av figuren at demodu-latorutgangssignalet vil tilta raskt når støyen er større enn signalet. Dette er år-saken til at grenseverdien som før er omtalt i det hele tatt eksisterer.

Ifølge den nærværende oppfinnelse, hvor et sinusformet signal kombineres med det mottatte signal før amplitudebegren-seren, vil det kombinerte signal tilføres begrenseren. I det tilfelle da signal-støy-forholdet er stort, vil det kombinerte signal kunne representeres av vektoren som har en ende i O' og hvis spiss beskriver sirkelen NI. Utgangen av begrenseren vil kunne representeres av en vektor hvis størrelse er 0'U, 0'V eller 0'W og hvis fase varierer mellom fasen for 0'U og 0'W. Tilsvarende vil den demodulerte utgang være proporsjonal med vinkelen ^/VO'U.

Selvom signal-støy-forholdet skulle bli slik at en vanlig mottager ville svikte fordi støyvektoren f. eks. ville beskrive sirkelen N2, vil det kombinerte signal ifølge denne oppfinnelse kunne representeres av en vektor som har en ende i punktet O' og den andre ende beskrivende sirkelen N2. Utgangen av begrenseren vil i dette tilfelle kunne representeres av en vektor hvis størrelse er 0'T, CV eller 0'X og hvis fase varierer mellom fasen for 0'T og CX. Tilsvarende vil den demodulerte utgang være proporsjonal med vinkelen z. VO'T.

Det kan kort gjentas at når vektoren CO som til enhver tid er i fase med vektoren OA, kombineres med denne, vil ikke den før omtalte grenseverdi for inngangseffekten forekomme og mottageren vil opprettholde sambandskanalen selv ved meget små inngangseffekter.

Det vil muligens kunne hevdes at sambandskvaliteten ville bli forverret be-traktelig utover tillatelige grenser dersom

et sinusformede signal med stor amplitude og med samme frekvens som bærebølgen

benyttes som beskrevet. Til det skal bemerkes at opprettholdelsen av god sam-bandskvalitet er mulig ved å bruke negativ

FM-tilbakekobling, av følgende grunner: For det første gjøres frekvensdeviasjonen

tilstrekkelig liten for den andre mellomfrekvensen hvortil det sinusformede signal adderes; for det andre vil forvrengningen reduseres ved bruk av bare negativ FM-tilbakekobling på samme måte som ved bruk av vanlig tilbakekobling ved lave fre-kvenser; for det tredje vil en automatisk fasestyrekrets til enhver tid sikre at det sinusformede signal er i fase med bære-bølgen.

Det mottatte signal som er kombinert med det sinusformede signal vil demodu-ledes ved at det passerer gjennom begrenseren 7, diskriminatoren 8 og deretter ut-ledes fra utgangen 10 via hovedbåndfor-sterkeren 9 som mottagerutgangssignaler. Den negative FM-tilbakekobling er ført fra utgangen 10 til den andre lokaloscillatoren 12.

Enhver amplitudemodulasjon som måtte være tilstede i det mottatte signal, vil kunne detekteres av detektoren 13 før inngangen til begrenseren 7. Dersom frekvens-modulasjon ved en bestemt frekvens F, er påtrykket senderen (ikke vist) som er kob-let til mottageren eller til lokaloscillatoren 3 eller 12 på forhånd, vil et utgangssignal med frekvens F, med konstant amplitude og fase til enhver tid være tilstede ved diskriminatoren 8. Derved vil amplituden av signalet med frekvens F, som er til-gjengelig fra detektor 13 være proporsjonal med faseforskjellen mellom utgangen av oscillator 11 og bærefrekvensen for den andre mellomfrekvens, og dens polaritet vil forandres i samsvar med den nevnte fase-forskjell.

I fig. 4 representerer vektoren OA

bærebølgekomponenten i det mottatte signal. Derfor vil det mottatte signals vektor med frekvens F, rotere om punktet O, mens den ene enden beveger seg frem og tilbake langs en linje som forbinder punktene B, A og C. Når det mottatte signal kombineres med den sinusformede signalvektor DO som er i fase med bærebølgekomponenten OA^ vil den resulterende vektor rotere om

punktet D mens den ene enden beveger seg frem og tilbake langs en linje som forbinder punktene B, A og C som før. Som følge av at DB er like stor som DC vil der ikke frembringes noen amplitudemodulert komponent ved frekvens F,. I de tilfelle da en vektor FO som avviker i fase med en vinkel

0 fra bærebølgekomponenten, vil drei-ningspunktet for den resulterende vektor bli flyttet til F mens enden av vektoren fremdeles beveges langs den samme linje.

Derved følger at vektorene FB og FC får forskjellig lengde og en amplitudemodulert komponent frembringes.

Det vil også klart gå frem av tegningen at graden av modulasjon er tilnærmet proporsjonal med faseforskjellen 0 mellom bærebølgekomponenten og den sinusformede komponent.

Dersom polariteten av faseforskjellen

forandres vil f. eks. den resulterende vektor dreies om punktet E, med den følge at fasen til den amplitudemodulerte komponent også forandrer polaritet.

Ifølge oppfinnelsen er det mulig å styre

fasen av det sinusformede signal fra oscillator 11 ved at fasen av signalene fra detektoren 13 og diskriminatoren 8 sam-menlignes.

En annen utførelsesform av oppfinnelsen hvor en annen fasestyrekrets benyttes, er vist i fig. 5. I dette blokkskjema betegner tallene 1—12 det samme som i fig. 2, mens 13 betegner et båndpassfilter som har til hensikt å slippe gjennom bærebølgesig-nalet i det andre mellomfrekvenssignalet. 14 betegner en automatisk fasestyrekrets 1 som har til oppgave å styre utgangen fra 3 oscillator 11 ved å sammenligne fasen av I båndpassfilterutgangen 13 med oscillato-l rens 11. Ved å benytte denne koblingen - er det mulig å holde utgangssignalet fra 1 MF-forsterker 6 i fase med oscillatorut-/ gungssignalet 11 slik at disse uten vanske-- lignet kan kombineres. Blokkskjemaet i fig. 6 viser en tredje - utførelsesform av oppfinnelsen hvor hen- visningstallene 1—12 tilsvarer disse tallene i fig. 2. 33 og 34 betegner båndpassfiltre som har til oppgave å slippe igjennom hen-r holdsvis frekvensene F, og 2Fr 25 betegner 3 en automatisk fase-styrekrets som ved å 5 sammenligne utgangene fra de to båndpassfiltre styrer fasen av oscillator 11. Størrelsen av den annen harmoniske av frekvensen F, i diskriminatorutgangen 8 vil være proporsjonal med faseforskjellen mellom oscillatorutgang 11 og bære-i bølgekomponenten i det mottatte signal, l mens polariteten skifter dersom polarite-■ ten av faseforskjellen skifter. Ved å sam-3 menligne de to frekvenskomponenter som

; er tilstede i filtrene 33 og 34 vil fasen av

. oscillatoren 11 lett kunne styres,

i Blokkskjemaet i fig. 7 viser en fjerde 1 utførelsesform av oppfinnelsen hvor tallene 1—11, 13 og 14 betegner det samme r som i fig. 5. 15 og 17 betegner frekvens-multiplikatorer, 16 betegner en frekvensomformer og 18 betegner en lokaloscillator.

r I mangel av den andre lokaloscillator t 12 i fig. 2—5, multipliseres den andre MF-signalfrekvensen i frekvensmultiplikator 15, omformes til en lavere frekvens av omfor-meren 16 og lokaloscillatoren 18 og multipliseres i multiplikatoren 17. Ved å benytte denne strømkretsen tilveiebringes negativ

FM-tilbakekobling for å øke frekvensde-1 viasjonen.

Mottagerens utgangssignal vil være t tilstede ved utgangen 10 når en del av ut-gangsfrekvensen fra frekvensmultiplikato-ren 17 demoduleres av diskriminatoren 8 ; og forsterkes i hovedbåndsforsterkeren 9. Derved kan demodulasjon utføres der fre-L kvensdeviasjonen er stor og dette er en fordel på grunn av den støyen som vil

fremkomme i diskriminator 8 og i hovedbåndsforsterkeren.

Det skal bemerkes at selvom oppfinnelsen er forklart 1 forbindelse med FM-, mottagersystemer, og selvom den med for-: del kan benyttes ved «Over the Horizon» stråling er det klart for fagfolk at opp-. finnelsen like gjerne kan benyttes ved 3 mikrobølge- og OHF-mottagere.

1. FM-mottager, karakterisert ved at lo det mottatte frekvensmodulerte signal, før m det begrenses, kombineres med et sinus- el formet signal som har en amplitude som f£ er større enn amplituden av FM-signalet si og en fase som til enhver tid er automatisk styrt slik at den er tilnærmet i fase med n FM-signalet og at negativ tilbakekobling f£ med hensyn til FM-signalet tilveiebringes (I på i og for seg kjent måte ved å frekvens- bi modulere en lokaloscillator i det siste mel- u lomfrekvenstrinn så denne til enhver tid fr følger frekvensdeviasjonene av FM-signalet. , di 2. FM-mottager ifølge påstand 1, ka- F rakterisert ved at det sinusformede signals di fase styres av en automatisk fasestyre- n krets (14, fig. 2) som sammenligner fasen si av signalene som er tilstede i den ampli- se tudemodulerte utgangen av en detektor (13) rr og i mottagerens frekvensdiskriminator- s« utgang (8). n 3. FM-mottager ifølge påstand 1, karakterisert ved at det sinusformede signals fase styres av en automatisk fase- -

Claims (1)

1. styrekrets (14, fig. 5) som sammenligner fasen av bærebølgesignalet i det siste mellomfrekvenssignalet oms er utskilt fra det mottatte signal etter å ha passert gjennom et smalt båndpassfilter (13, fig. 5) med fasen av det kombinerende sinusformede signal.

   4. FM-mottager ifølge påstand 1, karakterisert ved at det sinusformede signals fase styres av en automatisk fasestyrekrets (25, fig. 6) som sammenligner fasen av en bestemt frekvens (f. eks. F,) i mottagerutgangssignalet med fasen av den bestemte frekvens' annenharmoniske komponent. 5. FM-mottager ifølge påstand 1, hvor den negative tilbakekobling med hensyn til FM-signalet tilveiebringes ved frekvens-deviasjon for mellomfrekvenssignalet, karakterisert ved at det siste mellomfrekvens-signal frembringes ved å omforme frekvensen av det mottatte signal ved frekvens-multiplikasjon og så bruke produktfrekven-sen som lokaloscillatorfrekvens ved den nevnte frekvensomforming.