NO121085B

NO121085B -

Info

Publication number: NO121085B
Application number: NO16982067A
Authority: NO
Inventors: H Drenkelfort
Original assignee: Electroacustic Gmbh
Priority date: 1967-01-11
Filing date: 1967-09-21
Publication date: 1971-01-11
Also published as: DE1566866B2; DE1566866A1; BE705065A

Description

Fremgangsmåte til å øke rekkevidden av undervannslodding, samt selektiv ekkoloddmottagerforsterker for utførelse av fremgangsmåten . Method for increasing the range of underwater soldering, and selective sonar receiver amplifier for carrying out the method.

Denne oppfinnelse angår en fremgangsmåte og en forsterkeranord- "| ning til å øke rekkevidden av undervannslodding. Ved slik lodding blir det utsendt et pulsformet lydbølgetog i vannet, hvilket bølgetog delvis blir re-flektert som ekko fra undervannsobjektet og blir så omformet til elektriske pulsformede vekselspenningssignaler samt forsterket selektivt. This invention relates to a method and an amplifier device to increase the range of underwater soldering. During such soldering, a pulse-shaped sound wave train is emitted into the water, which wave train is partly reflected as an echo from the underwater object and is then transformed into electric pulse-shaped alternating voltage signals as well as amplified selectively.

Rekkevidden av disse ekkoloddinger er forholdsvis liten. Dette har sin årsak i at den romvinkel hvorunder et ønsket objekt eller nytteobjekt blir bestrålet, avtar med avstanden, men dette er derimot ikke tilfelle når det gjelder de samlede forstyrrende objekter. Derved avtar amplitudeforholdet av disse nytteekkosignalene sammenlignet med forstyrrelsessignalene, det The range of these echosounders is relatively small. The reason for this is that the spatial angle under which a desired object or useful object is irradiated decreases with distance, but this is not the case when it comes to the combined disturbing objects. Thereby, the amplitude ratio of these useful echo signals decreases compared to the interference signals, it

vil si signalstøyforholdet eller nytte/støy-forholdet, meget raskt, og rekkevidden blir derved begrenset av at nytteekkosignalet ikke mere kan erkjennes i.e. the signal-to-noise ratio or the benefit/noise ratio, very quickly, and the range is thereby limited by the fact that the benefit echo signal can no longer be recognized

eller utskilles fra støysignalene. 1 or separated from the noise signals. 1

Denne oppfinnelse stiller seg derfor som oppgave å øke rekkevidden av ekkoloddingen med såvidt mulig enkle midler. Det er i og for seg kjent vedøkning av rekkevidden å forbedre konsentrasjonen av retningskarakter-istikken for de anvendte svingere, dvs. å redusere romvinkelen for den lyd som blir utstrålt i vannet og mottatt fra dette. En skarpere konsentrasjon eller -direktivitet ved å øke lydfrekvensen må det sees bort fra, fordi om-vandlingen av lydenergien til varme og spredningen av bølgeutbredelsen i vann resulterer i en dempning som vokser raskt med stigende frekvens. This invention therefore sets itself the task of increasing the range of echo sounding with as simple means as possible. It is in and of itself known by increasing the range to improve the concentration of the directional characteristics of the transducers used, i.e. to reduce the solid angle for the sound that is radiated into the water and received from it. A sharper concentration or directivity by increasing the sound frequency must be disregarded, because the conversion of the sound energy into heat and the dispersion of the wave propagation in water results in an attenuation that grows rapidly with increasing frequency.

Det foreligger videre den mulighet å forbedre direktiviteten ved hjelp av stør-re svingere. Større svingere er imidlertid dyre, også av den grunn at de krever svingbare og skråttstillbare holdeanordninger og kapslingslegemer. Videre må en skarpt konsentrert lydstråle styres ved hjelp av gyroskop for utjevning eller utligning av skipets rulle- og stampebevegelser, for at målet eller det ønskede objekt ikke skal komme utenfor lydstrålen. Riktignok kan rekkeviddenøkes ved nedsettelse av lydfrekvensen, men dette representerer heller ingen løsning fordi det derved trenges tyngre og dyrere lydsvingere for å oppnå en tilstrekkelig direktivitet, således vokser vekten av en lydsving-er ved gitt direktivitet tilnærmet omvendt proporsjonalt med tredje potens av frekvensen. .Løsningen for en enkel rekkeviddeforbedring blir ifølge oppfinnelsen oppnådd ved at båndbredden av den selektivitetsbestemmende anordning blir nedsatt automatisk og kontinuerlig'under lydbølgenes gangtid i vannet. There is also the possibility of improving the directivity using larger transducers. Larger transducers are, however, expensive, also for the reason that they require pivotable and tiltable holding devices and enclosure bodies. Furthermore, a sharply concentrated sound beam must be controlled with the help of a gyroscope to equalize or equalize the ship's rolling and pitching movements, so that the target or the desired object does not fall outside the sound beam. Admittedly, the range can be increased by reducing the sound frequency, but this does not represent a solution either, because heavier and more expensive sound transducers are thereby needed to achieve sufficient directivity, thus the weight of a sound transducer at a given directivity grows approximately inversely proportional to the third power of the frequency. According to the invention, the solution for a simple range improvement is achieved by reducing the bandwidth of the selectivity-determining device automatically and continuously during the travel time of the sound waves in the water.

Derved blir det oppnådd at et nytteekko utenfor den normale rekkevidde ved hjelp av den automatisk reduserte båndbredde ved sin ankomst alltid finner en forsterker som forsterker det normalt ikke lenger utnyttbare eller detekterbare nytteekko med fremhevning eller aksentuering i forhold til for-styr relsesekkoene, hvorved nytteekkoet blir fremhevet fra støyekkoene og derved forstørrer ellerøker rekkevidden. Gjennomføringen av en slik automatisk regulering skjer ved benyttelsen av teorien for de elektriske reguler-ingskoblinger ved hjelp av reguleringsspenninger som alt efter begynnelsen og formen av deres tidsforløp innenfor loddeperioden resulterer i ulike fordeler. Thereby, it is achieved that a useful echo outside the normal range, with the help of the automatically reduced bandwidth, always finds an amplifier on its arrival which amplifies the normally no longer usable or detectable useful echo with emphasis or accentuation in relation to the disturbance echoes, whereby the useful echo becomes highlighted from the noise echoes and thereby enlarges or increases the range. The implementation of such an automatic regulation takes place by using the theory of the electrical regulation connections by means of regulation voltages which, depending on the beginning and the form of their time course within the soldering period, result in various advantages.

Ved en videreutviklet løsning skjer den automatiske båndbredderegulering ved at nedsettelsen av båndbredden skjer ved hjelp av en styre spenning som forandres kontinuerlig ifølge et tidsprogram tilforordnet loddeperioden. In the case of a further developed solution, the automatic bandwidth regulation takes place in that the reduction of the bandwidth takes place with the help of a control voltage that changes continuously according to a time program assigned to the soldering period.

Det er tidligere kjent (DAS 1.019.939) for forbedring av ekkomottag-ningen å tilpasse forsterkningsgraden for mottagerforsterkeren automatisk efter størrelsen av de innfallende ekkoamplituder ved hjelp av en fra ekko spenningen avledet reguleringsspenning, slik at det automatisk blir foretatt en utjevning for de med økende avstand avtagende ekkoamplituder. I samme retning virker en av ekkospenningen uavhengig reguleringsspenning for forsterkningsgraden, ved hjelp av hvilken forsterkningsgraden blir øket i henhold til et fast tidsprogram under forløpet av en loddeperiode. Disse forholdsregler forhindrer riktignok en overstyring av mottagerforsterkeren, og for-bedrer derved mottagningen av ekkoene, men er ikke istand til å øke rekkevidden. It is previously known (DAS 1,019,939) to improve the echo reception to adapt the gain of the receiver amplifier automatically according to the size of the incident echo amplitudes by means of a control voltage derived from the echo voltage, so that equalization is automatically carried out for those with increasing distance decreasing echo amplitudes. In the same direction, one of the echo voltages acts as an independent control voltage for the gain, by means of which the gain is increased according to a fixed time program during the course of a soldering period. These precautions do indeed prevent an override of the receiver amplifier, and thereby improve the reception of the echoes, but are unable to increase the range.

Ved hjelp av den tidsavhengige automatiske regulering av båndbredden slik som angitt ifølge foreliggende oppfinnelse, blir to i og for seg motstrid-ende krav for hele loddeperioden tilfredsstillet på optimal måte. For å oppnå en optimal oppløsningsevne i opptegningen av de pulsformede ekkoer tilstrebes en størst mulig båndbredde for at innsvingningsforløpene ikke skal føre til for-vanskninger eller feiltolkninger. Hittil er det arbeidet med en fast midlere båndbredde som førte til at en del av informasjonen gikk tapt og allikevel ikke muliggjorde den størst mulige rekkevidde. Ved denne oppfinnelse står imidlertid den nødvendige store båndbredde for oppnåelse av god oppløsning, til full disposisjon for ekkosignaler fra mindre avstander. Denne optimale båndbredde for god oppløsning blir først oppgitt for ekkosignaler fraøkende avstand og for de svake ekkosignaler fra de store avstander blir båndbredden automatisk gjort så smal eller liten som mulig. Derved reduseres riktignok oppløs-ningen, men nytte/forstyrrelsesforholdet blir forbedret og dervedøkes rekkevidden. Med vitende -og vilje blir det gått ut ifra at det er bedre ved store avstander heller å motta et signal, selv om dette har et lavt informasjonsinnhold, enn slett ikke å motta noe signal. Dessuten blir det ved hjelp av den anvendte automatikk tilsikret at nedsettelsen av oppløsningen bare blir drevet så langt som det er ubetinget nødvendig for å forbedre rekkevidden. For hver avstand innstiller det seg automatisk et optimalt forhold mellom oppløsning og rekkevidde. Som ytterligere fordel skal også nevnes utnyttelsen av den betingelse (ved pentoder) at forsterkningen ganger båndbredde er konstant ved en selektiv forsterker, hvorved anvendelsen av oppfinnelsen resulterer i enøkende følsomhet av forsterkeren med voksende avstand. Derved blir den innledningsvis omtalte regulering av forsterkningsgraden (dynamikkregulering) efter en tidsfunksjon erstattet eller understøttet med andre midler. By means of the time-dependent automatic regulation of the bandwidth as indicated according to the present invention, two inherently contradictory requirements for the entire soldering period are satisfied in an optimal way. In order to achieve an optimal resolution in the recording of the pulse-shaped echoes, the greatest possible bandwidth is sought so that the oscillation processes do not lead to distortions or misinterpretations. So far, the work has been with a fixed average bandwidth, which led to a part of the information being lost and still did not enable the greatest possible range. With this invention, however, the large bandwidth required to achieve good resolution is fully available for echo signals from smaller distances. This optimal bandwidth for good resolution is first specified for echo signals from increasing distance and for the weak echo signals from large distances, the bandwidth is automatically made as narrow or as small as possible. Thereby, the resolution is admittedly reduced, but the benefit/disturbance ratio is improved and the range thereby increased. Knowingly and willingly, it is assumed that it is better to receive a signal at great distances, even if this has a low information content, than not to receive any signal at all. Moreover, with the help of the automation used, it is ensured that the reduction of the resolution is only driven as far as is absolutely necessary to improve the range. For each distance, an optimal ratio between resolution and range is automatically set. As a further advantage, mention must also be made of the utilization of the condition (in the case of pentodes) that the gain times the bandwidth is constant in a selective amplifier, whereby the application of the invention results in an increasing sensitivity of the amplifier with increasing distance. Thereby, the initially mentioned regulation of the amplification degree (dynamics regulation) according to a time function is replaced or supported by other means.

Ved en videre løsning skjer nedsettelsen av båndbredden ved hjelp av en styre spenning som blir avledet av de elektriske ekkosignaler i henhold til amplituden av disse. In a further solution, the bandwidth is reduced by means of a control voltage which is derived from the electrical echo signals according to their amplitude.

Denne forholdsregel bevirker allerede i og for seg alene en økning av rekkevidden. Den automatiske innstilling av minimal båndbredde skjer alltid bare så langt at det står til disposisjon et tilstrekkelig ekkot for gjengivelsen, idet den minimale båndbredde er fordelaktig for oppnåelse av en maksimal rekkevidde, men er ugunstig for ekkooppløsningsevnen. Derved fremkommer en båndbredde som er tilforordnet loddeobjektet selv, slik at godt reflekterende objekter på store avstander blir gjengitt med en fordelaktig stor båndbredde med hensyn til erkjennelsen eller indikasjonen av detaljer, mens nærliggende, dårlig reflekterende objekter allikevel ikke går tapt i støynivået. Disse fordeler er tilstede i forsterket grad i forbindelse med den automatiske båndbredderegulering som er tilforordnet gangtiden for lyden. This precaution already in and of itself causes an increase in the range. The automatic setting of the minimum bandwidth always only takes place to the extent that a sufficient echo is available for the rendering, as the minimum bandwidth is advantageous for achieving a maximum range, but is unfavorable for the echo resolution capability. This results in a bandwidth that is assigned to the soldering object itself, so that well-reflective objects at great distances are reproduced with an advantageously large bandwidth with regard to the recognition or indication of details, while nearby, poorly reflective objects are nevertheless not lost in the noise level. These advantages are present to an increased degree in connection with the automatic bandwidth regulation assigned to the running time of the sound.

Utførelsen av fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen skjer fortrinnsvis med en selektiv ekkolodd-mottagerforsterker som er avstemt på frekvensen av de lydbølger som utsendes under vann, og erkarakterisert vedat det paral— lellt eller i serie med en svingekrets som tjener som selektivitetsbestemmende anordning, er koblet et elektrisk styrbart styre- eller koblingsledd innrettet til å påvirke båndbredden, at det videre er anordnet en pulsformer som av den taktgiver som utløser sendepulsene, blir bragt til å avgi en spenning som under loddeperioden endrer seg med en størrelse tilpasset den ønskede båndbredde-nedsettelse og som tjener til styring av det nevnte elektrisk styrbare koblingsledd. The method according to the invention is preferably carried out with a selective sonar receiver amplifier which is tuned to the frequency of the sound waves emitted underwater, and is characterized by the fact that an electrically controllable control or connecting link designed to affect the bandwidth, that a pulse shaper is also arranged which is caused by the clock generator that triggers the transmission pulses to emit a voltage which during the soldering period changes by an amount adapted to the desired bandwidth reduction and which serves to control of the aforementioned electrically controllable coupling link.

Utførelseseksempler for oppfinnelsen skal forklares under henvisning Exemplary embodiments of the invention shall be explained by reference

til tegningene, hvorav Fig. 1 og 2 viser en sammenstilling av båndbredde og loddeperiode, Fig. 3 og 4 viser resonanskurver med foranderlig båndbredde for svingekretser i den selektive forsterker, Fig. 5 viser en ekkoloddinnretning med en områdevelger, Fig. 7 og 8a viser et eksempel på svingekretsfor-stilling eller -avstemning, Fig. 8b og 8c viser et eksempel på dempning og to the drawings, of which Figs. 1 and 2 show a compilation of bandwidth and soldering period, Figs. 3 and 4 show resonance curves with variable bandwidth for oscillator circuits in the selective amplifier, Fig. 5 shows a sonar device with an area selector, Figs. 7 and 8a show an example of swing circuit presentation or tuning, Fig. 8b and 8c show an example of damping and

Fig. 9 viser et eksempel på dempningsreduksjon, Fig. 10 viser en modifikasjon av Fig. 9, Fig. 11 viser en utførelsesform med dempning ved hjelp av toveis-likeretning, Fig. 12 viser en utførelsesform med dempning ved hjelp av fotocelle og Fig. 13 viser karakteristikker for utførelsesformen på Fig. 12. Fig. 9 shows an example of attenuation reduction, Fig. 10 shows a modification of Fig. 9, Fig. 11 shows an embodiment with attenuation using bidirectional rectification, Fig. 12 shows an embodiment with attenuation using a photocell and Fig. 13 shows characteristics for the embodiment in Fig. 12.

På Fig. 1 er for det første tidsforløpet av en lodding fremstillet. In Fig. 1, the time course of a soldering operation is firstly produced.

Denne fremstilling er av tegnetekniske grunner ikke utført i målestokk. Spesielt er avstanden mellom pulsene fortrukket og sendepulsen 1 er fremstillet liten i forhold til de to ekkopulser 2 og 3. Loddeperioden regnes fra begynnelsen av sendepulsen 1 til begynnelsen av den neste sendepuls 4. For design reasons, this representation is not made to scale. In particular, the distance between the pulses is preferred and the transmit pulse 1 is made small in relation to the two echo pulses 2 and 3. The soldering period is calculated from the beginning of the transmit pulse 1 to the beginning of the next transmit pulse 4.

Foruten deønskede ekkosignaler 2 og 3 ankommer imidlertid fortløp-ende forstyrrelsessignaler 5. De sistnevnte signaler sammensluttes av flere bidrag. For det første utgjøres disse likeledes av ekkosignaler som imidlertid skriver seg fra de mange små forstyrrende objekter som er fordelt over hele lodde sektoren eller rumvinkelen for utstrålingen, så som inhomogeni- teter i vannet, alger, plankton og lignende. Også disse forstyrrende ekkoer avtar med tiden, henholdsvis avstanden, men da de alltid fullstendig utfyller loddesektoren- ved større bredde av loddesektoren med økende avstander blir ytterligere forstyrrende objekter truffet - avtar deres amplitude langsommere enn amplituden av nytteekkoene, fordi et nytteobjekt i lyd- eller loddesektoren opptar en stadig mindre rumvinkel medøkende avstand. In addition to the desired echo signals 2 and 3, however, continuous interference signals 5 arrive. The latter signals are combined by several contributions. Firstly, these are also made up of echo signals which, however, arise from the many small disturbing objects which are distributed over the entire plumb sector or spatial angle for the radiation, such as inhomogeneities in the water, algae, plankton and the like. These disturbing echoes also decrease with time, respectively the distance, but as they always completely fill the solder sector - with greater width of the solder sector with increasing distances, further disturbing objects are hit - their amplitude decreases more slowly than the amplitude of the useful echoes, because a useful object in the sound or solder sector occupies an increasingly smaller solid angle with increasing distance.

Videre opptrer som kilder for forstyrrende signaler også ytterligere støygeneratorer eller -kilder, som avstedkommer en noenlunde konstant, d. Furthermore, additional noise generators or sources also act as sources of disturbing signals, which produce a fairly constant, d.

v.s. tidsuavhengig, andel av støynivået 5: v.s. time-independent, proportion of noise level 5:

a) Propellstøy, a) Propeller noise,

b) Motorstøy som blir overført til vannet som strukturlyd, b) Engine noise that is transferred to the water as structural sound,

c) Hjelpemaskineri på det skip som utfører loddingen, hvis støy på lignende måte blir overført til vannet gjennom skipskonstruksjonen, d) Støy som oppstår på grunn av den ikke-laminære strømning ved skipet, spesielt ved de aktive lyd- og mottagerflater på svingerne, henholdsvis c) Auxiliary machinery on the ship carrying out the soldering, whose noise is similarly transmitted to the water through the ship's structure, d) Noise arising due to the non-laminar flow at the ship, especially at the active sound and receiving surfaces of the transducers, respectively

på deres bæreanordninger og kapslingsdeler, on their carrying devices and enclosure parts,

e) Generelle støybidrag som oppstår på grunn av skipets bevegelse i vannet, spesielt ved høyere hastighet og/eller sterk sjøgang, f) Støy som i tillegg til det som er nevnt under e), fremkommer ved slepning av fangstredskapene (trålen), g) Generell støy i sjøen på grunn av sjøgang, brenning og egenstøy fra mari-time levende vesener. e) General noise contributions that arise due to the ship's movement in the water, especially at higher speeds and/or strong seas, f) Noise that, in addition to what is mentioned under e), arises when the fishing gear (trawl) is towed, g) General noise in the sea due to seagoing, surf and inherent noise from maritime living beings.

Det er klart at så mange og sterke støykilder fører til en betydelig forringelse ved mottagning av de svake lydekkoer som kommer tilbake fra store avstander. Dette er grunnen til at det ekko 2 som først fremheves ganske godt over støynivået 5 ikke lenger gjør det når det samme objekt befinner seg i større avstand, eksempelvis svarende til ekko 3. På denne måte bestemmes imidlertid rekkevidden. Det blir tydelig at til tross for motregulering ved hjelp av forsterkningsgraden er forsterkeren ikke lenger istand til å gjengi ekkoet 3 på tilfredsstillende måte. It is clear that so many and strong noise sources lead to a significant deterioration in the reception of the weak sound echoes that return from great distances. This is the reason why echo 2, which is initially highlighted quite well above noise level 5, no longer does so when the same object is at a greater distance, for example corresponding to echo 3. However, this is how the range is determined. It becomes clear that, despite counter-regulation by means of the amplification factor, the amplifier is no longer able to reproduce the echo 3 in a satisfactory manner.

Blir det imidlertid foretatt en automatisk båndbredderegulering under loddeperioden, så blir ekkoet 3 allikevel detekterbart og rekkevidden blir øket. På Fig. 2 er båndbredden b inntegnet i avhengighet av lydgangtiden t. Båndbredden har ved begynnelsen t av loddetiden sitt maksimum og sitt mi-nimum ved slutten, henholdsvis kort før begynnelsen t av den neste loddeperiode. Det mellomliggende forløp er valgbart innenfor vide grenser, men er for enkelhets skyld tegnet som en rett linje 6 på Fig. 2. Ved denne faste tilordning av en bestemt båndbredde til en bestemt loddeavstand, hvorunder båndbredden avtar med gangtiden for lydpulsene, henholdsvis loddeavstanden, If, however, an automatic bandwidth adjustment is made during the soldering period, the echo 3 will still be detectable and the range will be increased. In Fig. 2, the bandwidth b is plotted as a function of the sound travel time t. The bandwidth has its maximum at the beginning t of the soldering time and its minimum at the end, respectively shortly before the beginning t of the next soldering period. The intermediate course is selectable within wide limits, but for the sake of simplicity is drawn as a straight line 6 in Fig. 2. With this fixed assignment of a specific bandwidth to a specific solder distance, during which the bandwidth decreases with the travel time of the sound pulses, respectively the solder distance,

■blir ekkoet 3 detekterbart. ■the echo 3 becomes detectable.

Herunder utnyttes den kjensgjerning at frekvensen av støysignalene fordeler seg mere eller mindre kontinuerlig statistisk over hele lydfrekvens-båndet. Derved vil en nedsettelse av båndbredden ledsages av en reduksjon av støysignalenes amplitude. Hvis båndbredden var rikelig dimensjonert for nytteekkosignalet, vil en reduksjon av båndbredden i første omgang bli uteninoen som helst innflytelse på det pulsformede nytteekkosignal, for så å gå over til en økende omdannelse eller formning av nytteekkopulsene, hvorunder den maksimale amplitude blir bibeholdt:. Således blir det elektriske nytte/ støyforhold forbedret, og rekkevidden øker. Med den tvangsmessige tilordning blir det dessuten oppnådd at en innskrenkning av båndbredden som også har virkning på nytteekkoet, bare blir drevet så langt som det er nødvendig for komprimering av støynivået 5, uten at gjengivelsen av dette signalet be-grenses unødig. Here, the fact that the frequency of the noise signals is distributed more or less continuously statistically over the entire sound frequency band is used. Thereby, a reduction in the bandwidth will be accompanied by a reduction in the amplitude of the noise signals. If the bandwidth was sufficiently dimensioned for the useful echo signal, a reduction of the bandwidth will initially have no influence whatsoever on the pulse-shaped useful echo signal, and then switch to an increasing conversion or shaping of the useful echo pulses, during which the maximum amplitude is maintained: Thus, the electrical utility/noise ratio is improved, and the range increases. With the forced assignment, it is also achieved that a narrowing of the bandwidth, which also has an effect on the useful echo, is only driven as far as is necessary for compression of the noise level 5, without the reproduction of this signal being unnecessarily restricted.

I tillegg til ovenstående kommer også at følsomheten vanligvis vokser ved en selektiv forsterker når båndbredden avtar. Derved blir det dessuten oppnådd en medvirkning til den konvensjonelle reguleringsinnretning for utjevning av den med avstanden avtagende amplitude. På Fig. 3 og 4 er spen-ningene U over en eller flere svingekretser i den selektive forsterker inntegnet i avhengighet av frekvensen f (resonanskurver). Resonansfrekvensen er f . Som båndbredde defineres kurvens bredde i en høyde av l/V 2 av maksimum, den såkalte 3-db-båndbredde. In addition to the above, the sensitivity usually increases with a selective amplifier as the bandwidth decreases. Thereby, a contribution to the conventional regulation device for equalizing the amplitude which decreases with distance is also achieved. In Fig. 3 and 4, the voltages U across one or more swing circuits in the selective amplifier are plotted as a function of the frequency f (resonance curves). The resonance frequency is f . Bandwidth is defined as the width of the curve at a height of l/V 2 of the maximum, the so-called 3-db bandwidth.

Resonanskurvene på Fig. 3 fremkommer eksempelvis ved dempning av en svingekrets med en ohmsk motstand eller opphevelse av dempningen ved hjelp av tilbakekobling. Ved begynnelsen av loddeperioden er resonanskurven 7 med lav Q-verdi og den tilhørende store båndbredde bjfordelaktig, som så ved reduksjon av dempningen, henholdsvis nedsettelse av den ohmske dempningsmotstand i løpet av loddeperioden går over i kurven 7a med den midlere båndbredde b 2 , og til den smale båndbredde b3, for kurven 9 ved slutten av loddeperioden. Samtidig øker maksimalspenningen over svingekretsen fra U, til U.,, slik at forsterkningen ved slutten av loddeperioden på ønsket måte likeledes øker. The resonance curves in Fig. 3 appear, for example, by damping a swing circuit with an ohmic resistance or canceling the damping by means of feedback. At the beginning of the soldering period, the resonance curve 7 with a low Q-value and the associated large bandwidth bj is advantageous, which then with a reduction of the damping, respectively a reduction of the ohmic damping resistance during the soldering period passes into the curve 7a with the average bandwidth b 2 , and to the narrow bandwidth b3, for curve 9 at the end of the soldering period. At the same time, the maximum voltage across the swing circuit increases from U, to U.,, so that the amplification at the end of the soldering period also increases in the desired way.

På Fig. 4 er forstillingen av båndbredden gjennomført i forsterket grad. Dette skjer eksempelvis ved motsatt forstemhing eller forskyvning av to svingekretser. Dessuten er det mulig å utføre en dempning i henhold til In Fig. 4, the presentation of the bandwidth is carried out to an increased degree. This happens, for example, with opposite pre-tuning or displacement of two swing circuits. Furthermore, it is possible to perform a damping according to

Fig. 3. Båndbreddene b^ og b^er inntegnet på Fig. 2. Fig. 3. The bandwidths b^ and b^ are drawn in Fig. 2.

På Fig. 5 er det vist en ekkoloddinnretning på skjematisk måte. Fra en taktgiver 11 - som kan være en multivibrator eller koblingskontakter på Fig. 5 shows a sonar device schematically. From a timer 11 - which can be a multivibrator or switching contacts on

et omløpende bånd eller en tilsvarende drevet skive eller arm med skrive- a revolving belt or similar driven disc or arm with writing

stift - kommer en elektrisk puls 12 til generatoren, som utløser en elektrisk sendepuls 14. Den derav påvirkede seridesvinger 15 utsender en lydpuls i det omgivende vannet. De tilbakekommende lydekkoer blir ved hjelp av mottager-svingeren .16 omformet til elektriske signaler som i forsterkerne 17 og 18 blir spenningsforsterket og blir til slutt effektfor sterket i forsterkeren 19. Med henvisningstallet 20 er det antydet en fremvisningsinnretning, f. eks. en ro-terende néonlampe, katodestrålerør eller skriver. Mottagerforsterkeren er gjort selektiv.ved innsettelse av svingekretser slik at de av generatoren 13 utsendte frekvenser blir forsterket med preferanse eller aksentuering. Herunder må det tas Hensyn til én forskyvning av ekkofrekvensen i forhold til ge-neratorfrekvensen, svarende til den "Doppler-frekvens" som fremkommer på grunn av den relative bevegelse mellom skip og objekt. pin - an electric pulse 12 arrives at the generator, which triggers an electric transmission pulse 14. The series transducer 15 affected by this emits a sound pulse in the surrounding water. The returning sound echoes are transformed by means of the receiver-transducer .16 into electrical signals which are voltage amplified in the amplifiers 17 and 18 and are finally amplified in the amplifier 19. The reference number 20 indicates a display device, e.g. a rotating neon lamp, cathode ray tube or printer. The receiver amplifier is made selective by inserting oscillating circuits so that the frequencies emitted by the generator 13 are amplified with preference or accentuation. Here, consideration must be given to one shift of the echo frequency in relation to the generator frequency, corresponding to the "Doppler frequency" that appears due to the relative movement between ship and object.

Oppfinnelsen omfatter to svingekretser, 21 og 22, som forstemmes eller avstemmes i motsatt retning. De på Fig. 5 skjematisk antydede midler er tegnet detaljert på Fig. 7. Svingekretsen består av en induktivitet Lj og en kapasitet som er oppspaltet i to kondensatorer C^ og Cg. Kondensatorene og C^ er bare koblingskpndensatorer som alt efter inn- og utgangsmotstand påvirker avstemningen. Kondensatoren Cg er koblet parallelt med en NPN-transistbr T^, nærmere bestemt med dennes kollektor/emitterstrekning. Denne strekning eller overgang representerer både en variabel motstand og en variabel kapasitet. Ved påtrykning av en spenning oppstår nemlig uttynninger eller utarmninger i PN-overgangene, hvorved ladningsbærerne får en større innbyrdes avstand, hvilket er det samme som en nedsettelse av kapasiteten. The invention comprises two swing circuits, 21 and 22, which are pre-tuned or de-tuned in the opposite direction. The means indicated schematically in Fig. 5 are drawn in detail in Fig. 7. The swing circuit consists of an inductance Lj and a capacity which is split into two capacitors C^ and Cg. The capacitors and C^ are only coupling capacitors which, depending on the input and output resistance, affect the tuning. The capacitor Cg is connected in parallel with an NPN transistor T^, more precisely with its collector/emitter section. This stretch or transition represents both a variable resistance and a variable capacity. When a voltage is applied, thinning or depletion occurs in the PN junctions, whereby the charge carriers get a greater distance from each other, which is the same as a reduction in capacity.

Er transistoren Tj åpnet (positiv spenning mellom base og emitter), blir kondensatoren Cg praktisk talt kortsluttet, slik at bare kapasiteten Cjvirker. Herunder er motstanden av kollektor-emitterstrekningen liten, slik at denne i praksis ikke innvirker på Q-verdien av L.C-kretsen. Resonansfrekvensen får sin laveste verdi, og Q-verdien sin høyeste. Med økende sperring av transistoren T, blir seriemotstanden til kondensatoren Cjstørre, slik at kretsens Q-verdi avtar, henholdsvis demper kretsen sterkere. Samtidig blir kapasiteten av kollektor-emitterstrekningen og dermed totalkapasiteten i kretsen mindre, slik at resonansfrekvensen blir høyere. Er transistoren fullstendig sperret, så virker i det vesentlige bare seriekapasiteten C^+ Cgi og re-sonansen har nådd sin høyeste frekvens. If the transistor Tj is opened (positive voltage between base and emitter), the capacitor Cg is practically short-circuited, so that only the capacity Cj acts. Below this, the resistance of the collector-emitter line is small, so that in practice this does not affect the Q value of the L.C circuit. The resonance frequency gets its lowest value, and the Q value its highest. With increasing blocking of the transistor T, the series resistance of the capacitor Cj becomes greater, so that the circuit's Q-value decreases, or the circuit attenuates more strongly. At the same time, the capacity of the collector-emitter section and thus the total capacity in the circuit decreases, so that the resonance frequency becomes higher. If the transistor is completely blocked, essentially only the series capacitance C^+ Cgi works and the resonance has reached its highest frequency.

Da allerede en meget liten endring av styre spenningen (ca. 0,5 volt)-er tilstrekkelig på basen på transistoren Tj til å omutstyre denne, er det anordnet et motstandsnettverk Rj til R^for å foreta en spenningsdeling. For innstilling av den akkurat tilstrekkelig store sperrende base-forspenning tjener potensiometeret P^med basemotstandén R^. For begrensning av innstil — Since even a very small change in the control voltage (approx. 0.5 volts) is sufficient on the base of the transistor Tj to re-equip it, a resistance network Rj to R^ is arranged to carry out a voltage division. The potentiometer P^ with the base resistor R^ serves for setting the just sufficiently large blocking base bias. For limiting settings —

lingsområdet tjener formotstanden R^ for potensiometeret P^. En ytterligere stigning av den positive spenning på transistorens base åpner denne tilsvarende. Denne åpning kan for det første utføres manuelt ved hjelp av potensiometeret Pg, hvorved formotstanden Rg for potensiometeret Pg begrenser det-tes innstillingsområde. For det andre kan denne åpnings spenning frembringes på annen måte, og tilføres i koblingspunktet A, slik at det blir mulig å foreta en automatisk endring av svingekretsens resonansfrekvens. R^er en relativt meget høy-ohmig baseformotstand. the range serves the resistor R^ for the potentiometer P^. A further increase in the positive voltage at the base of the transistor opens it accordingly. This opening can firstly be carried out manually with the help of the potentiometer Pg, whereby the relative resistance Rg of the potentiometer Pg limits its setting range. Secondly, this opening voltage can be produced in another way, and supplied in the connection point A, so that it becomes possible to make an automatic change of the resonance frequency of the oscillation circuit. R^ is a relatively very high-ohmic base form resistor.

Det fremgår av eksperimentelle målinger at ved parallell-koblingen av kondensatoren Cg og transistoren T. under de ovenfor angitte betingelser med den relativt meget høyohmige motstand R^av størrelsesorden 10^ Ohm under åpningen fører til en godt lineær avhengighet av frekvensforskyvningen i forhold til styrespenningen. It appears from experimental measurements that the parallel connection of the capacitor Cg and the transistor T. under the conditions stated above with the relatively very high-ohmic resistance R^ of the order of 10^ Ohm during the opening leads to a good linear dependence of the frequency shift in relation to the control voltage.

Resonansfrekvensen forskyver seg nedad nesten nøyaktig lineært medøkende styrespenning. Båndbredden avtar likeledes, men ikke nøyaktig lineært, derimot noe mindre enn ved et strengt lineært forløp. Dette skyldes at også den øvre frekvens for en nedsettelse på 3 db synker noe langsommere enn det som kan ventes ved streng lineæritet. Den nedre frekvens for nedsettelse med 3 db forløper . derimot praktisk talt lineært. The resonant frequency shifts downwards almost exactly linearly with increasing control voltage. The bandwidth likewise decreases, but not exactly linearly, on the other hand somewhat less than in a strictly linear progression. This is because the upper frequency for a reduction of 3 db also drops somewhat more slowly than can be expected from strict linearity. The lower frequency for reduction by 3 db precursor. on the other hand, practically linear.

Ellir det i mottagerforsterkeren anordnet to koblingsanordninger i form av "frekvensforskjøvne" svingekretser, slik som vist på Fig. 7, så fremkommer ved en forholdsvis liten forskjell i resonansfrekveriser en virkning i likhet med et båndfilter og resonanskurver svarende til dem på Fig. 4. På Fig. If two switching devices in the form of "frequency-shifted" swing circuits are arranged in the receiver amplifier, as shown in Fig. 7, then a relatively small difference in resonance frequencies results in an effect similar to a band-pass filter and resonance curves corresponding to those in Fig. 4. Fig.

5 er anordningene inntegnet som enheter 21 og 22, som kan være adskilt med et mellomliggende forsterkertrinn 18. For at båndbreddevariasjonene ifølge 5, the devices are drawn as units 21 and 22, which can be separated by an intermediate amplifier stage 18. In order that the bandwidth variations according to

Fig. 4 skal fremkomme, må de to kretser styres motsatt. Blir i den ene krets resonansfrekvensen hevet ved hjelp av styrespenningen, -d. v. s. økende positiv styrespenning 23 (Fig. 5) - så må det samtidig i den andre krets skje en nedsettelse av resonansfrekvensen ved hjelp av en fallende positiv styrespenning 24. Fig. 4 should appear, the two circuits must be controlled oppositely. If in one circuit the resonance frequency is raised by means of the control voltage, -d. i.e. increasing positive control voltage 23 (Fig. 5) - then at the same time in the second circuit there must be a reduction of the resonance frequency by means of a falling positive control voltage 24.

De to styrespenninger 23 og 24 blir frembragt i pulsformeren 25. De The two control voltages 23 and 24 are produced in the pulse shaper 25. They

er blitt omformet fra firkantpulsen 12 fra taktgiveren 11 og hver for seg ført over ledningene 26 og 27 til de tilhørende styrbare kretser 21 og 22. På denne måte inntrer automatisk de allerede i forbindelse med Fig. 4 omtalte virk-ninger og fordeler. has been reshaped from the square pulse 12 from the clock generator 11 and separately carried over the wires 26 and 27 to the associated controllable circuits 21 and 22. In this way, the effects and benefits already discussed in connection with Fig. 4 automatically occur.

Resonanskurvene på Fig. 4 kan selvsagt frembringes på mange forskjellige måter. Alt efter koblingen blir den passende spenningsform eller spenning af or løpet for styrespenningen valgt. For utførelsen på Fig. 7, henholdsvis kretsene 21 og 22 på \Fig. 5, er den ene krets, f. eks. kretsen 21 for oppnåelse av resonanskurven 8 på Fig. 4, avstemt på sendefrekvensen f og ved hjelp av den fulle verdi av styrespenningen 24 forstemt maksimalt til høyre og blir med synkende styrespenning 24 bragt til sendefrekvensen f . The resonance curves in Fig. 4 can of course be produced in many different ways. Depending on the connection, the appropriate voltage form or voltage of the circuit for the control voltage is selected. For the embodiment in Fig. 7, circuits 21 and 22 respectively in \Fig. 5, is one circuit, e.g. the circuit 21 for obtaining the resonance curve 8 in Fig. 4, tuned to the transmission frequency f and with the help of the full value of the control voltage 24 is pre-tuned to the maximum to the right and is brought to the transmission frequency f with decreasing control voltage 24.

Den annen krets 22 er på forhånd forstemt eller forskjøvet maksimalt til venstre og blir medøkende styrespenning 23 forskjøvet i frekvens mot høyre til sendefrekvensen f . Med økende tid løper således resonansfrekvensene for de to kretser 21 og 22 i retning mot hverandre, og faller til slutt sammen innbyrdes og med sendefrekvensen f , hvorved den resulterende resonanskurve 8b fremkommer. The second circuit 22 is pre-tuned or shifted maximally to the left and the increasing control voltage 23 is shifted in frequency to the right to the transmission frequency f. With increasing time, the resonance frequencies for the two circuits 21 and 22 thus run in the direction of each other, and eventually coincide with each other and with the transmission frequency f , whereby the resulting resonance curve 8b appears.

Gjennom styrespenningens form i avhengighet av tiden er det mulig Through the shape of the control voltage as a function of time, it is possible

å oppnå mange forskjellige båndbreddekurver som funksjon av tiden. Hvis kurvene 23 og 24 eksempelvis har form av lineære sagtannkurver, så resulterer dette i den lineære båndbreddekurve 6 på Fig. 2. Videre trenger begynnelsen av båndbreddereduksjonen ikke på noen måte å foregå allerede ved tidspunktet t umiddelbart ved begynnelsen av perioden, men det er derimot fordelaktig å utsette nedreguleringen til et senere tidspunkt, da nytte/støy-forholdet ved begynnelsen enda ikke er blitt kritisk og båndbredden således kan holdes stor så lenge som mulig. Den forsinkede påbegynnelse av koble-eller styrespenningen skjer ved hjelp av en forsinket begynnelse av kurvene 23 og 24, eksempelvis ved hjelp av et RC-tidsforsinkelsesledd eller ved hjelp av en monostabil multivibrator som trygges ved hjelp av taktpulsen 12, hvilken multivibrator avgir en tidsforskjøvet firkantpuls som derefter må omfor-mes til den ønskede, form. En annen mulighet består i å anvende kontakter som har en innbyrdes avstand fra hverandre og blir virksomme til forskjellige tider, på en skriver som taktgiver. Videre tillater også en innledningsvis horisontalt^forløpende kurveform av styrespenningen frembringelse av en forsinket innføring eller påbegynnelse av båndbreddereduksjonen. Endelig foreligger det en enkelt mulighet ved å innstille baseforspenningen ved hjelp av potensiometeret P. (Fig. 7). Blir denne spenning nemlig ikke innstillet like foran den begynnende åpning av den sperrede transister T^, men lavere, i det viste utførelseseksempel som en mere negativ forspenning, så må styrespenningen først oppheve en til forspenningen svarende del for å oppnå åp-ningsspenningen, hvilket som følge av den skrå kurveform tilsvarer en tids-forskyvning. to obtain many different bandwidth curves as a function of time. If, for example, the curves 23 and 24 have the form of linear sawtooth curves, then this results in the linear bandwidth curve 6 in Fig. 2. Furthermore, the beginning of the bandwidth reduction need not in any way already take place at time t immediately at the beginning of the period, but it is advantageous to postpone the downregulation until a later time, as the benefit/noise ratio at the beginning has not yet become critical and the bandwidth can thus be kept large for as long as possible. The delayed start of the coupling or control voltage takes place by means of a delayed start of the curves 23 and 24, for example by means of an RC time-delay link or by means of a monostable multivibrator secured by means of the clock pulse 12, which multivibrator emits a time-shifted square pulse which must then be transformed into the desired shape. Another possibility consists in using contacts that have a mutual distance from each other and become active at different times, on a printer as a clock generator. Furthermore, an initially horizontally running waveform of the control voltage also allows the production of a delayed introduction or initiation of the bandwidth reduction. Finally, there is a single option by setting the base bias using the potentiometer P. (Fig. 7). If this voltage is not set just before the starting opening of the blocked transistor T^, but lower, in the embodiment shown as a more negative bias voltage, then the control voltage must first cancel a part corresponding to the bias voltage in order to achieve the opening voltage, which as a result of the slanted curve shape corresponds to a time shift.

Pulsformeren 25 lar seg realisere på enkleste måte ved hjelp av i det minste ett RC-ledd. Slike pulsformere er i og for seg kjent for frembringelse av en styrespenning som strekker seg over loddeperioden, ved avledning fra taktpulsen 12 for den innledningsvis omtalte tidsregulering av forsterkningsgraden. På Fig. 6 er det vist på skjematisk måte et integrerende RC-ledd The pulse shaper 25 can be realized in the simplest way by means of at least one RC link. Such pulse shapers are in and of themselves known for generating a control voltage which extends over the soldering period, by derivation from the clock pulse 12 for the initially mentioned time regulation of the amplification degree. In Fig. 6, an integrating RC link is shown schematically

{bestående av den høyohmige motstand R,, og parallellkondensatoren C^. Kondensatoren blir oppladet av taktpulsen 12 - eventuelt ved mellomkobling av en emitterfølger, henholdsvis katodefølger - lavohmig og derfor en kort tid oppladet over klemmen 28, hvorved dioden D^q forhindrer en utladning over det matende trinn. Det fremkommer da på utgangsklemmen 29 en kort spennings stigning 30, hvis varighet! er neglisjerbar i forhold til loddeperioden. Utladningen av kondensatoren C,. skjer så høyohmig over motstanden Rg, hvorved utladning skurven 31 fremkommer, idet utladetidskonstanten er valgt så stor at den utlade spenning 31 som skal anvendes som styrespenning strekker seg helt til slutten av loddéperioden. Ved anvendelse av et ikke inntegnet i og for seg omvendingstrinn oppnåes den annen styrespenning 32 for realisering av kurvene på Fig. 4. For å oppnå kurvene på Fig. 3 kreves det imidlertid bare en styrespenning som den viste spenning 31. {consisting of the high-ohmic resistor R,, and the parallel capacitor C^. The capacitor is charged by the clock pulse 12 - possibly by intermediate connection of an emitter follower, respectively cathode follower - low-ohmic and therefore for a short time charged across terminal 28, whereby the diode D^q prevents a discharge across the feeding stage. A short voltage rise 30 then appears on the output terminal 29, the duration of which! is negligible in relation to the soldering period. The discharge of the capacitor C,. occurs as high resistance across the resistor Rg, whereby the discharge curve 31 appears, the discharge time constant being chosen so large that the discharge voltage 31 which is to be used as control voltage extends all the way to the end of the soldering period. By using a conversion step that is not included in itself, the second control voltage 32 is obtained for realizing the curves in Fig. 4. To obtain the curves in Fig. 3, however, only a control voltage such as the shown voltage 31 is required.

Ved hjelp av motstanden Rg som må være omkoblebar eller inn still-bar, er det på enkel måte mulig å variere varigheten av båndbreddereguleringen. Spesielt blir det for en fremstilling av ekkoer med størst mulig av-, bildning småle stokk i fremvisningsinnretningen 20 ved nærliggende objekter bevirket en forkortelse av opptegningsvarigheten ved hjelp av en områdekob-ler 33, og loddefølgen tilsvarende forhøyet. Med en mekanisk kobling 34 med innstilling av motstanden R^og/eller kondensatoren Cg oppnås en tvangsmessig tilpasning av lengden av styrespenningen 31, henholdsvis spenningen 32, til den forkortede loddeperiode, slik at den minimale båndbredde alltid først står til disposisjon ved slutten av loddeperioden. Videre er det mulig ved hjelp av områdekobleren direkte også å foreta en omkobling av frekvensbe-stemmende komponenter i det minste i én svingekrets. F. eks. anvendes det istedenfor transistoren en bryter som må sammenkobles mekanisk med i områdekobleren. Ved ekkolodding på små vanndybder er det fordelaktig at det ved hjelp av områdekobleren bare skjer en omkobling av de med hensyn til båndbreddé automatisk regulerte svingekretser til smal båndbredde på tvangsmessig måte bare for de større områder, mens den minimale regulerte båndbredde blir begrenset når man befinner seg på de mindre måleområder. By means of the resistor Rg, which must be switchable or adjustable, it is possible to vary the duration of the bandwidth regulation in a simple way. In particular, for the production of echoes with the largest possible image, small sticks in the display device 20 in the case of nearby objects, a shortening of the recording duration is effected by means of an area coupler 33, and the soldering sequence is correspondingly increased. With a mechanical coupling 34 with setting of the resistor R^ and/or the capacitor Cg, a forced adaptation of the length of the control voltage 31, respectively the voltage 32, to the shortened soldering period is achieved, so that the minimum bandwidth is always first available at the end of the soldering period. Furthermore, it is possible with the aid of the range switch to also directly switch frequency-determining components in at least one swing circuit. For example instead of the transistor, a switch is used which must be connected mechanically to the range switch. When echo sounding in small water depths, it is advantageous that, with the help of the range switch, the switching circuits that are automatically regulated with regard to bandwidth are only switched to a narrow bandwidth in a forced way only for the larger areas, while the minimum regulated bandwidth is limited when you are in in the smaller measurement areas.

En slik omkobling kan naturligvis også skje ved hjelp av potensiometeret Pj, på Fig. 7. Likeledes er det også hensiktsmessig å foreta en omkobling av båndbredden manuelt og dette kan skje i tillegg til den automatiske regulering, da som kjent loddebetingelséne avhenger av mange faktorer og derfor vjil en optimal tilpasning til de aktuelle lokale betingelser forbedre oppløsning s-evnen. I dette øyemed er den på Fig. 5 manuelt innstillbare styre spennings-kile 35 anordnet. Denne inneholder f. eks. for hver styretransistor et potensio-meter svarende til potensiometeret P^på Fig. 7. Videre er det fordelaktig å Istyre båndbredden automatisk på grunnlag av ekkosignalet selv. Til dette formål er den på Fig. 5 viste reguleringsdel 36 anordnet. Denne reguleringsdel mottar ekkovekselspenningen fra sluttrinnet 19 eller fra et av de foran-gående trinn. Ekkovekselspenningen blir likerettet og tilført som styrespenning til de to styrbare kretser 21 og 22. I eksemplet på Fig. 5 anvendes for den ene krets den positive omhylningskurvehalvdel og for den annen krets Such switching can of course also take place with the help of the potentiometer Pj, in Fig. 7. Similarly, it is also appropriate to switch the bandwidth manually and this can take place in addition to the automatic regulation, since as is known the soldering conditions depend on many factors and therefore, an optimal adaptation to the relevant local conditions will improve the resolution capability. For this purpose, the manually adjustable control tension wedge 35 in Fig. 5 is arranged. This contains e.g. for each control transistor a potentiometer corresponding to the potentiometer P^ in Fig. 7. Furthermore, it is advantageous to control the bandwidth automatically on the basis of the echo signal itself. For this purpose, the regulation part 36 shown in Fig. 5 is arranged. This control part receives the echo exchange voltage from the final stage 19 or from one of the preceding stages. The echo converter voltage is rectified and supplied as control voltage to the two controllable circuits 21 and 22. In the example in Fig. 5, the positive enveloping curve half is used for one circuit and for the other circuit

den negative omhylningskurvehalvdel, idet den sistnevnte virker på invers måte i forhold til den førstnevnte, hvorfor diodene D^- D^ må anvendes med forskjellig polaritet. Disse to reguleringer arbeider i og for seg selvstendig. De er forbundet med hverandre over en logisk ELLER-forbindelse eller kon-junksjon. Reguleringen avhenger dermed av den respektive største positive eller negative reguleringsspenning. the negative envelopment curve half, the latter acting in an inverse manner in relation to the former, which is why the diodes D^-D^ must be used with different polarity. These two regulations work in and of themselves independently. They are connected to each other via a logical OR connection or conjunction. The regulation thus depends on the respective largest positive or negative regulation voltage.

Ved anvendelse av skillediodene D^ til D^er det på enkel måte gjort mulig å få samtlige utførelser til regulering og/eller innstilling av båndbredden til å virke samtidig, og med hensyn til maksimalvirkningen allikevel uavhengig av hverandre, da virker som ELLER-koblinger. By using the separation diodes D^ to D^, it is made possible in a simple way to get all the designs for regulation and/or setting of the bandwidth to work simultaneously, and with regard to the maximum effect still independently of each other, then work as OR connections.

En regulering av båndbredden ved hjelp av ekkospenningen er særlig egnet for bedre måling eller detektering av lagdannelser og inneslutninger i havbunden. På den ene side blir det på lignende måte som ved en dynamikkom-presjon oppnådd en motvirkning av overstyring av forsterkeren og/eller av fremvisningsinnretningen 20, og for det annet står den fulle båndbredde automatisk til disposisjon også på større avstander for oppløsning av detaljene i dette relativt sterke ekko, mens for de svakt reflekterende fisk som står over bunden på større vanndybder derimot automatisk blir omkoblet til den mere fordelaktige, smalere båndbredde. A regulation of the bandwidth using the echo voltage is particularly suitable for better measurement or detection of layer formations and inclusions in the seabed. On the one hand, in a similar way as with dynamics compression, a counter-effect of over-control of the amplifier and/or of the display device 20 is achieved, and on the other hand, the full bandwidth is automatically available even at greater distances for resolution of the details in this relatively strong echoes, while for the weakly reflective fish that stand above the bottom at greater water depths, on the other hand, are automatically switched to the more advantageous, narrower bandwidth.

Ved en regulering av båndbredden ved hjelp av ekkospenningen frem-kompier enda én videre forenklet utførelsesform. Båndbredden er manuelt ved sluttjusteringen under fremstillingen innstillet på en tilstrekkelig minimal verdi for store avstander, som ved sterkere ekkospenninger automatisk fører til en automatisk utvidelse av denne minimale båndbredde ved hjelp av den ovenfor beskrevne eller på lignende måte virkende kobling. Derved forstørrer hvert ekkosignal båndbredden i samme grad som signalets amplitude ligger over støynivået. Riktignok avtar nytte/støyforholdet av de ovenfor angitte grunner med lydgangtiden, slik at optimale betingelser blir oppnådd når for tilpasning efter støynivået en med lydgangtiden avtagende båndbredde blir ut-videt ved hjelp av ekkosignalet selv til en verdi som er avpasset efter den amplitude som overskyter støynivået, men en ekstra manuell innstilling mu-liggjør en individuell tilpasning efter de forskjellige betingelser som bestem-jues av forskjellige "undervannslandskaper", henholdsvis loddesteder. By regulating the bandwidth with the aid of the echo voltage, there is yet another simplified embodiment. The bandwidth is manually set during the final adjustment during production to a sufficiently minimal value for large distances, which in case of stronger echo voltages automatically leads to an automatic expansion of this minimal bandwidth by means of the above-described or similarly acting coupling. Thereby, each echo signal increases the bandwidth to the same degree that the signal's amplitude is above the noise level. Admittedly, for the reasons stated above, the benefit/noise ratio decreases with the sound travel time, so that optimal conditions are achieved when, for adaptation according to the noise level, a bandwidth that decreases with the sound travel time is extended by means of the echo signal itself to a value that is adapted to the amplitude that exceeds the noise level , but an additional manual setting enables individual adaptation according to the different conditions determined by different "underwater landscapes", respectively soldering locations.

Selvsagt er båndbreddereguleringen ifølge Fig. 4 ikke bundet til den på Fig. 5 viste utførelsesform. Eksempelvis kan de to styrbare kretser 21 og 22 også være sammenfattet til et trinn. Fig. 8a viser en utførelsesform. Forsterkerens første trinn er anskueliggjort med generatoren 40 med den indre motstand R_ De to reguleringsspenninger 23 og 24 (Fig. 5) påtrykkes klemmene 41 og 42. Of course, the bandwidth regulation according to Fig. 4 is not bound to the embodiment shown in Fig. 5. For example, the two controllable circuits 21 and 22 can also be combined into a stage. Fig. 8a shows an embodiment. The amplifier's first stage is visualized with the generator 40 with the internal resistance R_ The two regulation voltages 23 and 24 (Fig. 5) are applied to the terminals 41 and 42.

Denne i rummet sammentrukné oppbygning av de to svingekretser som skal reguleres, den såkalte båndfilteranordning, muliggjør også regulering av båndbredden over koblingen K. Eksempelvis er K en innstillbar kapasitet som utformes styrbar i overensstemmelse med svingekretsens kapasitet Cg (Fig. 7). Videre kan det for K også anordnes en induktivitet eller en motstand, hvis verdier er styrbare eller omkoblebare ved hjelp av den tidsavhengige styrespenning. This spatially compressed structure of the two swing circuits to be regulated, the so-called band filter device, also enables regulation of the bandwidth over the coupling K. For example, K is an adjustable capacity which is designed to be controllable in accordance with the swing circuit's capacity Cg (Fig. 7). Furthermore, an inductance or a resistance can also be arranged for K, the values of which can be controlled or switched using the time-dependent control voltage.

En videre mulighet for å innvirke på båndbredden av mottagerforsterkeren ved hjelp av en styrespenning som frembringes fra et tidsprogram som er tilforordnet loddeperioden og/eller ifra den forsterkede ekkospenning, ligger i en likestrømsformagnetisering av svingekretsspolene. Ved anvendelse av moderne keramikkmasser som spolekjerne er det mulig å forandre induk-tivitetsverdien relativt sterkt ved hjelp av en mere eller mindre stor like-strømformagnetisering. Herunder må ved den minste båndbredde begge in-duktiviteter være forbelastet med en midlere likestrøm. Forøkende båndbredde blir med den ene svingekretsspole induktiviteten forhøyet ved reduksjon av likestrømforbelastningen, og véd den andre blir på tilsvarende måte induktiviteten redusert ved hjelp av større likestrømforbelastning. Styringen av forbelastningen eller formagnetiseringsstrømmen skjer også her i motsatt retning og igjen i avhengighet av et program som er tilforordnet loddeperioden og/eller av ekkospenningen. Koblinger for svingekretsene er i og for seg kjent fra moderne sweepgeneratorer (de tyske Wobbelmess-sendern). A further possibility of influencing the bandwidth of the receiver amplifier by means of a control voltage which is produced from a time program which is assigned to the soldering period and/or from the amplified echo voltage, lies in a direct current biasing of the swing circuit coils. When using modern ceramic masses as a coil core, it is possible to change the inductance value relatively strongly by means of a more or less large direct current premagnetization. Below this, at the smallest bandwidth, both inductances must be preloaded with an average direct current. Increasing bandwidth with one swing circuit coil increases the inductance by reducing the direct current bias, and with the other the inductance is reduced in a similar way by means of a larger direct current bias. The control of the preload or premagnetization current also takes place here in the opposite direction and again depending on a program assigned to the soldering period and/or the echo voltage. Connections for the swing circuits are known per se from modern sweep generators (the German Wobbelmess transmitters).

I en videre utførelse i henhold til Fig. 3 er som vist på Fig. 8b og c styrbare dempningsmotstander plasert parallelt med resonanssvingekretser. I det enkleste tilfelle er dette en ohmsk motstand hvis motstandsverdi ikke er konstant, men avhenger av den påtrykte spenning efter eri forutbestemt funksjon, eksempelvis ved bruk av en motstand i form av de såkalte VDR-motstander. Motstandsendringer i slike motstander er riktignok forholdsvis store, men krever allikevel relativt høye spenninger og er derfor fortrinnsvis anvendbare for sluttrinn. In a further embodiment according to Fig. 3, as shown in Fig. 8b and c, controllable damping resistors are placed in parallel with resonant oscillator circuits. In the simplest case, this is an ohmic resistor whose resistance value is not constant, but depends on the applied voltage according to your predetermined function, for example when using a resistor in the form of the so-called VDR resistors. Resistance changes in such resistors are admittedly relatively large, but still require relatively high voltages and are therefore preferably used for output stages.

Derimot er anordning av en transistor med sin kollektor/emitter-strekning parallelt med en likespenningsfri resonanssvingekrets også egnet for forsterkertrinn. Moderne silisiumt'ransistorer krever på grunn av sin høye strømforsterkning bare en meget liten styrespenning, slik at denne anordning også er egnet for dempning av små signalspenninger med forholdsvis lave styrespenninger. På Fig. 8b er en transistor T-, koblet direkte parallelt med en svingekrets og på Fig. 8c en transistor T, parallelt med en særskilt fast dempningsmotstand Rj.. Den faste motstand R^som ligger i serie med transistoren, begrenser styreområdet og dermed den maksimale dempningen. Styrespenningen påtrykkes klemmer 43 og 44-. Det er selvsagt at den indre motstand R^ av generatoren 40 er valgt tilstrekkelig stor slik at R^R^+ R^, for at resultatet skal bli en virkningsfull dempning. Blir det istedenfor transistoren Tg på Fig. 8b henholdsvis T^ på Fig. 8c anvendt en kapasitetsdiode, så endrer svingekretsen sin frekvens med ekkospenningen. Slike dioder har nemlig en kapasitet som forandrer seg med den påtrykte spenning, henholdsvis strøm. Ytterligere koblingsmuligheter ligger i anvendelse av i og for seg kjente anordninger for automatisk senderinnstilling ved kringkastings- og fjernsynsapparater. In contrast, arrangement of a transistor with its collector/emitter section in parallel with a DC voltage-free resonant oscillator circuit is also suitable for amplifier stages. Modern silicon transistors, due to their high current amplification, only require a very small control voltage, so that this device is also suitable for damping small signal voltages with relatively low control voltages. In Fig. 8b, a transistor T- is connected directly in parallel with a swing circuit and in Fig. 8c a transistor T, in parallel with a special fixed damping resistor Rj. The fixed resistor R^, which is in series with the transistor, limits the control range and thus the maximum attenuation. The control voltage is applied to terminals 43 and 44-. It is of course that the internal resistance R^ of the generator 40 is chosen to be sufficiently large so that R^R^+ R^, so that the result is an effective damping. If a capacitance diode is used instead of the transistor Tg in Fig. 8b and T^ in Fig. 8c, then the oscillation circuit changes its frequency with the echo voltage. Such diodes have a capacity that changes with the applied voltage, or current. Further connection possibilities lie in the use of per se known devices for automatic transmitter tuning in broadcasting and television sets.

Da transistorenes indre motstand kan være forholdsvis liten, er det hensiktsmessig med en lavohmig sekundærvikling for riktig dimensjonering av dempningstilpasningen. Da en transistor bare arbeider i én strømretning, mens dempningen med anvendelse av en transistor strengt tatt bare gjelder for den ene av de to halvperioder, er. det hensiktsmessig å anordne en dobbelt-virkende krets ifølge Fig. 11. As the internal resistance of the transistors can be relatively small, it is appropriate to have a low-resistance secondary winding for correct dimensioning of the damping adaptation. Since a transistor only works in one current direction, while the attenuation with the use of a transistor strictly only applies to one of the two half periods, is. it is appropriate to arrange a double-acting circuit according to Fig. 11.

Diodene Dg og Dg bevirker en dobbelt- eller helbølgelikeretning, slik at den samme dempning gjelder for begge halvperioder. Emittermotstanden Rjy bidrar til en linearisering av dempningen i avhengighet av den styrespenning som ligger på klemmen 43", og videre nedsetter emittermotstanden virk-ningen av individuelle komponentvariasjoner og tillater separat eller individuell innstilling av maksimaldempningen. Begynnelses- eller terskelspenning-en (Anlaufspannung) for diodene, eventuelt i forbindelse - spesielt i serie - med Zenerdioder, bevirker i kretser med liten amplitude, (forforsterkere) at dempningen først setter inn efter overskridelse av visse - ved hjelp av Zenerdioder forholdsvis vidt bestembare - grenser. Dermed blir det oppnådd at forstørrelsen av båndbredden for den selektive forsterker først begynner efter overskridelse av en innstillbar terskelverdi og så - som følge av størrelsen av motstanden R^ - stiger konstant og tilnærmet lineært. Blir diodene for-spent på i og for seg kjent måte ved påtrykning av en elektrisk motspenning, eller - som nevnt ovenfor - blir basisforspenningen øket (i sperreretning) kan begynnelsen av reguleringen endres innenfor vide grenser og en optimal tilpasning efter de lokale betingelser oppnås. The diodes Dg and Dg cause a double or full-wave rectification, so that the same attenuation applies to both half periods. The emitter resistance Rjy contributes to a linearization of the attenuation depending on the control voltage located on the terminal 43", and furthermore the emitter resistance reduces the effect of individual component variations and allows separate or individual setting of the maximum attenuation. The starting or threshold voltage (Anlaufspannung) for the diodes . for the selective amplifier first begins after exceeding an adjustable threshold value and then - as a result of the size of the resistance R^ - rises constantly and approximately linearly. The diodes are biased in a manner known per se by the application of an electrical counter-voltage, or - as mentioned above - the base bias is increased (in latches etching) the beginning of the regulation can be changed within wide limits and an optimal adaptation according to the local conditions is achieved.

En stor båndbreddeendring ved styring av bare en krets ved hjelp av den styrespenning som er tilforordnet loddeperioden, henholdsvis ekkosig-! naiet, fremkommer ved styring eller<1>omkobling av dempningsopphevende A large bandwidth change when controlling only one circuit using the control voltage assigned to the soldering period, respectively echo-! naiet, appears when controlling or<1>switching of damping canceling

komponenter. Derved kan båndbredden reduseres ytterligere utover enn ellers på grunn av dén "naturlige" dempning gitte grenseverdi og rekkevidden av ekkoloddingen kan forstørres. Blir det som utgang anvendt, en forholdsvis sterkt dempet krets, så er det i tillegg til det styringsområde som blir oppnådd ved hjelp av de forholdsregler som innebærer dempnings virkning, oppnådd et ytterligere styreområde utenfor eller utover den "naturlige" dempning. Tilsåm-men blir det stillet til disposisjon et meget stort styringsområde for båndbredden. Et utførelseseksempel er fremstillet på Fig. 9 i form av en såkalt Q-forsterker. Med bokstaven Q blir kretsens godhet angitt. components. Thereby, the bandwidth can be further reduced beyond the limit value given by the "natural" attenuation and the range of the echo sounder can be enlarged. If a relatively strongly damped circuit is used as output, then in addition to the control range that is achieved by means of the precautions that involve the damping effect, a further control range outside or beyond the "natural" damping is achieved. At the same time, a very large control area for the bandwidth is made available. An exemplary embodiment is shown in Fig. 9 in the form of a so-called Q-amplifier. With the letter Q, the quality of the circuit is indicated.

Ekkospenningen blir tilført dén som emitterfølger koblede transistor T. over koblingskondensatoren Cg. Motstanden tjener som basemotstand. Over emittermotstanden Rg fremkommer den lavohmige utgangs spenning som over kondensatoren føres til svingekretsspolen Lg. Kapasiteten og induktiviteten Lg utgjør den sterkt dempede svingekrets som ved hjelp av styringen skal gis redusert dempning. Dempningen skjer ved hjelp av emittermotstanden Rg, basemotstanden Rg, en annen transistor Tg og dennes inngangsmotstand såvel som ved tapene i spole og kondensator, hvilket gir den "naturlige" dempning. Betegnelsen gjelder en koblingskondensator for den annen emitter-følger med transistoren Tg. For ytterligere forsterkning blir ekkospenningen koblet ut over koblingskondensatoren Cg. The echo voltage is supplied to the emitter-follower coupled transistor T. across the coupling capacitor Cg. The resistance serves as base resistance. Across the emitter resistance Rg, the low-impedance output voltage appears, which is fed across the capacitor to the swing circuit coil Lg. The capacity and inductance Lg constitute the highly damped swing circuit, which is to be given reduced damping by means of the control. The damping takes place by means of the emitter resistance Rg, the base resistance Rg, another transistor Tg and its input resistance as well as by the losses in the coil and capacitor, which gives the "natural" damping. The designation applies to a coupling capacitor for the second emitter follower with the transistor Tg. For further amplification, the echo voltage is switched out via the coupling capacitor Cg.

Dempningsreduksjonen finner sted ved tilbakeføring av en del av ekkospenningen over den annen induktivitet L^. Ved viklingsanordning med samijne fase blir derved spenningen over induktiviteten Lg forhøyet og det fremkommer en svingekrets C^, Lg har redusert dempning og har en resonanskurve med mindre båndbredde og større maksimal amplitude for anvendelse ved større loddeavstander. Blir det ikke tilbakeført noen spenning, så er kretsen sterkt dempet ved hjelp av motstandene Rgi og Rg og det fremkommer en resonanskurve med stor båndbredde og lav rriaksimalamplitude for små loddeavstander. For tvangsmessig tilforordning av disse båndbredder, såvel som av mellom-verdier, til loddeperioden og/eller ekkoloddamplituden, er det anordnet en styretréinsistor T/med sin kollektor/emitterstrekning i serie med tilbake-koblings spolen L.j. Styringen skjer på basen. Transistoren T^er hensiktsmessig motkoblet så sterkt ved hjelp av motstanden Rjq at anordningen ikke svinger av seg selv. Motstandene R^ og R^g utgjør en spenningsdeler. Ved hjelp av parallellmotstanden R^ som samtidig er emittermotstand for transistoren Tg, blir vekselspenningspotensialet uavhengig av hvorvidt styretransistoren T^er sperret eller åpen. The attenuation reduction takes place by returning part of the echo voltage across the other inductance L^. In the case of a winding arrangement with the same phase, the voltage across the inductance Lg is thereby increased and a swing circuit C^ appears, Lg has reduced damping and has a resonance curve with a smaller bandwidth and larger maximum amplitude for use at larger soldering distances. If no voltage is fed back, then the circuit is strongly damped by means of the resistors Rgi and Rg and a resonance curve with a large bandwidth and low peak amplitude for small soldering distances appears. For forced allocation of these bandwidths, as well as of intermediate values, to the solder period and/or sonar amplitude, a control tree resistor T/ with its collector/emitter section in series with the feedback coil L.j is arranged. The control takes place at the base. The transistor T^ is suitably counter-connected so strongly by means of the resistor Rjq that the device does not oscillate by itself. The resistors R^ and R^g constitute a voltage divider. By means of the parallel resistance R^ which is also the emitter resistance of the transistor Tg, the alternating voltage potential becomes independent of whether the control transistor T^ is blocked or open.

For automatisk samordning av kretsens Q-verdi og dermed av båndbredden til loddeperioden, henholdsvis ekkospenningen, blir det hensiktsmessig tilført en styrespenning i koblingspunktet B. For automatic coordination of the circuit's Q-value and thus of the bandwidth of the soldering period, respectively the echo voltage, a control voltage is suitably applied at connection point B.

Fig. 10 viser en modifikasjon av basesiden av styretransistoren T, på Fig. 9. For utvidelse av det mulige styreområde er det anordnet et motstandsnettverk i likhet med det på Fig. 7. Ved hjelp av potensiometeret P, blir basegrunnspenningen innstillet. Begrensningsmotstander°g R-w tjener til å gjøre potensiometerinnstillingen lettere. Dioden D^ hindrer til-bakeføring av det positive potensial av styrespenningen som mates inn i punktet B" til giveren. Fig. 10 shows a modification of the base side of the control transistor T, in Fig. 9. To extend the possible control range, a resistance network similar to that in Fig. 7 is arranged. By means of the potentiometer P, the base fundamental voltage is set. Limiting resistors°g R-w serve to make potentiometer setting easier. The diode D^ prevents the return of the positive potential of the control voltage which is fed into the point B" of the encoder.

I begge koblinger (Fig. 9 og 10) kan en forhøyelse av kretsenes Q-verdi bare skje når det av transistoren Tj. blir indusert en vekselspenning i induktiviteten L,g med samme fase. Når transistoren er sperret, kan imidlertid ingen strøm flyte gjennom induktiviteten L., slik at det ikke inntrer noen dempningsreduksjon i kretsen C^, Lg. Med økende åpning av transistoren ved hjelp av en positiv styrespenning som påtrykkes i punktet B, henholdsvis B", øker strømmen gjennom induktiviteten L^og dermed også dempningsreduksjonen i kretsen C, Lg. Med vekslende - positiv - styrespenning avtar derfor på grunn av den økende dempningsreduksjon, det vil si økning av Q-verdien, båndbredden. In both connections (Fig. 9 and 10), an increase in the circuit's Q value can only occur when the transistor Tj. an alternating voltage is induced in the inductance L,g with the same phase. When the transistor is blocked, however, no current can flow through the inductance L., so that no attenuation reduction occurs in the circuit C^, Lg. With increasing opening of the transistor by means of a positive control voltage that is applied at point B, respectively B", the current through the inductance L^ increases and thus also the damping reduction in the circuit C, Lg. With alternating - positive - control voltage therefore decreases due to the increasing attenuation reduction, i.e. increase of the Q value, the bandwidth.

Oppfinnelsen er ikke begrenset til de viste utførelseseksempler, og spesielt trenger en samordning av båndbredde og loddeperiode ikke skje ved hjelp av en tidsavhengig styrespenning, men dette lar seg også gjennomføre ved hjelp av en tidsavhengig motstandsendring. F. eks. kan motstanden Rj^på Fig. 9 erstattes med en CdS-motstandscelle, som påvirkes av lyset fra en glødelampe (optoelektrisk omformer). Strømforløpet i glødelampen som funksjon av tiden er herunder tilforordnet loddeperioden, henholdsvis ekkospenningen. Dette gjelder også når det istedenfor transistoren T, blir benyt-tet en CdS-celle som på grunn av den styrte belysning endrer sin motstand mellom mere enn 10 megohm (mørkemotstand) og lite mer enn 100 ohm (full belysning). The invention is not limited to the examples shown, and in particular a coordination of bandwidth and soldering period does not need to take place by means of a time-dependent control voltage, but this can also be carried out by means of a time-dependent resistance change. For example the resistor Rj^ in Fig. 9 can be replaced with a CdS resistance cell, which is affected by the light from an incandescent lamp (optoelectric converter). The current flow in the incandescent lamp as a function of time is assigned below to the soldering period, respectively the echo voltage. This also applies when, instead of the transistor T, a CdS cell is used which, due to the controlled lighting, changes its resistance between more than 10 megohms (dark resistance) and little more than 100 ohms (full lighting).

På Fig. 12 er det som ytterligere utførelseseksempel i tilknytning til In Fig. 12 it is as a further embodiment example in connection with

Fig. 8b, den der angitte elektronisk styrbare motstand, transistoren Tg, erstattet med en ved hjelp av lys styrbar motstand, fotocelle eller eventuelt kadmiumsulfidcelle (CdS-celle) Z. Det anbefales som på Fig. 11 å foreta dempningen over en annen vikling i svingekretsen for bedre å oppnå tilpasning av motstandsbetingelsene. Fig. 8b, the electronically controllable resistor specified there, the transistor Tg, replaced with a light-controllable resistor, photocell or possibly cadmium sulphide cell (CdS cell) Z. As in Fig. 11, it is recommended to carry out the damping via another winding in the swing circuit to better achieve adaptation of the resistance conditions.

CdS-cellen Z er anordnet i en lystett beholder 45 sammen med den styrende glødelampe 6. En slik komponent er vanlig handelsvare og ganske billig. Styringen av glødelampen' skjer hensiktsmessig under mellomkobling av en impedanstransf ormator. Som eksempel er det inntegnet en emitter-følger med en transistor T^. Her må styrespenningen tilføres klemmen 46. The CdS cell Z is arranged in a light-proof container 45 together with the controlling incandescent lamp 6. Such a component is a common commodity and quite cheap. The control of the incandescent lamp takes place appropriately with the intermediate connection of an impedance transformer. As an example, an emitter-follower with a transistor T^ is drawn. Here, the control voltage must be applied to terminal 46.

Utførelsen med CdS-celle medfører betydelige fordeler. For det første blir det oppnådd en fullstendig avkobling av styrekretsen fra svingekretsen. Videre står det til disposisjon et meget stort utstyringsområde. Motstanden av CdS-cellen Z er foranderlig i avhengighet av belysningen mellom hundre ohm og mere enn 10 megohm. Dermed er det mulig å realisere et stort reguleringsområde. Videre forskyver resonansfrekvensen seg bare ytterst lite. The design with a CdS cell has significant advantages. Firstly, a complete decoupling of the control circuit from the oscillation circuit is achieved. Furthermore, a very large equipment area is available. The resistance of the CdS cell Z is variable depending on the illumination between one hundred ohms and more than 10 megohms. Thus, it is possible to realize a large regulatory area. Furthermore, the resonance frequency shifts only very slightly.

Heller ikke er anvendelsen av fotocellestyringen begrenset til dempning alene, men kan også anvendes i forbindelse med dempningsreduserende koblinger. F. eks. kan denne styring anvendes istedenfor transistoren på Fig. 9 eller de to motstander°8^'14* Det sistnevnte tilfelle muliggjør en motstandstilpasning hvis CdS-mot standen skulle være for stor for spolen Ly ;Det skal enda en gang understrekes en fordel ved oppfinnelsen, som ;er av spesiell betydning for ekkolodding. Ved båndbreddeendringen gjennom dempning skjer nemlig samtidig en svekning av overføringsgraden eller -ev-nen (utgangsspenningen av firpolen med hensyn til inngangsspenningen). Til grunn for oppfinnelsen ligger nemlig den ytterligere erkjennelse at en innstilling av stor båndbredde tilsvarer liten overføringsevne eller forsterkning og kort avstand, som med økende avstand går over i liten båndbredde og stor overførir+gsevne eller forsterkning. Derved blir det oppnådd bespar-elser eller forbedringer med hensyn til forholdsregler eller anordninger som tjener til tilpasning av anleggets forsterkningsgrad efter utbredelsesforhold-ene. For små avstander er det som kjent nødvendig med en mindre forsterkningsgrad og ved større avstander en større forsterkningsgrad. ;En illustrasjon av endringen av overføringsevnen eller forsterkningen, slik denne blir frembragt ved reguleringen av båndbredden ved hjelp av dempning, er gitt på Fig. 13. Langs absissen er lampespenningen V og båndbredden f inntegnet, mens ordinaten angir utgangsspenningen ved mere eller mindre sterkt lysende lampe i forhold til utgangsspenningen ved mørk lampe i firpolen på Fig. 12, d. v. s. overføringsevnen U i prosent. ;Den øvre kurve viser overføringsevnen U som funksjon av lampespenningen V, u = U (V), og den nedre kurve som funksjon av båndbredden Af, v = U (A f). Her interesserer spesielt variasjonsbredden av overføringsevnen. ;I en eksperimentkobling faller overføringsevnen ved den største båndbredde ;til omtrent 4 % av overføringsevnen ved den minste båndbredde. I samme grad blir forsterkeren mindre følsom. Det er altså ved denne oppfinnelse mulig å forene tiltak for økning av rekkevidden med tiltak for unngåelse av overstyring på grunn av ekkoer fra korte avstander. Ved siden av besparel-sen er resultatet imidlertid også dessuten en større funksjonsdyktighet. ;Ved de hittil kjente metoder for regulering av forsterkningsgraden (nemlig for tilpasning til forplantningsforholdene) forekommer det som kjent vanskeligheter som følge av at de moderne elektronrør riktignok blir garan-tert med hensyn til den minimale og den maksimale forsterkning, slik at en rørutskiftning ikke resulterer i vesentlige endringer av forsterkeren, hvilket imidlertid ikke gjelder for de mellomliggende overganger eller områder. Funk-sjonen av slike programreguleringer (i avhengighet av tiden blir forsterkningen endret) innvirkes derfor mere eller mindre sterkt av spredningen eller varia-sjonen i komponentverdier eller parametere for de aktive elementer (dette gjelder også for transistorer), hvilket ved den foran omtalte avhengighet av overføringsevnen som funksjon av dempningen ikke er tilfellet. Dessuten byr det enda idag på visse vanskeligheter å realisere gode og reproduserbare forsterkningsreguleringer med transistorer, spesielt i betraktning av tem-peraturpåvirkningene. Også her har oppfinnelsen på grunn av den fundamen-talt forskjellige virkemåte betydelige fordeler. ;Videre er oppfinnelsen også fordelaktig ved anvendelse for seismiske målinger til sjøs. Spesielt overvinner oppfinnelsen den vanskelighet som oppstår på grunn av. kravet om en lav grensefrekvens for forsterkeren. Men og-så på dette punkt er en forsterkningsreguleiring efter et tidsprogram nødven-dig. Den vanlige metode som består i å styre steilheten av reguleringspento-der ved hjelp av en negativ gitterf or spenning kan ikke brukes her fordi ano* destrømmen avtar med en negativ styrespenning og det således fremkommer en positiv spenning søkning på anodemotstanden, hvilket over den efterfølgende koblingskondensator bevirker en uønsket forskyvning av arbeidspunktet for det neste rør inn i det positive område. Derfor er det her nødvendig å gå over til en "spenningssprangfri" regulering, slik som denne er gitt ved anvendelsen av overføringsevnen for reguleringen, særlig i forbindelse med CdS-cellen. Nor is the application of the photocell control limited to damping alone, but can also be used in connection with damping-reducing couplings. For example can this control be used instead of the transistor in Fig. 9 or the two resistors°8^'14* The latter case enables a resistance adjustment if the CdS resistance should be too large for the coil Ly; It must once again be emphasized an advantage of the invention, which is of particular importance for sonar sounding. In the case of the bandwidth change through attenuation, a weakening of the transmission degree or -ability (the output voltage of the four-pole with respect to the input voltage) occurs at the same time. The invention is based on the further realization that a setting of large bandwidth corresponds to low transmission capability or amplification and a short distance, which with increasing distance turns into small bandwidth and large transmission capability or amplification. Thereby, savings or improvements are achieved with regard to precautions or devices that serve to adapt the plant's degree of amplification according to the propagation conditions. As is well known, for small distances a smaller degree of amplification is necessary and for larger distances a greater degree of amplification. An illustration of the change in transmission capability or amplification, as produced by the regulation of the bandwidth by means of attenuation, is given in Fig. 13. Along the abscissa the lamp voltage V and the bandwidth f are plotted, while the ordinate indicates the output voltage at more or less bright lighting lamp in relation to the output voltage for a dark lamp in the four-pole in Fig. 12, i.e. the transmission capacity U in percent. The upper curve shows the transmission capability U as a function of the lamp voltage V, u = U (V), and the lower curve as a function of the bandwidth Af, v = U (A f). Of particular interest here is the variation width of the transfer capability. ;In an experimental link, the transmission capacity at the largest bandwidth falls ;to approximately 4% of the transmission capacity at the smallest bandwidth. To the same extent, the amplifier becomes less sensitive. With this invention, it is therefore possible to combine measures to increase the range with measures to avoid oversteer due to echoes from short distances. Alongside the savings, however, the result is also greater functionality. With the previously known methods for regulating the degree of amplification (namely for adaptation to the propagation conditions) difficulties occur as a result of the fact that the modern electron tubes are admittedly guaranteed with respect to the minimum and the maximum amplification, so that a tube replacement does not result in significant changes to the amplifier, which however does not apply to the intermediate transitions or areas. The function of such program controls (depending on the time, the gain is changed) is therefore more or less strongly affected by the spread or variation in component values or parameters for the active elements (this also applies to transistors), which in the aforementioned dependence on the transmission capability as a function of the attenuation is not the case. Moreover, even today there are certain difficulties in realizing good and reproducible gain regulation with transistors, especially in consideration of the temperature effects. Here, too, the invention has significant advantages due to the fundamentally different mode of operation. Furthermore, the invention is also advantageous when used for seismic measurements at sea. In particular, the invention overcomes the difficulty arising from the requirement for a low cut-off frequency for the amplifier. But even at this point, gain regulation according to a time program is necessary. The usual method which consists in controlling the steepness of regulation pentodes by means of a negative grid voltage cannot be used here because the anode current decreases with a negative control voltage and thus a positive voltage increase appears on the anode resistance, which across the subsequent coupling capacitor causes an unwanted shift of the operating point of the next pipe into the positive area. Therefore, it is necessary here to switch to a "voltage jump-free" regulation, such as this is provided by the application of the transfer capability for the regulation, especially in connection with the CdS cell.

Videre er oppfinnelsen istand til ikke bare å utstrekke rekkevidden Furthermore, the invention is capable of not only extending the range

til store avstander, men også til de minste dybder. Lodding på de minste avstander er likeledes begrenset og blir også sterkt medbestemt av innsving-ningsforløpene i kretsene i den selektive mottagerforsterker. Derfor er det ved lodding på de minste dybder tilstrebet en størst mulig båndbredde hvilket er mulig med den foreslåtte fremgangsmåte uten innskrenkning av rekkevidden for store avstander. Herved er det imidlertid selvsagt forutsatt at bånd- to great distances, but also to the smallest depths. Soldering at the smallest distances is likewise limited and is also heavily co-determined by the oscillation courses in the circuits in the selective receiver amplifier. Therefore, when soldering at the smallest depths, the greatest possible bandwidth is sought, which is possible with the proposed method without restricting the range for large distances. This, however, is of course presupposed that band-

bredden i det vesentlige blir bestemt ved hjelp av den selektive forsterker, the width is essentially determined by the selective amplifier,

d. v. s. at det som elektroakustiske omformere bare blir anvendt systemer med liten godhet, de såkalte low-Q-Transducere. De magnetostriktive omformere eller svingere på nikkelbasis er i dette øyemed vanligvis mindre egnet og det anvendes derfor heller keramikksvingere av bariumtitanat, bly-sirkonat eller natriumdihydrophosphat. i.e. that only low-quality systems, the so-called low-Q transducers, are used as electroacoustic converters. In this regard, the magnetostrictive converters or transducers based on nickel are usually less suitable and ceramic transducers made of barium titanate, lead zirconate or sodium dihydrophosphate are therefore used instead.

Claims

Method of increasing the range of an underwater soldering iron, by

which, after the emission of a pulse-shaped sound wave and the sound waves that are reflected from the respective underwater objects as echoes, are transformed into electric pulse-shaped alternating voltage signals and selectively amplified, characterized by the fact that the bandwidth of the selectivity-determining device is reduced automatically and continuously during the sound waves' travel time in the water.

2. Method according to claim 1, characterized in that the reduction of the bandwidth is effected by means of a control voltage which changes continuously according to a time program assigned to the soldering period. IN

3. Method according to claim, characterized in that the reduction of the bandwidth takes place by means of a control voltage which is derived from the electrical echo signals according to their amplitude.

4. Selective echo sounder receiver amplifier which is tuned to the frequency of the sound waves emitted in water, for carrying out the method according to claims 1 and 2, characterized in that an electric controllable control or cabling link designed to influence the bandwidth, that a pulse shaper is also arranged which is caused by the clock generator that triggers the transmission pulses to emit a voltage which during the soldering period changes by an amount adapted to the desired bandwidth reduction and which serves for controlling the aforementioned electrically controllable coupling link.

5. Selective echo sounder receiver amplifier according to claim 4, characterized in that in connection with the swing circuit there are electrically controllable coupling links which have a damping-reducing effect on the swing circuit. in

6. Selective sonar receiver for stronger according to claim 5, characterized in that the swing circuit is damped by means of resistors and that a feedback circuit serves for attenuation reduction, which feedback circuit has an electrically controllable degree of feedback.

7. Selective sonar receiver amplifier according to claim 6, characterized in that a Q amplifier stage serves as a feedback circuit, which Q amplifier stage has an electrically controllable Q value.

8. Selective sonar receiver amplifier according to claim 4, characterized in that an electrically controllable damping resistor is connected in parallel or in series with the swing circuit.

9. Selective sonar receiver amplifier according to claim 4, characterized in that two swing circuits are arranged as the selectivity determining device and that these are connected to each other by means of an electrically controllable coupling element.

10. Selective echo sounder receiver amplifier according to claim 4, characterized in that two oscillating circuits are used as the selectivity-determining device and that there are electrically controllable devices for opposite tuning of the two oscillating circuits.

11. Selective sonar receiver amplifier according to NOK 10, characterized in that a capacitance diode is arranged as a means of pre-tuning each oscillator circuit.

12. Selective sonar receiver amplifier according to one of claims 4-10, characterized in that the emitter/collector line in a transistor is connected in parallel or in series with a bandwidth-determining connection element and that the base of the transistor is applied to the control voltage.

13. Selective sonar receiver amplifier according to claim 10, characterized in that the swing circuit coils have ceramic cores and that there are arranged coupling devices for electrically controllable direct current pre-magnetization of these cores.

14. Selective sonar - receive rf or stronger according to claim 4, characterized by a mechanical connection between an electrical setting element in the pulse shaper for the pulse shape and/or pulse length and the area coupler in the sonar device.

15. Selective sonar receiver amplifier according to claim 4, characterized by a mechanical connection between the area coupler in the sonar device and a switch for selecting a bandwidth-determining element at least in a swing circuit.

16. Selective echo sounder receiver amplifier according to claim 4, characterized by a device which time-delays the beginning of the automatic bandwidth regulation in relation to the beginning of the soldering period.

17. Selective sonar receiver amplifier according to one of the preceding claims, characterized by a further manually operated device for setting the bandwidth.

18. Selective echo sounder receiver amplifier according to claim 6, characterized by a parallel arrangement of a resistance (R^) to the feedback coil (Li^) and the collector/emitter section lying in series with this on a control transistor (T^), whereby the parallel resistance at the same time, the emitter resistance of another transistor in the feedback path is (T,-).

19. Selective sonar receiver amplifier according to claim 8, characterized by the use of a CdS resistor (Z) as damping parallel or series resistor in at least one swing circuit, as well as by a nearby light-tight device (45) of a lamp ( G) which controls the CdS resistor, and whose current is controlled by the control voltage or by the echo signal during the travel time of the sound waves.

20. Selective sonar receiver amplifier according to claim 8, characterized by the arrangement of the collector-emitter line for a transistor (T "g) in parallel with an oscillator circuit, which transistor is affected at its base by the control signal or by the echo signal during the mentioned running time.

21. Selective sonar receiver amplifier according to claim 20, characterized by intermediate connection of a transformer (Dg, Dg) with full-wave rectification between the transistor (T"^) and the swing circuit.