NO116206B

NO116206B -

Info

Publication number: NO116206B
Application number: NO162681A
Authority: NO
Inventors: J Woelber
Original assignee: Philips Nv
Priority date: 1965-04-24
Filing date: 1966-04-21
Publication date: 1969-02-17
Also published as: CH466363A; DE1294448C2; NL6605243A; AT266938B; FR1477231A; ES325832A1; DE1294448B; BE679966A; GB1130957A

Description

Koplingsanordning for delbildekorreksjon av avbøyningen i et elektronstrålerør. Coupling device for partial image correction of the deflection in an electron beam tube.

Oppfinnelsen angår en koplingsanordning The invention relates to a coupling device

for delbildekorreksjon av avbøyningen i et for partial image correction of the deflection in et

elektronstrålerør, særlig et fjernsynsbilderør, electron beam tube, in particular a television picture tube,

ved hjelp av en transduktor, hvis kjernemateriale har rektangulær hysteresissløyf e, ved trans-duktoroverføring av en første korreks jonsstør-relse fra en første abvøyningskrets, nemlig en by means of a transducer, whose core material has a rectangular hysteresis loop, by transducer transmission of a first correction quantity from a first deflection circuit, namely a

linjeavbøyningskrets, til en andre avbøynings-krets, nemlig en delbildeavbøyningskrets, hvor line deflection circuit, to a second deflection circuit, namely a partial image deflection circuit, where

arbeidsviklingen i en transduktor som frembringer en andre korreksjonsstørrelse ligger i the working winding in a transducer that produces a second correction quantity lies in

den første avbøyningskrets med høyest frekvens the first deflection circuit with the highest frequency

og dens styrevikling ligger i den andre avbøy-ningskrets, hvilken styrevikling er forbundet and its control winding is located in the second deflection circuit, which control winding is connected

med en kondensator. with a capacitor.

Oppfinneren har tidligere foreslått at den The inventor has previously suggested that the

ferromagnetiske kjernes ben som bærer deler av ferromagnetic core legs that carry parts of

arbeidsviklingen, magnetiseres merkbart usym-metrisk i det minste i løpet av en del av den the working winding, is magnetized noticeably asymmetrically at least during part of it

første avbøyningssvingningsperiode, og styrevik- first deflection oscillation period, and steering

lingen er forbundet med et ledd som er utformet som en kondensator og som transformerer svingninger som induseres i arbeidsviklingen til en høyere frekvens. ling is connected to a link which is designed as a capacitor and which transforms oscillations induced in the working winding to a higher frequency.

Ved hjelp av en slik kondensator oppnås en meget enkel korreksjonsanordning med en liten transduktor og et minimum av energiforbruk ved at ifølge oppfinnelsen den induktivitet av styreviklingen som er virksom ved lav magnetisk induksjon i transduktorens ytterben, danner sammen med kondensatoren en første svingekrets, hvis resonansfrekvens har en periodetid som er minst to ganger linjefremløpstiden, og at den induktivitet av arbeidsviklingen som er virksom ved høy magnetisk induksjon i transduktorens ytterben, ved transformatorvirkning gjennom styreviklingen danner sammen med kondensatoren en andre svingekrets hvis resonansfrekvens har en periodetid som gjennomsnittlig er tilnærmet lik linjefremløpstiden. With the help of such a capacitor, a very simple correction device with a small transducer and a minimum of energy consumption is achieved in that, according to the invention, the inductance of the control winding, which is active at low magnetic induction in the transducer's outer leg, together with the capacitor forms a first oscillation circuit, whose resonant frequency has a period time that is at least twice the line advance time, and that the inductance of the working winding, which is active due to high magnetic induction in the transducer's outer leg, by transformer action through the control winding forms, together with the capacitor, a second oscillation circuit whose resonant frequency has a period time that is on average approximately equal to the line advance time.

Den virksomme induktivitet av styreviklingen blir da påvirket på den ene side av induk-tivitetene i den ytre krets, f. eks. delbilde- eller vertikalavbøyningsspolen og på den andre side om styreviklingen er magnetisk avkoplet fra arbeidsviklingen ved lavere metning i ytterbenene eller om transduktoren ved forskjellig sterk metning i ytterbenene virker som transformator. The effective inductance of the control winding is then affected on one side by the inductivities in the outer circuit, e.g. the partial image or vertical deflection coil and, on the other hand, whether the control winding is magnetically decoupled from the working winding at a lower saturation in the outer legs or whether the transducer acts as a transformer at different levels of saturation in the outer legs.

Derved oppnås med av vertikalavbøynings-strømmen avhengig amplitude en god lineæritet av spenningen over kondensatoren og dermed en i høy grad parabelformet linjefrekvens-korreksjon av vertikalavbøyningsstrømmen og et i høy grad lineært korreksjonsbidrag for horisontalavbøyningsstrømmen. Thereby, with an amplitude dependent on the vertical deflection current, a good linearity of the voltage across the capacitor is achieved and thus a highly parabolic line frequency correction of the vertical deflection current and a highly linear correction contribution for the horizontal deflection current.

Et utførelseseksempel på oppfinnelsen skal forklares nærmere under henvisning til teg-ningene. Fig. 1 viser skjematisk en korreksjonskop-ling som tidligere er foreslått av oppfinneren. Fig. 2 viser skjematisk oppbygningen av transduktoren i en koplingsanordning ifølge oppfinnelsen. Fig. 3 viser et ekvivalentskj ema for transduktoren. Fig. 4 viser forløpet av spenningen U2over kondensatoren C2på fig. 1. Fig. 5 viser strømforløpene gjennom transduktorens viklinger. An embodiment of the invention will be explained in more detail with reference to the drawings. Fig. 1 schematically shows a correction coupling which has previously been proposed by the inventor. Fig. 2 schematically shows the structure of the transducer in a coupling device according to the invention. Fig. 3 shows an equivalent diagram for the transducer. Fig. 4 shows the course of the voltage U2 across the capacitor C2 in fig. 1. Fig. 5 shows the current flows through the transducer's windings.

På fig. 1 blir det fra en generator 11 for horisontalavbøyningen (linjeavbøyningen) i en fjernsynsmottaker med en overveiende induktiv indre impedans 12, tilført en sagtannstrøm Ihmed høyere frekvens, f. eks. 15625 Hz, til horisontalavbøyningsspolen 13 hvis impedans hovedsakelig dannes av en induktivitet Lh. Den ønskede sagtannformede avbøyningsstrøm oppnås når generatoren 11 leverer en tilnærmet pulsformet spenning Uh. In fig. 1, a sawtooth current with a higher frequency, e.g. 15625 Hz, to the horizontal deflection coil 13 whose impedance is mainly formed by an inductance Lh. The desired sawtooth-shaped deflection current is achieved when the generator 11 supplies an approximately pulse-shaped voltage Uh.

På tilsvarende måte blir det fra en generator 14 med en indre motstand 15 levert en sagtannstrøm Iv med lavere frekvens f. eks. 50 Hz til spolen 17 for den vertikale avbøyning (delbildeavbøyning). Spolen 17 har for vertikal-avbøyningssvingningene en hovedsakelig reell impedans. Den ønskede sagtannstrøm blir derfor tilveiebrakt av en hovedsakelig sagtannformet spenning fra generatoren 14. Generatoren 14 og dens indre motstand 15 er kortsluttet med en kondensator 16 for svingninger med horison-talavbøyningsfrekvens. For svingninger med ho-risontalavbøyningsfrekvens gjør imidlertid den induktive komponent Lv i avbøyningsspolen 17 seg sterkt gjeldende. In a similar way, a sawtooth current Iv with a lower frequency is delivered from a generator 14 with an internal resistance 15, e.g. 50 Hz to the coil 17 for the vertical deflection (part image deflection). For the vertical deflection oscillations, the coil 17 has a substantially real impedance. The desired sawtooth current is therefore provided by a substantially sawtooth-shaped voltage from the generator 14. The generator 14 and its internal resistance 15 are short-circuited with a capacitor 16 for oscillations with horizontal deflection frequency. For oscillations with a horizontal deflection frequency, however, the inductive component Lv in the deflection coil 17 makes itself strongly felt.

Den horisontale avbøyningsspole 13 er pa-rallellkoplet med to deler 21 og 22 som danner arbeidsviklingen i transduktoren 23. Transduktoren 23 kan som det f. eks. fremgår av fig. 2, bestå av en E-formet kjerne 24 og et I-formet åk 25. Kjernens ytterben er forsynt med arbeids-viklingens deler 21 og 22, og det midtre ben er forsynt med styreviklingen 26. De i motsatt retning viklede delviklinger 21 og 22 er seriekoplet, slik at de ved mindre magnetisk induksjon er fast koplet med hverandre. Dette skyldes den omstendighet at ved ikke mettede ytterben, altså ved liten magnetisk induksjon i disse, flyter det praktisk talt ingen kraftlinjer fra ytterbenene gjennom det midtre ben. Av den grunn har delviklingene 21 og 22 i denne tilstand tilsammen en stor induktivitet Lv Ved at kraft-linjene i ytterbenene ikke går gjennom det midtre ben, induseres det fra viklingene 21 og 22 ikke noen spenning i styreviklngen 26. Men heller ikke fra styreviklingen 26 induseres det noen spenning i arbeidsviklingen 21, 22 så lenge ytterbenene ikke er mettet, fordi disse opp-hever hverandre på grunn av motsatt viklings-retning av delviklingene 21 og 22. Det vil si at så lenge ytterviklingene ikke er mettet, er det ingen nevneverdig kopling mellom arbeid- og styreviklingen. Nå er ifølge oppfinnelsen materialet i kjernen 24, 25 valgt med tilnærmet rektangulær hysteresissløyfe. Det vil si at kjernen kan enten befinne seg i mettet tilstand eller i ikke mettet tilstand. I ikke mettet tilstand som opptrer ved liten magnetisk feltstyrke H og derfor liten induksjon B er permeabiliteten \ i for materialet stor. I mettet tilstand som opptrer når feltstyrken H har overskredet en grense-verdi, er permeabiliteten \ i liten. Om i en linje-periode ytterbenene blir mettet, er avhengig av størrelsen av avbøyningsstrømmen som flyter gjennom styreviklingen 26. Først når metning skjer vil arbeid- og styreviklingen være trans-formatorisk koplet med hverandre. The horizontal deflection coil 13 is connected in parallel with two parts 21 and 22 which form the working winding in the transducer 23. The transducer 23 can, as it e.g. appears from fig. 2, consist of an E-shaped core 24 and an I-shaped yoke 25. The outer leg of the core is provided with the working winding parts 21 and 22, and the middle leg is provided with the control winding 26. The oppositely wound partial windings 21 and 22 are connected in series, so that with less magnetic induction they are firmly connected to each other. This is due to the fact that if the outer legs are not saturated, i.e. with little magnetic induction in them, practically no lines of force flow from the outer legs through the middle leg. For that reason, the partial windings 21 and 22 in this state together have a large inductance Lv As the lines of force in the outer legs do not pass through the middle leg, no voltage is induced from the windings 21 and 22 into the control winding 26. But neither from the control winding 26 some voltage is induced in the working winding 21, 22 as long as the outer legs are not saturated, because these cancel each other out due to the opposite winding direction of the partial windings 21 and 22. That is to say, as long as the outer windings are not saturated, there is no significant connection between the work and control windings. Now, according to the invention, the material in the core 24, 25 is selected with an approximately rectangular hysteresis loop. That is to say, the core can either be in a saturated state or in an unsaturated state. In the non-saturated state that occurs at low magnetic field strength H and therefore low induction B, the permeability \ i of the material is large. In the saturated state that occurs when the field strength H has exceeded a limit value, the permeability \ i is small. Whether in a line period the outer legs become saturated depends on the size of the deflection current that flows through the control winding 26. Only when saturation occurs will the work and control windings be transformer-coupled.

Endene av styreviklingen 26 er forbundet med en kondensator C2som virker som omform-ende ledd og er serieforbundet med generatoren 14 og avbøyningsspolen 17 i vertikalavbøynings-kretsen. The ends of the control winding 26 are connected to a capacitor C2 which acts as a transforming link and is connected in series with the generator 14 and the deflection coil 17 in the vertical deflection circuit.

Som vist på fig. 2 vil viklingsretningen og dermed også retnngen av den strøm i, som flyter gjennom arbeidsviklingen 21, 22 og den strøm i2som flyter gjennom styreviklingen 26 bevirke magnetiske kraftlinjer H1( H2og H3og dermed magnetisk fluks <D,, <E>2og<Dgsom for det venstre ben og det midtre ben har samme retning og for det høyre ben har motsatt retning av de to førstnevnte. As shown in fig. 2, the winding direction and thus also the direction of the current i that flows through the working winding 21, 22 and the current i2 that flows through the control winding 26 will cause magnetic lines of force H1( H2 and H3 and thus magnetic flux <D,, <E>2 and <Dg as for the left leg and the middle leg have the same direction and for the right leg the opposite direction to the two former.

På fig. 3 er vist det magnetiske ekvivalentskj ema for transduktoren på fig. 2 hvor de enkelte viklinger er uttrykt ved produktet av vinningstall n og strøm i for en magnetisk spenning Vm = n.i som ved et kjernetverrsnitt O, kjernelengde 1 og permeabilitet \ i av kjernematerialet har en magnetisk motstand R slik at: In fig. 3 shows the magnetic equivalent diagram for the transducer in fig. 2 where the individual windings are expressed by the product of the number of turns n and current i for a magnetic voltage Vm = n.i which with a core cross-section O, core length 1 and permeability \ i of the core material has a magnetic resistance R such that:

Derved blir det i de enkelte grener frembrakt magnetisk fluks <]>, nemlig <!>, i det venstre ben, $2 i det midtre ben og $3i det høyre ben. I de to forbindelsespunkter mellom de tre ben er da den magnetiske spenning lik, og den magnetiske fluks i de enkelte ben kan beregnes i avhen-gighet av arbeidsstrømmen i, som flyter gjennom arbeidsviklingen med et vinningstall n, for hver av viklingsdelene 21 og 22 og av styre-strømmen i2som flyter gjennom styreviklingen 26 med vinningstallet n2. Thereby, magnetic flux <]> is produced in the individual branches, namely <!>, in the left leg, $2 in the middle leg and $3 in the right leg. In the two connection points between the three legs, the magnetic voltage is then equal, and the magnetic flux in the individual legs can be calculated depending on the working current i, which flows through the working winding with a gain number n, for each of the winding parts 21 and 22 and of the control current i2 which flows through the control winding 26 with the gain number n2.

Hvis man videre tar hensyn til at spenningen over viklingene 21, 22 og 26 er avhengig av fluksemdring og dermed tidsavhengige endrin- ger av strømmene i, og i^og at det over seriekoplingen av viklingsdelene 21 og 22 ligger en tilnærmet konstant spenning Uhfra generatoren 11 og over styreviklingen 26 en tidsavhen-gig spenning U2fra kondensatoren C2, så kan strømmene og spenningene beregnes. Det kan da stilles opp firpolligninger som inneholder induktiviteten La for arbeidsviklingen 21, 22 og induktiviteten Lb for styreviklingen 26 og en gjensidig induktivitet M mellom arbeidsviklingen og styreviklingen. Disse induktiviteter kan beregnes av de magnetiske motstander R,, R^og R3. Den innbyrdes induktivitet M er propor-sjonal med differansen mellom R, og R3. Den er 0 når de magnetiske motstander R, og R, er 0, hvilket er tilfelle særlig ved liten fluks, altså 1 ikke mettet tilstand, og da er arbeidsviklingen 21, 22 og styreviklingen 26 ikke magnetisk koplet med hverandre. Ved større fluks vil fluksen i et ytterben på grunn av den andel som frem-kalles av styreviklingen, økes, mens fluksen i det andre ytterben vil minskes, og derved opp-står en usymmetri ved at det ene ytterben er mettet og det andre akke mettet, slik at If one also takes into account that the voltage across the windings 21, 22 and 26 is dependent on flux change and thus time-dependent changes in the currents i, and i^ and that there is an approximately constant voltage Uh from the generator 11 across the series connection of the winding parts 21 and 22 and across the control winding 26 a time-dependent voltage U2 from the capacitor C2, then the currents and voltages can be calculated. Four-pole equations can then be set up which contain the inductance La for the work winding 21, 22 and the inductance Lb for the control winding 26 and a mutual inductance M between the work winding and the control winding. These inductances can be calculated from the magnetic resistances R1, R2 and R3. The mutual inductance M is proportional to the difference between R, and R3. It is 0 when the magnetic resistances R, and R, are 0, which is the case particularly with small flux, i.e. 1 not saturated state, and then the working winding 21, 22 and the control winding 26 are not magnetically coupled to each other. With greater flux, the flux in one outer leg will increase due to the proportion induced by the control winding, while the flux in the other outer leg will decrease, thereby creating an asymmetry in that one outer leg is saturated and the other is saturated , so that

Følgelig er forpol-koeffisientene La, Lb og M avhengig av den magnetiske utstyring. I alle tilfelle kan ii det minste tilnærmelsesvis induk-tivitetsverdiene beregnes for den svingekrets som skal dannes med kondensatoren C2, slik at den ønskede resonnansfrekvens kan innstilles. Consequently, the pre-pole coefficients La, Lb and M are dependent on the magnetic equipment. In all cases, at least approximately, the inductance values can be calculated for the oscillating circuit to be formed with the capacitor C2, so that the desired resonance frequency can be set.

For denne beregning går man fortrinnsvis ut fra det på fig. 4 angitte tidspunkt t„ midt i fremløpet hvor strømmene i, og i2og også spenningen U2over kondensatoren C2praktisk talt er 0. Da har transduktorkjernen i alle deler samme permeabilitet med maksimal verdi, og som følge av oppbygningen av arbeidsviklingen 21, 22 og styreviklingen 26 koplet mot hverandre og virker som innbyrdes uavhengige induktiviteter. Induktiviteten La påtrykkes da likesom den horisontale avbøyningsspole 13 spenningen Uhog gjennomstrømmes av en sag-tannstrøm som har samme form som strømmen Ih. Da denne ikke bevirker noen korreksjon og fremkaller en uønsket belastning av horisontal-avbøyningsgeneratoren 11, skal i umettet tilstand induktiviteten La være stor i forhold til induktiviteten Lhfor avbøyningsspolen 13. Derved er det minste vinniingstall for delviklingene 21 og 22 bestemt. Induktiviteten Lhfor styreviklingen 26 danner sammen med kondensatoren C2en svingekrets som ligger parallelt med seriekoplingen av vertikalavbøyniingsspolen 17 og avkoplingskondensatoren 16. Kondensatoren 16 har for de svingninger med horisontalavbøy-ningsfrekvens som her kommer i betraktning, en ubetydelig impedans og danner praktisk talt en kortslutning. Da avbøyningsstrømmen Iv fra generatoren 14 må flyte gjennom styreviklingen 26 til avbøyningsspolen 17, må dens induktivitet Lb være liten i forhold til induktiviteten Lv for avbøyningsspolen 17, fortrinnsvis være 10—20 pst. av denne. Induktiviteten Lv er således stor i forhold til Lb og gjør seg gjeldende på frekvensen for den nevnte svingekrets. Også spredningskapasiteten C, som ligger parallelt med avbøyningsspolen 17 kan man i denne for-bindelse i alminnelighet se bort fra. For this calculation, one preferably starts from that in fig. 4 specified time t„ in the middle of the flow where the currents i, and i2 and also the voltage U2 across the capacitor C2 is practically 0. Then the transducer core in all parts has the same permeability with a maximum value, and as a result of the construction of the working winding 21, 22 and the control winding 26 connected to each other and act as mutually independent inductances. The inductance La is then applied, just as the voltage Uhog flows through the horizontal deflection coil 13 by a saw-tooth current which has the same form as the current Ih. As this does not cause any correction and induces an unwanted load on the horizontal deflection generator 11, in the unsaturated state the inductance La must be large in relation to the inductance Lh for the deflection coil 13. Thereby the minimum winding number for the partial windings 21 and 22 is determined. The inductance Lh for the control winding 26 together with the capacitor C2 forms an oscillating circuit which lies in parallel with the series connection of the vertical deflection coil 17 and the decoupling capacitor 16. For the oscillations with horizontal deflection frequency that come into consideration here, the capacitor 16 has a negligible impedance and practically forms a short circuit. Since the deflection current Iv from the generator 14 must flow through the control winding 26 to the deflection coil 17, its inductance Lb must be small in relation to the inductance Lv of the deflection coil 17, preferably 10-20 percent of this. The inductance Lv is thus large in relation to Lb and affects the frequency of the aforementioned swing circuit. Also, the dispersion capacity C, which lies parallel to the deflection coil 17, can generally be disregarded in this connection.

Spenningen U2over kondensatoren C2inte-greres av avbøyningsspolen 17 som er overveiende induktiv for svingninger med linjefrekvens. For å oppnå den ønskede, parabelformede korreksjon i takt med linjefrekvensen, må altså spenningen U2være tilnærmet tidsproporsjonal. Derfor blir ifølge oppfinnelsen den nevnte svingekrets som består av Lb og C2avstemt slik at som vist på fig. 4, spenningsøkningen i tidsintervallet to—t, som her kommer i betraktning, har tilnærmet samme lineære forløp som begynnelsen av en sinussvingning 27 i området inntil minimum 50° og maksimalt 70° inntil et overgangstidspunkt tjda et ytterben f. eks. det som bærer viklingen 22 blir mettet. The voltage U2 across the capacitor C2 is integrated by the deflection coil 17 which is predominantly inductive for oscillations with line frequency. In order to achieve the desired, parabolic correction in step with the line frequency, the voltage U2 must therefore be approximately time-proportional. Therefore, according to the invention, the aforementioned swing circuit consisting of Lb and C2 is tuned so that, as shown in fig. 4, the voltage increase in the time interval two—t, which comes into consideration here, has approximately the same linear course as the beginning of a sinusoidal oscillation 27 in the area up to a minimum of 50° and a maximum of 70° until a transition time tjda an outer leg, e.g. that which carries the winding 22 is saturated.

Ved et kjernemateriale med en magnetiseringskurve som har en skarp knekk, er dette overgangstidspunkt t, skarpt definert. Hvis kjernematerialet har en magnetiseringskurve med jevn; krumning og mettes etterhvert, vil overgangen ha et større område. For enkelhets skyld antas det her at overgangstidspunktet t, er utpreget i form av et punkt innenfor over-gangsområdet. In the case of a core material with a magnetization curve that has a sharp break, this transition time t is sharply defined. If the core material has a magnetization curve with smooth; curvature and eventually saturates, the transition will have a larger area. For the sake of simplicity, it is assumed here that the transition time t is expressed in the form of a point within the transition area.

Forløpet av spenningen U2er i tidsintervallet t7—1„ identisk med forløpet av denne spenning i tidsintervallet t„—t,, men med negativ polaritet. Dette skyldes den omstendighet at The course of the voltage U2 in the time interval t7-1„ is identical to the course of this voltage in the time interval t„-t,, but with negative polarity. This is due to the fact that

i tidsintervallet t7—10befinner ytterbenene seg in the time interval t7-10 the outer legs are located

igjen i umettet tilstand (dvs. Rt=R3) og derfor bestemmes svingekretsen igjen av Lb og C2. Tidspunktet t7kan således også betraktes som et overgangstidspunkt, men i omvendt retning, da et av ytterbenene (i foreliggende tilfelle benet som bærer viklingen 21) går over fra mettet tilstand. again in the unsaturated state (ie Rt=R3) and therefore the swing circuit is again determined by Lb and C2. The point in time t7 can thus also be regarded as a transition point in time, but in the opposite direction, as one of the outer legs (in the present case the leg carrying the winding 21) transitions from the saturated state.

At det til tross for manglende kopling mellom arbeidsviklingen 21, 22 og styreviklingen 26 i tidsintervallet t7—t, opptrer et sinusformet That despite the lack of connection between the working winding 21, 22 and the control winding 26 in the time interval t7—t, a sinusoidal

forløp av spenningen U2over kondensatoren C2slik det skal forklares nærmere nedenfor, skyldes at i tidsintervallet t,—12resp. tG—t, samles det energi opp i den virksomme krets og denne forsvinner igjen i tidsintervallet —t,. course of the voltage U2 across the capacitor C2, as will be explained in more detail below, is due to the fact that in the time interval t,—12resp. tG—t, energy is collected in the active circuit and this disappears again in the time interval —t,.

I det følgende skal derfor spenningsforløpet U2i -tidsintervallet t,—12og strømmen som flyter gjennom arbeidsviklingen 21, 22 beskrives nærmere nedenfor. In the following, therefore, the voltage course U2i -time interval t,—12 and the current flowing through the working winding 21, 22 will be described in more detail below.

Etter overgangstidspunktet t, bringes det ene ytterben (benet som bærer viklingen 22) til metning, slik at den magnetiske motstand (R3) øker sterkt og arbeidsviklingen 21 på det andre ben er temmelig fast koplet med styreviklingen 26. Hvis det antas at viklingene 21 og 26 etter tidspunktet t, er så fast koplet med hverandre at de kan ansees som viklinger i en ideell transformator, så ligger i virkeligheten viklingen 22 i serie med kondensatoren C2. Hvis det videre antas at ytterbenet som bærer viklingen 22, er så sterkt mettet at viklingen 22 nærmest kan betraktes som en luftspalte, så vil det etter tidspunktet t, plutselig opptre en seriekopling av viklingen 22 og kondensatoren C2parallelt med avbøyningsspolen 13. Da kondensatoren C, er temmelig stor i forhold til linjefrekvensen, vil dens impedans være liten. Induktiviteten av viklingen som kan betraktes som luftspalte, er like-ledes meget mindre enn impedansen for viklingen i tidsintervallet t7— tv i hvilket tidsintervall dessuten viklingen 21 er koplet i serie med denne. Hvis den fra generatoren 11 med impedansen 12 leverte strøm er som vist ved kurven 35 på fig. 5, er det klart at etter tidspunktet t, vil strøm-men ijsom på fig. 5 er vist med kurven 37, gjennom viklingsdelene 21 og 22 øke sterkt på bekostning av strømmen Ihgjennom spolen 13 som er angitt med kurven 36 på fig. 5. Strømmen Ihskal i virkeligheten minskes, fordi med økende vertikalavbøyningsstrøm Iv (hvilket betyr at av-bøyningen i vertikalretningen er forskjøvet ut fra midten av bildet) skal amplituden av den horisontale avbøyning bli progressivt mindre. Det er også innlysende at med økende vertikal avbøyningsstrøm blir ytterbenene av kjernen 24, 25 mettet på tidligere tidspunkter, fordi dette da skjer ved mindre verdi av strømmen i,. Dermed forskyves tidspunktene t, og t ved øket ver-tikalavbøyningsstrøm Iv i retning av t0. For et midlere tidsintervall t,—t2(dvs. for halve amplituden av vertikalavbøyningsstrømmen) er den krets som dannes av viklingen 22 og kondensatoren C2i resonnans. På samme måte kan det påvises at for et midlere tidsintervall t(i—17er kretsen som dannes av viklingen 21 og kondensatoren C2, i resonnans. Kretsen 22, C9er altså avstemt slik at den for det midlere tidsintervall it,—12er i resonnans, dvs. at tidsintervallet t,—12er en fjerdedels periode av resonnanssvingningen for denne. Da strømmen og spenningen over en kondensator alltid er 90° faseforskjøvet, og strømmen 37 på fig. 5 ved den ovenfor beskrevne transformering over viklingene 21 og 26 i tidsintervallet t,—12også strømmer gjennom kondensatoren C2, har spenningen U2over denne kondensator en form som vist med kurven 28 på fig. 4. After the transition time t, one outer leg (the leg carrying the winding 22) is brought to saturation, so that the magnetic resistance (R3) increases strongly and the working winding 21 on the other leg is rather firmly connected to the control winding 26. If it is assumed that the windings 21 and 26 after the time t, are so firmly connected to each other that they can be considered as windings in an ideal transformer, so in reality the winding 22 is in series with the capacitor C2. If it is further assumed that the outer leg carrying the winding 22 is so strongly saturated that the winding 22 can almost be regarded as an air gap, then after time t, a series connection of the winding 22 and the capacitor C2 in parallel with the deflection coil 13 will suddenly occur. Then the capacitor C, is fairly large compared to the line frequency, its impedance will be small. The inductance of the winding, which can be regarded as an air gap, is likewise much smaller than the impedance of the winding in the time interval t7-tv in which time interval the winding 21 is also connected in series with it. If the current delivered from the generator 11 with the impedance 12 is as shown by the curve 35 in fig. 5, it is clear that after the time t, the current will, as in fig. 5 is shown by the curve 37, through the winding parts 21 and 22 increase greatly at the expense of the current through the coil 13 which is indicated by the curve 36 in fig. 5. The current Ih must in reality be reduced, because with increasing vertical deflection current Iv (which means that the deflection in the vertical direction is shifted out from the center of the image) the amplitude of the horizontal deflection must become progressively smaller. It is also obvious that with increasing vertical deflection current, the outer legs of the core 24, 25 are saturated at earlier times, because this then occurs at a smaller value of the current i,. Thus the times t, and t are shifted by increased vertical deflection current Iv in the direction of t0. For a mean time interval t,—t2 (ie for half the amplitude of the vertical deflection current) the circuit formed by the winding 22 and the capacitor C2i is resonant. In the same way, it can be shown that for an average time interval t(i-17) the circuit formed by the winding 21 and the capacitor C2 is in resonance. The circuit 22, C9 is thus tuned so that for the average time interval it,-12 it is in resonance, i.e. . that the time interval t,—12 is a quarter of the period of the resonance oscillation for this. Since the current and voltage across a capacitor are always 90° out of phase, and the current 37 in Fig. 5 in the above-described transformation across the windings 21 and 26 in the time interval t,— 12 also flows through the capacitor C2, the voltage U2 across this capacitor has a shape as shown by the curve 28 in Fig. 4.

Takket være symmetrien gjelder det samme for tidsintervallet tc—17. Thanks to the symmetry, the same applies to the time interval tc—17.

På fig. 4 og 5 er vist situasjonen for de ovenfor nevnte midlere tidsintervaller t,—12resp. t6—17. Det er da klart at for mindre og større metning av ytterbenene vil de ovenfor beskrevne resonnansbetingelser ikke være oppfylt. I praksis har det imidlertid vist seg at disse bare påvirker korreksjonsstrømmene lite i uønsket henseende. In fig. 4 and 5 show the situation for the above-mentioned average time intervals t,—12, respectively. from 6 a.m. to 5 p.m. It is then clear that for less and greater saturation of the outer legs, the resonance conditions described above will not be fulfilled. In practice, however, it has been shown that these only affect the correction currents slightly in an undesired respect.

For ønsket maksimal korreksjon av vertikal-avbøyningsstrømmen Iv en proseratual andel Pvmå kondensatorspenningen U2tilnærmet ha en verdi For the desired maximum correction of the vertical deflection current Iv a proportional proportion Pv, the capacitor voltage U2 must approximately have a value

er fremløpstiden og i3er den avbøyningsstrøm som virkelig flyter gjennom vertikalavbøynings-spolen 17. Strømmen i3er å betrakte som sum-men av strømmen Iv som leveres av generatoren 14, og den strøm som leveres av den kilde å betrakte spenning U2. Den sistnevnte strøm er integralet av spenningen U2. Derav kan størrel- is the lead time and i3 is the deflection current that really flows through the vertical deflection coil 17. The current i3 is to be considered as the sum of the current Iv supplied by the generator 14, and the current supplied by the source to be considered voltage U2. The latter current is the integral of the voltage U2. Hence, size can

sen av kondensatoren C2bestemmes eventuelt under hensyntagen til Cv sen of the capacitor C2 is optionally determined taking into account Cv

Da imidlertid spenningen U2bare øker pro-porsjonalt med tiden i en del t7—t, av fremløps-intervallet og bevirker den riktige parabelkorrek-sjon, må kondensatoren C2og eventuelt C, være så meget mindre at den ved integreringen opp-nådde parabelstrøm når den ønskede toppverdi i det til rådighet stående lille intervall. Since, however, the voltage U2 only increases proportionally with time in a part t7—t, of the lead-up interval and causes the correct parabolic correction, the capacitor C2, and possibly C, must be so much smaller that the parabolic current obtained by the integration reaches the desired peak value in the available small interval.

For å nå den tidsproporsjonale økning av spenningen U2, må svingekretsen i løpet av tidsintervallet t7—t, dannes av selvinduksjonen Lh for viklingen 26 og kondensatoren C2og være avstemt slik at periodetiden for dens resonnans-svingning tilsvarer to til tre ganger fremløps-tiden. Velger man periodetiden for denne svingekrets 2y2gang fremløpstiden, får man for en fremløpstid Th på 53[isek., for kondensatoren C2en verdi på 39, nF og for induktiviteten Lh en verdi på 70 mH. Hvis induktiviteten for del-bildeavbøyningsspolen er ca. 110 mH får man for vertikalkorreksjonen pv4 pst. Transduktorkjernen og vinningstallene for arbeidsviklingen er valgt slik at induktiviteten for arbeidsviklingen ved liten magnetisering i ytterbenene er 300 mH og er stor i forhold til induktiviteten av avbøyningsspolen 13 på 3mH, og på den annen side når Iv og dermed også strømmen gjennom styreviklingen 26 praktisk talt er 0, vil transduktorkjernen ikke bringes til metning ved den alene virksomme sagtannformede strøm i, gjennom arbeidsviklingen 21, 22. In order to achieve the time-proportional increase of the voltage U2, the oscillating circuit must, during the time interval t7—t, be formed by the self-inductance Lh of the winding 26 and the capacitor C2 and be tuned so that the period of its resonance oscillation corresponds to two to three times the lead time. If you choose the period time for this swing circuit 2y2 times the lead time, you get a lead time Th of 53[isec., for the capacitor C2 a value of 39.nF and for the inductance Lh a value of 70 mH. If the inductance of the partial image deflection coil is approx. 110 mH is obtained for the vertical correction pv4 pst. The transducer core and the gain numbers for the working winding are chosen so that the inductance of the working winding with small magnetization in the outer legs is 300 mH and is large in relation to the inductance of the deflection coil 13 of 3 mH, and on the other hand when Iv and thus also the current through the control winding 26 is practically 0, the transducer core will not be brought to saturation by the only effective sawtooth-shaped current i, through the working winding 21, 22.

Derved er sammen med vinningstallet n, for L., arbeidsviklingen fastlagt ved gitt kjernemateriale, kjernestørrelse, særlig det (minimale) kjernetverrsnitt. Hvis forløpet av Iv under del-bildeavbøyningen får større stigning, vil det til magnetiseringen i ytterbenene komme i tillegg en av styreviklingen betinget andel ved hjelp av hvilken det ene ytterben bringes ut av metning, mens det andre ben bringes til metning. Tidspunktet t, da denne overgang skjer, opptrer desto tidligere og dermed desto nærmere frem-løpsmidtpunktet tnog desto lenger fra slutten av fremløpet t2, jo større Iv er. Ved hjelp av vinningstallet av styreviklingen 26 kan således det tidligste tidspunkt t, hvor overgangen finner sted ved maksimal Iv, innstilles, fortrinnsvis slik at ved minimalt intervall t0—t,, fortrinnsvis ca. 50 pst. av intervallet mellom midten t0av frem-løpet og slutten t2av fremløpet og dermed ca. Thereby, together with the gain number n, for L., the working winding is determined for a given core material, core size, in particular the (minimum) core cross-section. If the course of Iv during the part-image deflection gets a greater rise, the magnetization in the outer legs will also have a portion conditioned by the control winding by means of which one outer leg is brought out of saturation, while the other leg is brought into saturation. The time t, when this transition occurs, occurs the earlier and thus the closer to the midpoint of the advance t2 and the further from the end of the advance t2, the greater Iv is. By means of the gain number of the control winding 26, the earliest time t, where the transition takes place at maximum Iv, can thus be set, preferably so that at a minimal interval t0—t,, preferably approx. 50 per cent of the interval between the middle t0 of the forward stroke and the end t2 of the forward stroke and thus approx.

25 pst. av fremløpstiden tlrMan må da passe på 25 percent of the lead time tlrMan must then be careful

at induktiviteten L,, for styreviklingen 26 ved liten induksjon forblir liten i transduktorens ytterben i forhold til induktiviteten av vertikal-avbøyningsspolen 17. Eventuelt kan det velges en større eller mindre kjerne. that the inductance L,, for the control winding 26 at low induction remains small in the outer leg of the transducer in relation to the inductance of the vertical deflection coil 17. Optionally, a larger or smaller core can be selected.

Fortrinnsvis kan tidspunktet t, forskyves ved at det ferromagnetiske materialet i ytterbenet kan endres på minst ett sted, fortrinnsvis gjøres mindre. For eksempel kan ytterbenene og/eller åket 25 gjøres tynnere. Eventuelt kan det også i minst en del av ytterbenene og også 1 åket gjøres innsnitt. Hvis da delene med mindre magnetisk tverrsnitt bringes til metning, vil magnetiseringskurven få en tydelig endring av steil-heten som tilsvarer overgangen til en sterkere mettet tilstand og dermed en økning av den magnetiske motstand. I tidsintervallet tt—12må resonnanssvingningen for svingekretsen som dannes av viklingen 22 og kondensatoren C2, og 1 tidsintervallet t8—svingekretsen som dannes av viklingen 21 og kondensatoren C2(viklingene 21 og 22 er like store), ha samme periodetid som er 0,5—1,5 ganger fremløpstiden og fortrinnsvis lik fremløpstiden. Da kjerneformen, kjernematerialet, vinningstallene og kapasitetsverdien allerede er fastlagt, blir det derfor den magnetiske transduktorkarakteristikk i området som bestemmer når et ben er merkbart mettet. Også dette oppnås ved den allerede nevnte formgiv-ning av kjernens ytterben. Hvis f. eks. svingetiden 1 tidsintervallet t,—12resp. t(i—17skal være 1/3 av svingetiden i tidsintervallet t7—t,, må induktiviteten for svingekretsen i tidsintervallet t|—12resp. t(i—tj være 1/9 av induktiviteten for svingekretsen i tidsintervallet tj—t,. Av de av ovenfor nevnte, magnetiske motstander R,, R2og R3utledede firpolkoeffisienter kan man så regne seg til hvilket forhold det må være for svingekretsinduktiviteten for å minske steil-heten av magnetiseringskurven. Ved utførelses-eksempelet kom man frem til et forhold på ca. 24 : 1. En slik variasjon er særlig lett å oppnå hvis kjernematerialet f. eks. er mangan-sink-ferrit med stor begynnelsespermeabilitet og som ved metning av en del av ytterbenet minskes som ved innføring av en luftspalte. Preferably, the time t can be shifted by the fact that the ferromagnetic material in the outer leg can be changed in at least one place, preferably made smaller. For example, the outer legs and/or the yoke 25 can be made thinner. Optionally, incisions can also be made in at least part of the outer legs and also 1 yoke. If the parts with a smaller magnetic cross-section are then brought to saturation, the magnetization curve will have a clear change in steepness which corresponds to the transition to a stronger saturated state and thus an increase in the magnetic resistance. In the time interval tt—12, the resonant oscillation of the oscillating circuit formed by the winding 22 and the capacitor C2, and 1 time interval t8—the oscillating circuit formed by the winding 21 and the capacitor C2 (the windings 21 and 22 are of equal size), must have the same period time, which is 0.5— 1.5 times the lead time and preferably equal to the lead time. As the core shape, core material, gain figures and capacitance value have already been determined, it is therefore the magnetic transducer characteristic in the area that determines when a leg is noticeably saturated. This is also achieved by the already mentioned shaping of the outer leg of the core. If e.g. the swing time 1 the time interval t,—12resp. t(i—17 must be 1/3 of the swing time in the time interval t7—t,, the inductance of the swing circuit in the time interval t|—12 or t(i—tj must be 1/9 of the inductance of the swing circuit in the time interval tj—t,. Of the four-pole coefficients derived from the above-mentioned magnetic resistors R1, R2 and R3 can then be calculated as to what ratio the swing circuit inductance must be in order to reduce the steepness of the magnetization curve. In the implementation example, a ratio of approximately 24 was arrived at: 1. Such a variation is particularly easy to achieve if the core material is, for example, manganese-zinc-ferrite with a large initial permeability and which is reduced by saturation of a part of the outer leg as by the introduction of an air gap.

Hvis endringen av induktiviteten Lhi styreviklingen 26 er for stor i overgangstidspunktet t, resp. t7, kan dens innvirkning minskes ved at det som vist på fig. 1 med strekede linjer serie-koples en fast induktivitet 31 og/eller parallell-koples en tilsvarende fast induktivitet 32. Induktiviteten 32 kan også anvendes for utlignings-formål, idet den fortrinnsvis gjøres innstillbar i området mellom 1 og 20, fortrinnsvis 5 og 10 pst. av induktiviteten Lb. Ved hjelp av en i ar-beidsviklingens 21, 22 krets liggende, eventuelt innstillbar, induktivitet 33 som er vist med stre-ket linje på fig. 1, kan korreksjonsampLituden for begge avbøyningskretser minskes samtidig. If the change in the inductance Lhi of the control winding 26 is too great at the transition time t, resp. t7, its impact can be reduced by, as shown in fig. 1 with dashed lines, a fixed inductance 31 is connected in series and/or a corresponding fixed inductance 32 is connected in parallel. The inductance 32 can also be used for equalization purposes, as it is preferably made adjustable in the range between 1 and 20, preferably 5 and 10 percent .of the inductance Lb. With the help of an inductance 33 which is located in the circuit of the working winding 21, 22, possibly adjustable, which is shown with a dashed line in fig. 1, the correction amplitude for both deflection circuits can be reduced simultaneously.

En tilpasning av de gitte forhold kan også oppnås ved at forbindelsen til generatoren 14 og/ eller til avbøyningsspolen 17 tilsluttes til et ut-tak på styreviklingen 26. An adaptation of the given conditions can also be achieved by connecting the connection to the generator 14 and/or to the deflection coil 17 to an outlet on the control winding 26.

De ovenfor angitte dimensjoneringsregler bestemmer forløpet av svingningen. Som følge av periodisiteten av de tilførte svingninger ligger som vist for U2på fig. 4, strømmer og spen-ninger under fremløpet symmetrisk i forhold til midten av fremløpet. Fra fremløpets begynnelse t0skjer det således inntil t7en tilnærmet sinusformet økning av kondensatorspenningen U» med en i forhold til tidspunktet t, motsatt polaritet og deretter en tilnærmet sinusformet minskning inntil midten av fremløpet t„. Deretter følger den allerede beskrevne siste del av fremløpet. Under tilbakeløpet t2—t(iskjer det ved hjelp av den da over arbeidsviklingen liggende spenning av motsatt polaritet og vesentlig høyere amplitude, et omvendt forløp 1 et meget kortere tidsrom i hvilket svingningene praktisk talt ikke kan dannes, fordi de dannede resonnanskretser for den meget kortere periodetid ikke er avstemt i tilbakeløpstiden. Det skjer derfor bare en om-styring av magnetfluksene, slik at det oppnås en i forhold til slutten av fremløpet motsatt stilling av slutten av tilbakeløpet. The dimensioning rules stated above determine the course of the oscillation. As a result of the periodicity of the supplied oscillations, as shown for U2 in fig. 4, currents and voltages under the flow symmetrically in relation to the middle of the flow. From the beginning of the advance t, there is thus an approximately sinusoidal increase of the capacitor voltage U» with a relative to time t, opposite polarity, and then an approximately sinusoidal decrease until the middle of the advance t„. Then follows the already described last part of the flow. During the return stroke t2—t(, with the help of the voltage of opposite polarity and significantly higher amplitude then lying above the working winding, an inverse course 1 occurs, a much shorter period of time in which the oscillations practically cannot be formed, because the formed resonance circuits for the much shorter period time is not matched in the return time.Therefore only a redirection of the magnetic fluxes takes place, so that a position opposite to the end of the return is achieved in relation to the end of the advance.

Det viser seg da at ved begynnelsen av frem-løpet opptrer det i arbeidsstrømmen it en sterk amplitudetopp som tas fra energien i horisontal-avbøyningsspolen 13 og som tilføres kondensatoren C2over transduktoren. I den midtre del av horisontalfremløpet Th trer energien i kondensatoren C2i vekselvirkning med avbøynings-spolen 17 og fremkaller der en parabelformet strøm som fremkaller den ønskede korreksjon. I tidsintervallet t,—12og t(i—17opptrer imidlertid som beskrevet, en av den horisontale av-bøyningsstrøm Ihavhengig korreksjon av stør-relsen av den vertikale avbøyningsstrøm Iv. Det overføres således et korreksjonsbevirkende ener-gitillegg periodisk frem og tilbake mellom hori-sontalavbøyningskretsen og vertikalavbøynings-kretsen, idet transduktoren 23 bare tjener som et koplingsorgan resp. transformator og bare be-høver å lagre meget lite energi selv. Derved oppnås at transduktorkjernen kan være meget liten, slik at det opptrer meget små tap, fordi korrek-sjonsenergien pendler frem og tilbake mellom de to avbøyningskretser (dvs. viklingen 26 med kondensatoren C2på den ene side og viklingen 21 resp. viklingen 22 og kondensatoren C2på den annen side). It then turns out that at the beginning of the forward run, a strong amplitude peak occurs in the working current it which is taken from the energy in the horizontal deflection coil 13 and which is supplied to the capacitor C2 above the transducer. In the middle part of the horizontal flow Th, the energy in the capacitor C2i interacts with the deflection coil 17 and induces there a parabolic current which induces the desired correction. However, in the time interval t,-12 and t(i-17), as described, one of the horizontal deflection currents depends on the correction of the magnitude of the vertical deflection current Iv. A correction-causing energy supplement is thus transferred periodically back and forth between the horizontal deflection circuit and the vertical deflection circuit, since the transducer 23 only serves as a coupling device or transformer and only needs to store very little energy itself. This results in the transducer core being very small, so that very small losses occur, because the correction energy oscillates back and forth between the two deflection circuits (ie winding 26 with capacitor C2 on one side and winding 21 or winding 22 and capacitor C2 on the other side).

Det følger imidlertid derav at i alminnelighet kan man ikke oppnå en i ethvert punkt eksakt korreksjon. Som vist på fig. 5 må nemlig for en eksakt korreksjon av horlsontalavbøy-ningsstrømmen, strømmen i, forløpe sagtannformet avhengig av vertikalavbøyningsstrømmen Iv over hele fremløpsintervallet, som vist med kurven 35 på fig. 5. I virkeligheten forløper den horisontale avbøyningsstrøm I,, som angitt med kurven 36 på fig. 5. Dette har imidlertid praktisk talt ikke noen følge for formingen av av-bøyningen, fordi en S-formet korreksjon allikevel er nødvendig, og kurven 36 har tilnærmet den ønskede S-form. It follows, however, that in general one cannot achieve an exact correction in every point. As shown in fig. 5, namely for an exact correction of the horizontal deflection current, the current i, must proceed in a sawtooth shape depending on the vertical deflection current Iv over the entire flow interval, as shown by the curve 35 in fig. 5. In reality, the horizontal deflection current I, proceeds as indicated by the curve 36 in fig. 5. However, this has practically no consequence for the shaping of the deflection, because an S-shaped correction is still necessary, and the curve 36 has approximated the desired S-shape.

Tilsvarende må for en eksakt parabelkorrek-sjon av vertikalavbøyningsstrømmen Iv, kondensatorspenningen U2forløpe sagtannformet over hele fremløpsintervallet. I virkeligheten er imidlertid som ovenfor nevnt, slutten 28 av spen-ningskurven U2ved begynnelsen av fremløpet og slutten av fremløpet costøusformet, slik at den parabelformede delbildekorreksjon bare skjer i en del av fremløpsperioden. Det har viist seg at den da fremdeles tilstedeværende delbildeavbøy-ningsfeil ligger under en grense på 1—iy2pst. og gjør seg ikke forstyrrende gjeldende, mens de feil som opptrer uten delbildekorreksjon, ligger mellom 3 og 6 pst. og er sterkt forstyrrende. Det er således tilstrekkelig at det oppnås en tilstrekkelig korreksjon i de områder hvor den til-latte feilgrense overskrides. Correspondingly, for an exact parabolic correction of the vertical deflection current Iv, the capacitor voltage U2 must proceed in a saw-tooth fashion over the entire lead-in interval. In reality, however, as mentioned above, the end 28 of the voltage curve U2 at the beginning of the lead-up and the end of the lead-up is costeus-shaped, so that the parabolic partial image correction only takes place in part of the lead-up period. It has turned out that the then still present partial image deflection error is below a limit of 1-iy2pst. and are not disruptive, while the errors that occur without partial image correction are between 3 and 6 percent and are highly disruptive. It is thus sufficient that a sufficient correction is achieved in the areas where the permitted error limit is exceeded.

Claims

1. Coupling device for partial image correction of the deflection in an electron beam tube, in particular a television picture tube, by means of a transducer, the core material of which has a rectangular hysteresis loop, by transducer transmission of a first

correction magnitude from a first deflection circuit (11-13), namely a linear deflection circuit, to a second deflection circuit (14-17), namely a partial image deflection circuit, where the working winding (21-22) in a transducer which produces a second correction magnitude is located in the first deflection circuit with the highest frequency, and its control winding (26) is located in the second deflection circuit, which control winding (26) is connected to a capacitor (C2), characterized by the inductance (Lb) of the control winding (26) which is active at low magnetic induction in the transducer's outer leg, together with the capacitor (C2) forms a first swing circuit, whose resonant frequency has a period time that is at least twice the line advance time, and that the inductance (21 or 22) of the working winding that is active at high magnetic induction in the transducer's outer leg, by transformer action through the control winding (26) together with the capacitor (C2) forms a second oscillating circuit whose resonant frequency has a period id which on average is approximately equal to the line advance time.

2. Switching device according to claim 1, characterized in that the first swing circuit (Lh, C2) which is active at low induction in a time interval —tt which is part of the horizontal sontal advance interval, has a resonant frequency whose period is between 2-3 times the line advance time.

3. Switching device according to claim 1 or 2, characterized in that the second swing circuit (21 or 22, C2) which is active at high induction 1 time interval tt—12, t0—t, which is the remaining part of the horizontal advance interval, has a resonance frequency whose period is between 0.5 and 1.5 times the line advance time.

4. Coupling device according to one of claims 1-3, characterized in that the inductance in the working winding (21-22) (La) at low magnetic induction in the outer leg of the transducer is large in relation to the inductance (Lh) in the line deflection coil.

5. Coupling device according to one of claims 1-4, characterized in that the effective inductance (Lb) in the control winding (26) at low magnetic induction in the outer leg of the transducer is small compared to the inductance (Lv) in the partial image deflection coil (17), preferably 10-20 pst