NO125752B

NO125752B -

Info

Publication number: NO125752B
Application number: NO154469A
Authority: NO
Inventors: Petter M Bakken
Original assignee: Elektronikklaboratoriet Ved Nt
Priority date: 1969-04-16
Filing date: 1969-04-16
Publication date: 1972-10-23
Also published as: JPS5019029B1; DE2018102A1; FR2044726B1; GB1263434A; SE354162B; FR2044726A1; CA966560A

Description

Elektronisk amplitudemodulator Electronic amplitude modulator

for modulering av signaler beregnet for modulation of signals calculated

for navigasjonsformål. for navigation purposes.

En viktig del i kurssenderanlegg for instrumentlandingssystemer An important part in heading transmitter systems for instrument landing systems

(ILS) utgjøres av modulatoren. Denne modulator modulerer lavfrekvenssignaler på henholdsvis 90 og 150 Hz inn på radio- eller høy-, frekvenssignalet fra senderen, slik at det tilhørende antennesystem kan tilføres de signaler som forutsettes i henhold til den konvensjonelle oppbygning av slike systemer. (ILS) is made up of the modulator. This modulator modulates low-frequency signals of 90 and 150 Hz respectively onto the radio or high-frequency signal from the transmitter, so that the corresponding antenna system can be supplied with the signals required according to the conventional structure of such systems.

Foreliggende oppfinnelse tar spesielt sikte på å frembringe en amplitudemodulator for ovennevnte formål, men det vil innsees at modulatoren ifølge oppfinnelsen også kan anvendes for modulering av signaler for andre navigasjonsformål. The present invention specifically aims to produce an amplitude modulator for the above-mentioned purpose, but it will be realized that the modulator according to the invention can also be used for modulating signals for other navigation purposes.

Blant de krav som stilles til modulatorer for slike formål, skal særlig nevnes de strenge krav til faseskift gjennom modulatoren og til balansen mellom modulasjonsdybden for de to lavfrekvenssignaler. Kravene i disse henseender er langt strengere enn de som stilles til modulatorer for vanlige kommunikasjonsformål. Among the requirements placed on modulators for such purposes, particular mention must be made of the strict requirements for phase shift through the modulator and for the balance between the modulation depth for the two low-frequency signals. The requirements in these respects are far stricter than those placed on modulators for ordinary communication purposes.

For å oppnå tilstrekkelig presisjon og langtidsstabilitet har det tidligere vært vanlig å bruke mekaniske modulatorer for disse formål. Slike mekaniske modulatorer er basert på anvendelse av rotorer som dreies med konstant omdreiningshastighet og som modulerer effekten ved å innføre kapasitetsendringer i elektriske kretser. Et eksempel på slike mekaniske modulatorer av konvensjonell type er beskrevet i norsk patent 85.874. In order to achieve sufficient precision and long-term stability, it has previously been common to use mechanical modulators for these purposes. Such mechanical modulators are based on the use of rotors which are rotated at a constant rotational speed and which modulate the effect by introducing capacity changes in electrical circuits. An example of such conventional mechanical modulators is described in Norwegian patent 85,874.

Det har vært et ønske å komme bort fra de konvensjonelle modulatorer basert på mekanisk bevegelse, som bl.a. medfører ulemper med hensyn til uønskede modulasjonsfrekvenser, særlig frekvensene 30 og 60 Hz, og kryssmodulasjon. De roterende mekaniske deler er videre ansett for mindre tilfredsstillende når det gjelder driftssikkerhet og vedlikehold. There has been a desire to move away from the conventional modulators based on mechanical movement, which i.a. entails disadvantages with regard to unwanted modulation frequencies, in particular the frequencies 30 and 60 Hz, and cross-modulation. The rotating mechanical parts are also considered less satisfactory in terms of reliability and maintenance.

Det har derfor vært utviklet elektroniske modulatorer som er uavhengige av bevegelige deler. Britiske patentskrifter 1.134.540 Electronic modulators have therefore been developed which are independent of moving parts. British patent documents 1,134,540

og 1.174.070 omhandler slike elektroniske modulatorer. Disse omfatter en anordning som bringer utgangssignalets amplitude til å anta et antall faste verdier i en slik rekkefølge at den ønskede omhylningskurve for utgangssignalet blir oppnådd med tilstrekkelig tilnærmelse. and 1,174,070 deal with such electronic modulators. These comprise a device which brings the amplitude of the output signal to assume a number of fixed values in such an order that the desired envelope curve for the output signal is obtained with sufficient approximation.

Ved således å sørge for at omhylningskurven for utgangssignalet antar form av en trappekurve, utnyttes blant annet den erkjennelse at kravene til klirrfaktor i den nevnte omhylningskurve er forholds-vis moderate i henhold til de internasjonalt fastlagte regler for instrumentlandingssystemer. Ifølge disse regler blir det tillatt opp til 10 % klirr i omhylningskurven. Når en sinusbølge tilnær-mes med en trappekurve med konstant trinnhøyde, er klirrfaktoren k bestemt av uttrykket: der N er antall trinn pr. halvperiode, hvilket betyr at det totale antall trinn blir 2N+1. Hvis det brukes 15 trinn, blir klirrfaktoren By thus ensuring that the envelope curve for the output signal takes the form of a staircase curve, the recognition that the requirements for jitter factor in the aforementioned envelope curve are relatively moderate in accordance with the internationally established rules for instrument landing systems is used, among other things. According to these rules, up to 10% clatter is allowed in the wrapping basket. When a sine wave is approximated by a staircase curve with a constant step height, the jitter factor k is determined by the expression: where N is the number of steps per half period, which means that the total number of steps becomes 2N+1. If 15 steps are used, the jitter factor becomes

Virkemåten av modulatorer efter dette prinsipp kan være bestemt av passive komponenter. Dette medfører den fordel at langstidsstabili-teten er svært god og at modulasjonen vil være uavhengig av effektnivået i bærebølgen. The operation of modulators according to this principle can be determined by passive components. This has the advantage that the long-term stability is very good and that the modulation will be independent of the power level in the carrier wave.

Det er formålet med denne oppfinnelse å tilveiebringe en forbedret og forenklet elektronisk modulator av ovenfor omtalte type, og dette er ifølge oppfinnelsen oppnådd med de nye og særegne trekk som er nærmere angitt i patentkravene. It is the purpose of this invention to provide an improved and simplified electronic modulator of the type mentioned above, and this has been achieved according to the invention with the new and distinctive features which are specified in more detail in the patent claims.

Den nevnte anordning i modulatoren for frembringelse av den trappe-lignende omhylningskurve for utgangssignalet, omfatter ifølge oppfinnelsen minst én transmisjonslinje innrettet til å kunne kortsluttes elektronisk ved hjelp av kortslutningsinnretninger anbragt på forut valgte, faste punkter langs linjen. The aforementioned device in the modulator for producing the staircase-like envelope curve for the output signal comprises, according to the invention, at least one transmission line arranged to be short-circuited electronically by means of short-circuiting devices placed at preselected, fixed points along the line.

Ved at modulasjonsvirkningen på denne måte baseres på lengden av transmisjonslinjer blir det oppnådd at både den ønskede høyfrekvens-eller bærebølgefaselåsning og modulasjonsgraden blir meget stabile. Dette er av stor viktighet i kurssenderanlegg for instrumentlandings-systerner. By basing the modulation effect in this way on the length of transmission lines, it is achieved that both the desired high-frequency or carrier wave phase locking and the degree of modulation become very stable. This is of great importance in heading transmitter systems for instrument landing systems.

Lengden av transmisjonslinjen eller -linjene varieres ved hjelp av den nevnte elektroniske kortslutning, f.eks. i form av dioder, som styres av likestrømpulser fra dertil innrettede koblingskretser. The length of the transmission line or lines is varied by means of the aforementioned electronic short circuit, e.g. in the form of diodes, which are controlled by direct current pulses from specially designed switching circuits.

En mer detaljert forklaring av oppfinnelsen, dens særegne trekk A more detailed explanation of the invention, its distinctive features

og mulige utførelsesformer blir gitt i den følgende beskrivelse under henvisning til tegningene, hvor: Figur 1 viser et forenklet prinsippskjerna for en modulator oppbygget i henhold til en første utførelsesform for oppfinnelsen , Figur 2 viser et tilsvarende prinsippskjerna for en annen ut-førelsesform for oppfinnelsen, and possible embodiments are given in the following description with reference to the drawings, where: Figure 1 shows a simplified principle core for a modulator constructed according to a first embodiment of the invention, Figure 2 shows a corresponding principle core for another embodiment of the invention,

figur 3 viser et blokkskjema for styre- og koblingskretser figure 3 shows a block diagram for control and connection circuits

for transmisjonslinjene i modulatoren ifølge oppfinnelsen for the transmission lines in the modulator according to the invention

og and

figur 4 viser et utsnitt av et forenklet koblingsskjema for figure 4 shows a section of a simplified connection diagram for

koblingskretsene. the connection circuits.

Prinsippskjemaet på figur 1 viser en oppbygning svarende til det konvensjonelle arrangement for modulering av et høyfrekvens- eller bærebølgesignal RF som tilføres fra den tilhørende sender, forsåvidt som det inneholder en inngangshybrid 1 med avslutningsmotstand 3, The principle diagram in Figure 1 shows a structure corresponding to the conventional arrangement for modulating a high-frequency or carrier wave signal RF which is supplied from the associated transmitter, provided that it contains an input hybrid 1 with terminating resistor 3,

to modulatorer 4 og 5 for henholdsvis 90 Hz og 150 Hz modulasjon, two modulators 4 and 5 for 90 Hz and 150 Hz modulation respectively,

og en utgangshybrid 2 med utganger CSB og SBO for kombinasjonen av bærebølgen og sidebåndene, henholdsvis sidebåndene alene. Disse to utganger fører de nevnte respektive signaler til et fordelingsnett-verk som fordeler signalene på enkeltantennene i det tilhørende antennesystem. Den efterfølgende behandling av signalene fra de to utganger CSB og SBO i fordelingsnettverket og antennesystemet kan skje på konvensjonell måte og skal ikke omtales nærmere her. and an output hybrid 2 with outputs CSB and SBO for the combination of the carrier wave and the sidebands, respectively the sidebands alone. These two outputs lead the mentioned respective signals to a distribution network which distributes the signals to the individual antennas in the associated antenna system. The subsequent processing of the signals from the two outputs CSB and SBO in the distribution network and the antenna system can be done in a conventional way and shall not be discussed in more detail here.

Mens de to modulatorer i tidligere anvendte konstruksjoner for bruk While the two modulators in previously used constructions for use

i instrumentlandingssystemer har vært basert på mekanisk bevegelige deler, er modulatorene 4 og 5 som anvendes i forbindelse med oppfinnelsen, oppbygget med rent elektroniske komponenter og arbeider efter det ovenfor omtalte trappekurve-prinsipp. På figur 1 er bare modulatoren 4 vist med sine enkelte komponenter, mens modulatoren 5 er antydet som en blokk, idet denne er oppbygget på nøyaktig samme måte som modulatoren 4. in instrument landing systems have been based on mechanically moving parts, the modulators 4 and 5 used in connection with the invention are made up of purely electronic components and work according to the above-mentioned stair curve principle. In Figure 1, only the modulator 4 is shown with its individual components, while the modulator 5 is indicated as a block, as this is constructed in exactly the same way as the modulator 4.

I inngangshybriden 1 blir bærebølgen fra sender splittet opp i to In the input hybrid 1, the carrier wave from the transmitter is split in two

like deler som føres til hver sin av de to modulatorer 4 og 5. De respektive modulerte signaler V2°9 V22 som leveres fra modulatorene, tilføres utgangshybriden 2 som på i og for seg kjent og vanlig måte kombinerer disse signaler til de nevnte signaler CSB og SBO. equal parts which are fed to each of the two modulators 4 and 5. The respective modulated signals V2°9 V22 which are delivered from the modulators are fed to the output hybrid 2 which in a known and usual manner combines these signals into the aforementioned signals CSB and SBO.

Virkemåten av modulatoren 4 på figur 1 baserer seg på en oppsplit- The operation of the modulator 4 in Figure 1 is based on a split

ting av inngangssignalet til hybriden 6 i to signalveier med hver sin faseforskyver som er innrettet til å avstedkomme en faseforskyv- thing of the input signal to the hybrid 6 in two signal paths, each with a phase shifter which is arranged to produce a phase shift-

ning som er like stor, men med motsatt fortegn i de to signalveier, hvorefter de motsatt faseforskjøvne signaler blir tilført en hybrid 7 som kombinerer signalene til henholdsvis et nyttig utgangssignal V2 og et unyttig utgangssignal V.^, som blir absorbert i avslutningsmotstanden 11. De nevnte motsatte faseforskyvninger er på figur 1 betegnet med de respektive vinkler +<J) og -<}). Fasef orsk j ellen mellom de to signaler som tilføres inngangene på hybriden 7, vil i henhold til dette være 2ty og det vil innsees at de nevnte signaler V. og V ? får følgende form: ning which is of the same magnitude but of opposite sign in the two signal paths, after which the oppositely phase-shifted signals are fed to a hybrid 7 which combines the signals into a useful output signal V2 and a useless output signal V.^ respectively, which are absorbed in the terminating resistor 11. The said opposite phase shifts are denoted in Figure 1 by the respective angles +<J) and -<}). The phase difference between the two signals supplied to the inputs of the hybrid 7 will accordingly be 2ty and it will be realized that the said signals V. and V ? takes the following form:

I ovenstående ligninger er VQ den spenning som tilføres hybriden 6. Det fremgår at fasen av utgangsspenningene og V"2 er uavhengig In the above equations, VQ is the voltage supplied to the hybrid 6. It appears that the phase of the output voltages and V"2 are independent

av <D, mens amplituden avhenger av 4). Dette gjør det således mulig å avstedkomme en amplitudemodulasjon uten at fasen blir påvirket. of <D, while the amplitude depends on 4). This thus makes it possible to produce an amplitude modulation without the phase being affected.

De to faseforskyvere eller faseskiftere i modulatoren 4 omfatter hver en hybrid 8, henholdsvis 9 og to transmisjonslinjer 12 og 13 som er felles for begge faseskiftere.- Transmisjonslinjene 12 og 13 er for-synt med en rekke kortslutningsinnretninger, fortrinnsvis i form av dioder, plasert langs transmisjonslinjene i forut bestemte punkter eller tverrsnitt av disse i overensstemmelse med relasjonene i lig-ningene (3) og (4) ovenfor. The two phase shifters or phase shifters in the modulator 4 each comprise a hybrid 8, respectively 9 and two transmission lines 12 and 13 which are common to both phase shifters. The transmission lines 12 and 13 are provided with a number of short circuit devices, preferably in the form of diodes, placed along the transmission lines in predetermined points or cross-sections thereof in accordance with the relations in equations (3) and (4) above.

Med den nettopp omtalte anordning vil hver faseskifter medføre trinn-vis variasjon av fasevinkelen <D og dermed av amplituden av signalet V"2. Kortslutningen av de to transmisjonslinjer 12 og 13 styres ko-ordinert og den elektriske lengde av linjene sett f.eks. fra de respektive porter 14 og 15 på hybriden 8, er avpasset slik at det er en gangforskjell på }^/4 mellom de to linjer. Dette betyr at hele den effekt som tilføres hybriden 8, vil leveres fra denne til hybriden 7 når bølgene reflekteres fra de respektive kortslutningssteder i transmisjonslinjene 12 og 13. Hvis kortslutningen flyttes en elek-trisk lengde 9, vil ganglengden forandre seg med to 9 i hver av linjene som sees fra de respektive porter 14 og 15, slik at <D = 29. Den faseskifter som er oppbygget rundt hybriden 9, virker på helt analog måte. Eftersom faseforskyvningen i de to signalveier skal være motsatte og like store (henholdsvis +<t> og -4>) , vil de samme kortslutninger i transmisjonslinjene 12 og 13 kunne brukes for begge faseskiftere, idet bølgene fra hver av hybridene 8 og 9 bringes til å falle inn fra hver sin side mot kortslutningene. Denne utførelse som vist på figur 1, tillater således en effektiv utnyttelse av transmisjonslinjene og kortslutningsinnretningene på disse, idet blant annet det nødvendige antall kortslutningsinnretninger blir lavest mulig. En minst like viktig fordel er imidlertid det forhold at det på denne måte blir tilsikret at variasjonen i faseforskyvningen 4) tvangsmessig blir like store og motsatt rettet for de to signalveier eller -grener. With the device just mentioned, each phase shifter will cause a step-by-step variation of the phase angle <D and thus of the amplitude of the signal V"2. The short circuit of the two transmission lines 12 and 13 is controlled in a coordinated manner and the electrical length of the lines seen e.g. from the respective ports 14 and 15 of the hybrid 8, is adjusted so that there is a time difference of }^/4 between the two lines. This means that all the power supplied to the hybrid 8 will be delivered from it to the hybrid 7 when the waves are reflected from the respective shorting locations in the transmission lines 12 and 13. If the shorting is moved an electrical length 9, the path length will change by two 9 in each of the lines seen from the respective ports 14 and 15, so that <D = 29. It shifts phase which is built around the hybrid 9, works in a completely analogous way. Since the phase shift in the two signal paths must be opposite and equal (respectively +<t> and -4>), the same short circuits in the transmission lines 12 and 13 will be able to be used f or both phase shifters, as the waves from each of the hybrids 8 and 9 are brought to fall in from each side towards the short circuits. This design, as shown in Figure 1, thus allows an efficient utilization of the transmission lines and the short-circuiting devices on them, as among other things the required number of short-circuiting devices is as low as possible. An at least equally important advantage, however, is the fact that in this way it is ensured that the variation in the phase shift 4) is forcibly equal and oppositely directed for the two signal paths or branches.

Det skal bemerkes at de på figur 1 viste modulatorer 4 og 5 er til-passet under hele modulasjonsperioden, dvs. under hele perioden av lavfrekvenssignalene, slik at kryssmodulasjonen blir lik null. It should be noted that the modulators 4 and 5 shown in Figure 1 are adjusted during the entire modulation period, i.e. during the entire period of the low-frequency signals, so that the cross-modulation is equal to zero.

Kortslutningene er i en praktisk utførelse foretatt ved hjelp av silicium-likeretterdioder som i åpen stilling er motspent med 270V, mens de i kortslutningsstilling påtrykkes en ledestrøm på ca. 0,1 A. In a practical design, the short circuits are made with the help of silicon rectifier diodes which in the open position are counter-voltage with 270V, while in the short circuit position a conduction current of approx. 0.1 A.

På figur 2 som viser en annen utførelsesform av modulatoren ifølge oppfinnelsen, gjenfinnes de konvensjonelle komponenter som også er vist på figur 1, nemlig inngangshybriden 1 med avslutningsmotstand 3 og utgangshybriden 2 med utganger CSB og SBO. Arrangementet på figur 2 forutsetter anvendelse av de for de aktuelle frekvenser nettopp fremkomne ikke-resiproke komponenter, isolatorer eller sirkula-torer. Med slike komponenter er det som det fremgår av figur 2, In Figure 2, which shows another embodiment of the modulator according to the invention, the conventional components are found which are also shown in Figure 1, namely the input hybrid 1 with terminating resistor 3 and the output hybrid 2 with outputs CSB and SBO. The arrangement in Figure 2 presupposes the use of the non-reciprocal components, insulators or circulators that have just appeared for the relevant frequencies. With such components, as can be seen from figure 2,

mulig å forenkle oppbygningen av arrangementet i betydelig grad sam-menlignet med det som er vist på figur 1. Følgelig blir modulatoren på figur 2 ansett for den foretrukne fremfor den på figur 1. possible to simplify the structure of the arrangement to a considerable extent compared to what is shown in Figure 1. Consequently, the modulator in Figure 2 is considered the preferred one over the one in Figure 1.

Sirkulatorene 24 og 25 med sine tilhørende avslutningsmotstander 26 The circulators 24 and 25 with their associated termination resistors 26

og 27 virker på i og for seg kjent måte til uhindret å overføre effekten fra hybriden 1 til de respektive hybrider 21 og 22 i de to modulatorer, mens effekt som kommer fra disse modulatorhybrider (f.eks. represen-tert ved signalet V^, fra hybriden 21) blir ledet til avslutningsmøt-: standene for sirkulatorene og kommer ikke tilbake til inngangshybriden 1. and 27 act in a manner known per se to unimpededly transfer the power from the hybrid 1 to the respective hybrids 21 and 22 in the two modulators, while power coming from these modulator hybrids (e.g. represented by the signal V^, from the hybrid 21) is routed to the termination junctions for the circulators and does not return to the input hybrid 1.

Den modulator som er oppbygget rundt hybriden 21 og som f.eks. kan være innrettet til å foreta modulasjonen med lavfrekvenssignalet 90 Hz, benytter seg av bare en eneste transmisjonslinje 23 med et antall kortslutningspunkter som virker på bølger som faller inn på disse fra begge sider, nemlig fra de respektive porter P^ og P^ på hybriden 21. Nærmere forklart er virkemåten som følger: En bølge som kommer inn på port P^, vil fordeles på port P^ og P^. Ef ter å ha passert linjene med elektriske lengder <t)^ og 0)^ som an~ tydet på figur 2, blir bølgene reflektert fra kortslutningspunktet eller -planet og faller igjen inn på portene P^ og P^. Hvis spen-ningsamplituden i de to like og reflekterte bølger betegnes med VQ, blir spenningen over port P« som følger: På tilsvarende måte vil det sees at reflektert spenning til inngangen ved port P^^ blir The modulator which is built around the hybrid 21 and which e.g. may be arranged to perform the modulation with the low frequency signal 90 Hz, making use of only a single transmission line 23 with a number of short-circuit points acting on waves incident thereon from both sides, namely from the respective ports P^ and P^ of the hybrid 21 Explained in more detail, the way it works is as follows: A wave entering port P^ will be distributed between ports P^ and P^. After passing the lines of electrical lengths <t)^ and 0)^ as indicated in figure 2, the waves are reflected from the short-circuit point or plane and again fall on the gates P^ and P^. If the voltage amplitude in the two equal and reflected waves is denoted by VQ, the voltage across port P« is as follows: In a similar way, it will be seen that the reflected voltage to the input at port P^^ becomes

Den effekt som denne sistnevnte signalspenning forårsaker, blir absorbert i belastnings- eller avslutningsmotstanden 26 på sirkulatoren 24. Dette er nødvendig for å oppnå impedanstilpasning på inngangen og derved lav kryssmodulasjon. The effect that this latter signal voltage causes is absorbed in the load or termination resistor 26 of the circulator 24. This is necessary to achieve impedance matching at the input and thereby low cross-modulation.

Av ligning (6) fremgår det at konstant faseforskyvning gjennom modulatoren blir oppnådd som følge av at <J)q er en konstant. Dette blir tilsikret ved at det brukes bare én enkelt transmisjonslinje i forbindelse med hybriden, slik at (tg svarer til den totale geometriske lengde av denne linje. From equation (6) it appears that constant phase shift through the modulator is achieved as a result of <J)q being a constant. This is ensured by using only one single transmission line in connection with the hybrid, so that (tg) corresponds to the total geometric length of this line.

Ved ikke perfekt kortslutning vil det oppstå en viss lekkasje av effekt forbi diodene i transmisjonslinjen, men denne effekt vil bli absorbert i sirkulatorens avslutningsmotstand og forringer derfor ikke utgangssignalet. If there is not a perfect short circuit, a certain leakage of power will occur past the diodes in the transmission line, but this effect will be absorbed in the circulator's termination resistance and therefore does not impair the output signal.

De på figurene 1 og 2 anvendte transmisjonslinjer vil kunne erstattes med kunstlinjer i tilfelle av sendere som arbeider på lavere frekvenser, f.eks. for VHF-retningsfyr. Ved å foreta endringer av visse linjelengder kan også modulatoren ifølge oppfinnelsen anvendes som balansert modulator som likeledes kan være egnet til navi-gas jonsformål. The transmission lines used in figures 1 and 2 could be replaced with artificial lines in the case of transmitters working at lower frequencies, e.g. for VHF beacons. By making changes to certain line lengths, the modulator according to the invention can also be used as a balanced modulator which can also be suitable for navigation purposes.

De på figurene 1 og 2 viste hybrider vil kunne erstattes med kvadra-turhybrider hvor de utgående signaler har en faseforskjell på The hybrids shown in figures 1 and 2 can be replaced with quadrature hybrids where the outgoing signals have a phase difference of

A A

I tillegg til de på figurene 1 og 2 illustrerte alternativer er det innenfor rammen av oppfinnelsen mulig å lage en tredje utførelse ved å bruke bare én sirkulator plasert i senderutgangen. Også denne utførelse vil gi lav kryssmodulasjon, forutsatt at sirkulatoren har lavt standbølgeforhold på utgangsporten. In addition to the alternatives illustrated in figures 1 and 2, within the scope of the invention it is possible to create a third embodiment by using only one circulator placed in the transmitter output. This design will also provide low cross-modulation, provided that the circulator has a low standing wave ratio at the output port.

Kortslutningsinnretningene, f.eks. diodene i de ovenfor omtalte transmisjonslinjer trenger som nevnt, styrepulser for kortslutning av disse i overensstemmelse med øyeblikksverdien av det modulerende lavfrekvenssignal. De nødvendige styrekretser og koblingskretser for dette formål er vist på figur 3 og et utsnitt av koblingskretsene er vist mer detaljert på figur 4. På figur 3 er det vist en oscil-lator 30 som arbeider på frekvensen 900 Hz og hvis utgang er for-bundet med inngangen på to frekvensdivisjonskretser 31a og 31b som sørger for en frekvensdeling med en sjettedel, henholdsvis en tiende-del, hvorved de ønskede lavfrekvenser på 150 Hz og 90 Hz fremkommer. I lavpassfiltre 32a og 32b blir lavfrekvenssignalene filtrert for å oppnå den ønskede sinusform av disse. Ved på denne måte å generere de ønskede lavfrekvenssignaler ut fra en felles grunnfrekvens på 900 Hz blir det mulig å oppnå den nødvendige innbyrdes faselåsning mellom lavfrekvenssignalene. For ytterligere å sikre denne faselåsning kan utgangssignalet fra divisjonskretsen 31b divideres ytterligere med 3 og over en monostabil vibrator tilføres en tilbakestillingsinngang på kretsen 31a, slik at denne tvangsmessig ved begynnelsen av hver arbeidsperiode stilles likt med kretsen 31b. Denne modifikasjon er ikke vist i detalj, på figur 3, men bare antydet med pilen 38. The short circuit devices, e.g. the diodes in the above-mentioned transmission lines need, as mentioned, control pulses for short-circuiting them in accordance with the instantaneous value of the modulating low-frequency signal. The necessary control circuits and switching circuits for this purpose are shown in figure 3 and a section of the switching circuits is shown in more detail in figure 4. Figure 3 shows an oscillator 30 which operates at the frequency 900 Hz and whose output is connected with the input of two frequency division circuits 31a and 31b which ensure a frequency division by one sixth and one tenth respectively, whereby the desired low frequencies of 150 Hz and 90 Hz appear. In low-pass filters 32a and 32b, the low-frequency signals are filtered to obtain the desired sinusoidal form thereof. By generating the desired low-frequency signals from a common base frequency of 900 Hz in this way, it becomes possible to achieve the necessary mutual phase locking between the low-frequency signals. To further ensure this phase locking, the output signal from the division circuit 31b can be further divided by 3 and via a monostable vibrator a reset input is applied to the circuit 31a, so that this is forcibly set at the beginning of each working period equal to the circuit 31b. This modification is not shown in detail in Figure 3, but only indicated by arrow 38.

Det filtrerte lavfrekvenssignal på 150 Hz blir fra lavpassfilteret The filtered low-frequency signal of 150 Hz is from the low-pass filter

32a ført direkte frem til en koblingskrets 36a og blir dessuten tilført en likeretter 33a som efterfølges av et potensiometer 39a og derefter av et lavpassfilter 34a som leverer en glattet likespenning til koblingskretsen 36a. Denne likespenning blir videre i en inversjonsforsterker 35a med forsterkning lik -1, tilført koblingskretsen 36a med omvendt polaritet. Likespenningen fra lavpassfilteret 34a utgjør en referansespenning som er således avhengig av eller fastlåst i forhold til lavfrekvenssignalet inn på likeretteren 33a at likespenningen er lik den maksimale spenningsamplitude for lavfrekvenssignalet. Ved halvbølgelikeretning kreves det derfor en forsterkning lik 2 '\/~ 2 i likeretteren. Det kan nevnes at i en praktisk utførelse av likeretteren er det benyttet en operasjons-forsterker for å oppnå god temperaturstabilitet. 32a led directly to a switching circuit 36a and is also supplied to a rectifier 33a which is followed by a potentiometer 39a and then by a low-pass filter 34a which supplies a smoothed DC voltage to the switching circuit 36a. This direct voltage is further fed into the switching circuit 36a with reverse polarity in an inversion amplifier 35a with gain equal to -1. The DC voltage from the low-pass filter 34a constitutes a reference voltage which is thus dependent on or fixed in relation to the low-frequency signal input to the rectifier 33a that the DC voltage is equal to the maximum voltage amplitude for the low-frequency signal. With half-wave rectification, a gain equal to 2 '\/~ 2 is therefore required in the rectifier. It can be mentioned that in a practical version of the rectifier, an operational amplifier is used to achieve good temperature stability.

Et viktig trekk ved de viste styrekretser er potensiometeret 39a som gjør det mulig å regulere eller innstille den nevnte forsterkning, hvilket tillater tilsvarende justering av modulasjonsgraden. An important feature of the control circuits shown is the potentiometer 39a which makes it possible to regulate or set the aforementioned gain, which allows a corresponding adjustment of the degree of modulation.

De kretser som behandler lavfrekvenssignalet på 90 Hz fra lavpassfilteret 32b, nemlig kretsene 33b, 39b, 34b og 35b svarer nøy-aktig til de ovenfor nettopp beskrevne kretser for behandling av lavfrekvenssignalet på 150 Hz, og skulle derfor ikke trenge nær- The circuits that process the low-frequency signal of 90 Hz from the low-pass filter 32b, namely the circuits 33b, 39b, 34b and 35b correspond exactly to the circuits just described above for processing the low-frequency signal of 150 Hz, and should therefore not need close

mere forklaring. Videre er de tilsvarende to koblingskretser 36a og 36b helt' like. more explanation. Furthermore, the corresponding two switching circuits 36a and 36b are completely identical.

Hver av disse koblingskretser har to ganger 15 utganger som er par- Each of these switching circuits has twice 15 outputs which are par-

vis like og kretsene er bygget opp av 15 like enheter. show equal and the circuits are made up of 15 equal units.

Innkoblingstidspunktet for de forskjellige dioder for kortslutning The switch-on time of the various short-circuit diodes

av disse i den ønskede rekkefølge i takt med variasjonene i ved-kommende lavfrekvenssignal bestemmes av en sammenligning mellom lav- of these in the desired order in step with the variations in the associated low-frequency signal is determined by a comparison between low-

frekvenssignalets sinusspenning og en rekke referansenivåer eller -trinn. Som allerede nevnt, medfører denne metode blant annet den fordel at modulasjonsgraden kan varieres ved å variere forholdet mellom sinusspenningens amplitude og referanselikespenningen. the frequency signal's sinusoidal voltage and a number of reference levels or steps. As already mentioned, this method entails, among other things, the advantage that the degree of modulation can be varied by varying the ratio between the amplitude of the sine voltage and the reference DC voltage.

Referansespenningen eller -spenningene (den positive og den negative) deles i hver koblingskrets i 15 deler eller trinn som bestemmer ved hvilken øyeblikksverdi av lavfrekvenssignalet omkoblingen fra en kortslutningsdiode til den neste skjer. Et eksempel på en praktisk kobling for utførelse av dette er vist på figur 4. Denne figur viser et utsnitt omfattende tre enheter eller kanaler betegnet som nummer 8, 9 og 10. Disse er innrettet til å styre de respektive tilsvarende dioder nummer 8, 9 og 10 på en transmisjonslinje. De punkter som er merket S på figur 4, er koblet sammen og blir påtryk-ket lavfrekvenssignalet, dvs. enten 90 Hz eller 150 Hz. The reference voltage or voltages (the positive and the negative) are divided in each switching circuit into 15 parts or steps that determine at which instantaneous value of the low-frequency signal the switching from one short-circuit diode to the next takes place. An example of a practical connection for carrying out this is shown in figure 4. This figure shows a section comprising three units or channels designated as numbers 8, 9 and 10. These are designed to control the respective corresponding diodes numbers 8, 9 and 10 on a transmission line. The points marked S in Figure 4 are connected together and the low-frequency signal is applied, i.e. either 90 Hz or 150 Hz.

Virkemåten av en omkoblingskrets blir under henvisning til figur The operation of a switching circuit is with reference to figure

4 som følger: Anta at signalet i punktene S har passert sin stør-ste negative verdi. Når øyeblikksverdien av signalet på S passerer referansespenningen på basen til transistoren Qg29ar strømmen fra strømgeneratortransistoren Qgl gjennom transistoren Qg3 og det fremkommer et signal på transistorene Qg^ og Qg^» samt på diodene. Samtidig blir transistorene Qg2 og QQ6 blokert, og dette medfører 4 as follows: Assume that the signal at points S has passed its largest negative value. When the instantaneous value of the signal at S passes the reference voltage on the base of the transistor Qg29ar the current from the current generator transistor Qgl passes through the transistor Qg3 and a signal appears on the transistors Qg^ and Qg^» as well as on the diodes. At the same time, the transistors Qg2 and QQ6 are blocked, and this causes

på sin side at transistoren Qg^ blokeres slik at pulsen på utgangen av kanal 8 forsvinner. on the other hand, that the transistor Qg^ is blocked so that the pulse at the output of channel 8 disappears.

Når lavfrekvensspenningen blir lik Vre^.3/14, blir transistorene ^102°^ ^96 klokert °9 ^et samme blir følgelig tilfelle med transistoren Qg^. hvorved signalet i kanal 9 faller bort. Transistoren ^103 klir ledende og det oppstår et utgangssignal i kanal 10. Den ikke viste strømgeneratortransitor for kanal 15, nemlig Q-^^» leverer strøm kontinuerlig. Denne sistnevnte transistor står på tilsvarende plass som de respektive transistorer Qg^»<Qg>i' ^ioi osv* For ^anal 15 finnes det altså ingen transistor svarende til de respektive transistorer Q86,<Q>g6><Q>1Q6 osv. When the low-frequency voltage becomes equal to Vre^.3/14, the transistors ^102°^ ^96 are clocked °9 ^the same consequently happens with the transistor Qg^. whereby the signal in channel 9 drops out. The transistor ^103 conducts and an output signal occurs in channel 10. The current generator transistor for channel 15, not shown, namely Q-^^» supplies current continuously. This latter transistor is in the same place as the respective transistors Qg^»<Qg>i' ^ioi etc* For ^anal 15 there is thus no transistor corresponding to the respective transistors Q86,<Q>g6><Q>1Q6 etc.

Det vil under henvisning til figur 3 være klart for en fagmann at referansespenningen selvsagt kan tilveiebringes på annen måte enn ved likeretning av de respektive lavfrekvenssignaler. I så fall ville det være nødvendig med en stabilisert spenning siki lde for referansespenningen. Det er imidlertid høyst fordelaktig å la referansespenningen være avhengig av lavfrekvenssignalet fordi dette eliminerer feil og unøyaktigheter som følge av eventuelle innbyrdes uavhengige variasjoner av lavfrekvenssignalets amplitude og referansespenningen. Det vil videre være klart at styrekretsene kan oppbygges på forskjellige andre måter som likeledes gjør bruk av konvensjonelle komponenter og teknikk. With reference to Figure 3, it will be clear to a person skilled in the art that the reference voltage can of course be provided in a different way than by rectification of the respective low-frequency signals. In that case, a stabilized voltage would be necessary for the reference voltage. However, it is highly advantageous to let the reference voltage depend on the low-frequency signal because this eliminates errors and inaccuracies resulting from any mutually independent variations of the low-frequency signal's amplitude and the reference voltage. It will also be clear that the control circuits can be constructed in various other ways which likewise make use of conventional components and technology.

Claims

1. Electronic amplitude modulator for modulating signals intended for navigation purposes, in particular for heading transmitter systems for instrument landing systems (ILS), comprising a device that brings the amplitude of the modulator output signal to assume a number of predetermined values with such duration and in such a sequence that the desired envelope curve for the modulated output signal is achieved with sufficient approximation, characterized in that the aforementioned device comprises at least one transmission line (12,13; 23) designed to be short-circuited electronically by means of short-circuiting devices located at preselected, fixed points along the line, and that signals are applied to both ends of the transmission line(s), whereby the short-circuit devices act on waves incident on them from both sides.

2. Amplitude modulator according to claim 1, characterized in that the transmission lines are formed by artificial lines.

3. Amplitude modulator according to claim 1 or 2, characterized in that the short circuit devices are formed by diodes designed to be controlled by direct current pulses.

4. Amplitude modulator according to claim 3, characterized in that the said device comprises switching circuits adapted to, under the application of a reference DC voltage and the low-frequency signal with which the carrier signal is to be modulated, to emit the mentioned DC pulses for controlling the diodes, which reference DC voltage is adjustable for setting of the aforementioned fixed values.

5. Amplitude modulator according to claim 3 or 4, characterized in that the reference DC voltage is formed by derivation and rectification of a signal from the aforementioned low-frequency signal.