NO126829B

NO126829B -

Info

Publication number: NO126829B
Application number: NO381269A
Authority: NO
Inventors: Antonin Valenta
Original assignee: Antonin Valenta
Priority date: 1968-11-18
Filing date: 1969-09-24
Publication date: 1973-04-02
Also published as: LU59201A1; DK143586C; SE370174B; CH518692A; DE6807480U; BE735398A; FR2023493A1; AT324884B; NL6917070A; DK143586B

Description

Automatisk styrkekontroll. Automatic strength control.

Denne oppfinnelse angår automatisk styrkekontroll i sin alminnelighet og i sær-deleshet en forbedret, forsterket, automatisk styrkekontroll. This invention relates to automatic strength control in general and, in particular, to an improved, enhanced, automatic strength control.

Mikrobølgemottakere for troposfærisk scatter krever en automatisk styrkekontroll med et ekstremt stort dynamisk område på grunn av store variasjoner i det mottatte signalets amplitude eller styrke. Styrkekontrollens tidskonstant må være liten, mindre enn 0,01 sekund, dersom styrkekontrollen skal kunne følge den hurtige fadingen. Microwave receivers for tropospheric scatter require an automatic power control with an extremely large dynamic range due to large variations in the amplitude or strength of the received signal. The strength control's time constant must be small, less than 0.01 second, if the strength control is to be able to follow the rapid fading.

I den senere tid har det vært alminne-lig å anvende forsterket automatisk styrkekontroll med vakuumrør i kontrollkretsen i den hensikt å utvide kontrollområdet og holde utgangssignalet selativt konstant. Etter at transistorene er kommet har også disse vært benyttet i styrkekontrollkretsen for å oppnå et utvidet kontrollområde og holde utgangssignalet relativt konstant. In recent times, it has been common to use reinforced automatic strength control with vacuum tubes in the control circuit with the aim of expanding the control range and keeping the output signal relatively constant. After the transistors have arrived, these have also been used in the strength control circuit to achieve an extended control range and keep the output signal relatively constant.

I disse styrkekontrollkretsene med transistorer har forspenningen til kollektoren vært tilført fra en konstant spenningskilde. In these power control circuits with transistors, the bias voltage to the collector has been supplied from a constant voltage source.

Et formål med denne oppfinnelse er å tilveiebringe en forbedret, forsterket, automatisk styrkekontroll med et større kontrollområde. An object of this invention is to provide an improved, enhanced, automatic force control with a larger control range.

Et annet formål med oppfinnelsen er Another object of the invention is

å tilveiebringe en forsterket, automatisk styrkekontroll for en forsterkerkrets med en transistor og også tilveiebringe et større kontrollområde. to provide an enhanced automatic gain control for a transistor amplifier circuit and also to provide a larger control range.

Det særegne ved oppfinnelsen er at ut-gangselektroden på en transistor i kontrollkretsen blir tilført en variabel likefor-spenning som varierer omvendt proporsjonalt med signalnivået. Denne utgangselek-trode har en spenning som er 180 grader ute av fase med spenningen på inngangs-elektroden. The peculiarity of the invention is that the output electrode of a transistor in the control circuit is supplied with a variable DC voltage which varies inversely proportional to the signal level. This output electrode has a voltage that is 180 degrees out of phase with the voltage on the input electrode.

Katodespenningen i et forsterkertrinn som blir styrt, kan benyttes som variabel spenning for tilførsel til utgangselektro-den på styrkekontrollkretsens transistor. The cathode voltage in an amplifier stage that is controlled can be used as a variable voltage for supply to the output electrode of the power control circuit's transistor.

De ovennevnte og andre formål og sær-trekk ved oppfinnelsen vil klarere fremgå av følgende detaljerte beskrivelse i forbindelse med de vedlagte tegninger, hvor: Fig. 1 er et skjema som viser en utfø-relsesform av en forsterket, automatisk styrkekontroll ifølge oppfinnelsen. Fig. 2 viser et sett kurver som angir utgangsspenningen i forhold til inngangsspenningen for forskjellige signalnivåer. Derved vises det økede kontrollområde som kan oppnås med kretsen i fig. 1. Fig. 1 viser en forsterket automatisk styrkekontrollkrets 1 ifølge oppfinnelsen, i forbindelse med en mellomfrekvensforsterker 2 med flere forsterkertrinn. Forsterkertrinnene 3 og 4 er vist skjematisk, mens de øvrige og lignende forsterkertrinn er vist ved blokk 5. Forsterkersystemet 2 er av en type som kan benyttes i en mikrobølgemot-tager for troposfærisk scatter, og som da vil være stabilisert med direkte tilbakekob-ling til styregitteret på rørene i hvert en-kelt trinn. Denne tilbakekoblingskrets er ikke vist for å gjøre fremstillingen klarere med hensyn til detalj beskrivelsen av den automatiske styrkekontroll ifølge oppfinnelsen. I korthet kan det imidlertid nevnes at katodemotstandene 6 og 7 er relativt store, og i praksis vil da likespenningstil-førselen til styregitteret i alle trinn kunne tilføres fra en kilde på + 6 V over jordpo-tensialet. Når + 6 V er tilført gitteret, er spenningen fra katoden til jord tilnærmet + 8 V. Under disse forhold vil enhver for-andring i rørets katodestrøm bli betydelig redusert på grunn av den omvendte foran-dring i spenningen mellom gitter og katode, hvilket virker til å stabilisere rørets forsterkning. The above-mentioned and other purposes and special features of the invention will appear more clearly from the following detailed description in connection with the attached drawings, where: Fig. 1 is a diagram showing an embodiment of a reinforced, automatic force control according to the invention. Fig. 2 shows a set of curves indicating the output voltage in relation to the input voltage for different signal levels. This shows the increased control range that can be achieved with the circuit in fig. 1. Fig. 1 shows an amplified automatic strength control circuit 1 according to the invention, in connection with an intermediate frequency amplifier 2 with several amplifier stages. Amplifier stages 3 and 4 are shown schematically, while the other and similar amplifier stages are shown at block 5. Amplifier system 2 is of a type that can be used in a microwave receiver for tropospheric scatter, and which will then be stabilized with direct feedback to the guide grid on the pipes in every single step. This feedback circuit is not shown in order to make the presentation clearer with respect to the detailed description of the automatic force control according to the invention. Briefly, however, it can be mentioned that the cathode resistors 6 and 7 are relatively large, and in practice the direct voltage supply to the control grid in all stages can be supplied from a source of + 6 V above ground potential. When + 6 V is applied to the grid, the voltage from the cathode to ground is approximately + 8 V. Under these conditions, any change in the tube's cathode current will be significantly reduced due to the reverse change in the voltage between grid and cathode, which acts to stabilize the pipe's reinforcement.

Etter å ha omtalt forsterkersystemet 2 generelt, vil den forsterkede automatiske styrkekontrollkrets 1, ifølge oppfinnelsen, bli detaljert beskrevet. Som tidligere nevnt, vil den følge den raske fadingen som opp-trer ved mottagningen av scattersignaler fra troposfæren, og samtidig tilveiebringe en vesentlig konstant utgangsspenning fra forsterkersystemet 2. Transistoren 8 er koblet mellom utgangen 9 fra forsterkersystemet 2 og forsterkertrinnene (4 og 3 samt de to første) for å kontrollere forsterkningen av disse trinn og dermed utgangsspenningen fra forsterkersystemet 2. Mens styrkekontrollen her oppnås over de to trinnene i system 2, er det åpenbart at bare ett, eller flere enn to trinn kan styres, og eventuelt kan hele forsterkersystemet 2 bestå av bare ett trinn som forsterkningen styres for. After having discussed the amplifier system 2 in general, the amplified automatic strength control circuit 1, according to the invention, will be described in detail. As previously mentioned, it will follow the rapid fading that occurs when receiving scatter signals from the troposphere, and at the same time provide a substantially constant output voltage from the amplifier system 2. The transistor 8 is connected between the output 9 of the amplifier system 2 and the amplifier stages (4 and 3 as well as the first two) to control the amplification of these stages and thus the output voltage from amplifier system 2. While the strength control here is achieved over the two stages in system 2, it is obvious that only one, or more than two stages can be controlled, and possibly the entire amplifier system 2 consist of only one stage for which the gain is controlled.

Transistoren 8 er vist på skjemaet som en NPN sjikttransistor, f. eks. en «Texas Instrument Company Type 904 A Grown Junction Transistor». Det er kjent at i en NPN sjikttransistor med jordet emitter E, vil spenningen fra kollekteren C til jord være 180 grader ute av fase med spenningen fra basis B til jord. Dette samme fase-forholdet kan oppnås ved å benytte en PNP sjikttransistor med kollekteren C jordet og med utgang fra emitteren E, Det fremgår derved at begge disse typer av transistorer kan benyttes i den krets oppfinnelsen omhandler, likeså enhver annen type transistorer som, når den er riktig innkoblet i kretsen gir den ønskede 180 graders faseforskyvning mellom inngang og utgang. Den etterfølgende beskrivelse omhandler styrkekontroll med anvendelse av en NPN sjikttransistor av den type som på engelsk betegnes «grown type», men det er underforstått at enhver annen transistor som oppfyller det ovennevnte krav, f. eks. en diffusjonssjikttransistor eller en punktkontakttransistor, kan erstatte den ovennevnte transistor. The transistor 8 is shown in the diagram as an NPN layer transistor, e.g. a "Texas Instrument Company Type 904 A Grown Junction Transistor". It is known that in an NPN layer transistor with grounded emitter E, the voltage from collector C to ground will be 180 degrees out of phase with the voltage from base B to ground. This same phase relationship can be achieved by using a PNP layer transistor with the collector C grounded and with the output from the emitter E. It is thereby clear that both these types of transistors can be used in the circuit the invention deals with, as well as any other type of transistors which, when the is correctly connected in the circuit gives the desired 180 degree phase shift between input and output. The following description deals with strength control using an NPN layer transistor of the type that is called "grown type" in English, but it is understood that any other transistor that meets the above requirement, e.g. a diffusion layer transistor or a point contact transistor can replace the above transistor.

Utgangsnivået fra forsterkeren 2 på-virker direkte likeretteren 10. Likeretteren 10 er vist som en krystallikeretter, men det er klart at et elektronrør kan erstatte denne. Utgangsspenningen fra likeretteren 10 er en styrespenning som varierer direkte proporsjonalt med nivåvariasjonene i signalet fra forsterkersystemet 2, og følgelig proporsjonalt med signalet over inngangen 11. Denne styrespenningen dannes over potentiometeret 13 og en del av den er på-trykket basis B på transistoren 8, som har emitteren E jordet gjennom en motstand 12. Styrespenningens størrelse, som kan varieres med potensialet 13, bestemmer den grad av kontroll som kan oppnås med kontrollkretsen i den øvre del av kontrollområdet. Potentiometeret 13 blir justert til en optimal innstilling av den spesielle transistor som anvendes. The output level from the amplifier 2 directly affects the rectifier 10. The rectifier 10 is shown as a crystal rectifier, but it is clear that an electron tube can replace this. The output voltage from the rectifier 10 is a control voltage that varies directly proportionally with the level variations in the signal from the amplifier system 2, and consequently proportionally with the signal across the input 11. This control voltage is formed across the potentiometer 13 and part of it is applied to the base B of the transistor 8, which has the emitter E grounded through a resistor 12. The magnitude of the control voltage, which can be varied with the potential 13, determines the degree of control that can be achieved with the control circuit in the upper part of the control range. The potentiometer 13 is adjusted to an optimal setting for the particular transistor used.

Utgangsspenningen fra kollekteren C til jord er 180 grader ute av fase med den spenning som tilføres basis B. Denne utgangsspenning som altså er omvendt proporsjonal med signalets nivå, blir så koblet til gitter 16 i rør 17 i trinn 3 gjennom en motstand 18. Den samme utgangsspenningen blir også koblet fra punkt 15 til styre-gitter 19 i rør 20, trinn 4, gjennom isole-ringsmotstandene 21 og 22. Den nødvendige forspenning for kollekteren C som i tidligere kjente koblinger har vært tilført fra en konstant spenningskilde, blir her tilført fra spenningsfallet over katodemotstanden 6 i katodekretsen 17 i trinn 3. The output voltage from collector C to ground is 180 degrees out of phase with the voltage supplied to base B. This output voltage, which is thus inversely proportional to the level of the signal, is then connected to grid 16 in tube 17 in stage 3 through a resistor 18. The same the output voltage is also connected from point 15 to the control grid 19 in tube 20, stage 4, through the insulation resistances 21 and 22. The necessary bias voltage for the collector C, which in previously known connections has been supplied from a constant voltage source, is here supplied from the voltage drop across the cathode resistor 6 in the cathode circuit 17 in step 3.

I enhver transistorkrets med faste kretselementer og hvor transistorene benyttes innenfor sitt gitte parameterområ-de, er maksimum spenning og strøm bestemt av forspenningen på transistoren. Minimum og maksimum spenningsfall over transistoren er likeledes direkte en funksjon av forspenningen. I de fleste praktiske tilfelle er det et fast forhold mellom maksimum og minimum spenningsfall og forspenningen, følgelig må det benyttes en meget lav forspenning for at et lite spenningsfall skal kunne tilveiebringes og en relativt høy forspenning må tilføres dersom et stort spenningsfall er ønskelig. Følgelig må forspenningen kunne varieres meget dersom et stort forhold mellom maksimum og minimum spenningsfall skal kunne oppnås. In any transistor circuit with fixed circuit elements and where the transistors are used within their given parameter range, the maximum voltage and current are determined by the bias voltage on the transistor. The minimum and maximum voltage drop across the transistor is also directly a function of the bias voltage. In most practical cases there is a fixed relationship between the maximum and minimum voltage drop and the bias voltage, consequently a very low bias voltage must be used so that a small voltage drop can be provided and a relatively high bias voltage must be applied if a large voltage drop is desired. Consequently, the bias voltage must be able to be varied widely if a large ratio between maximum and minimum voltage drop is to be achieved.

Virkemåten av den forsterkede automatiske styrkekontroll ifølge oppfinnelsen er forklart nedenfor. Hvis signalnivået på inngang 11 er høyt, blir nivået på utgang 9 høyt og basis B har en høy spenning. Spenningen fra kollekteren C til jord er lav fordi dette spenningsfall er 180 grader ute av fase i forhold til tilførte spenning over basis B. Hvis inngangsspenningen er høyest mulig, blir kollektorspenningen la-vest, og størrelsen avhenger av transistoren og størrelsen av forspenningen koblet 1 til kollekteren C. I denne tilstand får gitrene 16 og 19 gjennom motstandene 14, 18, i 21 og 22 en forspenning som på det laveste nesten fullstendig sperrer rørene 17 og 20. Ved at disse rørene 17 og 20 nesten sperres, reduseres spenningsfallet over katodemotstanden 6 i rør 17 og følgelig reduseres forspenningen til transistorens kollekter C nettopp når minimal kollektorspenning j kreves for å oppnå et lite spenningsfall over transistoren 8. Virkningen av denne reduserte forspenning er at den minimums-spenning som kan oppnås i punkt 15 og på gitrene 16 og 19 senkes, og derved blir det mulig å sperre rørene 17 og 20 fullstendig uten bruk av en ekstra negativ forspenningskilde og uten å øke den positive ano-deforspenningskilde. Da spenningen i punkt 15 er en fast del av kollektorspenningen C på kollekteren 8, følger det at når transistoren er sperret av spenningen fra kry-stalldetektoren 10, er minimumspenningen i punkt 15 bestemt av kollektorforspennin-gen. Denne trinnvise innstilling av den variable forspenning til kollekteren C på transistoren 8 og forspenningen av gitrene i rørene 17 og 20, utvider det område av inngangsspenninger over hvilke styrkekontrollen virker ifølge oppfinnelsen. Dette re-duserer forsterkningen i trinnene 3 og 4 og bringer derved utgangssignalets nivå ned til det område som er ønskelig. The operation of the enhanced automatic strength control according to the invention is explained below. If the signal level at input 11 is high, the level at output 9 becomes high and base B has a high voltage. The voltage from collector C to ground is low because this voltage drop is 180 degrees out of phase with respect to the applied voltage across base B. If the input voltage is as high as possible, the collector voltage becomes low-vest, and its magnitude depends on the transistor and the magnitude of the bias voltage connected to 1 the collector C. In this state, the grids 16 and 19 through the resistors 14, 18, i 21 and 22 receive a bias which, at the lowest, almost completely blocks the tubes 17 and 20. As these tubes 17 and 20 are almost blocked, the voltage drop across the cathode resistor 6 is reduced in tube 17 and consequently the bias voltage to the collector C of the transistor is reduced precisely when minimum collector voltage j is required to achieve a small voltage drop across the transistor 8. The effect of this reduced bias voltage is that the minimum voltage that can be achieved at point 15 and on the grids 16 and 19 is lowered, and thereby it becomes possible to block the tubes 17 and 20 completely without using an additional negative bias source and without increasing it p ositive anode-debias source. As the voltage at point 15 is a fixed part of the collector voltage C on the collector 8, it follows that when the transistor is blocked by the voltage from the crystal detector 10, the minimum voltage at point 15 is determined by the collector bias. This step-by-step setting of the variable bias voltage to the collector C of the transistor 8 and the bias voltage of the grids in the tubes 17 and 20 expands the range of input voltages over which the strength control works according to the invention. This reduces the amplification in steps 3 and 4 and thereby brings the output signal level down to the desired range.

Hvis videre signalnivået på inngang 11 når sitt minimum, blir spenningsfallet over kollekteren C mot jord maksimum. Den forspenning som nå kobles gjennom motstandene 14, 18, 21 og 22 øker spenningen på gitrene 16 og 19 vesentlig, nesten til samme spenning som katoden. Følgelig er forspenningen på gitrene 16 og 19 bare bestemt av spenningsfallet over motstand 6 minus det relativt lille spenningsfallet over transistoren 8 fra basis B til kollekteren C, et spenningsfall som bare beløper seg til en brøkdel av en volt. Dette bevir-ker så at forsterkningen i trinn 3 og 4 økes for derved å bringe signalnivået på utgangen opp i det ønskede område. If the signal level at input 11 reaches its minimum, the voltage drop across the collector C to ground becomes maximum. The bias voltage which is now connected through the resistors 14, 18, 21 and 22 increases the voltage on the grids 16 and 19 substantially, almost to the same voltage as the cathode. Consequently, the bias voltage on the grids 16 and 19 is determined only by the voltage drop across resistor 6 minus the relatively small voltage drop across transistor 8 from base B to collector C, a voltage drop which amounts to only a fraction of a volt. This then causes the amplification in stages 3 and 4 to be increased to thereby bring the signal level at the output up into the desired range.

Mellom disse to ekstreme tilfeller virker kontrollkretsen til å justere forspenningen til gitrene 16 og 19 for derved å holde utgangssignalet tilnærmet konstant og samtidig variere forspenningen til kollekteren C på transistoren 8 omvendt proporsjonalt med signalnivået på utgangen. Between these two extreme cases, the control circuit acts to adjust the bias voltage of the grids 16 and 19 to thereby keep the output signal approximately constant and at the same time vary the bias voltage of the collector C of the transistor 8 inversely proportional to the signal level at the output.

Det er klart fra det som ovenfor er sagt om arbeidsmåten at når rør 17 er sperret, blir spenningsfallet' over katodemotstanden 6 null, og ingen spenning kan tilføres transistoren. For å hindre at kol-ektorspenningen når null, er der en liten lekkasjestrøm gjennom motstand 6 over motstandene 23 og 24 som er koblet til ano-aespenningskilden for røret 17. Denne lek-ttasjestrøm er justert slik at det oppstår tilstrekkelig spenning til- at transistoren kan arbeide. It is clear from what has been said above about the mode of operation that when tube 17 is blocked, the voltage drop across the cathode resistor 6 becomes zero, and no voltage can be supplied to the transistor. In order to prevent the collector voltage from reaching zero, there is a small leakage current through resistor 6 across the resistors 23 and 24 which are connected to the anode voltage source for the tube 17. This leakage current is adjusted so that sufficient voltage occurs so that the transistor can work.

Den forsterkede automatiske styrkekontroll ifølge oppfinnelsen har følgende fordeler. For det første tilveiebringes både veksel- og likestrømforsterkning i tilbake-koblingskretsen som innbefatter transistoren 8 og katodemotstanden 6, uten bruk av negative spenningskilder eller store positive anodespenningskilder. For det annet justeres øvre og nedre grense av styrke-kontrollområdet automatisk ved at den variable forspenningen som er koblet til kollekteren C er direkte proporsjonal med utgangsspenningen fra kollekteren C. For det tredje oppnås en reduksjon i virkningen av endrede rørparametre ved hjelp av tilba-kekoblingen til den variable transistor-krafttilførselskrets. For det fjerde trenges ingen spesiell negativ spenningskilde for den forsterkede automatiske styrkekontroll. For det femte er kontrollområdet utvidet fordi forspenningen til kollekteren C reduseres til en meget liten verdi avhen-gig av den spenning som produseres over katodemotstanden 6 på grunn av lekkasje-strømmen. The enhanced automatic force control according to the invention has the following advantages. Firstly, both AC and DC amplification is provided in the feedback circuit comprising transistor 8 and cathode resistor 6, without the use of negative voltage sources or large positive anode voltage sources. Second, the upper and lower limits of the strength control range are automatically adjusted by the variable bias voltage connected to the collector C being directly proportional to the output voltage from the collector C. Third, a reduction in the effect of changing tube parameters is achieved by means of the feedback to the variable transistor power supply circuit. Fourth, no special negative voltage source is needed for the enhanced automatic strength control. Fifthly, the control range is extended because the bias voltage to the collector C is reduced to a very small value depending on the voltage produced across the cathode resistor 6 due to the leakage current.

Fig. 2 viser tre kurver 25, 26 og 27 som angir utgangsspenning som funksjon av inngangsspenning oppnådd med et for-sterkersystem med styrkekontroll ifølge oppfinnelsen. Tilsvarende resultat kan oppnås med tidligere kjente kretser for automatisk styrkekontroll, men da med negativ forspenningskilde og meget mer kompliserte kretser som også gir betydelig mindre stabilitet. Forsterkersystemet er en 70 Mp/s mellomfrekvensforsterker med Fig. 2 shows three curves 25, 26 and 27 which indicate output voltage as a function of input voltage obtained with an amplifier system with power control according to the invention. Similar results can be achieved with previously known circuits for automatic strength control, but then with a negative bias source and much more complicated circuits which also provide considerably less stability. The amplifier system is a 70 Mp/s intermediate frequency amplifier with

tilnærmet 10 Mp/s båndbredde mellom 3 approximately 10 Mp/s bandwidth between 3

db punktene. Kurvene 25, 26 og 27 viser utgangsnivået justert til tre forskjellige signalnivåer. En forsterkning på mer enn 60 db ble oppnådd med den styrkekontrollkrets som er vist i fig. 1 når maksimal kontroll ble innstilt ved hjelp av potentiometeret 13, og utgangsnivået ble holdt på ca. 0,4 V. For endringer i inngangsnivået fra 700 mikrovolt til 2 x 106 mikrovolt for-andret utgangsnivået seg fra 0,4 til 0,6 V. Dette er vist grafisk i kurve 27. db points. Curves 25, 26 and 27 show the output level adjusted to three different signal levels. A gain of more than 60 db was achieved with the gain control circuit shown in fig. 1 when maximum control was set using potentiometer 13, and the output level was kept at approx. 0.4 V. For changes in the input level from 700 microvolts to 2 x 106 microvolts, the output level changed from 0.4 to 0.6 V. This is shown graphically in curve 27.

Claims

Automatic power control circuit for an amplifier, comprising means in the output circuit of the amplifier to provide a control voltage which varies in direct proportion to signal level variations, and a transistor with three electrodes, the first of which is supplied with the control voltage, the second is connected to ground and the third to which voltage is 180 degrees out of phase in relation to the voltage of the first electrode, is connected to the amplifier to control its amplification and provide an approximately constant signal level in its output circuit, characterized in that a variable bias voltage that varies inversely proportional to the signal level is supplied to it third of the mentioned electrodes.